JP4936680B2 - Ｏｆｄｍ受信方法及び受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、OFDM受信方法及び受信装置に係わり、特にガードインターバルを越える遅延波によりシンボル間干渉を受けた信号を受信し、該受信信号より少なくともシンボル間干渉を除去し、干渉除去した受信信号に復調及び復号処理を施すOFDM受信方法及び受信装置に関する。

広帯域無線通信においては、マルチパス環境による周波数選択性フェージングが発生する。このため、伝送帯域幅を周波数選択性フェージングが生じないような狭帯域（サブキャリア）に分割し並列伝送するマルチキャリア変調方式が有用となる。現在、デジタルＴＶ／音声放送（日本、欧州）や無線ＬＡＮ(IEEE802.11a)などの規格がマルチキャリア変調方式の一種である直交周波数分割多重(OFDM)伝送方式をベースとして標準化されている。また、次世代移動通信システムにおいてもOFDMベースの変調方式が提案されている。
OFDM伝送ではマルチパスによるシンボル間干渉（Inter Symbol Interference：ISI）を除去するためにガードインターバルGIが挿入される。図8はガードインターバル挿入説明図である。GI挿入とはM個のサブキャリアサンプル（＝1 OFDMシンボル）を1単位とするとき、その先頭部に末尾部分をコピーすることである。ガードインターバルGIを挿入することによりマルチパスによるシンボル間干渉の影響を無くすことが可能になる。
図9は遅延波による符号間干渉の説明図であり，Ａは直接波、Ｂは遅延波（反射波）である。(a)に示すように遅延波Ｂの遅れ時間τがガードインターバル長N_G以下であれば、ウインドウタイミングWにおいて直接波ＡのデータシンボルD₀は遅延波Bの他のデータシンボルと重ならず、シンボル間干渉は発生しない。しかし、(b)に示すように、遅延波Ｂの遅れ時間τがガードインターバル長N_Gより大きくなると、ウインドウタイミングWにおいて直接波AのデータシンボルD₀は遅延波Bの他のデータシンボルＤ_-1と重なり、ISIが発生する。従って、遅延波の最大遅延時間τ_MAXを考慮してISIが生じないようにガードインターバル長N_Gが決められる。
以上からOFDMではGI挿入によりGIシンボル長以内のマルチパス遅延波が存在してもISIは発生しない。このため、等化を用いず復調できる利点（耐マルチパスフェージング）を有している。一方、GIシンボル（冗長シンボル）の付加は伝送効率の低下を引き起こし、GIシンボル長が大きくなるほど伝送効率が低下する。そこで、本願出願人はGI長を遅延波の最大遅延時間τ_MAXより大きくしなくてもISIやキャリア間干渉（Inter Carrier Interference：ICI）を低減できる方法を提案している(特許文献1，2参照)。

図10はISI除去説明図である。遅延波Bは直接波ＡからGI長N_G以上遅延し、遅延時間Nτ_maxはN_G＜Nτ_maxとなっている。直接波ＡのデータシンボルD₀は遅延波BのパイロットシンボルPと一部重なり、遅延波BのパイロットシンボルPからISIを受けている。従って、受信信号からこの部分(図10(d)の斜線部参照)のパイロットシンボルを除去する必要がある。干渉を受けている時間(サンプル数)はｙ＝(Nτ_max−N_G)である。そこで、このｙ部分を、既知パイロット信号波形から切り取ってISIレプリカRPp(図10(e)の斜線部参照)として発生し、受信信号より該ISIレプリカRPpを減算する（図10(f)の左側参照)。これにより、直接波に干渉を与える遅延波部分を0にできISI干渉をなくすことが可能になる。すなわち、図10(f)の信号にFFT処理を施すことによりISIの影響を受けないOFDM復調が可能になる。
以上と同様に、直接波AのデータシンボルD₁(図10参照)は、遅延波Bの前データシンボルD₀と一部重なり、該遅延波BのデータシンボルD₀からISI干渉を受けている。従って、受信信号からこのデータシンボルD₀の部分を除去する必要がある。ISI干渉を受けている時間(サンプル数)はｙである。そこで、このｙ部分を前データシンボルD₀の時間波形信号から切り取ってISIレプリカRP₀として発生し（図10(e)の斜線部参照）、受信信号より該ISIレプリカRP₀を減算する（図10(f)の右側参照)。これにより、直接波に干渉を与える遅延波部分を0にできISI干渉をなくすことが可能になる。すなわち、図10(f)の信号にFFT処理を施すことによりISIの影響を受けないOFDM復調が可能になる。

図11はICI除去説明図である。以上のISI除去処理により、図11の(a)に示す遅延波BのISI期間ｙの部分を除去して(b)に示す受信信号を発生し、該信号にFFT処理してシンボル間干渉ISIを除去する。しかし、遅延波BはISI期間ｙの部分で不連続になり、しかも周期波形となっていない。このため、FFT処理により得られる各サブキャリア成分にはキャリア間干渉ICIによる歪が含まれる。かかるキャリア間干渉ICIをなくすには、(c)に点線で示すように、遅延波ＢのISI期間ｙに滑らかに、かつ、周期波形となるように波形を挿入する必要がある。
そこで、(d)に示すように、(b)の受信信号をFFT処理し、しかる後、IFFT処理すると(e)に示すように連続信号波形が得られる。この(e)の連続信号波形の末尾y期間を切り取って(b)の受信信号の先頭y期間に挿入すると(f)に示すように遅延波Bが連続周期波形になる。 この(f)の信号にFFT演算処理を施せばICIが抑制される。なお、(e)の波形により理想的には、(f)に示す遅延波Bを連続周期波形にする必要があるが、(b)の波形をFFT,IFFT処理するものであるため、(e)の波形は理想形から若干のずれがある。

図12はISI除去、ICI除去した信号にOFDM復調処理を施し、得られた復調信号に復号処理を施して出力するOFDM受信部の構成図である。
GI除去部100は受信信号よりGIを除去し、パイロット・データ分離部101は受信信号よりデータとパイロットを分離し、データをISIレプリカ生成/除去部102に入力し、パイロットを遅延プロファイル発生部103に入力する。遅延プロファイル発生部103は受信パイロット信号と既知のパイロット信号の相関を演算して遅延プロファイルを出力する。
ISIレプリカ生成部102aは遅延プロファイルよりガードインターバル長N_G以上の遅延時間部分をISI部分とし、該ISI部分に応じた既知シンボル(パイロットシンボル)の時間波形部分あるいは前シンボルの時間波形部分をISIレプリカとして発生する(図10(e)参照)。チャネル補償部102bはISIレプリカにチャネル推定値を乗じ、これによりチャネル補償を施して減算部102ｃに入力する。減算部102cは受信信号よりISIレプリカを減算して、図10(f)の左側に示す直接波A、遅延波B(データシンボルD₀)を後段のFFT演算部104に入力する。
FFT演算部104は入力した受信信号にFFT演算処理を施してサブキャリア毎のデータ要素を発生する。又、FFT演算部105は、チャネル推定値にFFT演算処理を施して各サブキャリアのチャネル補償値を発生する。チャネル補償部106はサブキャリア毎にFFT演算結果にチャネル補償値を乗算してデータシンボルD₀を構成するサブキャリア数のデータ要素を復調してレプリカ生成/ICI除去部107に入力する。
レプリカ生成/ICI除去部107のIFFT演算部107aはチャネル補償部106から出力するデータシンボルD₀を構成するサブキャリア数の復調データにIFFT演算を施し、データシンボルD₀の時間波形信号(図11(e)参照)を出力する。復調信号復元レプリカ生成部107bは、IFFT演算部107aから入力する時間波形信号の末尾、y期間の信号部分(図11(e)参照)を切り出して復調信号復元レプリカ(ICIレプリカ)を発生し、合成部107cに入力する。合成部107cは復調信号復元レプリカを減算部102cから出力する受信信号(図11(d)参照)に加えて連続信号波形にしてOFDM復調部108のFFT演算部108aに入力する。
FFT演算部108aは、合成部107cから出力する合成信号にFFT演算処理を施してサブキャリア毎のデータ要素を発生し、チャネル補償部108bはサブキャリア毎にFFT演算結果にチャネル補償値を乗算し、チャネル補償結果を復調信号として出力する。以上により、シンボル間干渉ISIと共にキャリア間干渉ICIを抑制することが出来る。
復号処理部109はOFDM復調されたデータ(軟判定データ)に誤り訂正復号処理を施して復号結果(硬判定データ)を出力する。誤り訂正符号としてはシャノン限界に近い誤り特性を実現できるターボ符号及び低密度パリティチェック (LDPC: Low Density Parity Check) 符号が使用できる。これらの誤り訂正符号における復号方法としては、繰返し復号を通して復号処理前に得られた符号語の各受信ビット列の事前確率を信頼性の高い値に更新することにより、誤り特性を改善する方法が用いられている。
誤り訂正符号部110は復号処理結果を符号化し、IFFT演算部111は符号化されたデータシンボルD₀を構成するサブキャリア数の復調データにIFFT演算を施し、データシンボルD₀の時間波形信号を出力し、遅延回路112は該時間波形信号を1シンボル期間Ts遅延してISIレプリカ生成部102aに入力する。

以上と同様に、直接波AのデータシンボルD₁(図10参照)は、遅延波Bの前データシンボルD₀と一部重なり、該遅延波BのデータシンボルD₀からISI干渉を受けている。従って、受信信号からこのデータシンボルD₀の部分を除去する必要がある。ISI干渉を受けている時間(サンプル数)はｙである。そこで、ISIレプリカ生成部102aは、このｙ部分を前データシンボルD₀の時間波形信号(遅延回路112の出力信号)から切り取ってISIレプリカとして発生する（図10(e)の斜線部参照）。チャネル補償部102bはISIレプリカにチャネル推定値を乗じ、これによりチャネル補償を施して減算部102cに入力する。減算部102cは受信信号よりISIレプリカを減算して、図10(f)の右側に示す直接波A、遅延波B(データシンボルD₁)を後段のFFT演算部104に入力する。以後、データシンボルD₀の場合と同様の処理が行われる。
以上のOFDM受信部によればISI,ICIを除去してBER(Bit Error Rate)特性を改善することができる。また、レプリカ生成/ISI,ICI除去/復調/復号の一連の処理（ターボ等化処理という）を繰り返すことによりGI長を超えるマルチパス環境下においても良好な伝送特性を実現することができる。また、符号がターボ符号及びLDPC符号であれば、復号の繰り返し回数が多いほど誤り特性を改善できる。

以上のように、ターボ等化繰返し数α及び復号繰返し数βが大きいほど受信特性か向上する。しかしながら、繰返し数α、βを大きくするほど多くの処理時間を要するという問題点がある。このため、実システムに適用する場合、規定時間内に受信処理が完了するようにターボ等化繰り返し数及び復号繰返し数を制限する必要がある。
ところで、規定時間内に受信処理を完了するためのターボ等化繰り返し数及び復号繰返し数の組み合わせはいくつか考えられるが、どの組合せが最も良い受信特性が得られる組み合わせであるかは伝搬路によって異なる。移動通信環境下では時間と共に伝搬路が変化するため、あらかじめ決められたターボ等化繰り返し数及び復号繰返し数の組合せで受信処理を行った場合、常に最適な受信特性を得ることができないという問題がある。
また、ターボ等化繰り返し数及び復号繰返し数の組合せを変える場合、伝搬路を推定し、それを用いてターボ等化繰り返し数及び復号繰返し数の組合せを決定する機能および判定規範が必要となる。
以上から、本発明の目的は、規定時間内に受信処理が完了するようなターボ等化繰り返し数及び復号繰返し数の組み合わせのうち最適な受信特性が得られる組み合わせで復号処理することである。
本発明の別の目的は、伝搬路の変化に応じて最適な受信特性が得られる組み合わせに切り替えて復号処理することである。
特開2004−208254号公報 特開2004−289475号公報

上記課題は本発明によれば、ガードインターバルを越える遅延波によりシンボル間干渉を受けた信号を受信し、該受信信号より少なくともシンボル間干渉を除去し、干渉除去した受信信号に復調及び復号処理を施すOFDM受信方法及びOFDM受信装置により達成される。
本発明のOFDM受信方法では、受信信号より干渉を除去して復調および復号する等化処理の繰り返し数と復号処理において復号を繰り返し行う繰り返し数の組み合わせを、伝搬路状態例えば希望信号対干渉電力比SIRに基づいて切り替える。すなわち、前記等化処理の繰り返し数と復号繰り返し数の組み合わせと、前記SIRとの対応関係を予め設定しておき、該対応関係を用いて等化処理の繰り返し数と復号繰り返し数を決定する。
また、前記等化処理のうち復号処理以外の処理に要する時間と、1回の復号に要する時間とを考慮して、設定処理時間内に前記繰り返し数の等化処理が完了するように該等化処理の繰り返し数と復号繰り返し数の組み合わせを求め、各組み合わせとSIRとの前記対応関係を受信特性が最適となるように設定する。
本発明のOFDM受信装置は、受信信号より少なくとも前記シンボル間干渉を除去する干渉除去部、干渉除去した受信信号に復調処理を施す復調処理部、復調信号に誤り訂正復号処理を行う復号処理部、受信信号より前記干渉を除去して復調および復号する等化処理の繰り返し数と前記復号処理において復号を繰り返し行う繰り返し数の組み合わせを伝搬路状態に基づいて決定する繰り返し制御部を備えている。伝播路状態は、SIR推定部がOFDMシンボル群に対する伝搬路のインパルス応答群 を用いて希望信号対干渉電力比SIRを前記伝搬路状態として推定する。

本発明によれば、等化処理の繰り返し数と復号処理における復号繰り返し数の組み合わせを、伝搬路状態例えば希望信号対干渉電力比SIRに基づいて切り替えるようにしたから、伝播路状態に応じて最適な受信特性が得られる組み合わせに切り替えて復号処理することができる。
また、本発明によれば、等化処理のうち復号処理以外の処理に要する時間と、1回の復号に要する時間とを考慮して、設定処理時間内に前記繰り返し数の等化処理が完了するように該等化処理の繰り返し数と復号繰り返し数の組み合わせを求め、受信特性が最適となるように前記各組み合わせとSIRとの対応関係を設定するから、規定時間内に受信処理が完了するような等化繰り返し数及び復号繰返し数の組み合わせで最適の復号処理することができる。

ガードインターバルを越える遅延波によりシンボル間干渉を受けた信号を受信し、該受信信号より少なくともシンボル間干渉を除去し、干渉除去した受信信号に復調及び復号処理を施すOFDM受信方法において、受信信号より前記干渉を除去して復調および復号する等化処理の繰り返し数と前記復号処理において復号を繰り返し行う繰り返し数の組み合わせを、伝搬路状態、例えば、希望信号対干渉電力比SIRに基づいて切り替える。すなわち、等化処理の繰り返し数と復号繰り返し数の組み合わせと、前記SIRの対応関係を予め設定しておき、該対応関係を用いて等化処理の繰り返し数と復号繰り返し数を決定する。

（A）OFDM受信装置の構成
図１は本発明のOFDM受信装置の構成図で、ダイバーシチ構成になっており、受信アンテナ(図示せず)毎に受信ブランチ#1〜#Bが設けられている。尚、必ずしもダイバーシチ構成にする必要はない。
各ブランチは、アンテナ受信信号よりGIを除去するGI除去部11、GI除去された信号よりパイロット、データを分離するパイロット・データ分離部12、受信パイロットと既知パイロットの相関演算を行ってチャネルを推定するチャネルインパルスレスポンス推定部(CIR推定部)13、受信信号よりICI,ISIレプリカを除去するISI/ICI除去部14を有している。OFDM復調部15は各ブランチの出力信号（ISI/ICI除去信号）を最大比合成その他の方法により合成し、合成信号に復調処理を施して出力する。
復号処理部16は指定された繰り返し回数（＝I_DEC)分の復号処理を行い、復号結果を出力する。セレクタ17は指定された等化繰り返し数（＝I_EQU）分のターボ等化処理が完了してなければ、復号結果をレプリカ生成部18に入力し、レプリカ生成部18は復号結果に基づいてISIレプリカ及び復調信号復元レプリカを生成し、各ブランチ#1〜#B のISI/ICI除去部14に入力し、上記の処理を繰り返す。また、セレクタ17は指定された等化繰り返し数分のターボ等化処理が完了すれば復号結果を出力する。ここでターボ等化処理とはレプリカ生成/ISI,ICI除去/復調/復号の一連の処理である。
SIR推定部21は符号化ブロック毎に、CIR推定値及び受信信号電力、干渉信号電力に基づいてSIRを推定し、繰り返し制御部22は該SIRに基づいて等化繰り返し回数I_EQU及び復号繰り返し回数I_DECを決定し、それぞれをセレクタ17、復号処理部16に設定する。
なお、GI除去部11、パイロット・データ分離部12、CIR推定部13は図12におけるGI除去部100、パイロット・データ分離部101、遅延プロファイル発生部103に対応する。また、ISI/ICI除去部14は図12におけるISIを除去する減算器102cおよびICIを除去する合成部107cに対応し、OFDM復調部15、復号処理部16はそれぞれOFDM 復調部108、復号処理部109に対応し、レプリカ生成部18はISIレプリカ生成部102a、復調信号復元レプリカ生成部107bに対応する。

（B）数式を用いた動作説明
図１の動作を数式を用いて説明する。OFDM伝送方式では、通常送信側でパイロット信号を多重し、GIを付加して伝送する。受信側において、受信ブランチ毎にGI除去部11はGIを除去し、しかる後、パイロット・データ分離部12はパイロット信号(ｙ_P,i,b(k)) とデータ信号(ｙ_D,i,b(k))を分離する。ここでiはシンボル番号、bは受信ブランチ番号、kはサンプル点である。次にCIR推定部13は、パイロット信号ｙ_P,i,b(k)を用いてi番目のデータシンボルにおけるj番目のサンプル点におけるCIR推定値

を導出する。ISI/ICI除去部14は、それぞれ次式

の演算を行う。(1)式はISIレプリカ除去後(ISI除去後)の信号、(2)式は復調信号復元レプリカ付加後(ICI除去後)の信号である。ここで、NはFFTポイント数、N_Gはガードインターバル長、Rep_i-1(k),Rep_i(k)は、レプリカ生成部18により導出された前シンボル及び当該シンボルのレプリカ信号である。レプリカ生成部18は、初回時、OFDM復調後のデータを用いてレプリカを生成し、ターボ等化時は復号後のデータを用いてレプリカを生成する。

(1)式は図2を参照すれば以下のように求めることができる。ただし、1OFDMシンボルは、N_GサンプルのガードインターバルGIと,Nサンプルのデータ部（FFTウィンドウ部）で構成され、1OFDMシンボルの先頭からの位置は括弧付き((0)〜（N+N_G）)で表現し、FFTウィンドウ内の位置は括弧なし(0〜N-1)で表現する。
マルチパスの各パスのCIR推定値g_i,b(0)，ｇ_i,b (j₁)，g_i,b (j₂) ，g_i,b (j₃)とし、第1〜第3遅延波の直接波からの遅延サンプル数をj₁，j₂，j₃とすれば、直接波及び第1〜第3遅延波の位相関係は図示のようになる。直接波の第iシンボル、第kサンプル時点における受信信号ｙ_D,i,b(k)は、図示の斜線部の各信号の合計である。したがって、

が成立し、(1)式が得られる。(2)式はISI除去された(1)式の左辺に復調信号復元レプリカを加算することにより求まる。
図１に戻って、復調部15は各ブランチの出力信号（ISI/ICI除去信号）を最大比合成その他の方法により合成し、合成信号にFFT演算処理を施してサブキャリア毎のデータ要素を発生し、しかる後、サブキャリア毎にFFT演算結果にチャネル補償値を乗算し、チャネル補償結果を復調信号として出力する。

SIR推定部21は符号化単位である符号化ブロック(トランスポートブロック)毎にSIRの推定を行う。q番目の符号化ブロックを伝送するOFDMシンボルにおけるSIR推定値（R_SIR(q)）は、CIR推定部13から得られた

を用いて次式

を用いて導出する。ここで、C(q)はq番目の符号化ブロックを伝送するOFDMシンボルの集合（符号化ブロックはA個のOFDMシンボルで構成されているものとする）、X_i,b(j)は希望信号電力、Y_i,b(j)は干渉信号電力である。なお、(3)〜(5)式の導出法は後述するAPPENDIXに示す。
繰返し制御部22は、SIR推定値に基づいてターボ等化繰返し数I_EQU及び復号繰返し数I_DECを決定し、復号繰返し数I_DECを復号処理部16に設定し、ターボ等化繰返し数I_EQUをセレクタ17に設定してこれら回数のターボ等化、復号処理を実行するよう制御する。

（C）ターボ等化繰返し数I_EQU及び復号繰返し数I_DECの決定法
ターボ等化繰返し数I_EQU及び復号繰返し数I_DECは以下のように決定する。
実システムにおいて受信処理に要求される時間をT_LIMITとすると、該処理時間内に受信処理が完了するためには、次式

を満たさなければならない。ここで、T_EQUはレプリカ生成、ISI/ICI除去及びOFDM復調処理に要する時間、T_DECは1回の復号処理に要する時間、Aは１つの符号化ブロックを伝送するのに必要なOFDMシンボル数である。等化処理は、レプリカ生成/ISI,ICI除去/復調/ I_DEC回の復号処理の一連の処理であり、このうち、レプリカ生成/ISI,ICI除去/復調処理に要する時間がT_EQU、1回の復号処理に要する時間がT_DECである。したがって、1回の等化処理に要する時間は

であるから、（I_EQU＋1）回の等化処理に要する処理時間は(6)式の左辺となる。
(6)式を満足する組合せを以下のように表す。

ここで、Mは(6)式を満足する組合せ数であり、以下の式を満たしているものとする。

繰返し制御部22は、SIR推定部21から導出されたSIR値R_SIR(q)により(6)式を満足する組合せの中からターボ等化繰返し数I_EQU及び復号繰返し数I_DECを決定し、これらを復号処理部16、セレクタ17に設定し、該繰返し回数分の処理が行われるように制御する（AIC：Adaptive Iteration Control)。

具体的には、M-1個のSIR閾値R_TH(m)を設け、以下の式を用いてターボ等化繰返し数I_EQU及び復号繰返し数I_DECを決定する。

ここで、R_TH(m)< R_TH(m+1)とする。すなわちSIRの値が小さいほどターボ等化繰返し数の大きい組合せとする。
図3はターボ等化繰返し数I_EQU及び復号繰返し数I_DECの決定処理フローである。
予め、良好なBLER(Block Error Rate)特性が得られるようなターボ等化繰返し数I_EQUと復号繰返し数I_DECの組み合わせ（I_EQU, I_DEC）と、SIR閾値R_TH(m) との対応テーブル((10)式の関係)を作成して保存しておく(ステップ101)。
OFDM受信に際して(ステップ102)、符号化ブロック毎に(3)式に基づいてSIR値（＝R_SIR(q)）を算出し(ステップ103)、該SIR値に対応する組み合わせ（I_EQU, I_DEC）をテーブルより求め(ステップ104)、該組み合わせのターボ等化繰返し数I_EQU及び復号繰返し数I_DECをそれぞれセレクタ17、復号処理部16に設定し(ステップ105)、以後、OFDM受信が完了するまで(ステップ106)、ステップ103以降の処理を行う。

（D）シミュレーション
上記本発明の実施例の効果をシミュレーションにより確認する。表１はシミュレーションパラメータであり、図4に伝搬路モデルを示す。

ここで、T_LIMIT=8T、T_EQU=0.5T、T_DEC=0.045T、A=2とすると共に、SIR閾値は、
R_TH(1)=6.0, R_TH(2)=8.0, R_TH(1)=25.0
とした。(6)式よりターボ等化繰返し数I_EQUと復号繰返し数I_DECの組合せは(4,13), (3,22), (2,37), (1,66)の３組となる。
図5はStatic環境下でパス減衰量をΔP=0.2，0.6，1.4と変えた場合においてターボ等化繰返し数I_EQU及び復号繰返し数I_DECを固定的に設定した場合(CIC: Constant Iteration Control)のBLER特性を示す。すなわち、特性Aは(I_EQU，I_DEC)＝(1，66)と組み合わせを固定した場合のBLER（Block Error Rate）特性、特性Bは(I_EQU，I_DEC)＝(4，13) と組み合わせを固定した場合のBLER特性である。図5より明らかなように、パス減衰量によって良い特性が得られるターボ等化繰返し数I_EQU及び復号繰返し数I_DECの組合せが異なることがわかる。
図6にフェージング環境下でパス減衰量をΔP=0.6，1.0，1.44と変えた場合の、AIC及びCIC制御を行った場合のBLER特性を示す。すなわち、特性Aは組み合わせ(I_EQU，I_DEC)を(1，66)に固定した場合のBLER特性、特性Bは組み合わせ(I_EQU，I_DEC)を(4，13) に固定した場合のBLER特性、特性Cは本発明のAIC制御による組み合わせ可変のBLER特性（SIR値により組み合わせを切り替えたときのBLER特性）である。なお、正規化ドップラ周波数(f_dT)は0.008(v≒１００km/h)とした。本シミュレーション結果により、本発明のAIC制御を行うことで伝搬路状態に関わらず常に良いBLER特性が得られることがわかる。
以上シミュレーションにより確認したとおり、本発明は、GIを超えるマルチパス遅延が存在する環境下で処理時間の制約がある場合において、伝搬路に応じた最適な繰返し制御が行われており、固定的な繰返し制御を行う場合と比べて、よい受信特性が得ることができる。
実施例では、SIR値を推定してターボ等化繰返し数I_EQUと復号繰返し数I_DECの組み合わせ（I_EQU, I_DEC）を決定したが、SIR以外の値、例えばエラーレートや遅延スプレッド等を伝播路状態として推定してターボ等化繰返し数I_EQUと復号繰返し数I_DECの組み合わせを決定するように構成することができる。
また、実施例ではISI,ICIの両方を除去する場合について説明したが、少なくともISIを除去する場合に本発明を適用することができる。
また、実施例では２以上のブランチを備えたダイバーシチ構成の場合について説明したが、１ブランチの受信装置であっても本発明を適用することができる。

（E）APPENDIX
図7は(3)〜(5)式の導出法の説明図である。
・変数の説明
i：シンボル番号、ｍ,n：キャリア番号、ｔ：サンプル番号、N：FFT サイズ、N_G：GI長[sample]、b： 受信ブランチ番号、ｚ（i，n）：i番目のOFDMシンボルのｎ番目のキャリアにおけるシンボル、x:サンプル番号（パス遅延）、g_i,b(x):ｂ番目のブランチのxサンプル目の伝搬路応答値
なお、（1）〜（5）式において"j"としているが、複素数表記で使われているため、ここでは"x"に変えている。また、ｘ値はFFT Window内のサフィックスtとN_Gだけオフセットがある（複雑になるが、数式上の説明のため）。
図7において、FFT Window内における受信信号r(i，t)は、以下の式で表される。

OFDM復調後の、i番目のOFDMシンボル、m番目のサブキャリアの復調信号R(i，m)は以下の式で表される。

(12)式において、第1項はGI内パスにおける希望信号成分、第2項はGI超えパスにおける希望信号成分、第3項はGI超えパスにおける第iOFDMシンボルの第mサブキャリアからのキャリア間干渉成分(R_isi(i,m,i))、第4項はGI超えパスにおける第（i-1）OFDMシンボルの第ｍ番目のサブキャリアからのシンボル間干渉成分(R_isi(i,m,i-1)) 、第5項はGI超えパスにおける第（i-1）OFDMシンボルの第m番目のサブキャリアからのキャリア間干渉成分(R_ici(i,m,i-1))である。

(1)希望信号電力（(4)式ののX _i,b (x)）
上記のように、(12)式の第１項がGI内の信号電力であり、第２項がGI超の信号電力であるから、それぞれ

となる。これは、各サブキャリア信号電力を１(|z(i,t)|²=1)とし、１OFDMシンボルの送信信号s(i,t)(0≦t≦N-1)ついて総電力を計算すると、

であり、1サンプルの平均電力はE(|s(i、t)|²)=1/Nとなるからである。よって、(4)式についは、

である。これは、サフィックスxがパス番号とともに遅延サンプル数そのものを表していることに注意すると容易に理解できる。GI内のパス(x≦N_G)はFFT Window内全ての信号電力を用いているので、総電力の1である一方、GI超のx番目パス(x>N_G)、つまりWindow内（x -N_G）サンプルだけ前サンプルであるためその分の電力が減っている。この時のWindow内希望信号電力をPs(x)とすると、

より(4)式は明らかである。GI内のパス(x≦N_G)の場合は(x -N_G)≡0のため、N*(1/N)=1となる。

(2) キャリア間干渉(ICI)成分
(2a) i番目のOFDMシンボルの隣接サブキャリアからのキャリア間干渉成分R_ici(i,m,i)は以下の式で表される。

(2b) 次にi-1 番目のOFDMシンボルのm番目のサブキャリアからのキャリア間干渉成分(R_ici(i,m,i-1))は以下の式で表される。

(17),(18)式にm番目のサブキャリアに対するICI平均電力(P_ici(i,m,i), P_ici(i,m,i-1))を示す。ここで各サブキャリアのデータと伝搬路は互いに独立であり、各サブキャリアの送信電力は１（一定）であると仮定している。

よって、以下の(19)式を用いることにより、ICIの平均電力

は(20)式で表される。

以上より、i番目のシンボルにおけるICIの平均電力は

となる。

(3) シンボル間干渉(ISI)成分
(12)式の第３項より、

であることは明らか。よって、(5)式は(ISI)+(ICI)より

となる。また、上記の希望信号電力、キャリア間干渉(ICI)成分、シンボル間干渉(ISI)成分より、(3)式が
（希望信号電力）/(キャリア間干渉(ICI)成分+シンボル間干渉(ISI)成分)
の希望電力対干渉電力をあらわしていることは自明である。
・付記
(付記１） ガードインターバルを越える遅延波によりシンボル間干渉を受けた信号を受信し、該受信信号より少なくともシンボル間干渉を除去し、干渉除去した受信信号に復調及び復号処理を施すOFDM受信方法において、
受信信号より干渉を除去して復調および復号する等化処理の繰り返し数と前記復号処理において復号を繰り返し行う繰り返し数の組み合わせを、伝搬路状態に基づいて切り替える、
ことを特徴とするOFDM受信方法。
(付記２） OFDMシンボル群に対する伝搬路のインパルス応答群 を用いて希望信号対干渉電力比SIRを前記伝搬路状態として推定する、
ことを特徴とする付記１記載のOFDM受信方法。
(付記３） 前記等化処理の繰り返し数と復号繰り返し数の組み合わせと、前記SIRとの対応関係を予め設定しておき、該対応関係を用いて等化処理の繰り返し数と復号繰り返し数を決定する、
ことを特徴とする付記２記載のOFDM受信方法。
(付記４） 前記等化処理のうち復号処理以外の処理に要する時間と、1回の復号に要する時間とを考慮して、設定処理時間内に前記繰り返し数の等化処理が完了するように該等化処理の繰り返し数と復号繰り返し数の組み合わせを求め、
受信特性が最適となるように前記各組み合わせとSIRとの対応関係を設定する、
ことを特徴とする付記３記載のOFDM受信方法。
(付記５） ガードインターバルを越える遅延波によりシンボル間干渉を受けた信号を受信し、該受信信号より少なくともシンボル間干渉を除去し、干渉除去した受信信号に復調及び復号処理を施すOFDM受信装置において、
受信信号より少なくとも前記シンボル間干渉を除去する干渉除去部、
干渉除去した受信信号に復調処理を施す復調処理部、
復調信号に誤り訂正復号処理を行う復号処理部、
受信信号より前記干渉を除去して復調および復号する等化処理の繰り返し数と前記復号処理において復号を繰り返し行う繰り返し数の組み合わせを伝搬路状態に基づいて決定する繰り返し制御部、
を備えたことを特徴とするOFDM受信装置。
(付記６）
OFDMシンボル群に対する伝搬路のインパルス応答群 を用いて希望信号対干渉電力比SIRを前記伝搬路状態として推定するSIR推定部、
を備えたことを特徴とする付記５記載のOFDM受信装置。
(付記７）前記繰り返し制御部は、前記等化処理の繰り返し数と復号繰り返し数の組み合わせと、前記SIRとの対応関係を備え、該対応関係を用いて等化処理の繰り返し数と復号繰り返し数を決定する、
ことを特徴とする付記６記載のOFDM受信装置。
(付記８） 前記対応関係における各組み合わせは、設定処理時間内に等化処理が完了するように決める、
ことを特徴とする付記７記載のOFDM受信装置。

本発明のOFDM受信装置の構成図である。 ISIレプリカ除去後(ISI除去後)の信号を表す式の導出法説明図である。 ターボ等化繰返し数I_EQU及び復号繰返し数I_DECの決定処理フローである。 伝搬路モデルの説明図である。 ターボ等化繰返し数I_EQU及び復号繰返し数I_DECを固定的に設定した場合(CIC: Constant Iteration Control)のBLER特性である。 フェージング環境下でパス減衰量を変えた場合の、AIC及びCIC制御を行ったときのBLER特性である。 SIR演算式の導出法の説明図である。 ガードインターバル挿入説明図である。 遅延波による符号間干渉の説明図である。 ISI除去説明図である。 ICI除去説明図である。 ISI除去、ICI除去した信号にOFDM復調処理を施し、得られた復調信号に復号処理を施して出力するOFDM受信部の構成図である。

符号の説明

11 GI除去部
12 パイロット・データ分離部
13 チャネルインパルスレスポンス推定部(CIR推定部)
14 ISI/ICI除去部
15 OFDM復調部
16 復号処理部
17 セレクタ
18 レプリカ生成部
21 SIR推定部
22 繰り返し制御部

Claims (6)

1. ガードインターバルを越える遅延波によりシンボル間干渉を受けた信号を受信し、該受信信号より少なくともシンボル間干渉を除去し、干渉除去した受信信号に復調及び復号処理を施すOFDM受信方法において、
   受信信号より干渉を除去して復調および復号する等化処理の繰り返し数と前記復号処理において復号を繰り返し行う繰り返し数の組み合わせを、伝搬路状態に基づいて切り替える、
   ことを特徴とするOFDM受信方法。
2. OFDMシンボル群に対する伝搬路のインパルス応答群を用いて希望信号対干渉電力比SIRを前記伝搬路状態として推定する、
   ことを特徴とする請求項１記載のOFDM受信方法。
3. 前記等化処理の繰り返し数と復号繰り返し数の組み合わせと、前記SIRの対応関係とを予め設定しておき、該対応関係を用いて等化処理の繰り返し数と復号繰り返し数を決定する、
   ことを特徴とする請求項２記載のOFDM受信方法。
4. 前記等化処理のうち復号処理以外の処理に要する時間と、1回の復号に要する時間とを考慮して、設定処理時間内に前記繰り返し数の等化処理が完了するように該等化処理の繰り返し数と復号繰り返し数の組み合わせを求め、
   受信特性が最適となるように前記各組み合わせとSIRとの対応関係を設定する、
   ことを特徴とする請求項３記載のOFDM受信方法。
5. パス減衰量を前記伝搬路状態とし、該パス減衰量に基づいて前記等化処理の繰り返し数と復号繰り返し数の組み合わせを設定する、
   ことを特徴とする請求項1記載のOFDM受信方法。
6. ガードインターバルを越える遅延波によりシンボル間干渉を受けたOFDM信号を受信し、該受信信号より少なくともシンボル間干渉を除去し、干渉除去した受信信号に復調及び復号処理を施すOFDM受信装置において、
   受信信号より少なくとも前記シンボル間干渉を除去する干渉除去部、
   干渉除去した受信信号に復調処理を施す復調処理部、
   復調信号に誤り訂正復号処理を行う復号処理部、
   受信信号より前記干渉を除去して復調および復号する等化処理の繰り返し数と前記復号処理において復号を繰り返し行う繰り返し数の組み合わせを、伝搬路状態に基づいて決定する繰り返し制御部、
   を備えたことを特徴とするOFDM受信装置。

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