WO2011111583A1

WO2011111583A1 - 受信装置、受信方法、受信プログラム、及びプロセッサ

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Publication number: WO2011111583A1
Application number: PCT/JP2011/054754
Authority: WO
Inventors: 加藤　勝也; 貴司吉本; 良太山田
Original assignee: シャープ株式会社
Priority date: 2010-03-08
Filing date: 2011-03-02
Publication date: 2011-09-15
Also published as: US20130003901A1; CN102870354A; EP2547015A1; US8824605B2; JP2011188206A

Abstract

　伝搬路推定部は、伝搬路推定値を推定する。シンボルレプリカ生成部は、復調した情報の変調シンボルであるシンボルレプリカを生成する。信号抽出部は、伝搬路推定値とシンボルレプリカとに基づいて、干渉を除去した受信信号の各サブキャリア成分を任意の長さの時間区間で抽出する。復調部は、信号抽出部が抽出した時間区間の信号に基づいて、前記受信信号の各サブキャリア成分の信号を復調する。

Description

受信装置、受信方法、受信プログラム、及びプロセッサ

　本発明は、受信装置、受信方法、受信プログラム、及びプロセッサに関する。
　本願は、２０１０年０３月０８日に、日本に出願された特願２０１０－０５０８４９号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。

　無線通信においては、特に広帯域伝送の場合、先行して受信するパスに加え、建物や山などの障害物からの反射を経由する等して遅延して到来するパスが存在し、シンボル間干渉（ＩＳＩ：Ｉｎｔｅｒ　Ｓｙｍｂｏｌ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）となる。このように複数のパスが到来する環境をマルチパス環境という。例えば、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；直交周波数分割多重）、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ；直交周波数多元接続）、ＭＣ－ＣＤＭ（Ｍｕｌｔｉ　Ｃａｒｒｉｅｒ－Ｃｏｄｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；マルチキャリア－符号分割多重）などのマルチキャリア伝送では、マルチキャリアの時間領域の信号にガードインターバル（ＧＩ：Ｇｕａｒｄ　Ｉｎｔｅｒｖａｌ）を付加することで、ＧＩ以内の遅延パスであればＩＳＩが生じることを防止する。しかしながら、ＧＩを超える遅延パスが存在する場合、ＩＳＩに加え、ＦＦＴ（高速フーリエ変換：Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）の周期性が崩れるためにキャリア間干渉（ＩＣＩ：Ｉｎｔｅｒ　Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）も生じる。ＩＳＩやＩＣＩは受信性能を大幅に劣化させる。

　非特許文献１には、ターボ等化を用いてＩＳＩやＩＣＩを低減する技術が記載されている。具体的に、非特許文献１には、誤り訂正復号結果のビット対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ　Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｒａｔｉｏ）から送信信号のレプリカを作成し、それを用いて受信信号を構成するマルチパスを複数のブロックに分割し、周波数領域で所望信号のみを処理することでＩＳＩおよびＩＣＩを抑圧することで、良好な受信品質を実現するものである。

K. Kato, R. Yamada, T. Yoshimoto, K. Shimezawa, M. Kubota, and N. Okamoto、「Multipath Division Turbo Equalization with Block Inter-Carrier Interference Cancellation in Cellular System with Amplify-and-Forward Relaying」in Proc. IEEE PIMRC 2009、2009年9月

　しかしながら非特許文献１は、複数のブロックを周波数領域に変換するため、ＦＦＴの回数が多く、計算量が増大するという問題があった。

　本発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、計算量並びに回路規模の増大を抑えながら、良好な受信特性を得ることができる受信装置、受信方法、受信プログラム、及びプロセッサを提供する。

　（１）本発明は上記の課題を解決するためになされたものであり、本発明の一態様は、受信信号及び少なくとも１回の受信処理によって得られるビット対数尤度比から得られる時間領域での受信信号のレプリカである受信信号レプリカを用いて、任意の時間区間の信号を抽出し、抽出した信号を時間周波数変換して少なくともキャリア間干渉が抑圧された受信信号の各サブキャリア信号を求める信号抽出部を備えることを特徴とする受信装置である。

　（２）また、本発明の一態様は、上記の受信装置において、伝搬路推定を行って伝搬路推定値を求める伝搬路推定部と、前記ビット対数尤度比から変調シンボルのレプリカであるシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部と、を備え、前記信号抽出部は、前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて、前記受信信号レプリカを生成するフィルタ部と、前記受信信号から前記受信信号レプリカを減算する減算部と、前記減算部が減算した信号から任意の長さの時間区間の信号である拡張ＦＦＴ区間信号を抽出し、該拡張ＦＦＴ区間信号からＦＦＴ信号を生成する拡張ＦＦＴ区間抽出部と、前記ＦＦＴ信号を、周波数領域の信号に変換する時間周波数変換部と、前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいてサブキャリアレプリカ信号を生成し、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号に対して前記サブキャリアレプリカ信号を加算し、前記受信信号の各サブキャリア信号を求める復元部と、を備えることを特徴とする。

　（３）また、本発明の一態様は、上記の受信装置において、伝搬路推定を行って伝搬路推定値を求める伝搬路推定部と、前記ビット対数尤度比から変調シンボルのレプリカであるシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部と、を備え、前記信号抽出部は、前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて、前記受信信号レプリカを生成するフィルタ部と、任意の時間区間の信号である拡張ＦＦＴ区間信号を抽出し、該拡張ＦＦＴ区間信号からＦＦＴ区間信号を生成する拡張ＦＦＴ区間抽出部と、前記受信信号から生成された第１のＦＦＴ区間信号と前記受信信号レプリカから生成された第２のＦＦＴ区間信号を周波数領域の信号に変換する時間周波数変換部と、前記周波数領域の第１のＦＦＴ区間信号から前記周波数領域の第２のＦＦＴ区間信号を減算する減算部と、前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいてサブキャリアレプリカ信号を生成し、前記減算部が減算した信号に対して前記サブキャリアレプリカ信号を加算し、任意の時間区間での受信信号の各サブキャリア成分を抽出する復元部と、を備えることを特徴とする。

　（４）また、本発明の一態様は、上記の受信装置において、前記フィルタ部は、周波数時間変換をしたシンボルレプリカと前記伝搬路推定値に基づいて、前記受信信号レプリカを生成することを特徴とする。

　（５）また、本発明の一態様は、上記の受信装置において、前記拡張ＦＦＴ区間信号の区間長は、前記ＦＦＴ区間信号よりも長いことを特徴とする。

　（６）また、本発明の一態様は、上記の受信装置において、前記ＦＦＴ区間信号には、前記拡張ＦＦＴ区間信号のうち前記ＦＦＴ区間信号の区間長以上の信号が含まれていることを特徴とする。

　（７）また、本発明の一態様は、上記の受信装置において、前記拡張ＦＦＴ区間信号の時間区間の開始位置が前記ＦＦＴ区間信号の時間区間の開始位置と異なることを特徴とする。

　（８）また、本発明の一態様は、上記の受信装置において、前記拡張ＦＦＴ区間信号の時間区間の開始位置が前記ＦＦＴ区間信号の時間区間の開始位置と同じであることを特徴とする。

　（９）また、本発明の一態様は、上記の受信装置において、前記拡張ＦＦＴ区間信号は、信号を抽出する時間区間の始まりを先行パスの先端とし、前記時間区間の終わりを最大遅延パスの信号の後端とすることを特徴とする。

　（１０）また、本発明の一態様は、上記の受信装置において、前記拡張ＦＦＴ区間抽出部は、抽出した信号区間に窓関数を乗算することを特徴とする。

　（１１）また、本発明の一態様は、上記の受信装置において、前記復元部は、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号のサブキャリア成分を抽出し、抽出したサブキャリア成分の信号に対して、前記所望信号のレプリカ信号の当該サブキャリア成分を加算することを特徴とする。

　（１２）また、本発明の一態様は、上記の受信装置において、前記復元部は、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号のサブキャリア成分を抽出し、抽出したサブキャリア成分の信号に対して、前記所望信号のレプリカ信号のサブキャリア成分であって当該サブキャリアに近接するサブキャリアの成分を加算することを特徴とする。

　（１３）また、本発明の一態様は、上記の受信装置において、前記受信装置は、複数のアンテナを備え、前記受信装置は、送信装置とＭＩＭＯ伝送方式の通信を行うことを特徴とする。

　（１４）また、本発明の一態様は、上記の受信装置において、前記復調部は、前記伝搬路推定値に基づいてＭＩＭＯ分離を行うことを特徴とする。

　（１５）また、本発明の一態様は、上記の受信装置において、前記受信装置は、送信装置が備える複数のアンテナ各々から送信された信号系列であるストリームの信号を、前記受信信号として受信し、前記信号抽出部は、前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて、時間領域での受信信号のレプリカである受信信号レプリカを生成するフィルタ部と、前記受信信号から前記受信信号レプリカを減算する減算部と、前記減算部が減算した信号から任意の長さの時間区間の信号を抽出する拡張ＦＦＴ区間抽出部と、前記拡張ＦＦＴ区間抽出部が抽出した時間区間の信号を、周波数領域の信号に変換する時間周波数変換部と、前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて所望信号のレプリカ信号を生成し、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号に対して前記所望信号のレプリカ信号を加算し、任意の長さの時間区間での受信信号の各サブキャリア成分を抽出する復元部と、を備え、前記復元部は、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号のサブキャリア成分を抽出し、抽出したサブキャリア成分の信号に対して、前記所望信号のレプリカ信号の当該サブキャリア成分のうち所望のストリーム成分を加算することを特徴とする。

　（１６）また、本発明の一態様は、上記の受信装置において、前記受信装置は、送信装置が備える複数のアンテナ各々から送信された信号系列であるストリームの信号を、前記受信信号として受信し、前記信号抽出部は、前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて、時間領域での受信信号のレプリカである受信信号レプリカを生成するフィルタ部と、前記受信信号から前記受信信号レプリカを減算する減算部と、前記減算部が減算した信号から任意の長さの時間区間の信号を抽出する拡張ＦＦＴ区間抽出部と、前記拡張ＦＦＴ区間抽出部が抽出した時間区間の信号を、周波数領域の信号に変換する時間周波数変換部と、前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて所望信号のレプリカ信号を生成し、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号に対して前記所望信号のレプリカ信号を加算し、任意の長さの時間区間での受信信号の各サブキャリア成分を抽出する復元部と、を備え、前記復元部は、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号のサブキャリア成分を抽出し、抽出したサブキャリア成分の信号に対して、前記所望信号のレプリカ信号の当該サブキャリア成分のうち全てのストリーム成分を加算することを特徴とする。

　（１７）また、本発明の一態様は、上記の受信装置において、前記復調部は、最小平均２乗誤差基準で信号を復調することを特徴とする。

　（１８）また、本発明の一態様は、信号抽出部が、受信信号及び少なくとも１回の受信処理によって得られるビット対数尤度比から得られる時間領域での受信信号のレプリカである受信信号レプリカを用いて、任意の時間区間の信号を抽出し、抽出した信号を時間周波数変換して少なくともキャリア間干渉が抑圧された受信信号の各サブキャリア信号を求める信号抽出過程を有することを特徴とする受信方法である。

　（１９）また、本発明の一態様は、受信装置のコンピュータを、受信信号及び少なくとも１回の受信処理によって得られるビット対数尤度比から得られる時間領域での受信信号のレプリカである受信信号レプリカを用いて、任意の時間区間の信号を抽出し、抽出した信号を時間周波数変換して少なくともキャリア間干渉が抑圧された受信信号の各サブキャリア信号を求める信号抽出手段として機能させる受信プログラムである。

　（２０）また、本発明の一態様は、受信信号及び少なくとも１回の受信処理によって得られるビット対数尤度比から得られる時間領域での受信信号のレプリカである受信信号レプリカを用いて、任意の時間区間の信号を抽出し、抽出した信号を時間周波数変換して少なくともキャリア間干渉が抑圧された受信信号の各サブキャリア信号を求めるプロセッサである。

　（２１）また、本発明の一態様は、ガードインターバルが付加された送信信号を受信して、該受信した受信信号から変調シンボルを復調する受信装置における受信方法において、ＦＦＴ区間を通常より長く、または、通常と異なる位置に設定される、拡張ＦＦＴ区間を用いてＦＦＴ区間信号を求める過程を有することを特徴とする受信方法である。

　本発明によれば、計算量並びに回路規模の増大を抑えながら、良好な受信特性を得ることができる。

本発明の第１の実施形態に係る送信装置の概略ブロック図である。本実施形態に係る受信装置の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る受信信号の一例を示す概略図である。本実施形態に係る受信装置が選択するＦＦＴ区間の一例を示す概略図である。本実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。本実施形態の変形例に係る受信装置が選択するＦＦＴ区間の一例を示す概略図である。本発明の第２の実施形態に係る受信装置の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。本発明の第３の実施形態に係る送信装置の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る受信装置の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る受信信号レプリカ生成部の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。

（第１の実施形態）
　以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳しく説明する。本実施形態では、送信装置ａ１と受信装置ｂ１とが通信を行う。

＜送信装置ａ１の構成について＞
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る送信装置ａ１の概略ブロック図である。この図において、送信装置ａ１は、パイロット生成部ａ１０１、符号部ａ１０２、変調部ａ１０３、マッピング部ａ１０４、ＩＦＦＴ部ａ１０５、ＧＩ挿入部ａ１０６、送信部ａ１０７、及び送信アンテナ部ａ１０８を含んで構成される。

　パイロット生成部ａ１０１は、受信装置がその波形（あるいは、その信号系列）の振幅値を予め記憶するパイロット信号を生成し、マッピング部ａ１０４に出力する。なお、以下、本実施形態では、受信装置をｂ１という。
　符号部ａ１０２は、受信装置ｂ１に送信する情報ビットに対して畳込み符号、ターボ符号、ＬＤＰＣ（Ｌｏｗ　Ｄｅｎｓｉｔｙ　Ｐａｒｉｔｙ　Ｃｈｅｃｋ：低密度パリティ検査）符号などの誤り訂正符号を用いて符号化し、符号化ビットを生成する。符号部ａ１０２は、生成した符号化ビットを変調部ａ１０３に出力する。
　変調部ａ１０３は、符号部ａ１０２から入力された符号化ビットを、ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ：位相偏移変調）やＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：直交振幅変調）などの変調方式を用いて変調し、変調シンボルを生成する。変調部ａ１０３は、生成した変調シンボルをマッピング部ａ１０４に出力する。

　マッピング部ａ１０４は、パイロット生成部ａ１０１から入力されたパイロット信号、及び変調部ａ１０３から入力された変調シンボルを、予め定められたマッピング情報に基づいてリソース（時間－周波数帯域）にマッピングして周波数領域の信号を生成し、生成した周波数領域の信号をＩＦＦＴ部ａ１０５に出力する。なお、リソースとは、送信装置ａ１が送信するフレームにおいて１つのサブキャリアと１つの後述するＦＦＴ区間から成る、変調シンボルを配置する単位である。また、マッピング情報は、送信装置ａ１が決定し、送信装置ａ１から受信装置ｂ１へ予め通知される。
　ＩＦＦＴ部ａ１０５は、マッピング部ａ１０４から入力された周波数領域の信号を周波数－時間変換し、時間領域の信号を生成する。ここで、ＩＦＦＴを行う単位の時間区間をＦＦＴ区間という。ＩＦＦＴ部ａ１０５は、生成した時間領域の信号をＧＩ挿入部ａ１０６に出力する。

　ＧＩ挿入部ａ１０６は、ＩＦＦＴ部ａ１０５から入力された時間領域の信号に対して、ＦＦＴ区間の信号毎にガードインターバルを付加する。ここで、ガードインターバルとは、ＦＦＴ区間の信号の後方の一部を複製したものであるサイクリックプレフィックス（Ｃｙｃｌｉｃ　Ｐｒｅｆｉｘ：ＣＰ）やゼロ区間が続くゼロパディング、Ｇｏｌａｙ符号等を用いた既知信号等であり、ＧＩ挿入部ａ１０６は、このような信号をこのＦＦＴ区間の信号の前方に付加する。
　なお、ＦＦＴ区間と、ＧＩ挿入部ａ１０６がその時間区間の信号に付加したガードインターバルの時間区間（ＧＩ区間という）と、を併せてＯＦＤＭシンボル区間という。また、ＯＦＤＭシンボル区間の信号をＯＦＤＭシンボルという。ＧＩ挿入部ａ１０６は、ガードインターバルを付加した信号を送信部ａ１０７に出力する。
　なお、ガードインターバルをＦＦＴ区間の後方に挿入してもよい。例えば、サイクリックプレフィックスを用いる場合、ＦＦＴ区間の前方の一部の複製を、ＦＦＴ区間の信号の後方に付加する。また、サイクリックプレフィックスの場合は、ＯＦＤＭシンボル区間で周期性が保たれるようにすればよく、前記の限りではない。
　送信部ａ１０７は、ＧＩ挿入部ａ１０６から入力された信号をデジタル・アナログ変換し、変換したアナログ信号を波形整形する。送信部ａ１０７は、波形整形した信号をベースバンド帯から無線周波数帯にアップコンバートし、送信アンテナａ１０８から受信装置ｂ１へ送信する。

＜受信装置ｂ１の構成について＞
　図２は、本実施形態に係る受信装置ｂ１の構成を示す概略ブロック図である。この図において、受信装置ｂ１は、受信アンテナｂ１０１、受信部ｂ１０２、減算部ｂ１０３、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４、ＦＦＴ部ｂ１０５、伝搬路推定部ｂ１０６、復元部ｂ１０７、復調部ｂ１０８、復号部ｂ１０９、シンボルレプリカ生成部ｂ１１０、ＩＦＦＴ部ｂ１１１、ＧＩ挿入部ｂ１１２、及びフィルタ部ｂ１１３を含んで構成される。ここで、減算部ｂ１０３、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４、ＦＦＴ部ｂ１０５、復元部ｂ１０７、フィルタ部ｂ１１３を信号抽出部Ｂ１という。

　受信部ｂ１０２は、送信装置ａ１が送信した送信信号を、受信アンテナｂ１０１を介して受信する。受信部ｂ１０２は、受信した信号に対して、周波数変換及びアナログ－デジタル変換を行う。受信部ｂ１０２は、変換を行った受信信号を記憶する。受信部ｂ１０２は、初回処理、及び、後述するフィルタ部ｂ１１３が減算部ｂ１０３に受信信号レプリカを入力するタイミングで、記憶する受信信号を減算部ｂ１０３及び伝搬路推定部ｂ１０６に出力する。

　減算部ｂ１０３は、受信部ｂ１０２から入力された受信信号から、後述するフィルタ部ｂ１１３から入力された受信信号レプリカを減算する。減算部ｂ１０３は、受信信号レプリカを減算した信号を拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４に出力する。
　なお、初回処理の場合、フィルタ部ｂ１１３から減算部ｂ１０３への入力はなく（ゼロであり）、減算部ｂ１０３は、受信部ｂ１０２から入力された受信信号をそのまま拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４に出力する。

　拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４は、後述する伝搬路推定部ｂ１０６から入力されたチャネルインパルス応答に基づいて、干渉量を少なくするような信号処理区間の信号をＦＦＴ部ｂ１０５に出力する。また、抽出した信号処理区間を示す情報を伝搬路推定部ｂ１０６に出力する。この処理の詳細については、動作原理と併せて後述する。
　ＦＦＴ部ｂ１０５は、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４から入力された時間領域の信号に対して時間周波数変換を行い、変換した周波数領域の信号を復元部ｂ１０７に出力する。

　伝搬路推定部ｂ１０６は、受信部ｂ１０２から入力された受信信号、及び後述するＧＩ挿入部ｂ１１２から入力された送信信号レプリカ、に基づいて、ＯＦＤＭシンボル区間でチャネルインパルス応答を推定する。ここで、チャネルインパルス応答の推定には、ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ　Ｌｅａｓｔ　Ｓｑｕａｒｅ；再帰最小自乗）アルゴリズムを用いてもよいし、その他のアルゴリズム、例えばＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ；最小二乗平均）アルゴリズム等を用いてもよい。なお、初回の処理の場合、ＧＩ挿入部ｂ１１２から伝搬路推定部ｂ１０６への入力はなく（ゼロであり）、伝搬路推定部ｂ１０６は、予め記憶するパイロット信号、及び受信部ｂ１０２から入力された受信信号に基づいて、ＯＦＤＭシンボル区間で時間変動するチャネルインパルス応答を推定する。

　伝搬路推定部ｂ１０６は、推定したチャネルインパルス応答をフィルタ部ｂ１１３及び拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４に出力する。また、伝搬路推定部ｂ１０６は、推定したチャネルインパルス応答に対して、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４から入力された情報が示す信号処理区間に対応する時間周波数変換を行い、周波数応答を推定する。伝搬路推定部ｂ１０６は、推定した周波数応答を復元部ｂ１０７及び復調部ｂ１０８に出力する。
　また、伝搬路推定部ｂ１０６は、予め記憶するパイロット信号を用い、パイロット信号が配置されるサブキャリア（パイロットサブキャリアという）において、雑音電力と干渉電力を測定する。具体的な算出方法は、動作原理と併せて後述する。

　復元部ｂ１０７は、サブキャリア毎に、伝搬路推定部ｂ１０６から入力された周波数応答を、後述するシンボルレプリカ生成部ｂ１１０から入力されたシンボルレプリカに乗算して、伝搬路の影響を受けた所望信号のレプリカ信号を生成する。復元部ｂ１０７は、サブキャリア毎に、ＦＦＴ部ｂ１０５から入力された信号に生成したレプリカ信号を加算する。すなわち、復元部ｂ１０７は、伝搬路推定値とシンボルレプリカとに基づいて所望信号のレプリカ信号を生成し、ＦＦＴ部ｂ１０５が変換した周波数領域の信号に対してこの所望信号のレプリカ信号を加算し、受信信号の各サブキャリア成分を抽出する。
　復元部ｂ１０７は、レプリカ信号を加算した信号を復調部ｂ１０８に出力する。
　なお、初回の処理の場合、シンボルレプリカ生成部ｂ１１０から復元部ｂ１０７への入力はなく（ゼロであり）、復元部ｂ１０７は、ＦＦＴ部ｂ１０５から入力された信号をそのまま復調部ｂ１０８に出力する。
　以上のように、信号抽出部Ｂ１は、伝搬路推定値とシンボルレプリカとに基づいて受信信号から受信信号レプリカを除去し、所望信号を復元することでＩＳＩ及びＩＣＩ（干渉）を除去した受信信号の各サブキャリア成分を抽出する。

　復調部ｂ１０８は、伝搬路推定部ｂ１０６から入力された周波数応答、雑音電力、及び干渉電力を用いて、ＺＦ（Ｚｅｒｏ　Ｆｏｒｃｉｎｇ）基準、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ　Ｅｒｒｏｒ）基準等を用いたフィルタ係数を算出する。復調部ｂ１０８は、算出したフィルタ係数を用いて、信号の振幅と位相の変動の補償（伝搬路補償という）を行う。復調部ｂ１０８は、伝搬路補償を行った信号を、送信装置ａ１から予め通知されたマッピング情報に基づいてデマッピングし、デマッピングした信号に対して、復調処理を行う。復調部ｂ１０８は、復調処理の結果のビット対数尤度比（ＬＬＲ；Ｌｏｇ　Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｒａｔｉｏ）を復号部ｂ１０９に出力する。

　復号部ｂ１０９は、復調部ｂ１０８から入力された復調シンボルに対して、例えば、最尤復号法（ＭＬＤ；　Ｍａｘｉｍｕｍ　Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｄｅｃｏｄｉｎｇ）、最大事後確率（ＭＡＰ；　Ｍａｘｉｍｕｍ　Ａ　ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ　Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ）、ｌｏｇ－ＭＡＰ、Ｍａｘ－ｌｏｇ－ＭＡＰ、ＳＯＶＡ（Ｓｏｆｔ　Ｏｕｔｐｕｔ　Ｖｉｔｅｒｂｉ　Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）等を用いて、復号処理を行う。
　この復号処理の結果、誤りが検出されなかったと判定した場合、もしくは、既定の回数の処理が行われたと判定した場合、復号部ｂ１０９は、復号結果のビット対数尤度比を情報データビットとして出力する。一方、誤りが検出され、かつ、規定の回数の処理が行われていない、と判定した場合、復号部ｂ１０９は、復号結果のビット対数尤度比をシンボルレプリカ生成部ｂ１１０に出力する。

　シンボルレプリカ生成部ｂ１１０は、復号部ｂ１０９から入力されたビット対数尤度比の期待値を算出し、算出した期待値を変調して変調シンボル（シンボルレプリカという）を生成する。シンボルレプリカ生成部ｂ１１０は、生成したシンボルレプリカを、送信装置ａ１から予め通知されたマッピング情報に基づいてマッピングする。シンボルレプリカ生成部ｂ１１０は、マッピングしたシンボルレプリカを復元部ｂ１０７及びＩＦＦＴ部ｂ１１１に出力する。

　ＩＦＦＴ部ｂ１１１は、シンボルレプリカ生成部ｂ１１０から入力されたシンボルレプリカに対して周波数時間変換を行い、変換した時間領域のレプリカ信号をＧＩ挿入部ｂ１１２に出力する。
　ＧＩ挿入部ｂ１１２は、ＩＦＦＴ部ｂ１１１から入力されたレプリカ信号に対して、ＦＦＴ区間の信号毎にガードインターバルを付加して、送信信号レプリカを生成する。ＧＩ挿入部ｂ１１２は、生成した送信信号レプリカを、伝搬路推定部ｂ１０６及びフィルタ部ｂ１１３に出力する。
　フィルタ部ｂ１１３は、伝搬路推定部ｂ１０６から入力されたチャネルインパルス応答と、ＧＩ挿入部ｂ１１２から入力された送信信号レプリカと、に基づいて、受信信号レプリカを生成する。フィルタ部ｂ１１３は、生成した受信信号レプリカを減算部ｂ１０３に出力する。
　受信装置ｂ１は、復号部ｂ１０９が誤りを検出しなくなるまで、又は、既定の回数まで、同じ信号に対して、上記の減算部ｂ１０３からフィルタ部ｂ１１３までの処理を繰り返し行う（繰り返し処理という）。

　図３は、本実施形態に係る受信信号の一例を示す概略図である。この図は、最大遅延がＧＩ長を超えず、前のＯＦＤＭシンボルによる干渉は無い場合の図である。この図において、横軸は時間軸であり、予め定めた時間幅で区切られた離散時刻である。また、この図において、右斜め上がりの斜線でハッチングした領域は、ガードインターバルを示す。また、左斜め上がりの斜線でハッチングした領域は前後のＯＦＤＭシンボルの受信信号を示す。また、ＮはＦＦＴ（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；高速フーリエ変換）区間のポイント数（ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；逆高速フーリエ変換）区間のポイント数でもある）、Ｎ_ｇはＧＩのポイント数である。ここで、ポイント数とは離散時刻の数である。
　図３の場合、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４は、先行波のＦＦＴ区間に該当する部分（ｋ＝Ｎ_ｇ～Ｎ_ｇ＋Ｎ－１）を信号処理区間として、その信号処理区間の信号を抽出する。拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４は、抽出した信号をＦＦＴ部ｂ１０５に入力する。これにより、受信装置ｂ１は、前後のＯＦＤＭシンボルによる干渉の生じない信号を抽出できる。

　図４は、本実施形態に係る受信装置ｂ１が選択するＦＦＴ区間の一例を示す概略図である。この図は、最大遅延がＧＩ長を超え、前のＯＦＤＭシンボルによる干渉がある場合の図である。この図において、横軸は時間軸であり、予め定めた時間幅で区切られた離散時刻である。また、この図において、右斜め上がりの斜線でハッチングした領域は、ＧＩを示す。
　図４の場合、図３の場合のように、前後のＯＦＤＭシンボルによる干渉の生じないＦＦＴ区間はない。この場合、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４は、ポイント数をＮに固定せず、干渉を小さくするような区間を選択する。例えば、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４は、図４に示す拡張ＦＦＴ区間（ｋ＝０～Ｎ_ｇ＋Ｋ_Ｄ＋Ｎ－１）を選択する。ここで、Ｋ_Ｄは最大遅延パスの遅延時間（最大遅延時間）を示す。この図は、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４が、先行波のパスの先端から最大遅延パスの終端までを選択した場合を示す。この図において、この信号処理区間には、パス（先行波のパスを含む）は１２個存在している。

　拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４は、選択した拡張ＦＦＴ区間を、ｋ＝０～Ｎ－１の前部区間とｋ＝Ｎ～Ｎ_ｇ＋Ｋ_Ｄ＋Ｎ－１の後部区間との２つの区間に分割する。さらに、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４は、前部区間の一部の区間であるｋ＝０～Ｎ_ｇ＋Ｋ_Ｄの区間と、後部区間とからなる長さＮの区間を選択する。拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４は、選択した区間を信号処理区間として、信号処理区間の信号を、ＦＦＴ部ｂ１０５に出力する。この処理については、動作原理と併せて後述する。
　なお、拡張ＦＦＴ区間として、通常のＦＦＴ区間より短い区間を選択してもよい。

＜動作原理について＞
　以下、受信装置ｂ１の動作原理について、図２を参照しながら説明をする。まず、初回の処理についての動作原理について説明をする。

［初回処理について］
　受信部ｂ１０２が受信した第ｉシンボルの第ｋ離散時刻の受信信号ｒ_ｉ，ｋは、次式（１）、（２）で表わされる。

　ただし、Ｄは最大の伝搬路番号であるが、ここでは最大遅延時間Ｋ_Ｄに等しいものとする。また、ｈ_{ｉ，ｄ，ｋ}は第ｉシンボルの伝搬路番号ｄのパス（第ｄパスという）における第ｋ離散時刻の複素振幅、ｓ_ｉ、ｋは第ｉシンボルの時間領域の送信信号であり、ｚ_ｉ，ｋは第ｉシンボルの時間領域の雑音である。また、ＮはＦＦＴ区間のポイント数、Ｓ_ｉ，ｎは第ｎサブキャリアの第ｉシンボルの変調信号、Ｎ_ｇはＧＩ区間のポイント数（図４参照）、ｊは虚数単位である。また、０≦ｋ≦Ｎ＋Ｎ_ｇ－１であり、ｋ－ｄ＜０のような場合はｓ_{ｉ，ｋ－ｄ}＝ｓ_{ｉ－１，ｋ－ｄ＋Ｎ＋Ｎｇ}である。
　受信信号ｒ_ｉ，ｋのＦＦＴ区間に対して、ＦＦＴ部ｂ１０５にて、時間周波数変換を行った後の信号Ｒ_ｉ，ｎは、次式（３）、（４）で表わされる。

　ここで、Ｗ_{ｉ，ｎ，ｍ}は第ｍサブキャリアから第ｎサブキャリアへの信号の漏れ込み係数であり、１つのＯＦＤＭシンボル内で伝搬路の変動がなく（ｈ_{ｉ，ｄ，ｋ}＝ｈ_ｉ，ｄ）、かつ、最大遅延時間がガードインターバル以内（Ｄ≦Ｎ_ｇ）の場合は、ｍ≠ｎのときにＷ_{ｉ，ｎ，ｍ}＝０となる。また、Ｖ_{ｉ，ｎ，ｍ}は１つ前のＯＦＤＭシンボルからのＩＳＩ係数であり、Ｚ_ｉ，ｎは第ｎサブキャリアにおける雑音である。また、式（４）において、ｍ＝ｎである場合のＷ_{ｉ，ｎ，ｎ}は、第ｎサブキャリアの周波数応答であり、次式（５）で表わされる。

　なお、式（５）は、ＯＦＤＭシンボル内で時間変動しているチャネルインパルス応答の時間平均に対する離散フーリエ変換結果に一致する。初回処理において、伝搬路推定部ｂ１０６は、パイロット信号を用いてＷ_{ｉ，ｎ，ｎ}を推定する。初回処理では、式（３）で示す信号は、ＦＦＴ部ｂ１０５から復元部ｂ１０７を介して、そのまま復調部ｂ１０８に出力される。復調部ｂ１０８は、例えばＭＭＳＥ基準のフィルタリングを用いた場合、復調シンボルＳ’_ｉ，ｎを、次式（６）を用いて算出する。

　ここで、Ｙ^＊はＹの複素共役であることを示す。初回処理では、ＩＳＩおよびＩＣＩが取り除かれることなく行われる受信処理であるため、その影響を受けて伝送特性は劣化する。また、式（６）において、σ_ｚ ^２は雑音電力、σ_Ｉ ^２はＩＳＩおよびＩＣＩの電力であり、次式（７）、（８）のように表わされる。

　ここで、Ｅ［Ｘ］は、Ｘのアンサンブル平均を示す。なお、本実施形態では、伝搬路推定部ｂ１０６がパイロット信号を用いてこれらの電力を算出し、その結果を式（６）に用いて復調シンボルＳ’_ｉ，ｎを算出する。具体的には、次式（９）のように計算する。

　ここで、σ’^２はσ_ｚ ^２＋σ_Ｉ ^２の推定値であり、Ｐ_ｉは第ｉシンボルにおいて、パイロットサブキャリアを表わす集合である。なお、これは、充分な数の算術平均がアンサンブル平均に等しいと仮定した場合、式（９）が次式（１０）のようにできることを利用した算出法である。

　ここで、第１項がＩＳＩおよびＩＣＩの電力を表わし、第２項が雑音電力を表わしている。この式は、パイロット信号の電力が１に正規化され、周波数応答の電力平均が１に正規化される場合のものである。すなわち、この式は、次式（１１）が満される場合のものである。

　なお、パイロット信号の電力が１ではない場合は、その分の調整係数を導入すればよい。また、周波数応答の正規化は、受信部ｂ１０２にてアナログ－デジタル変換されるときの振幅調整に起因する。

　復調部ｂ１０８は、式（６）の復調シンボルＳ’_ｉ，ｎからビット対数尤度比を算出する。この算出処理には等価振幅利得が用いられる。具体的には、ＱＰＳＫの場合、次式（１２）で表わされる第ｎサブキャリアの等価振幅利得μ_ｉ，ｎに対して、ビット対数尤度比λは、次式（１３）、（１４）で表わされる。ここで、式（１３）、（１４）は、それぞれ、１ビット目のビットｂ_{ｉ，ｎ，０}、２ビット目のビットｂ_{ｉ，ｎ，１}のビット対数尤度比λ（ｂ_{ｉ，ｎ，０}）、λ（ｂ_{ｉ，ｎ，１}）である。

　次に、繰返し処理の動作原理を説明する。
　シンボルレプリカ生成部ｂ１１０は、復号部ｂ１０９が復号したビット対数尤度比の期待値を算出し、算出した期待値を変調してシンボルレプリカＳ’’_ｉ，ｎを生成する。シンボルレプリカＳ’’_ｉ，ｎは、ＩＦＦＴ部ｂ１１１で周波数時間変換され、ＧＩ挿入部ｂ１１２でＧＩが挿入される。ＧＩ挿入部ｂ１１２が出力する送信信号レプリカｓ’’_ｉ，ｋは、次式（１５）で表わされる。

　ここで、式（１５）の送信信号レプリカｓ’’_ｉ，ｋを生成するために、ＩＦＦＴ部ｂ１１１は逆高速フーリエ変換を行い、この変換での乗算回数のオーダはＯ（Ｎｌｏｇ_２Ｎ）である。
　伝搬路推定部ｂ１０６は、式（１５）で表わされた送信信号レプリカ、受信部ｂ１０２から入力された受信信号に基づいてチャネルインパルス応答ｈ_{ｉ，ｄ，ｋ}を推定する。また、伝搬路推定部ｂ１０６は、チャネルインパルス応答ｈ_{ｉ，ｄ，ｋ}を時間平均してから時間周波数変換を行い、周波数応答Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ}を算出する。
　フィルタ部ｂ１１３は、チャネルインパルス応答ｈ_{ｉ，ｄ，ｋ}と、式（１５）で表わされる送信信号レプリカｓ’’_ｉ，ｋと、に基づいて、次式（１６）で表わされる受信信号レプリカをｒ’’_ｉ，ｋを生成する。

　なお、式（１６）の受信信号レプリカを生成するために、フィルタ部ｂ１１３が行う処理での乗算回数のオーダはＯ（ＤＮ）である。ここで、一般的にＤ＜＜Ｎであるため、Ｏ（Ｎ）と考えてもよい。
　減算部ｂ１０３は、式（１）で表わされる受信信号ｒ_ｉ，ｋから、式（１６）で表わされる受信信号レプリカｒ’’_ｉ，ｋを減算し、次式（１７）で表わされる信号ｒ’_ｉ，ｋを出力する。

　拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４は、推定されたチャネルインパルス応答から、ＦＦＴ部ｂ１０５に出力する信号選択区間を決定する。

［最大遅延がガードインターバル長を超えない場合］
　まず、最大遅延がガードインターバル長を超えない場合（Ｄ≦Ｎ_ｇ）の処理について説明をする。この場合は、初回処理と同様に先行波のＦＦＴ区間を信号処理区間として決定する。この信号処理区間の信号に対して、ＦＦＴ部ｂ１０５が時間周波数変換を行った信号Ｒ’_ｉ，ｎは、次式（１８）、（１９）で表わされる。

　最大遅延がガードインターバル長を超えない場合は、前のシンボルに起因するＩＳＩ及びＩＣＩが存在しない分、干渉を抑えることができる。ここで、式（１８）の信号Ｒ’_ｉ，ｎを生成するために、ＦＦＴ部ｂ１０５は高速フーリエ変換を行う。この変換での乗算回数のオーダはＯ（Ｎｌｏｇ_２Ｎ）である。

　復元部ｂ１０７は、シンボルレプリカＳ’’_ｉ，ｎに周波数応答Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ}を乗算して、伝搬路の影響を受けた所望信号のレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ}Ｓ’’_ｉ，ｎを生成する。復元部ｂ１０７は、式（１８）で表わされる信号Ｒ’_ｉ，ｎに生成したレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ}Ｓ’’_ｉ，ｎを加算する。この加算後の信号Ｙ_ｉ，ｎは、次式（２０）で表わされる。

　この式（２０）は、第ｎサブキャリアの所望信号が残り、ＩＣＩが除去された信号であることを意味する。ＩＣＩが除去されることで、信号対干渉雑音電力比（ＳＩＮＲ）が改善でき、伝送特性が改善される。
　また、復元部ｂ１０７は、式（２０）の信号Ｙ_ｉ，ｎを生成するための処理をサブキャリア毎に行うため、この処理での乗算回数のオーダはＯ（Ｎ）である。復調部ｂ１０８は、例えばＭＭＳＥ基準のフィルタリングを用いた場合、式（２０）で表わされる信号Ｙ_ｉ，ｎから次式（２１）で表わされる第ｎサブキャリアの復調シンボルＳ’_ｉ，ｎを算出して復調する。

　なお、式（２１）は、受信信号による除去残差を正確に考慮した場合の式であるが、本発明はこれに限らず、除去残差を雑音に換算して、次式（２２）を用いて復調シンボルＳ’_ｉ，ｎを算出してもよい。

　ここで、σ_Ｉ’ ^２はＩＣＩ除去残差の電力であり、雑音電力と一緒に初回処理と同様の方法で算出できる。このように式（２２）を用いてしても特性劣化は少ない。式（２１）では、分母の第２項のＩＣＩの除去残差項の計算のためにオーダＯ（Ｎ^２）の乗算回数が必要である。しかし、式（２２）を用いることで、オーダＯ（Ｎ）の乗算回数で処理をすることができ、乗算回数を大きく削減できる。よって、繰返し処理の各部における最大の乗算回数のオーダはＯ（Ｎｌｏｇ_２Ｎ）となり、受信装置ｂ１は、オーダＯ（Ｎｌｏｇ_２Ｎ）の乗算回数の処理で、繰返し処理を行うことができる。

［最大遅延がガードインターバル長を超えている場合］
　次に、最大遅延がガードインターバル長を超えている場合（Ｄ＞Ｎ_ｇ）の処理を説明する。この場合、どの区間をＦＦＴ区間に取っても所望ＯＦＤＭシンボル以外の信号を取り込んでしまう。このため、干渉はレプリカを減算することにより充分に除去できているものとし、受信装置ｂ１がＦＦＴ区間を通常より伸ばしたり、通常と異なる位置に設定したりすることにより、ＳＩＮＲを改善し、伝送特性を向上させる。例えば、先行波の先端から最大遅延パスの終端までを拡張ＦＦＴ区間とすると、ＦＦＴ部ｂ１０５が時間周波数変換を行った後の信号Ｒ’_ｉ，ｎは次式（２３）、（２４）で表される。

　ここで、Ｖ_{ｉ，ｎ，ｍ，１}及びＶ_{ｉ，ｎ，ｍ，２}はＩＳＩ係数であり、前者は１つ前のシンボルからの係数、後者は１つ後のシンボルからの係数を表わす。式（２３）の３行目より、この処理は、離散時刻ｋ＝０～Ｎ_ｇ＋Ｄ－１ではｒ’_ｉ，ｋ＋ｒ’_{ｉ，ｋ＋Ｎ}、ｋ＝Ｎ_ｇ＋Ｄ～Ｎ－１ではｒ’_ｉ，ｋである信号に対してＦＦＴをすればよいことが分かる。
　拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４は、離散時刻ｋ＝０～Ｎ_ｇ＋Ｄ－１ではｒ’_ｉ，ｋ＋ｒ’_{ｉ，ｋ＋Ｎ}、ｋ＝Ｎ_ｇ＋Ｄ～Ｎ－１ではｒ’_ｉ，ｋで表される信号をＦＦＴ部ｂ１０５に出力する。これにより、受信装置ｂ１は、通常のＦＦＴ区間より長い区間を合成する場合でも、従来通りのＦＦＴ処理１回で信号を復元することができる。

　復元部ｂ１０７は、シンボルレプリカＳ’’_ｉ，ｎに周波数応答Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ}を乗算して、伝搬路の影響を受けた所望信号のレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ}Ｓ’’_ｉ，ｎを生成する。復元部ｂ１０７は、または式（２３）で表わされる信号Ｒ’_ｉ，ｎに生成したレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ}Ｓ’’_ｉ，ｎを加算する。この加算後の信号Ｙ_ｉ，ｎは、次式（２５）で表わされる。

　この式（２５）は、第ｎサブキャリアの所望信号が残り、ＩＳＩ及びＩＣＩが除去された信号であることを意味する。このように、受信装置ｂ１では、ＩＳＩ及びＩＣＩが除去されることで、ＳＩＮＲが改善でき、伝送特性が改善される。つまり、良好な受信特性を得ることができる。
　復調部ｂ１０８は、初回処理及び遅延時間がガードインターバルを超えない場合と同様に、式（２５）で表わされる信号Ｙ_ｉ，ｎから次式（２７）で表わされる第ｎサブキャリアの復調シンボルＳ’_ｉ，ｎを算出して復調する。

　ここで、σ_Ｉ’ ^２はＩＳＩ及びＩＣＩの除去残差の電力であり、雑音電力と一緒に初回処理と同様の方法で算出できる。
　復号部ｂ１０９は、式（２７）で表わされる復調シンボルＳ’_ｉ，ｎのビット対数尤度比λ（ｂ_{ｉ，ｎ，０}）、λ（ｂ_{ｉ，ｎ，１}）に対して、復号処理を行う。その後は、繰返し処理をくり返す。以上説明した繰返し処理を繰り返すことで伝送特性を大幅に改善することができる。

＜受信装置ｂ１の動作について＞
　図５は、本実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図２の受信部ｂ１０２が初回に受信信号を減算部ｂ１０３に出力した後の処理である。

（ステップＳ１０１）減算部ｂ１０３は、受信信号から、後述するステップＳ１０９で生成された受信信号レプリカを減算する。その後、ステップＳ１０２へ進む。
（ステップＳ１０２）拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４は、ステップＳ１０１での減算結果の信号のうち、干渉が小さくなるようなＦＦＴ区間を抽出する。その後、ステップＳ１０３へ進む。
（ステップＳ１０３）ＦＦＴ部ｂ１０５は、ステップＳ１０２で抽出されたＦＦＴ区間の信号に対して、時間周波数変換を行う。その後、ステップＳ１０４へ進む。

（ステップＳ１０４）復元部ｂ１０７は、サブキャリア毎に、ステップＳ１０３での変換結果の信号に対して、後述するステップＳ１０８で生成するシンボルレプリカに、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４が抽出したＦＦＴ区間の信号の周波数応答を乗算したシンボルレプリカ信号を加算する。その後、ステップＳ１０５へ進む。
（ステップＳ１０５）復調部ｂ１０８は、ステップＳ１０４での加算結果の信号に対して、伝搬路補償し、ビット対数尤度比を算出する。その後、ステップＳ１０６へ進む。
（ステップＳ１０６）復号部ｂ１０９は、ステップＳ１０５での算出結果のビット対数尤度比に対して、誤り訂正等の復号処理を行う。その後、ステップＳ１０７へ進む。

（ステップＳ１０７）復号部ｂ１０９は、ステップＳ１０６での復号結果に誤りが検出されなかったか、もしくは、既定の回数の処理が行われたかを判定する。これらのいずれかに該当する場合（Ｙｅｓ）、受信装置ｂ１は動作を終了する。一方、これらの両方に該当しない場合（Ｎｏ）、ステップＳ１０８へ進む。なお、復号結果に誤りがあるかの判定は、例えば、ＭＡＣ（Ｍｅｄｉａ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｃｏｎｔｒｏｌ）層で行ってもよい。
（ステップＳ１０８）シンボルレプリカ生成部ｂ１１０は、ステップＳ１０６での復号結果のビット対数尤度比からシンボルレプリカを生成する。その後、ステップＳ１０９へ進む。
（ステップＳ１０９）ＩＦＦＴ部ｂ１１１、ＧＩ挿入部ｂ１１２、及びフィルタ部ｂ１１３は、ステップＳ１０８で生成されたシンボルレプリカに基づいて受信信号レプリカを生成する。その後、ステップＳ１０１へ進む。

　このように、本実施形態によれば、伝搬路推定部ｂ１０６は、伝搬路推定値を推定する。シンボルレプリカ生成部ｂ１１０は、復調した情報の変調シンボルであるシンボルレプリカを生成する。信号抽出部Ｂ１は、伝搬路推定値とシンボルレプリカとに基づいて、干渉を除去した受信信号の各サブキャリア成分を任意の長さの時間区間で抽出する。復調部ｂ１０８は、信号抽出部Ｂ１が抽出した時間区間の信号に基づいて、前記受信信号の各サブキャリア成分の信号を復調する。これにより、受信装置ｂ１は、計算量並びに回路規模の増大を抑えながら、良好な受信特性を得ることができる。
　また、本実施形態によれば、受信装置ｂ１は、ＩＳＩ及びＩＣＩを除去した受信信号の各サブキャリア成分を抽出し、抽出した各サブキャリア成分の信号を復調する。これにより、受信装置ｂ１は、計算量の増大を防止することができる。また、遅延波の遅延時間がガードインターバルを超える場合だけでなく、受信装置が高速移動することによって発生するＩＣＩについても抑圧することができる。

　なお、上記第１の実施形態において、フィルタ部ｂ１１３が受信信号レプリカを生成し、減算部ｂ１０３がこの受信信号レプリカを減算し、復元部ｂ１０７が所望信号のレプリカ信号を加算して、サブキャリア毎に復調処理を行う場合について説明をした。しかし、最大遅延がガードインターバルを超えない場合は、本発明はこれに限らず、フィルタ部ｂ１１３が受信信号から所望信号の受信信号を除いた信号レプリカを生成し、減算部ｂ１０３がこのレプリカ信号を減算し、サブキャリア毎に復調処理を行ってもよい。
　この場合、上記の式（１７）は、次式（２８）、（２９）で置き換えられる。

　なお、上記第１の実施形態において、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４が抽出する区間は、先行波の先端から最大遅延パスの終端までとしているが、これに限るものではない。例えば、最も電力の高いパスの先端から終端までを抽出する等でもよい。また、図６に示す位置を区間の開始位置又は終了位置としてもよい。
　図６は、本実施形態の変形例に係る受信装置が選択するＦＦＴ区間の一例を示す概略図である。この図において、横軸は時間軸であり、縦軸はパスである。
　例えば、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４は、先行波からガードインターバルを除去した先端を拡張ＦＦＴ区間の開始位置（符号１を付した時刻）にしてもよい。また、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４は、例えば、先行波から探索して、最も電力の高いパス（図６では４番目のパス）の先端を拡張ＦＦＴ区間の開始位置（符号２を付した時刻）にしてもよい。また、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４は、例えば、先行波から探索して、最も電力の高いパスからガードインターバルを除去した先端を拡張ＦＦＴ区間の開始位置（符号３を付した時刻）にしてもよい。
　また、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４は、例えば、１つ後ろのＯＦＤＭシンボルからの漏れ込みの起こらない最も後ろの位置を、拡張ＦＦＴ区間の終了位置（符号４を付した時刻）にしてもよい。また、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４は、例えば、先行波から探索して、最も電力の高いパス以降のパスに関して、１つ後ろのＯＦＤＭシンボルからの漏れこみの起こらない最も後ろの位置を拡張ＦＦＴ区間の終了位置（符号５を付した時刻）にしてもよい。なお、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４は、最も電力の高いパスの先端又は最も後ろの位置に代えて、予め定めたパスの先端又は最も後ろの位置を選択してもよい。このように、本発明に係る拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４が抽出する区間は、上記の範囲に限らず、ＦＦＴ区間の長さが通常と異なるという意味で、あらゆる場合の長さに適応してもよい。また、ガードインターバルや信号の切れ目でなくてもよい。
　また、上記第１の実施形態において、通信システムはマルチキャリア信号の通信を行う場合について説明したが、本発明はこれに限らず、ＦＦＴを用いてシングルキャリア信号の通信を行う場合にも、適用することができる。

（第２の実施形態）
　以下、図面を参照しながら本発明の第２の実施形態について詳しく説明する。第１の実施形態では、受信装置ｂ１が通常より長い区間のＦＦＴを行うため、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４が対応する拡張ＦＦＴ区間を信号処理区間として選択する。また、受信装置ｂ１が選択した信号処理区間の信号を、サブキャリア毎に復調して、情報ビットを復号する場合について説明した。本実施形態では、受信装置が拡張ＦＦＴ区間の信号を抽出する前に窓関数を乗算し、複数のサブキャリアを用いて、信号を復調、復号する場合について説明する。
　なお、本実施形態に係る送信装置は、第１の実施形態と同じ送信装置ａ１であるので、説明は省略する。以下、本実施形態では、受信装置を受信装置ｂ２という。

　図７は、本発明の第２の実施形態に係る受信装置ｂ２の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る受信装置ｂ２（図７）と第１の実施形態に係る受信装置ｂ１（図２）とを比較すると、信号抽出部Ｂ２の拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ２０４、ＦＦＴ部ｂ２０５、伝搬路推定部ｂ２０６、復元部ｂ２０７が異なり、窓乗算部ｂ２０９が追加されており、さらに復調部ｂ２０８が異なる。しかし、他の構成要素（受信アンテナｂ１０１、受信部ｂ１０２、減算部ｂ１０３、復号部ｂ１０９、シンボルレプリカ生成部ｂ１１０、ＩＦＦＴ部ｂ１１１、ＧＩ挿入部ｂ１１２、及びフィルタ部ｂ１１３）が持つ機能は第１の実施形態と同じである。第１の実施形態と同じ機能の説明は省略する。

　拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ２０４は、後述する伝搬路推定部ｂ２０６から入力されたチャネルインパルス応答推定値に基づいて、第１の実施形態と同様に拡張ＦＦＴ区間の信号を抽出し、窓乗算部ｂ２０９に出力する。
　また、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ２０４は、抽出した信号処理区間を示す情報を伝搬路推定部ｂ２０６に出力する。
　窓乗算部ｂ２０９は、拡張ＦＦＴ区間抽出部の出力結果に対して窓関数を乗算し、ＦＦＴ部ｂ２０５に出力する。このように窓関数を乗算することで、受信装置ｂ２では、ＩＳＩ、ＩＣＩの除去残差の影響を低減することができる。ここで、窓関数には、例えばハニング窓の窓関数を用いる。この処理に関しては、動作原理と併せて説明する。
　また、窓乗算部ｂ２０９は、乗算した窓の情報を伝搬路推定部ｂ２０６に出力する。

　ＦＦＴ部ｂ２０５は、窓乗算部ｂ２０９から入力された時間領域の信号に対して時間周波数変換を行い、変換した周波数領域の信号を復元部ｂ２０７に出力する。このとき、１つの所望サブキャリアに対して、同一サブキャリアだけでなく、近傍のサブキャリアの信号も出力する。ＦＦＴ部ｂ２０５は、この点で、第１の実施形態のＦＦＴ部ｂ１０５（図２参照）とは異なる。

　伝搬路推定部ｂ２０６は、第１の実施形態と同様にチャネルインパルス応答を推定し、フィルタ部ｂ１１３及び拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ２０４に出力する。伝搬路推定部ｂ２０６は、推定したチャネルインパルス応答に対し、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ２０４から入力された情報が示す信号処理区間と、窓乗算部から入力された情報が示す窓関数の情報に対応する時間周波数変換を行い、所望サブキャリアの周波数応答及び近傍のサブキャリアへのＩＣＩ係数を出力する。伝搬路推定部ｂ２０６は、この点で、第１の実施形態の伝搬路推定部ｂ１０６（図２参照）とは異なる。
　また、伝搬路推定部ｂ２０６は、予め記憶するパイロット信号を用い、パイロットサブキャリアにおいて、雑音電力と干渉電力を測定する。

　復元部ｂ２０７は、処理するサブキャリア毎に、伝搬路推定部ｂ２０６から入力された周波数応答、及び近傍のサブキャリアへのＩＣＩ係数を、シンボルレプリカ生成部ｂ１１０から入力されたシンボルレプリカに乗算して、伝搬路の影響を受けた所望信号のレプリカ信号を、所望及び近傍のサブキャリアの分だけ生成する。復元部ｂ２０７は、ＦＦＴ部ｂ２０５から入力された所望及び近傍のサブキャリアの信号に、生成したレプリカ信号を加算する。すなわち、復元部ｂ２０７は、伝搬路推定値とシンボルレプリカとに基づいて所望信号のレプリカ信号を生成し、ＦＦＴ部ｂ２０５が変換した周波数領域の信号に対してこの所望信号のレプリカ信号を加算し、受信信号の各サブキャリア成分を抽出する。
　復元部ｂ２０７は、レプリカ信号を加算した信号を復調部ｂ２０８に出力する。

　復調部ｂ２０８は、伝搬路推定部ｂ２０６から入力された周波数応答、ＩＣＩ係数、雑音電力、及び干渉電力を用いて、ＺＦ基準、ＭＭＳＥ基準等を用いたフィルタ係数を算出する。復調部ｂ２０８は、算出したフィルタ係数を用いて、伝搬路補償を行う。復調部ｂ２０８は、伝搬路補償を行った信号を、送信装置ａ１から予め通知されたマッピング情報に基づいてデマッピングし、デマッピングした信号に対して、復調処理を行う。復調部ｂ２０８は、復調処理の結果のビット対数尤度比を復号部ｂ１０９に出力する。

＜動作原理について＞
　減算部ｂ１０３が出力した信号ｒ’_ｉ，ｋに対し、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ２０４で信号処理区間を抽出し、窓乗算部ｂ２０９で窓関数を乗算してから、ＦＦＴ部ｂ２０５でＦＦＴを行う。従って、ＦＦＴ部ｂ２０５が出力する信号Ｒ’_ｉ，ｎは次式（３０）のようになる。

　ここで、ｐ（ｋ）は窓関数を表わす。受信装置ｂ２ではハニング窓等の窓関数を用いることで、遠くのサブキャリアからのＩＳＩ及びＩＣＩほど、影響を低減することができる。特に、ハニング窓を用いた場合、２つ以上離れたサブキャリアへのＩＣＩは大きく減少するものの、所望サブキャリアの電力は減少し、１つ隣のサブキャリアへのＩＣＩは大きく残る。そこで、受信装置ｂ２では、近傍のサブキャリアも用いて復調を行う。すなわち、ＦＦＴ部ｂ２０５が出力する信号であってサブキャリアｎを復調するための信号は、Ｒ’_{ｉ，ｎ＋ｌ}（ｌ＝０、１、－１、２、－２、・・・、Ｌ、－Ｌ）となる。前述の通り、ハニング窓を用いた場合はＬ＝１で充分効果が得られる。

　復元部ｂ２０７は、シンボルレプリカＳ’’_{ｉ，ｎ＋ｌ}に周波数応答（ＩＣＩ係数）Ｗ_{ｉ，ｎ＋ｌ，ｎ}を乗算して第ｎ＋ｌレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ＋ｌ，ｎ}Ｓ’’_ｉ，ｎを生成する。復元部ｂ２０７は、式（３０）で表わされる信号Ｒ’_ｎ＋ｌに生成した、第ｎ＋ｌレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ＋ｌ，ｎ}Ｓ’’_ｉ，ｎを加算する。この加算後の信号Ｘ_{ｉ，ｎ，ｌ}は、次式（３２）で表わされる。

　復調部ｂ２０８は、第ｎサブキャリアの復調シンボルＳ’_ｉ，ｎを次式（３３）を用いて算出する。ただし、次式（３３）は、除去残差を雑音近似した場合の式である。

　なお、各サブキャリアにおいて、他のサブキャリアから漏れ込んでくる信号の電力は、周波数の差が大きくなる程、減少する。窓関数を乗算することによって、この傾向は顕著となる。よって、受信装置ｂ２では、Ｌを予め定めておいてもよく、例えば、Ｌ＝±１であってもよい。また、上記のように、受信装置ｂ２では、第ｎサブキャリアから周波数について大小Ｌ個のサブキャリアに関する情報を処理に用いた。しかし本発明はこれに限らず、周波数の大小方向で異なる数のサブキャリアを用いて処理を行ってもよいし、また、周波数の大方向、又は、小方向のいずれかのみを用いて処理を行ってもよい。

＜受信装置ｂ２の動作について＞
　図８は、本実施形態に係る受信装置ｂ２の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図７の受信部ｂ１０２が初回に受信信号を減算部ｂ１０３に出力した後の処理である。
　本実施形態に係る受信装置ｂ２の動作（図８）と第１の実施形態に係る受信装置ｂ１の動作（図５）とを比較すると、ステップＳ２０２～Ｓ２０５の処理が異なる。しかし、他の処理（ステップＳ１０１～Ｓ１０２、Ｓ１０６～Ｓ１０９の処理）は第１の実施形態と同じである。第１の実施形態と同じ処理の説明は省略する。

（ステップＳ２０２）窓乗算部ｂ２０９は、ステップＳ１０２で抽出されたＦＦＴ区間の信号に対して、窓関数を乗算する。その後、ステップＳ２０３へ進む。
（ステップＳ２０３）ＦＦＴ部ｂ２０５は、ステップＳ２０２での窓乗算結果の信号に対して、時間周波数変換を行う。あるサブキャリアの処理単位に対し、そのサブキャリアと近傍のサブキャリアも用いる。その後、ステップＳ２０４へ進む。
（ステップＳ２０４）復元部ｂ２０７は、サブキャリア毎に、ステップＳ２０３での変換結果の第ｎ＋ｌサブキャリアの信号に対して、ステップＳ１０７で生成するシンボルレプリカにＩＣＩ係数を乗算した第ｎ＋ｌレプリカ信号を加算する。その後、ステップＳ２０５へ進む。
（ステップＳ２０５）復調部ｂ２０８は、ステップＳ２０４での加算結果の信号に対して、伝搬路補償し、ビット対数尤度比を算出する。その後、ステップＳ１０６へ進む。

　このように、本実施形態によれば、受信装置ｂ２は、窓関数を乗算することで、所望サブキャリアから離れたサブキャリアほど、ＩＣＩの影響を低減することができる。また、サブキャリア成分の信号に対して、所望信号のレプリカ信号のサブキャリア成分であって当該サブキャリアに近接するサブキャリアの成分を加算する。これにより、受信装置ｂ２はさらにＳＩＮＲを向上して高い伝送特性を得ることができる。
　なお、窓関数に短形窓、すなわち何も乗算しなくてもよい。この場合、離れたサブキャリアのＩＣＩ低減効果はなくなるが、所望サブキャリアと同一サブキャリアの電力を減少させることはない。近接するサブキャリアを用いることによるＳＩＮＲ改善効果は、この場合でも得られる。

（第３の実施形態）
　以下、図面を参照しながら本発明の第３の実施形態について詳しく説明する。本実施形態では、通信システムがＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｉｎｐｕｔ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｏｕｔｐｕｔ；多入力多出力）伝送方式の通信を行う場合について説明をする。
　本実施形態では、Ｔ本のアンテナを備えた送信装置ａ３が送信した信号を、Ｒ本のアンテナを備えた受信装置ｂ３が受信する場合について説明をする。ここで、受信装置ｂ３は、送信装置ａ３からＴ本のアンテナで送信されたＴ個のストリームをＲ本のアンテナで受信し、ＭＩＭＯ分離を行う。

＜送信装置ａ３の構成について＞
　図９は、本発明の第３の実施形態に係る送信装置ａ３の構成を示す概略ブロック図である。この図において、送信装置ａ３は、パイロット生成部ａ３０１－ｔ（ｔ＝１、２、・・・Ｔ、以下同じ）、符号部ａ３０２－ｔ、変調部ａ３０３－ｔ、マッピング部ａ３０４－ｔ、ＩＦＦＴ部ａ３０５－ｔ、ＧＩ挿入部ａ３０６－ｔ、送信部ａ３０７－ｔ、及び送信アンテナ部ａ３０８－ｔを含んで構成される。

　パイロット生成部ａ３０１－ｔは、受信装置ｂ３がその波形（あるいは、その信号系列）の振幅値を予め記憶するパイロット信号を生成し、マッピング部ａ３０４－ｔに出力する。
　符号部ａ３０２－ｔは、受信装置ｂ３に送信する情報ビットに対して畳込み符号、ターボ符号、ＬＤＰＣ符号などの誤り訂正符号を用いて符号化し、符号化ビットを生成する。符号部ａ３０２－ｔは、生成した符号化ビットを変調部ａ３０３－ｔに出力する。
　変調部ａ３０３－ｔは、符号部ａ３０２－ｔから入力された符号化ビットを、ＰＳＫやＱＡＭなどの変調方式を用いて変調し、変調シンボルを生成する。変調部ａ３０３－ｔは、生成した変調シンボルをマッピング部ａ３０４－ｔに出力する。

　マッピング部ａ３０４－ｔは、パイロット生成部ａ３０１－ｔから入力されたパイロット信号、及び変調部ａ３０３－ｔから入力された変調シンボルを、予め定められたマッピング情報に基づいてリソースにマッピングして周波数領域の信号を生成し、生成した周波数領域の信号をＩＦＦＴ部ａ３０５－ｔに出力する。また、マッピング情報は、送信装置ａ３が決定し、送信装置ａ３から受信装置ｂ３へ予め通知される。
　ＩＦＦＴ部ａ３０５－ｔは、マッピング部ａ３０４－ｔから入力された周波数領域の信号を周波数－時間変換し、時間領域の信号を生成する。ＩＦＦＴ部ａ３０５－ｔは、生成した時間領域の信号をＧＩ挿入部ａ３０６－ｔに出力する。

　ＧＩ挿入部ａ３０６－ｔは、ＩＦＦＴ部ａ３０５－ｔから入力された時間領域の信号に対して、ＦＦＴ区間の信号毎にガードインターバルを付加する。ここで、ガードインターバルとは、ＦＦＴ区間の信号の後方の一部を複製したものであるサイクリックプレフィックスやゼロ区間が続くゼロパディング、Ｇｏｌａｙ符号等を用いた既知信号等であり、ＧＩ挿入部ａ３０６－ｔは、このような信号をこのＦＦＴ区間の信号の前方に付加する。
　ＧＩ挿入部ａ３０６－ｔは、ガードインターバルを付加した信号を送信部ａ３０７－ｔに出力する。
　なお、ガードインターバルをＦＦＴ区間の後方に挿入してもよい。例えば、サイクリックプレフィックスを用いる場合、ＦＦＴ区間の前方の一部の複製を、ＦＦＴ区間の信号の後方に付加する。また、サイクリックプレフィックスの場合は、ＯＦＤＭシンボル区間で周期性が保たれるようにすればよく、前記の限りではない。
　送信部ａ３０７－ｔは、ＧＩ挿入部ａ３０６－ｔから入力された信号をデジタル・アナログ変換し、変換したアナログ信号を波形整形する。送信部ａ３０７－ｔは、波形整形した信号をベースバンド帯から無線周波数帯にアップコンバートし、送信アンテナａ３０８－ｔから受信装置ｂ３へ送信する。

＜受信装置ｂ３の構成について＞
　図１０は、本実施形態に係る受信装置ｂ３の構成を示す概略ブロック図である。この図において、受信装置ｂ３は、受信アンテナｂ３０１－ｒ（ｒ＝１、２、・・・Ｒ、以下同じ）、受信部ｂ３０２－ｒ、減算部ｂ３０３－ｒ、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０４－ｒ、ＦＦＴ部ｂ３０５－ｒ、受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒ、復元部ｂ３０７－ｒ、復調部ｂ３０８、復号部ｂ３０９－ｔ、及び、シンボルレプリカ生成部ｂ３１０－ｔを含んで構成される。なお、減算部ｂ３０３－１～ｂ３０３－Ｒ、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０４－１～ｂ３０４－Ｒ、ＦＦＴ部ｂ３０５－１～ｂ３０５－Ｒ、復元部ｂ３０７－１～ｂ３０７－Ｒ、受信信号レプリカ生成部Ｂ３－１～Ｂ３－Ｒ（後述するフィルタ部ｂ３１３－１～ｂ３１３－Ｒ）を信号抽出部Ｂ３という。

　受信部ｂ３０２－ｒは、送信装置ａ３が送信した送信信号を、受信アンテナｂ３０１－ｒを介して受信する。受信部ｂ３０２－ｒは、受信した信号に対して、周波数変換及びアナログ―デジタル変換を行う。受信部ｂ３０２－ｒは、変換を行った受信信号を記憶する。受信部ｂ３０２－ｒは、初回処理、及び、後述する合計部ｂ３１４－ｒが減算部ｂ３０３－ｒに受信信号レプリカを入力するタイミングで、記憶する受信信号を減算部ｂ３０３－ｒ及び受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒに出力する。
　減算部ｂ３０３－ｒは、受信部ｂ３０２－ｒから入力された受信信号から、後述する受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒから入力された受信信号レプリカを減算する。減算部ｂ３０３－ｒは、受信信号レプリカを減算した信号を拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０４－ｒに出力する。
　なお、初回処理の場合、受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒから減算部ｂ３０３－ｒへの入力はなく（ゼロであり）、減算部ｂ３０３－ｒは、受信部ｂ３０２－ｒから入力された受信信号をそのまま拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０４－ｒに出力する。

　拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０４－ｒは、後述する伝搬路推定部ｂ３０６から入力されたチャネルインパルス応答に基づいて、干渉量を少なくするような信号処理区間の信号をＦＦＴ部ｂ３０５－ｒに出力する。また、抽出した信号処理区間を示す情報を伝搬路推定部ｂ３０６に出力する。この処理の詳細については、動作原理と併せて後述する。
　ＦＦＴ部ｂ３０５－ｒは、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０４－ｒから入力された時間領域の信号に対して時間周波数変換を行い、変換した周波数領域の信号を復元部ｂ３０７－ｒに出力する。

　受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒは、送信装置ａ３のアンテナａ３０８－ｔ（第ｔアンテナという）各々からアンテナｂ３０１－ｒ（第ｒアンテナという）への周波数応答を推定し、復元部ｂ３０７－ｒ及び復調部ｂ３０８に出力する。また、受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒは、雑音電力及びＩＳＩとＩＣＩ電力を算出し、復調部ｂ３０９に出力する。
また、受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒは、シンボルレプリカ生成部ｂ３１０－ｔから入力されたシンボルレプリカから、第ｒアンテナで受信した受信信号の受信信号レプリカを生成し、減算部ｂ３０３－ｒに出力する。なお、受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒの構成及び処理の詳細については、後述する。

　復元部ｂ３０７－ｒは、サブキャリア毎に、伝搬路推定部ｂ３０６から入力された周波数応答を、後述するシンボルレプリカ生成部ｂ３１０－ｔから入力されたシンボルレプリカに乗算して、伝搬路の影響を受けた所望信号のレプリカ信号を生成する。復元部ｂ３０７－ｒは、サブキャリア毎に、ＦＦＴ部ｂ３０５－ｒから入力された信号に生成したレプリカ信号を加算する。すなわち、復元部ｂ３０７－ｒは、伝搬路推定値とシンボルレプリカとに基づいて所望信号のレプリカ信号を生成し、ＦＦＴ部ｂ３０５－ｒが変換した周波数領域の信号に対してこの所望信号のレプリカ信号を加算し、受信信号の各サブキャリア成分を抽出する。復元部ｂ３０７－ｒは、レプリカ信号を加算した信号を復調部ｂ３０８に出力する。
　なお、初回の処理の場合、シンボルレプリカ生成部ｂ３１０－ｔから復元部ｂ３０７－ｒへの入力はなく（ゼロであり）、復元部ｂ３０７－ｒは、ＦＦＴ部ｂ３０５－ｒから入力された信号をそのまま復調部ｂ３０８に出力する。

　復調部ｂ３０８は、伝搬路推定部ｂ３０６から入力された周波数応答、雑音電力、及び干渉電力を用いて、ＺＦ基準、ＭＭＳＥ基準等を用いたフィルタ係数を算出する。復調部ｂ３０８は、算出したフィルタ係数を用いて、伝搬路補償を行う。復調部ｂ３０８は、伝搬路補償を行った信号を、送信装置ａ１から予め通知されたマッピング情報に基づいてデマッピングし、デマッピングした信号に対して、復調処理を行う。復調部ｂ３０８は、第ｔアンテナから送信された送信信号系列（第ｔストリームという）の信号について、復調処理の結果のビット対数尤度比を復号部ｂ３０９－ｔに出力する。

　復号部ｂ３０９－ｔは、復調部ｂ３０８から入力された復調シンボルに対して、例えば、最尤復号法、最大事後確率推定、ｌｏｇ－ＭＡＰ、Ｍａｘ－ｌｏｇ－ＭＡＰ、ＳＯＶＡ等を用いて、復号処理を行う。
　この復号処理の結果、誤りが検出されなかったと判定した場合、もしくは、既定の回数の処理が行われたと判定した場合、復号部ｂ３０９－ｔは、復号結果のビット対数尤度比を情報データビットとして出力する。一方、誤りが検出された、かつ、規定の回数の処理が行われていない、と判定した場合、復号部ｂ３０９－ｔは、復号結果のビット対数尤度比をシンボルレプリカ生成部ｂ３１０－ｔに出力する。

　シンボルレプリカ生成部ｂ３１０－ｔは、復号部ｂ３０９－ｔから入力されたビット対数尤度比の期待値を算出し、算出した期待値を変調してシンボルレプリカを生成する。シンボルレプリカ生成部ｂ３１０－ｔは、生成したシンボルレプリカを、送信装置ａ３から予め通知されたマッピング情報に基づいてマッピングする。シンボルレプリカ生成部ｂ３１０－ｔは、マッピングしたシンボルレプリカを復元部ｂ３０７－１～ｂ３０７－Ｒ及び受信信号レプリカ生成部Ｂ３－１～Ｂ３－Ｒに出力する。

　図１１は、本実施形態に係る受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒの構成を示す概略ブロック図である。この図において、受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒは、ＩＦＦＴ部ｂ３１１－ｔ、ＧＩ挿入部ｂ３１２－ｔ、伝搬路推定部ｂ３０６、フィルタ部ｂ３１３－ｔ、及び、合計部ｂ３１４を含んで構成される。

　ＩＦＦＴ部ｂ３１１－ｔは、シンボルレプリカ生成部ｂ３１０－ｔから入力されたシンボルレプリカに対して周波数時間変換を行い、変換した時間領域のレプリカ信号をＧＩ挿入部ｂ３１２－ｔに出力する。
　ＧＩ挿入部ｂ３１２－ｔは、ＩＦＦＴ部ｂ３１１－ｔから入力されたレプリカ信号に対して、ＦＦＴ区間の信号毎にガードインターバルを付加して、送信信号レプリカを生成する。ＧＩ挿入部ｂ３１２－ｔは、生成した送信信号レプリカを、伝搬路推定部ｂ３０６及びフィルタ部ｂ３１３－ｔに出力する。

　伝搬路推定部ｂ３０６は、受信部ｂ３０２－ｒから入力された受信信号、及びＧＩ挿入部ｂ３１２－ｔから入力された送信信号レプリカ信号、に基づいて、ＯＦＤＭシンボル区間で、第ｔアンテナ各々から第ｒアンテナへの伝搬路のチャネルインパルス応答を推定する。なお、初回の処理の場合、ＧＩ挿入部ｂ３１２－ｔから伝搬路推定部ｂ３０６への入力はなく（ゼロであり）、伝搬路推定部ｂ３０６は、予め記憶するパイロット信号、及び受信部ｂ３０２－ｒから入力された受信信号に基づいて、ＯＦＤＭシンボル区間で時間変動するチャネルインパルス応答を推定する。

　伝搬路推定部ｂ３０６は、推定したチャネルインパルス応答をフィルタ部ｂ３１３－ｔ及び拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０４－ｔに出力する。また、伝搬路推定部ｂ３０６は、推定したチャネルインパルス応答に対して、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０４－ｒから入力された情報が示す信号処理区間に対応する時間周波数変換を行い、周波数応答を推定する。伝搬路推定部ｂ３０６は、推定した周波数応答を復元部ｂ３０７－ｒ及び復調部ｂ３０８に出力する。
　また、伝搬路推定部ｂ３０６は、予め記憶するパイロット信号を用い、パイロットサブキャリアにおいて、雑音電力と干渉電力を測定する。

　フィルタ部ｂ３１３－ｔは、伝搬路推定部ｂ３０６から入力されたチャネルインパルス応答と、ＧＩ挿入部ｂ３１２－ｔから入力された送信信号レプリカと、に基づいて、第ｒアンテナで受信した第ｔストリームの受信信号レプリカを生成する。フィルタ部ｂ３１３－ｔは、生成した受信信号レプリカを合計部ｂ３１４に出力する。
　合計部ｂ３１４は、フィルタ部ｂ３１３－ｔから入力された受信信号レプリカを合計し、第ｒアンテナで受信した受信信号の受信信号レプリカを生成する。合計部ｂ３１４は、生成した受信信号レプリカを減算部ｂ３０３－ｒに出力する。

＜動作原理について＞
　以下、受信装置ｂ３の動作原理について、図１０、１０を参照しながら説明をする。
　受信部ｂ３０２－ｒが受信した第ｋ離散時刻の第ｉシンボルの受信信号ｒ_{ｉ，ｋ，ｒ}は、次式（３４）、（３５）で表わされる。

　ここで、Ｔは送信装置ａ３のアンテナ数、Ｄは最大の伝搬路番号、ｈ_{ｉ，ｄ，ｋ，ｒ，ｔ}は、第ｔアンテナから第ｒアンテナへの第ｉシンボルの第ｄパスにおける第ｋ離散時刻の複素振幅である。また、ｓ_{ｉ，ｋ，ｔ}は第ｔストリームの第ｉシンボルの時間領域の送信信号であり、ｚ_{ｉ，ｋ，ｒ}は第ｒアンテナでの第ｉシンボルの時間領域の雑音である。また、ＮはＦＦＴ区間のポイント数、Ｓ_ｉ，ｎ,tは第ｔストリームの第ｉシンボルの第ｎサブキャリアの変調信号、Ｎ_ｇはＧＩ区間のポイント数、ｊは虚数単位である。

　減算部ｂ３０３－ｒは、式（３４）で表わされる受信信号ｒ_{ｉ，ｋ，ｒ}から受信信号レプリカを減算する。遅延波の遅延時間がガードインターバル長を超えない場合、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０４－ｒは、先行波のＦＦＴ区間を抽出し、ＦＦＴ部ｂ３０５－ｒは、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０４－ｒの出力を時間周波数変換する。ＦＦＴ部ｂ３０５－ｒが出力する信号Ｒ’_{ｉ，ｎ，ｒ}は、次式（３６）、（３７）で表わされる。

　ここで、Ｗ_{ｉ，ｎ，ｍ，ｒ，ｔ}は第ｒアンテナが受信した第ｔストリームの第ｉシンボルについての第ｍサブキャリアから第ｎサブキャリアへの信号の漏れ込み係数であり、ｍ＝ｎの場合の漏れ込み係数Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｒ，ｔ}は周波数応答である。また、Ｓ’’_{ｉ，ｍ，ｔ}は第ｔストリームの第ｍサブキャリアの信号のシンボルレプリカである。

　復元部ｂ３０７－ｒは、シンボルレプリカＳ’’_{ｉ，ｎ，ｔ}に伝搬路推定部ｂ３０６から入力された周波数応答Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｒ，ｔ}を乗算して、伝搬路の影響を受けて第ｒアンテナが受信した第ｔストリームの第ｉシンボルの第ｎサブキャリアについての所望信号のレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｒ，ｔ}Ｓ’’_{ｉ，ｎ，ｔ}を生成する。復元部ｂ３０７－ｒは、式（３６）で表わされる信号Ｒ’_{ｉ，ｎ，ｒ}に生成したレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｒ，ｔ}Ｓ’’_{ｉ，ｎ，ｔ}を加算する。すなわち、復元部ｂ３０７－ｒは、ＦＦＴ部ｂ３０５－ｒが変換した周波数領域の信号のサブキャリア成分を抽出し、抽出したサブキャリア成分の信号に対して、所望信号のレプリカ信号の当該サブキャリア成分のうち所望のストリーム成分を加算する。この加算後の信号Ｙ_{ｉ，ｎ，ｒ，ｔ}は、次式（３８）で表わされる。

　ここで、式（３８）の第３項は、他のストリームの信号が除去されていることを示すので、式（３８）はＭＩＭＯ分離されたことを意味する。
　復調部ｂ３０８は、第ｔストリームの第ｎサブキャリアの復調シンボルＳ’_{ｉ，ｎ，ｔ}を、次式（３９）を用いて算出する。ただし、次式（３９）は、除去残差を雑音近似した場合の式である。

　次に、遅延波の遅延時間がガードインターバル長を超えている場合について説明する。第１の実施形態と同様に、先行波の先端から最大遅延波の終端までを合成する場合について説明する。ＦＦＴ部ｂ３０５－ｒが出力する信号Ｒ’_{ｉ，ｎ，ｒ}は、次式（４０）、（４１）で表わされる。

　ここで、Ｖ_{ｉ，ｎ，ｍ，ｒ，ｔ，１}は、第ｒアンテナが受信した第ｔストリームの１つ前のシンボルからのＩＳＩ係数であり、Ｖ_{ｉ，ｎ，ｍ，ｒ，ｔ，２}は、１つ後からのＩＳＩ係数である。
復元部ｂ３０７－ｒは、シンボルレプリカＳ’’_{ｉ，ｎ，ｔ}に周波数応答Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｒ，ｔ}を乗算して、伝搬路の影響を受けた所望信号のレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｒ，ｔ}Ｓ’’_{ｉ，ｎ，ｔ}を生成する。復元部ｂ３０７－ｒは、式（４０）で表わされる信号Ｒ’_{ｉ，ｎ，ｒ}に生成したレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｒ，ｔ}Ｓ’’_{ｉ，ｎ，ｔ}を加算する。この加算後の信号Ｙ_{ｉ，ｎ，ｒ，ｔ}は次式（４２）で表わされる。

　復調部ｂ３０８は、第ｔストリームの第ｎサブキャリアの復調シンボルＳ’_{ｉ，ｎ，ｔ}を、次式（４３）を用いて算出する。ただし、次式（４３）は、除去残差を雑音近似した場合の式である。

＜受信装置ｂ３の動作について＞
　図１２は、本実施形態に係る受信装置ｂ３の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図１１の受信部ｂ３０２－ｒが、初回に受信信号を減算部ｂ３０３－ｒに出力した後の処理である。

（ステップＳ３０１）減算部ｂ３０３－ｒは、受信信号から、後述するステップＳ３０８から入力された受信信号レプリカを減算する。その後、ステップＳ３０２へ進む。
（ステップＳ３０２）拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０５－ｒは、ステップＳ３０１での減算結果の信号のうち、干渉が小さくなるようなＦＦＴ区間を抽出する。その後、ステップＳ３０３へ進む。
（ステップＳ３０３）ＦＦＴ部ｂ３０５－ｒは、ステップＳ３０２で抽出されたＦＦＴ区間の信号に対して時間周波数変換を行う。その後、ステップＳ３０４へ進む。
（ステップＳ３０４）復元部ｂ３０７は、サブキャリア毎に、ステップＳ３０３での変換結果の信号に対して、後述するステップＳ３０８で生成するシンボルレプリカに、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０４－ｒが抽出したＦＦＴ区間の信号の周波数応答を乗算したレプリカ信号を加算する。その後、ステップＳ３０５へ進む。

（ステップＳ３０５）復調部ｂ３０８－ｒは、ステップＳ３０４での加算結果の信号に対して、伝搬路補償し、ビット対数尤度比を算出する。その後、ステップＳ３０６へ進む。
（ステップＳ３０６）復号部ｂ３０９－ｔは、ステップＳ３０５での算出結果のビット対数尤度比に対して、誤り訂正等の復号処理を行う。その後、ステップＳ３０７へ進む。
（ステップＳ３０７）復号部ｂ３０９－ｔは、ステップＳ３０６での復号結果に誤りが検出されなかったか、もしくは、既定の回数の処理が行われたかを判定する。これらのいずれかに該当する場合（Ｙｅｓ）、受信装置ｂ３は処理を終了する。一方、これらの両方に該当しない場合（Ｎｏ）、ステップＳ３０８へ進む。

（ステップＳ３０８）シンボルレプリカ生成部ｂ３１０－ｔは、ステップＳ３０５での復号結果のビット対数尤度比からシンボルレプリカを生成する。その後、ステップＳ３０９へ進む。
（ステップＳ３０９）受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒは、ステップＳ３０８で生成されたシンボルレプリカに基づいて受信信号レプリカを生成する。その後、ステップＳ３０１へ進む。

　このように、本実施形態によれば、受信装置ｂ３は、ＩＳＩ及びＩＣＩを除去した受信信号の各サブキャリア成分を抽出し、抽出した各サブキャリア成分の信号を復調する。これにより、受信装置ｂ３は、ＭＩＭＯ伝送方式の場合でも、計算量の増大を防止することができる。

　なお、上記第３の実施形態において、受信装置ｂ３は、所望サブキャリアであっても、他ストリームの信号は復元していないが、復元してもよい。すなわち、式（３８）、（４２）の第２項を復元してもよい。この場合は、復調部がＭＩＭＯ分離を行うことになり、ＺＦやＭＭＳＥのような線形処理だけではなく、最尤検出（ＭＬＤ；Ｍａｘｉｍｕｍ　Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ、以下では、ＭＬＤという略語は最尤検出を意味する）のような非線形処理を行うことも可能となる。

　以下、他ストリームの信号も復元したときに、受信装置ｂ３がＭＬＤを用いて行うビット対数尤度比の算出処理の原理について説明をする。
　復元部ｂ３０７は、式（４０）で表わされる信号Ｒ’_{ｉ，ｎ，ｒ}に生成したレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｒ，ｔ}Ｓ’’_{ｉ，ｍ，ｔ}をすべてのｔについて加算する。すなわち、復元部ｂ３０７－ｒは、ＦＦＴ部ｂ３０５－ｒが変換した周波数領域の信号のサブキャリア成分を抽出し、抽出したサブキャリア成分の信号に対して、所望信号のレプリカ信号の当該サブキャリア成分のうち全てのストリーム成分を加算する。この加算後の信号Ｙ_{ｎ，ｒ，ｔ}は、次式（５６）、（５７）で表わされる。

ここで、式（５６）をベクトル表記すると、次式（５８）～（６１）で表わされる。

　ただし、^Ｔは行列を転置することを表わす。ここで、式（６１）のベクトルＳ_ｉ，ｎを構成するビット系列β_ｉ，ｎを次式（６２）とする。

　ただし、Ｍは変調多値数であり、例えばＱＰＳＫのときはＭ＝２、１６ＱＡＭのときはＭ＝４である。また、ｂ_{ｉ，ｎ，ｔ，ｑ}はベクトルＳ_ｉ，ｎを構成する第ｔストリームのｑ番目のビットを表わす。以後、説明では第ｉシンボル第ｎサブキャリアを表わすものとし、添え字のｉとｎは省略する。すなわち、β_ｉ，ｎをβ、ｂ_{ｉ，ｎ，ｔ，ｑ}をｂ_ｔ，ｑと表記する。式（６２）のビットｂ_ｔ，ｑのビット対数尤度比λ（ｂ_ｔ，ｑ）は次式（６３）で表わされる。

　ここで、ベイズの定理、ｐ（Ａ｜Ｂ）ｐ（Ｂ）＝ｐ（Ｂ｜Ａ）ｐ（Ａ）を用いると、式（６３）のビット対数尤度比λ（ｂ_ｔ，ｑ）は、次式（６４）で表わされる。

　また、Ｚ’_{ｉ，ｎ，ｒ}がガウス過程に従うと仮定し、Ｍａｘ－ｌｏｇ近似を用いると、式（６４）のビット対数尤度比λ（ｂ_ｔ，ｑ）は、次式（６５）で表わされる。

　式（６５）でのｐ（β）は、各ビットが独立であると仮定すると、以下の式（６６）で表わされる。

　ここで、ｐ（ｂ_{ｔ’，ｑ’}）は、復号部ｂ３０９－ｔ’が出力するビット対数尤度比λ_ａ（ｂ_{ｔ’，ｑ’}）を用いて計算することができる。また、このようにして得られたビット対数尤度比λ（ｂ_ｔ，ｑ）は、ビット対数尤度比λ_ａ（ｂ_ｔ，ｑ）を用いて計算されているため、その分は減算するのが一般的である。すなわち、復調部ｂ３０８が復号部ｂ３０９－ｔへ出力する値は、λ（ｂ_ｔ，ｑ）－λ_ａ（ｂ_ｔ，ｑ）である。
　なお、簡単のため、事前情報が無いものと仮定してＬＬＲを計算してもよい。この場合、ビット対数尤度比λ（ｂ_ｔ，ｑ）は、次式（６７）で表わされる。

　復調部ｂ３０８は、復調処理の結果のビット対数尤度比λ（ｂ_ｔ，ｑ）を式（６７）を用いて算出し、復号部ｂ３０９－ｔに出力する。
　なお、以上の説明では、全ての候補を計算するＭＬＤについて説明したが、本発明は、ＱＲＭ－ＭＬＤやスフィアデコーディング（Ｓｐｈｅｒｅ　Ｄｅｃｏｄｉｎｇ）を用いたＭＬＤ等、演算量削減型ＭＬＤに対しても適応できる。

　また、上記第３の実施形態において、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０４－ｒが抽出する区間は、先行波の先端から最大遅延パスの終端までとしているが、これに限るものではない。例えば、最も電力の高いパスの先端から終端までを抽出する等でもよい。
　また、上記第３の実施形態においても、第２の実施形態と同様に窓関数を乗算してもよい。

　また、上記第３の実施形態において、送信装置ａ３（図９）は、１個のアンテナａ３０８－ｔに対して１個の符号部ａ３０２－ｔが備えられているが、本発明はこれに限らず、複数のアンテナに対して１個の符号部を備えてもよい。例えば、送信装置ａ３は、１個の符号部を備え、誤り訂正符号化した結果を、予め決められたパターンに従って変調部ａ３０３－１～ａ３０３－Ｔに振り分けて出力してもよい。
　また、上記第３の実施形態において、第１～第Ｔストリームには、同じ情報データ信号系列の送信信号が含まれてもよいし、全て異なる情報データ信号系列の送信信号であってもよい。例えば、送信装置ａ３は、２つの情報データ信号系列を送信する場合、一方の情報データ系列を第１、２ストリームとして送信し、他方の情報データ信号系列を第３、４ストリームとして送信してもよい。

　なお、上記各実施形態において、受信装置ｂ１、ｂ２、ｂ３は、時間領域において受信信号から受信信号レプリカを減算する場合について説明をした。しかし、本発明はこれに限らず、周波数領域において受信信号から受信信号レプリカを減算してもよい。この場合、例えば、受信装置ｂ１では、受信部ｂ１０２が受信信号を拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４に出力し、また、フィルタ部ｂ１１３が受信信号レプリカを拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４に出力する。拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４は、受信部ｂ１０２から入力された受信信号及びフィルタ部ｂ１１３から入力された受信信号レプリカから、抽出区間情報が示すＦＦＴ区間の信号を窓を乗算した後に抽出する。ＦＦＴ部ｂ１０５は、それぞれ、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４が抽出した信号に対して時間周波数変換を行う。復元部ｂ１０７は、ＦＦＴ部ｂ１０５が時間周波数変換を行ったＦＦＴ区間の受信信号から受信信号レプリカを減算する。復元部ｂ１０７は、減算した信号を式（１３）又は（２３）の信号Ｒ’_ｉ，ｎとして、レプリカ信号を加算する。

　なお、上述した実施形態における送信装置ａ１、ａ３及び受信装置ｂ１～ｂ３の一部、例えば、パイロット生成部ａ１０１、ａ３０１－ｔ、符号部ａ１０２、ａ３０２－ｔ、変調部ａ１０３、ａ３０３－ｔ、マッピング部ａ１０４、ａ３０４－ｔ、ＩＦＦＴ部ａ１０５、ａ３０５－ｔ、ＧＩ挿入部ａ１０６、ａ３０６－ｔ、送信部ａ１０７、ａ３０７－ｔ、受信部ｂ１０２、ｂ３０２－ｒ、減算部ｂ１０３、ｂ３０３－ｒ、拡張ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０４、ｂ２０４、ｂ３０４－ｒ、ＦＦＴ部ｂ１０５、ｂ２０５、ｂ３０５－ｒ、伝搬路推定部ｂ１０６、ｂ２０６、ｂ３０６、復元部ｂ１０７、ｂ２０７、ｂ３０７－ｒ、復調部ｂ１０８、ｂ２０８、ｂ３０８、復号部ｂ１０９、ｂ３０９－ｔ、シンボルレプリカ生成部ｂ１１０、ｂ３１０－ｔ、ＩＦＦＴ部ｂ１１１、ｂ３１１－ｔ、ＧＩ挿入部ｂ１１２、ｂ３１２－ｔ、フィルタ部ｂ１１３、ｂ３１３－ｔ、及び合成部ｂ３１４をコンピュータで実現するようにしても良い。その場合、この制御機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現しても良い。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、送信装置ａ１、ａ３又は受信装置ｂ１～ｂ３に内蔵されたコンピュータシステムであって、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでも良い。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。
　また、上述した実施形態における送信装置ａ１、ａ３及び受信装置ｂ１～ｂ３の一部、または全部を、ＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ　Ｓｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）等の集積回路として実現しても良い。送信装置ａ１、ａ３及び受信装置ｂ１～ｂ３の各機能ブロックは個別にプロセッサ化してもよいし、一部、または全部を集積してプロセッサ化しても良い。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いても良い。

　以上、図面を参照してこの発明の一実施形態について詳しく説明してきたが、具体的な構成は上述のものに限られることはなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内において様々な設計変更等をすることが可能である。

　本発明は、受信装置等の通信装置において用いて好適である。

　ａ１、ａ３・・・送信装置、ｂ１、ｂ２、ｂ３・・・受信装置、ａ１０１、ａ３０１－ｔ・・・パイロット生成部、ａ１０２、ａ３０２－ｔ・・・符号部、ａ１０３、ａ３０３－ｔ・・・変調部、ａ１０４、ａ３０４－ｔ・・・マッピング部、ａ１０５、ａ３０５－ｔ・・・ＩＦＦＴ部、ａ１０６、ａ３０６－ｔ・・・ＧＩ挿入部、ａ１０７、ａ３０７－ｔ・・・送信部、ａ１０８、ａ３０８－ｔ・・・送信アンテナ部、ｂ１０１、ｂ３０１－ｒ・・・受信アンテナ、ｂ１０２、ｂ３０２－ｒ・・・受信部、ｂ１０３、ｂ３０３－ｒ・・・減算部、ｂ１０４、ｂ２０４、ｂ３０４－ｒ・・・拡張ＦＦＴ区間抽出部、ｂ１０５、ｂ２０５、ｂ３０５－ｒ・・・ＦＦＴ部、ｂ１０６、ｂ２０６、ｂ３０６・・・伝搬路推定部、ｂ１０７、ｂ２０７、ｂ３０７－ｒ・・・復元部、ｂ１０８、ｂ２０８、ｂ３０８・・・復調部、ｂ１０９、ｂ３０９－ｔ・・・復号部、ｂ１１０、ｂ３１０－ｔ・・・シンボルレプリカ生成部、ｂ１１１、ｂ３１１－ｔ・・・ＩＦＦＴ部、ｂ１１２、ｂ３１２－ｔ・・・ＧＩ挿入部、ｂ１１３、ｂ３１３－ｔ・・・フィルタ部、ｂ２０９・・・窓乗算部、ｂ３１４・・・合成部、Ｂ１、Ｂ２・・・信号抽出部、Ｂ３－ｒ・・・受信信号レプリカ生成部

Claims

　受信信号及び少なくとも１回の受信処理によって得られるビット対数尤度比から得られる時間領域での受信信号のレプリカである受信信号レプリカを用いて、任意の時間区間の信号を抽出し、抽出した信号を時間周波数変換して少なくともキャリア間干渉が抑圧された受信信号の各サブキャリア信号を求める信号抽出部を備えることを特徴とする受信装置。
　伝搬路推定を行って伝搬路推定値を求める伝搬路推定部と、
　前記ビット対数尤度比から変調シンボルのレプリカであるシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部と、
　を備え、
　前記信号抽出部は、
前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて、前記受信信号レプリカを生成するフィルタ部と、
　前記受信信号から前記受信信号レプリカを減算する減算部と、
　前記減算部が減算した信号から任意の長さの時間区間の信号である拡張ＦＦＴ区間信号を抽出し、該拡張ＦＦＴ区間信号からＦＦＴ信号を生成する拡張ＦＦＴ区間抽出部と、
　前記ＦＦＴ信号を、周波数領域の信号に変換する時間周波数変換部と、
　前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいてサブキャリアレプリカ信号を生成し、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号に対して前記サブキャリアレプリカ信号を加算し、前記受信信号の各サブキャリア信号を求める復元部と、
　を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
　伝搬路推定を行って伝搬路推定値を求める伝搬路推定部と、
　前記ビット対数尤度比から変調シンボルのレプリカであるシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部と、
　を備え、
　前記信号抽出部は、
　前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて、前記受信信号レプリカを生成するフィルタ部と、
　任意の時間区間の信号である拡張ＦＦＴ区間信号を抽出し、該拡張ＦＦＴ区間信号からＦＦＴ区間信号を生成する拡張ＦＦＴ区間抽出部と、
　前記受信信号から生成された第１のＦＦＴ区間信号と前記受信信号レプリカから生成された第２のＦＦＴ区間信号を周波数領域の信号に変換する時間周波数変換部と、
　前記周波数領域の第１のＦＦＴ区間信号から前記周波数領域の第２のＦＦＴ区間信号を減算する減算部と、
　前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいてサブキャリアレプリカ信号を生成し、前記減算部が減算した信号に対して前記サブキャリアレプリカ信号を加算し、任意の時間区間での受信信号の各サブキャリア成分を抽出する復元部と、
　を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
　前記フィルタ部は、周波数時間変換をしたシンボルレプリカと前記伝搬路推定値に基づいて、前記受信信号レプリカを生成することを特徴とする請求項２または３に記載の受信装置。
　前記拡張ＦＦＴ区間信号の区間長は、前記ＦＦＴ区間信号よりも長いこと
を特徴とする請求項２または３に記載の受信装置。
　前記ＦＦＴ区間信号には、前記拡張ＦＦＴ区間信号のうち前記ＦＦＴ区間信号の区間長以上の信号が含まれていること
　を特徴とする請求項５に記載の受信装置。
　前記拡張ＦＦＴ区間信号の時間区間の開始位置が前記ＦＦＴ区間信号の時間区間の開始位置と異なることを特徴とする請求項２または３に記載の受信装置。
　前記拡張ＦＦＴ区間信号の時間区間の開始位置が前記ＦＦＴ区間信号の時間区間の開始位置と同じであることを特徴とする請求項２または３に記載の受信装置。
　前記拡張ＦＦＴ区間信号は、信号を抽出する時間区間の始まりを先行パスの先端とし、前記時間区間の終わりを最大遅延パスの信号の後端とすることを特徴とする請求項２または請求項３に記載の受信装置
　前記拡張ＦＦＴ区間抽出部は、抽出した信号区間に窓関数を乗算することを特徴とする請求項２乃至９に記載の受信装置。
　前記復元部は、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号のサブキャリア成分を抽出し、抽出したサブキャリア成分の信号に対して、前記所望信号のレプリカ信号の当該サブキャリア成分を加算することを特徴とする請求項２または３に記載の受信装置。
　前記復元部は、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号のサブキャリア成分を抽出し、抽出したサブキャリア成分の信号に対して、前記所望信号のレプリカ信号のサブキャリア成分であって当該サブキャリアに近接するサブキャリアの成分を加算することを特徴とする請求項２または３に記載の受信装置。
　前記受信装置は、複数のアンテナを備え、
　前記受信装置は、送信装置とＭＩＭＯ伝送方式の通信を行うことを特徴とする請求項１乃至１２に記載の受信装置。
　前記復調部は、前記伝搬路推定値に基づいてＭＩＭＯ分離を行うことを特徴とする請求項１３に記載の受信装置。
　前記受信装置は、送信装置が備える複数のアンテナ各々から送信された信号系列であるストリームの信号を、前記受信信号として受信し、
　前記信号抽出部は、
　前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて、時間領域での受信信号のレプリカである受信信号レプリカを生成するフィルタ部と、
　前記受信信号から前記受信信号レプリカを減算する減算部と、
　前記減算部が減算した信号から任意の長さの時間区間の信号を抽出する拡張ＦＦＴ区間抽出部と、
　前記拡張ＦＦＴ区間抽出部が抽出した時間区間の信号を、周波数領域の信号に変換する時間周波数変換部と、
　前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて所望信号のレプリカ信号を生成し、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号に対して前記所望信号のレプリカ信号を加算し、任意の長さの時間区間での受信信号の各サブキャリア成分を抽出する復元部と、
　を備え、
　前記復元部は、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号のサブキャリア成分を抽出し、抽出したサブキャリア成分の信号に対して、前記所望信号のレプリカ信号の当該サブキャリア成分のうち所望のストリーム成分を加算することを特徴とする請求項１４に記載の受信装置。
　前記受信装置は、送信装置が備える複数のアンテナ各々から送信された信号系列であるストリームの信号を、前記受信信号として受信し、
　前記信号抽出部は、
　前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて、時間領域での受信信号のレプリカである受信信号レプリカを生成するフィルタ部と、
　前記受信信号から前記受信信号レプリカを減算する減算部と、
　前記減算部が減算した信号から任意の長さの時間区間の信号を抽出する拡張ＦＦＴ区間抽出部と、
　前記拡張ＦＦＴ区間抽出部が抽出した時間区間の信号を、周波数領域の信号に変換する時間周波数変換部と、
　前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて所望信号のレプリカ信号を生成し、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号に対して前記所望信号のレプリカ信号を加算し、任意の長さの時間区間での受信信号の各サブキャリア成分を抽出する復元部と、
　を備え、
　前記復元部は、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号のサブキャリア成分を抽出し、抽出したサブキャリア成分の信号に対して、前記所望信号のレプリカ信号の当該サブキャリア成分のうち全てのストリーム成分を加算することを特徴とする請求項１４に記載の受信装置。
　前記復調部は、最小平均２乗誤差基準で信号を復調することを特徴とする請求項１乃至１６に記載の受信装置。
　信号抽出部が、受信信号及び少なくとも１回の受信処理によって得られるビット対数尤度比から得られる時間領域での受信信号のレプリカである受信信号レプリカを用いて、任意の時間区間の信号を抽出し、抽出した信号を時間周波数変換して少なくともキャリア間干渉が抑圧された受信信号の各サブキャリア信号を求める信号抽出過程を有することを特徴とする受信方法。
　受信装置のコンピュータを、
　受信信号及び少なくとも１回の受信処理によって得られるビット対数尤度比から得られる時間領域での受信信号のレプリカである受信信号レプリカを用いて、任意の時間区間の信号を抽出し、抽出した信号を時間周波数変換して少なくともキャリア間干渉が抑圧された受信信号の各サブキャリア信号を求める信号抽出手段として機能させる受信プログラム。
　受信信号及び少なくとも１回の受信処理によって得られるビット対数尤度比から得られる時間領域での受信信号のレプリカである受信信号レプリカを用いて、任意の時間区間の信号を抽出し、抽出した信号を時間周波数変換して少なくともキャリア間干渉が抑圧された受信信号の各サブキャリア信号を求めるプロセッサ。
　ガードインターバルが付加された送信信号を受信して、該受信した受信信号から変調シンボルを復調する受信装置における受信方法において、
　ＦＦＴ区間を通常より長く、または、通常と異なる位置に設定される、拡張ＦＦＴ区間を用いてＦＦＴ区間信号を求める過程を有することを特徴とする受信方法。