JP4924201B2 - 受信品質測定装置および受信品質測定方法 - Google Patents

Description

本発明は、移動通信システムにおいてシングルキャリア信号の受信品質を測定する受信品質測定装置および受信品質測定方法に関し、特に、シングルキャリア信号に含まれるパイロット信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換し、等化を行った後の等化信号に基づいて、シングルキャリア信号の受信品質を測定する受信品質測定装置および受信品質測定方法に関する。

次世代移動通信の上りリンク無線方式では、通信エリア拡大のため、ピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ：Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）が低いシングルキャリア（ＳＣ：Ｓｉｎｇｌｅ−Ｃａｒｒｉｅｒ）方式が有力とされている。

また、次世代移動通信では、パケット信号のスケジューリング、適応変調・符号化（ＡＭＣ：Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ）、送信電力制御（ＴＰＣ：Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ）を行うため、基地局において受信品質を測定する必要がある。受信品質としては、一般に、パイロット信号を用いて、信号対干渉電力比（ＳＩＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）の測定が行われる（例えば、特許文献１，２参照）。ここで干渉電力には雑音電力が含まれる。

ＳＣ方式では、マルチパスによるシンボル間干渉（マルチパス干渉）を抑圧するため、受信装置でマルチパス等化を行う必要がある。マルチパス等化としては、演算量が少ない周波数領域等化が行われる。

受信装置で周波数領域等化を行う場合、等化前と等化後でＳＩＲが異なり、等化後ＳＩＲの方が正しい受信品質を反映する。等化前ＳＩＲはマルチパス伝送路によらず設定ＳＩＲを示すが、等化後ＳＩＲはマルチパス伝送路と等化処理の影響を反映し、マルチパス条件が厳しくなると（パス数が増えると）、等化による雑音増幅と残留マルチパス干渉とによりＳＩＲが劣化する。よって、測定ＳＩＲをＡＭＣの変調方式・符号化率選択やＴＰＣに用いる場合には、等化後ＳＩＲを用いた方が正確な制御が行える。

これまで、ＳＣ方式の等化後ＳＩＲの測定は、周波数領域の等化信号を離散逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｅｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）して時間領域の信号に変換した上で、時間領域において行われており、パイロット信号の等化信号をＩＤＦＴするために演算量が増える。ＩＤＦＴの演算量を削減するためには、周波数領域においてＳＩＲを測定することが望ましい。

図６に、ＳＣ信号を復調する受信装置の構成例を示す。この受信装置は、周波数領域においてＳＣ信号の等化前ＳＩＲまたは等化後ＳＩＲを測定する。

図６に示した受信装置は、受信アンテナ１と、ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）除去部２と、離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Ｄｅｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部３と、受信フィルタ４と、チャネル推定部５と、ウエイト計算部６と、周波数領域等化部７と、ＩＤＦＴ部８と、受信品質測定装置９と、を有している。

受信アンテナ１は、ＳＣ信号を受信信号として受信する。図７Ａおよび図７Ｂに、ＳＣ信号のフォーマットの例を示す。

データ信号送信時には、図７Ａに示すように、データ信号と共に、データ信号と同帯域の復調用パイロット信号が付随して送信される。データ信号は、受信アンテナ１、ＣＰ除去部２、ＤＦＴ部３、受信フィルタ４、周波数領域等化部７、ＩＤＦＴ部８で処理され、復調信号として出力される。復調用パイロット信号は、受信アンテナ１、ＣＰ除去部２、ＤＦＴ部３、および受信フィルタ４で処理され、チャネル推定部５、周波数領域等化部７、および受信品質測定装置９に入力される。すなわち、データ信号送信時には、受信品質測定装置９は、チャネル推定部５の出力および受信フィルタ４の出力を用いて等化前ＳＩＲを測定するか、または、チャネル推定部５の出力、ウエイト計算部６でチャネル利得の推定値から求めた等化ウエイト、および周波数領域等化部７の出力を用いて等化後ＳＩＲを測定する。

一方、データ信号非送信時には、図７Ｂに示すように、任意の帯域の探測用パイロット信号が所定の周期で送信される。探測用パイロット信号は、受信アンテナ１、ＣＰ除去部２、ＤＦＴ部３、および受信フィルタ４で処理され、チャネル推定部５および受信品質測定装置９に入力される。すなわち、データ信号非送信時には、受信品質測定装置９は、チャネル推定部５の出力および受信フィルタ４の出力を用いて等化前ＳＩＲを測定する。

ＣＰ除去部２は、受信アンテナ１で受信したＳＣ信号から、ＣＰに相当する部分の信号を除去する。

ＤＦＴ部３は、ＣＰ除去部２から出力された信号を、Ｎ_DFTポイント（Ｎ_DFTは２以上の整数）のＤＦＴを行うことにより、周波数領域の信号へ変換する。

受信フィルタ４は、ＤＦＴ部３から出力された周波数領域の信号の帯域制限を行うことにより、ユーザ分離と雑音抑圧を行う。なお、受信フィルタ４には、一般に、レイズドコサインロールオフフィルタが用いられるが、ロールオフ率０の場合は信号帯域に相当するサブキャリアを選択（デマッピング）すればよい。

チャネル推定部５は、受信フィルタ４から出力された周波数領域のパイロット信号とパイロット参照信号との相関演算を行うことで、相関信号（雑音抑圧前のチャネル利得）を求め、さらに雑音抑圧を行ってチャネル利得を推定する。この相関演算に定振幅特性のパイロット符号を用いた場合、周波数領域の受信信号をＲ（ｋ）（１≦ｋ≦Ｋ、Ｋは信号帯域のサブキャリア数）、パイロット符号特性をＣ（ｋ）（１≦ｋ≦Ｋ）とすると、雑音抑圧前のチャネル利得Ｈ’（ｋ）（１≦ｋ≦Ｋ）は、次の（１）式で表される。

よって、チャネル推定部５は、上記のＨ’（ｋ）の雑音抑圧を行って、チャネル利得Ｈ（ｋ）を求めることになる。

ウエイト計算部６は、チャネル推定部５から出力されたチャネル利得を基に等化ウエイトを計算する。ウエイト計算方法としては、ゼロフォーシング法（ＺＦ：Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）や最小平均自乗誤差法（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅｄ Ｅｒｒｏｒ）が用いられる。

周波数領域等化部７は、ウエイト計算部６から出力された等化ウエイトと受信フィルタ４から出力された周波数領域の信号とをサブキャリア毎に乗じることにより、周波数領域において受信信号のマルチパス等化を行う。

ＩＤＦＴ部８は、周波数領域等化部７から出力された周波数領域の等化信号を、Ｎ_IDFTポイント（Ｎ_IDFTは２以上の整数）のＩＤＦＴを行うことにより、時間領域の信号へ変換し、復調信号を出力する。

受信品質測定装置９は、受信フィルタ４の出力あるいは周波数領域等化部７の出力を用いて、周波数領域において等化前ＳＩＲあるいは等化後ＳＩＲを測定する。

図８に、図６に示した受信装置に受信品質測定装置９として組み込まれる従来の受信品質測定装置の構成例を示す。この受信品質測定装置は、等化前ＳＩＲを測定する。

図８に示した従来の受信品質測定装置は、第一の電力計算部１１２と、第一のサブキャリア平均部１１３と、パイロット信号レプリカ生成部１１４と、減算部１１５と、第二の電力計算部１１６と、第二のサブキャリア平均部１１７と、除算部１１８と、を有している。

以下、図８に示した従来の受信品質測定装置の動作について説明する。

まず、信号電力Ｓを求めるため、第一の電力計算部１１２は、チャネル推定部５で求めた周波数領域のチャネル利得Ｈ（ｋ）の電力を計算する。第一のサブキャリア平均部１１３は、第一の電力計算部１１２で計算されたチャネル利得Ｈ（ｋ）の電力をサブキャリア数Ｋで平均して信号電力Ｓを求める。信号電力Ｓは次の（２）式で表される。

次に、干渉電力Ｉを求めるため、パイロットレプリカ生成部１１４は、チャネル利得Ｈ（ｋ）とパイロット符号特性Ｃ（ｋ）とからパイロット信号レプリカＨ（ｋ）Ｃ（ｋ）を生成する。なお、パイロット符号特性Ｃ（ｋ）は、予め受信品質測定装置に設定されている。減算部１１５は、受信フィルタ４から出力された周波数領域のＤＦＴ信号Ｒ（ｋ）から、パイロットレプリカ生成部１１４で生成されたパイロット信号レプリカＨ（ｋ）Ｃ（ｋ）を減算して干渉信号を出力する。第二の電力計算部１１６は、減算部１１５から出力された干渉信号の電力を計算する。第二のサブキャリア平均部１１７は、第二の電力計算部１１６で計算された干渉信号の電力をサブキャリア数Ｋで平均して干渉電力Ｉを求める。干渉電力Ｉは次の（３）式で表される。

（３）式の受信信号Ｒ（ｋ）の代わりに雑音抑圧前のチャネル利得Ｈ’（ｋ）を用い、パイロット信号レプリカＨ（ｋ）Ｃ（ｋ）の代わりにチャネル利得Ｈ（ｋ）を用いて、干渉電力Ｉを求めることもできる。この場合の干渉電力Ｉは次の（４）式で表される。

（４）式によるＳＩＲ測定の原理は、（３）式と同様である。

その後、除算部１１８は、第一のサブキャリア平均部１１３で求めた信号電力Ｓを、第二のサブキャリア平均部１１７で求めた干渉電力Ｉで除算することにより、等化前のＳＩＲを計算する。

図９に、図６に示した受信装置に受信品質測定装置９として組み込まれる従来の受信品質測定装置の構成例を示す。この受信品質測定装置は、等化後ＳＩＲを測定する。

図９に示した従来の受信品質測定装置は、乗算器１１１と、第一の電力計算部１１２と、第一のサブキャリア平均部１１３と、パイロット信号レプリカ生成部１１４と、減算部１１５と、第二の電力計算部１１６と、第二のサブキャリア平均部１１７と、除算部１１８と、を有している。この受信品質測定装置は、図８に示した受信品質測定装置と比べて、信号電力Ｓと干渉電力Ｉの計算に用いる入力が異なるものの、測定原理は同様である。

以下、図９に示した従来の受信品質測定装置の動作について説明する。

まず、信号電力Ｓを求めるため、乗算器１１１は、チャネル推定部５で求めたチャネル利得Ｈ（ｋ）とウエイト計算部６で求めた等化ウエイトＷ（ｋ）（１≦ｋ≦Ｋ）を乗じることにより、等化後チャネル利得Ｗ（ｋ）Ｈ（ｋ）を求める。第一の電力計算部１１２は、乗算器１１１で求めた等化後チャネル利得Ｗ（ｋ）Ｈ（ｋ）の電力を計算する。第一のサブキャリア平均部１１３は、第一の電力計算部１１２で求めた等化後チャネル利得Ｗ（ｋ）Ｈ（ｋ）の電力をサブキャリア数Ｋで平均して信号電力Ｓを求める。信号電力Ｓは次の（５）式で表される。

次に、干渉電力Ｉを求めるため、パイロットレプリカ生成部１１４は、等化後チャネル利得Ｗ（ｋ）Ｈ（ｋ）とパイロット符号特性Ｃ（ｋ）とからパイロット信号レプリカＷ（ｋ）Ｈ（ｋ）Ｃ（ｋ）を生成する。なお、パイロット符号特性Ｃ（ｋ）は、予め受信品質測定装置に設定されている。減算部１１５は、周波数領域等化部７から出力された周波数領域の等化信号Ｒ_EQ（ｋ）（１≦ｋ≦Ｋ）から、パイロットレプリカ生成部１１４で生成されたパイロット信号レプリカＷ（ｋ）Ｈ（ｋ）Ｃ（ｋ）を減算して干渉信号を出力する。第二の電力計算部１１６は、減算部１１５から出力された干渉信号の電力を計算する。第二のサブキャリア平均部１１７は、第二の電力計算部１１６で計算された干渉信号の電力をサブキャリア数Ｋで平均して干渉電力Ｉを求める。干渉電力Ｉは次の（６）式で表される。

（６）式の等化信号Ｒ_EQ（ｋ）の代わりに雑音抑圧前の等化後チャネル利得Ｗ（ｋ）Ｈ’（ｋ）を用い、パイロット信号レプリカＷ（ｋ）Ｈ（ｋ）Ｃ（ｋ）の代わりに等化後チャネル利得Ｗ（ｋ）Ｈ（ｋ）を用いて、干渉電力Ｉを求めることもできる。この場合の干渉電力Ｉは次の（７）式で表される。

（７）式によるＳＩＲ測定の原理は、（６）式と同様である。

その後、除算部１１８は、第一のサブキャリア平均部１１３で求めた信号電力Ｓを、第二のサブキャリア平均部１１７で求めた干渉電力Ｉで除算することにより、等化後のＳＩＲを計算する。
特開２００５−０５７６７３号公報 特開２００６−２８７７５４号公報

しかしながら、従来の受信品質測定装置は、図８に示すように等化前ＳＩＲの測定に用いる場合には特段の問題が生じないものの、図９に示すように等化後ＳＩＲの測定に用いる場合には、次のような課題がある。

等化信号Ｒ_EQ（ｋ）には、自分の信号の等化信号成分と残留マルチパス成分、さらには他の干渉（雑音や他ユーザ干渉）が含まれる。

しかし、図９に示した従来の受信品質測定装置では、（６）式に表されるように、等化信号Ｒ_EQ（ｋ）から自分の信号を残留マルチパス成分も含めて減算しており、干渉電力Ｉは他の干渉（雑音や他ユーザ干渉）だけになる。

すなわち、図９に示した従来の受信品質測定装置では、残留マルチパス干渉を信号電力Ｓとみなすため、ＳＩＲが低い領域において、実際の等化後ＳＩＲよりも高いＳＩＲが測定されてしまい、等化後ＳＩＲの測定精度が劣化してしまうという課題がある。

そこで、本発明の目的は、周波数領域においてＳＣ信号の等化後ＳＩＲを、簡易かつ高精度に測定することができる受信品質測定装置および受信品質測定方法を提供することにある。

上記課題を解決するために本発明の受信品質測定装置は、
シングルキャリア信号に含まれるパイロット信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換し、等化を行った後の等化信号に基づいて、シングルキャリア信号の受信品質を測定する受信品質測定装置であって、
パイロット信号を基に推定された等化後チャネル利得をサブキャリアに渡り平均して出力する第一のサブキャリア平均部と、
前記第一のサブキャリア平均部から出力された信号の電力を計算して、信号電力として出力する第一の電力計算部と、
前記等化信号に対応する等化後の時間領域の信号ｘ（ｎ）をｎ＝０としたときの０タイミング信号成分と予め設定されたパイロット符号特性とから、前記０タイミング信号成分に関するパイロット信号レプリカを生成して出力するパイロットレプリカ生成部と、
前記等化信号から、前記パイロットレプリカ生成部から出力されたパイロット信号レプリカを減算して、干渉信号として出力する減算部と、
前記減算部から出力された干渉信号の電力を計算して出力する第二の電力計算部と、
前記第二の電力計算部から出力された電力をサブキャリアに渡り平均して、干渉電力として出力する第二のサブキャリア平均部と、
前記第一の電力計算部から出力された信号電力を、前記第二のサブキャリア平均部から出力された干渉電力で除算して等化後の受信品質を計算する除算部と、を備えることを特徴とする。

上記課題を解決するために本発明の受信品質測定方法は、
シングルキャリア信号に含まれるパイロット信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換し、等化を行った後の等化信号に基づいて、シングルキャリア信号の受信品質を測定する受信品質測定装置による受信品質測定方法であって、
パイロット信号を基に推定された等化後チャネル利得をサブキャリアに渡り平均するステップと、
サブキャリアに渡り平均された等化後チャネル利得の電力を計算して信号電力とするステップと、
前記等化信号に対応する等化後の時間領域の信号ｘ（ｎ）をｎ＝０としたときの０タイミング信号成分と予め設定されたパイロット符号特性とから、前記０タイミング信号成分に関するパイロット信号レプリカを生成するステップと、
前記等化信号から前記パイロット信号レプリカを減算して干渉信号とするステップと、
前記干渉信号の電力を計算するステップと、
前記干渉信号の電力をサブキャリアに渡り平均して干渉電力とするステップと、
前記信号電力を前記干渉電力で除算して等化後の受信品質を計算するステップと、を備えることを特徴とする。

本発明の受信品質測定装置および受信品質測定方法によれば、等化後の信号電力を時間領域における０タイミング信号成分のみとみなしている。これにより、等化後の受信品質を簡易に測定できる。また、他のタイミングの信号成分を残留マルチパス干渉成分であるとして干渉信号とみなしている。これにより、残留マルチパス干渉を考慮して、等化後の受信品質を高精度に測定できる。したがって、周波数領域において等化後の受信品質を簡易かつ高精度に測定できるという効果が得られる。

以下に、本発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
図１に、ＳＣ信号を復調する受信装置の構成例を示す。この受信装置は、周波数領域においてＳＣ信号の等化後ＳＩＲを測定する。

図１に示した受信装置は、受信アンテナ１と、ＣＰ除去部２と、離散フーリエ変換部３と、受信フィルタ４と、チャネル推定部５と、ウエイト計算部６と、周波数領域等化部７と、ＩＤＦＴ部８と、受信品質測定装置９と、を有している。この受信装置は、等化前ＳＩＲ測定を行わないため、図６に示した受信装置と比べて、受信フィルタ４から受信品質測定装置９への入力が削除されている点が異なる。

受信アンテナ１は、ＳＣ信号を受信信号として受信する。

ＣＰ除去部２は、受信アンテナ１で受信したＳＣ信号から、ＣＰに相当する部分の信号を除去する。

ＤＦＴ部３は、ＣＰ除去部２から出力された信号を、Ｎ_DFTポイント（Ｎ_DFTは２以上の整数）のＤＦＴを行うことにより、周波数領域の信号へ変換する。

受信フィルタ４は、ＤＦＴ部３から出力された周波数領域の信号の帯域制限を行うことにより、ユーザ分離と雑音抑圧を行う。なお、受信フィルタ４には、一般に、レイズドコサインロールオフフィルタが用いられるが、ロールオフ率０の場合は信号帯域に相当するサブキャリアを選択（デマッピング）すればよい。

チャネル推定部５は、受信フィルタ４から出力された周波数領域のパイロット信号とパイロット参照信号との相関演算を行うことで、相関信号（雑音抑圧前のチャネル利得）を求め、さらに雑音抑圧を行ってチャネル利得を推定する。この相関演算に定振幅特性のパイロット符号を用いた場合、周波数領域の受信信号をＲ（ｋ）（１≦ｋ≦Ｋ、Ｋは信号帯域のサブキャリア数）、パイロット符号特性をＣ（ｋ）（１≦ｋ≦Ｋ）とすると、雑音抑圧前のチャネル利得Ｈ’（ｋ）（１≦ｋ≦Ｋ）は、上記の（１）式で表される。よって、チャネル推定部５は、上記のＨ’（ｋ）の雑音抑圧を行って、チャネル利得Ｈ（ｋ）を求めることになる。

ウエイト計算部６は、チャネル推定部５から出力されたチャネル利得を基に等化ウエイトを計算する。ウエイト計算方法としては、ゼロフォーシング法や最小平均自乗誤差法が用いられる。

周波数領域等化部７は、ウエイト計算部６から出力された等化ウエイトと受信フィルタ４から出力された周波数領域の信号とをサブキャリア毎に乗じることにより、周波数領域において受信信号のマルチパス等化を行う。

ＩＤＦＴ部８は、周波数領域等化部７から出力された周波数領域の等化信号を、Ｎ_IDFTポイント（Ｎ_IDFTは２以上の整数）のＩＤＦＴを行うことにより、時間領域の信号へ変換し、復調信号を出力する。

受信品質測定装置９は、周波数領域等化部７の出力を用いて、周波数領域において等化後ＳＩＲを測定する。

図２に、図１に示した受信装置に受信品質測定装置９として組み込まれる本実施形態の受信品質測定装置の構成例を示す。この受信品質測定装置は、等化後ＳＩＲを測定する。

図２に示した本実施形態の受信品質測定装置は、乗算器１１と、第一のサブキャリア平均部１２と、第一の電力計算部１３と、パイロット信号レプリカ生成部１４と、減算部１５と、第二の電力計算部１６と、第二のサブキャリア平均部１７と、除算部１８と、を有している。この受信品質測定装置では、受信アンテナ１、ＣＰ除去部２、ＤＦＴ部３、受信フィルタ４、および周波数領域等化部７を介して入力される復調用パイロット信号（図７Ａ参照）を用いて等化後ＳＩＲを測定する。等化後のＳＩＲは、データ信号のスケジューリング、ＡＭＣ、ＴＰＣ制御に用いられる。

本実施形態の受信品質測定装置は、等化後の信号電力Ｓを、等化信号に対応する時間領域の信号ｘ（ｎ）をｎ＝０としたときの０タイミング信号成分のみとみなすことを特徴としている。これにより、等化後ＳＩＲを簡易に測定することが可能となる。これに併せて、他のタイミングの信号成分を残留マルチパス干渉成分であるとして干渉信号Ｉとみなすことにより、残留マルチパス干渉を考慮した等化後ＳＩＲの高精度な測定が可能となる。

周波数領域の信号Ｘ（ｋ）は、次の（８）式で表されるように、離散逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ）により時間領域の信号ｘ（ｎ）へ変換できる。

ここで、時間領域の信号ｘ（ｎ）をｎ＝０としたときの０タイミング信号成分ｘ（０）は、次の（９）式で表されるように、周波数領域の信号Ｘ（ｋ）の平均値となる。

等化信号成分は、時間領域で考えると、０タイミング信号成分のみであるため、等化後の信号電力Ｓを、等化信号成分となる時間領域の０タイミング信号成分のみとみなせば、従来のように、残留マルチパス干渉成分を信号電力Ｓとみなすことはない。

以下、本実施形態の受信品質測定装置の動作について説明する。

まず、信号電力Ｓを求めるため、乗算器１１は、チャネル推定部５で求めたチャネル利得Ｈ（ｋ）とウエイト計算部６で求めた等化ウエイトＷ（ｋ）を乗じることにより、等化後チャネル利得Ｗ（ｋ）Ｈ（ｋ）を求める。第一のサブキャリア平均部１２は、乗算器１１で求めた等化後チャネル利得Ｗ（ｋ）Ｈ（ｋ）をサブキャリア数Ｋで平均する。第一の電力計算部１３は、第一のサブキャリア平均部１２の出力の電力を計算して信号電力Ｓを求める。信号電力Ｓは次の（１０）式で表される。

（１０）式のように、（９）式のＸ（ｋ）を等化後チャネル利得Ｗ（ｋ）Ｈ（ｋ）と考えると、Ａ_pはＷ（ｋ）Ｈ（ｋ）の平均値となる。すなわち、（１０）式では、等化後の信号電力Ｓを時間領域の０タイミング信号成分Ａ_Pのみと考えている。また、時間領域で考えると、他のタイミング信号成分ｘ（ｎ）（ｎ＝１〜Ｎ−１）が残留マルチパス干渉成分になる。また、等化後の０タイミング信号成分Ａ_Pは必ず実数になる。

次に、干渉電力Ｉを求めるため、パイロットレプリカ生成部１４は、等化後の０タイミング信号成分Ａ_Pとパイロット符号特性Ｃ（ｋ）とから０タイミング信号成分Ａ_Pに関するパイロット信号レプリカＡ_PＣ（ｋ）を生成する。なお、パイロット符号特性Ｃ（ｋ）は、予め受信品質測定装置に設定されている。減算部１５は、周波数領域等化部７から出力された周波数領域の等化信号Ｒ_EQ（ｋ）から、パイロットレプリカ生成部１４で生成されたパイロット信号レプリカＡ_PＣ（ｋ）を減算して干渉信号を出力する。第二の電力計算部１６は、減算部１５から出力された干渉信号の電力を計算する。第二のサブキャリア平均部１７は、第二の電力計算部１６で計算された干渉信号の電力をサブキャリア数Ｋで平均して干渉電力Ｉを求める。干渉電力Ｉは次の（１１）式で表される。

（１１）式では、Ｒ_EQ（ｋ）から自分の信号の等化信号成分だけを減算している。このため、干渉電力Ｉは、自分の信号の残留マルチパス成分と他の干渉（雑音や他ユーザ干渉）になる。

このように、本実施形態の受信品質測定装置では、（１０）式および（１１）式に表されるように、図９に示した従来の受信品質測定装置では信号電力Ｓとみなしていた残留マルチパス干渉成分を、干渉電力Ｉとみなしている。

（１１）式の等化信号Ｒ_EQ（ｋ）の代わりに雑音抑圧前の等化後チャネル利得Ｗ（ｋ）Ｈ’（ｋ）を用い、パイロット信号レプリカＡ_PＣ（ｋ）の代わりに０タイミング信号成分Ａ_Pを用いて、干渉電力Ｉを求めることもできる。この場合の干渉電力Ｉは次の（１２）式で表される。

（１２）式によるＳＩＲ測定の原理は（１１）式と同様である。

その後、除算部１８は、第一の電力計算部１３で求めた信号電力Ｓを、第二のサブキャリア平均部１７で求めた干渉電力Ｉで除算することにより、等化後のＳＩＲを計算する。

図３に、周波数領域における等化後ＳＩＲの測定原理を示す。

図３に示すように、等化後チャネル利得Ｗ（ｋ）Ｈ（ｋ）の平均値が時間領域における０タイミング信号成分Ａ_Pに相当する。また、Ｗ（ｋ）Ｈ（ｋ）とＡ_Pとの差分の２乗が残留マルチパス成分と考えられる。

図４に、本実施形態の受信品質測定装置のＳＩＲ測定特性を示す。

測定ＳＩＲの誤差要因には、等化による雑音増幅と残留マルチパス干渉の影響がある。

図４に示すように、図８に示した等化前ＳＩＲを測定する従来の受信品質測定装置では、等化による雑音増幅を考慮しないため、ＳＩＲが高い領域において、測定ＳＩＲが実際の等化後ＳＩＲよりも高くなってしまう。

ただし、雑音増幅の問題は、単純に等化後ＳＩＲを測定すれば解決される。等化後ＳＩＲを測定する図９に示した従来の受信品質測定装置および図２に示した本実施形態の受信品質測定装置による等化後の測定ＳＩＲは、ＳＩＲが高い領域において、等化前の測定ＳＩＲと比べて小さくなっており、特性がほぼ一致する。このことから、雑音増幅の問題に関しては、図９に示した従来の受信品質測定装置でも解決されていることがわかる。

しかし、図９に示した従来の受信品質測定装置では、（２）式および（３）式に表されるように、残留マルチパス成分を干渉電力Ｉでなく、信号電力Ｓとみなしているため、ＳＩＲが低い領域において、実際の等化後ＳＩＲよりも高いＳＩＲが測定されてしまう。

これに対して、図２に示した本実施形態の受信品質測定装置では、（１０）式および（１１）式に表されるように、残留マルチパス成分を信号電力Ｓでなく、干渉電力Ｉとみなしている。

このように、図２に示した本実施形態の受信品質測定装置では、等化後ＳＩＲ測定により等化による雑音増幅の影響を考慮するだけでなく、（１０）式および（１１）式の計算により残留マルチパス干渉も考慮しているため、周波数領域においてＳＣ信号の等化後ＳＩＲを簡易かつ高精度に測定することができる。

（第２の実施形態）
図５に、本実施形態の受信品質測定装置の構成例を示す。

第１の実施形態の受信品質測定装置は、データ信号に付随して送信される復調用パイロット信号を用いて等化後ＳＩＲを測定するため、ＳＩＲを測定できるのは、基本的に、データ信号送信時だけである。したがって、最初のデータ信号送信時やしばらくデータ信号の送信が行われなかった場合には、ＳＩＲが測定されないため、スケジューリング、ＡＭＣ、ＴＰＣ制御が行えない。

そこで、本実施形態の受信品質測定装置は、等化後ＳＩＲの測定に加えて、等化前ＳＩＲの測定も行う構成となっている。この受信品質測定装置は、図６に示した受信装置に受信品質測定装置９として組み込まれる。

図５に示した本実施形態の受信品質測定装置は、等化後受信品質測定部として、図２に示した、乗算器１１、第一のサブキャリア平均部１２、第一の電力計算部１３、パイロット信号レプリカ生成部１４、減算部１５、第二の電力計算部１６、第二のサブキャリア平均部１７、および除算部１８を有している。また、等化前受信品質測定部として、図８に示した、第一の電力計算部１１２、第一のサブキャリア平均部１１３、パイロット信号レプリカ生成部１１４、減算部１１５、第二の電力計算部１１６、第二のサブキャリア平均部１１７、および除算部１１８を有している。さらに、等化前受信品質測定部で測定された等化前ＳＩＲまたは等化後受信品質測定部で測定された等化後ＳＩＲのいずれかを選択して出力する受信品質選択部１９を有している。等化後受信品質測定部では、受信アンテナ１、ＣＰ除去部２、ＤＦＴ部３、受信フィルタ４、および周波数領域等化部７を介して入力される復調用パイロット信号（図７Ａ参照）を用いて等化後ＳＩＲを測定する。また、等化後受信品質測定部では、受信アンテナ１、ＣＰ除去部２、ＤＦＴ部３、および受信フィルタ４を介して入力される復調用パイロット信号または探測用パイロット信号（図７Ｂ参照）を用いてＳＩＲを測定する。等化前および等化後のＳＩＲは、データ信号のスケジューリング、ＡＭＣ、ＴＰＣ制御に用いられる。

受信品質選択部１９は、等化前ＳＩＲよりも等化後ＳＩＲの方が最近測定された場合、および、等化前ＳＩＲおよび等化後ＳＩＲが同時刻に測定された場合は、等化後ＳＩＲを優先して出力する。

また、受信品質選択部１９は、等化後ＳＩＲの測定から所定時間が経過するまでは、その等化後ＳＩＲを優先して出力する。

また、受信品質選択部１９は、最近同時刻に測定された等化前ＳＩＲと等化後ＳＩＲ
との差分値を記憶しておき、その差分値により等化前ＳＩＲを補正した補正後のＳＩＲを優先して出力する。

なお、第１および第２の実施形態では、時間領域の信号から周波数領域の信号への変換をＤＦＴ、周波数領域信号から時間領域信号への変換をＩＤＦＴで行っているが、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）、高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）あるいは他の変換アルゴリズムを用いてもよい。

シングルキャリア信号を復調する受信装置の構成例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態の受信品質測定装置の構成例を示すブロック図である。 周波数領域における等化後ＳＩＲの測定原理を説明する図である。 本発明の受信品質測定装置のＳＩＲ測定特性を示す図である。 本発明の第２の実施形態の受信品質測定装置の構成例を示すブロック図である。 シングルキャリア信号を復調する受信装置の構成を示すブロック図である。 データ信号送信時のシングルキャリア信号のフォーマットの例を示す図である。 データ信号非送信時のシングルキャリア信号のフォーマットの例を示す図である。 等化前ＳＩＲを測定する従来の受信品質測定装置の構成を示すブロック図である。 等化後ＳＩＲを測定する従来の受信品質測定装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１ 受信アンテナ
２ ＣＰ除去部
３ ＤＦＴ部
４ 受信フィルタ
５ チャネル推定部
６ ウエイト計算部
７ 周波数領域等化部
８ ＩＤＦＴ部
９ 受信品質測定装置
１１，１１１ 乗算器
１２，１７，１１３，１１７ サブキャリア平均部
１３，１６，１１２，１１６ 電力計算部
１４，１１４ パイロット信号レプリカ生成部
１５，１１５ 減算部
１８，１１８ 除算部
１９ 受信品質選択部

Claims (11)

1. シングルキャリア信号に含まれるパイロット信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換し、等化を行った後の等化信号に基づいて、シングルキャリア信号の受信品質を測定する受信品質測定装置であって、
   パイロット信号を基に推定された等化後チャネル利得をサブキャリアに渡り平均して出力する第一のサブキャリア平均部と、
   前記第一のサブキャリア平均部から出力された信号の電力を計算して、信号電力として出力する第一の電力計算部と、
   前記等化信号に対応する等化後の時間領域の信号ｘ（ｎ）をｎ＝０としたときの０タイミング信号成分と予め設定されたパイロット符号特性とから、前記０タイミング信号成分に関するパイロット信号レプリカを生成して出力するパイロットレプリカ生成部と、
   前記等化信号から、前記パイロットレプリカ生成部から出力されたパイロット信号レプリカを減算して、干渉信号として出力する減算部と、
   前記減算部から出力された干渉信号の電力を計算して出力する第二の電力計算部と、
   前記第二の電力計算部から出力された電力をサブキャリアに渡り平均して、干渉電力として出力する第二のサブキャリア平均部と、
   前記第一の電力計算部から出力された信号電力を、前記第二のサブキャリア平均部から出力された干渉電力で除算して等化後の受信品質を計算する除算部と、を備えることを特徴とする受信品質測定装置。
2. 前記パイロットレプリカ生成部を備えず、
   前記減算部は、雑音抑圧前の等化後チャネル利得から等化後の０タイミング信号成分を減算して干渉信号を計算することを特徴とする請求項１に記載の受信品質測定装置。
3. 前記等化後の受信品質の測定に用いるパイロット信号は、データ信号の送信時に付随して送信される、データ信号と同帯域の復調用パイロット信号であることを特徴とする請求項１に記載の受信品質測定装置。
4. 前記等化後の受信品質は、データ信号のスケジューリング、適応変調・符号化、送信電力制御に用いられることを特徴とする請求項１に記載の受信品質測定装置。
5. 前記第一のサブキャリア平均部、前記第一の電力計算部、前記パイロットレプリカ生成部、前記減算部、前記第二の電力計算部、前記第二のサブキャリア平均部、および前記除算部を含み、前記等化後の受信品質を測定する等化後受信品質測定部と、
   等化前の受信品質を測定する等化前受信品質測定部と、
   前記等化前受信品質測定部にて測定された前記等化前の受信品質または前記等化後受信品質測定部にて測定された前記等化後の受信品質のいずれかを選択して出力する受信品質選択部と、を有することを特徴とする請求項１に記載の受信品質測定装置。
6. 前記等化後の受信品質の測定に用いるパイロット信号は、データ信号の送信時に付随して送信される、データ信号と同帯域の復調用パイロット信号であり、
   前記等化前の受信品質の測定に用いるパイロット信号は、前記復調用パイロット信号、または、データ信号の非送信時に所定の周期で送信される任意の帯域の探測用パイロット信号であることを特徴とする請求項５に記載の受信品質測定装置。
7. 前記等化前の受信品質と前記等化後の受信品質は、データ信号のスケジューリング、適応変調・符号化、送信電力制御に用いられることを特徴とする請求項５に記載の受信品質測定装置。
8. 前記受信品質選択部は、前記等化前の受信品質よりも前記等化後の受信品質の方が最近測定された場合、および、前記等化前の受信品質および前記等化後の受信品質が同時刻に測定された場合、前記等化後の受信品質を優先して出力することを特徴とする請求項７に記載の受信品質測定装置。
9. 前記受信品質選択部は、前記等化後の受信品質の測定から所定時間を経過するまでは、当該等化後の受信品質を優先して出力することを特徴とする請求項７に記載の受信品質測定装置。
10. 前記受信品質選択部は、同時刻に測定された前記等化前の受信品質と前記等化後の受信品質との差分値を記憶しておき、当該差分値により等化前の受信品質を補正した補正後の受信品質を優先して出力することを特徴とする請求項７に記載の受信品質測定装置。
11. シングルキャリア信号に含まれるパイロット信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換し、等化を行った後の等化信号に基づいて、シングルキャリア信号の受信品質を測定する受信品質測定装置による受信品質測定方法であって、
    パイロット信号を基に推定された等化後チャネル利得をサブキャリアに渡り平均するステップと、
    サブキャリアに渡り平均された等化後チャネル利得の電力を計算して信号電力とするステップと、
    前記等化信号に対応する等化後の時間領域の信号ｘ（ｎ）をｎ＝０としたときの０タイミング信号成分と予め設定されたパイロット符号特性とから、前記０タイミング信号成分に関するパイロット信号レプリカを生成するステップと、
    前記等化信号から前記パイロット信号レプリカを減算して干渉信号とするステップと、
    前記干渉信号の電力を計算するステップと、
    前記干渉信号の電力をサブキャリアに渡り平均して干渉電力とするステップと、
    前記信号電力を前記干渉電力で除算して等化後の受信品質を計算するステップと、を備えることを特徴とする受信品質測定方法。

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