JP6209990B2 - 受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、受信装置に関する。

直交周波数分割多重方式で変調された放送信号をダイバーシティ受信する車載装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。複数の受信部は、放送信号を受信する。重み付け値設定部は、受信部により受信した各放送信号の信号レベルに応じた重み付け値を設定する。信号合成部は、受信部により受信した各搬送波周波数に対応する各放送信号に対して、重み付け値設定部により設定された重み付け値による重み付け処理を行い、重み付け処理後の放送信号を最大比合成する。重み付け値設定部は、妨害検出部と、重み付け値調整部とを有する。妨害検出部は、受信した放送信号からノイズを含む搬送波周波数を検出する。重み付け値調整部は、妨害検出部により検出された搬送波周波数に適用する重み付け値として、信号レベルに応じた重み付け値よりも低い重み付け値を設定する。

マルチキャリア信号の受信装置に含まれて、キャリア信号におけるＩＣＩ量を推定するＩＣＩ量推定装置が知られている（例えば、特許文献２参照）。伝送路変動推定部は、伝送路周波数特性の変動量を算出して伝送路変動特性を出力する。固定係数乗算部は、伝送路変動特性に所定のキャリア数に応じて決定される固定係数を乗算する。ＩＣＩ量推定装置は、伝送路変動特性をもとにキャリア毎のＩＣＩ量を推定する。

複数のアンテナを有する受信装置が知られている（例えば、特許文献３参照）。複数の合成部は、複数のアンテナを介して得られた各ベースバンド信号のうち、それぞれ異なる帯域成分を用いて、ベースバンド信号の振幅及び位相を制御するための重み係数をベースバンド信号の数だけ生成し、各ベースバンド信号と各重み係数とをそれぞれ乗算した上でこれらを加算する。複数の復調回路は、各合成部から出力される合成信号に対してそれぞれ高速フーリエ変換を行って、各サブキャリア毎に直交周波数分割多重方式に基づく復調処理を施すことにより、振幅及び位相のデータを生成する。キャリア合成部は、各復調回路から出力されるデータをサブキャリア毎に合成する。

互いに直交する複数のサブキャリアを含む直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信して受信信号をそれぞれ出力する複数の受信ブランチを有するＯＦＤＭダイバーシチ受信装置が知られている（例えば、特許文献４参照）。干渉波検出部は、受信信号中の各サブキャリアにおける干渉波の存在の有無を判定し、干渉波が存在する第１のサブキャリア群と干渉波が存在しない第２のサブキャリア群を推定する。乗算部は、第１のサブキャリア群に対して干渉波を除去するための第１のウェイトを乗じ、第２のサブキャリア群に対して信号対雑音比を最大とするための第２のウェイトを乗じる。合成部は、乗算部からの出力信号を合成する。

複数のアレー素子で構成される受信アンテナによってＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ信号合成用受信装置が知られている（例えば、特許文献５参照）。ＦＦＴ部は、受信アンテナによって受信したＯＦＤＭ信号を周波数領域の受信キャリアシンボルに変換する。アレー合成部は、ＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリアごとに、受信キャリアシンボルを第１重み係数により重み付け合成してアレー合成信号を生成する。重み係数最適化部は、送信シンボルを推定した参照信号を生成し、参照信号とアレー合成信号との誤差が最小となるように第２重み係数を生成する。フィルタ処理部は、第２重み係数の逆数に対してフィルタ処理した後、フィルタ処理した第２重み係数の逆数の再度逆数を第１重み係数として生成する。

特開２０１０−２２６２３３号公報 特開２００９−１４１７４０号公報 特開２００６−２１７３９９号公報 特開２００６−１８６４２１号公報 特開２０１１−１８８２２１号公報

無線通信では、マルチパスによる周波数選択性フェージングが発生し、受信品質が劣化する。また、受信信号の周波数帯域内に狭帯域のスプリアス（不要波）が混入することがある。キャリア単位の希望波に対して、スプリアスの電力がある程度の大きさを持つと、スプリアスのあるキャリアの受信品質が劣化する。

本発明の目的は、マルチパスによる周波数選択性フェージングの影響及びスプリアスの影響を軽減し、受信品質を向上させることができる受信装置を提供することである。

受信装置は、複数のアンテナと、前記複数のアンテナを介して受信した信号をそれぞれ入力する複数の受信回路と、前記複数の受信回路の出力信号を加算する加算器とを有し、前記複数の受信回路の各々は、信号を時間領域から周波数領域に変換するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部により変換された周波数領域の信号内の既知の信号を基に伝搬路特性を推定する伝搬路推定部と、前記伝搬路推定部により推定された伝搬路特性を用いて、前記フーリエ変換部により変換された周波数領域の信号を補償する伝搬路補償部と、前記フーリエ変換部により変換された周波数領域の信号の電力を演算する電力演算部と、前記電力演算部により演算された電力を逆数化して出力する第１の逆数化部と、前記伝搬路補償部により補償された信号の誤差を演算する誤差演算部と、前記誤差演算部により演算された誤差から前記第１の逆数化部の出力信号を減算して出力する減算器と、前記減算器の出力信号を逆数化して出力する第２の逆数化部と、前記電力演算部により演算された電力及び前記第２の逆数化部の出力信号を乗算して出力する第１の乗算器と、前記伝搬路補償部により補償された信号及び第１の乗算器の出力信号を乗算し、前記加算器に出力する第２の乗算器とを有する。

誤差演算部は、マルチパスによる周波数選択性フェージングの影響及びスプリアスの影響による誤差を出力する。第１の逆数化部は、マルチパスによる周波数選択性フェージングの影響による誤差を出力する。減算器は、スプリアスの影響による誤差を出力する。第１の乗算器によりスプリアスの影響を軽減し、第２の乗算器によりマルチパスによる周波数選択性フェージングの影響を軽減し、受信品質を向上させることができる。

図１は、第１の実施形態による受信装置の構成例を示す図である。 図２は、図１の第１の受信回路の構成例を示す図である。 図３は、信号点を示す図である。 図４は、図２の第１の受信回路の処理方法を示す図である。 図５（Ａ）及び（Ｂ）は、図２において減算器を削除した場合の信号の例を示す図である。 図６は、第２の実施形態による第１の受信回路の構成例を示す図である。 図７（Ａ）及び（Ｂ）は、図６の非線形変換部の変換方法を説明するための図である。 図８は、図６の平均値測定部及びピークカット部の処理方法を説明するための図である。 図９は、第３の実施形態による第１の受信回路の構成例を示す図である。 図１０は、第４の実施形態による第１の受信回路の構成例を示す図である。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態による受信装置の構成例を示す図である。受信装置は、第１のアンテナ１０１ａ、第１の受信回路１０２ａ、第２のアンテナ１０１ｂ、第２の受信回路１０２ｂ、加算器１０３及び復号化部１０４を有する。送信装置が送信する無線信号は、建物などの反射により伝搬時間が異なる複数の経路（マルチパス）を介して無線装置に伝搬する。これにより、無線信号は、干渉又は位相シフト等のフェージングが発生する。アンテナ１０１ａ及び１０１ｂは、相互に無線受信信号の波長に応じた間隔で配置され、無線信号を受信する。第１の受信回路１０２ａは、第１のアンテナ１０１ａを介して受信した信号を入力し、伝搬路特性に応じて受信信号を補償し、送信信号を復元する。第２の受信回路１０２ｂは、第２のアンテナ１０１ｂを介して受信した信号を入力し、伝搬路特性に応じて受信信号を補償し、送信信号を復元する。また、第１の受信回路１０２ａは、第１のアンテナ１０１ａの受信信号の搬送波対ノイズ比（ＣＮＲ）に応じて、第１のアンテナ１０１ａの受信信号に対して第１の重み係数で重み付けし、出力する。第２の受信回路１０２ｂは、第２のアンテナ１０１ｂの受信信号の搬送波対ノイズ比（ＣＮＲ）に応じて、第２のアンテナ１０１ｂの受信信号に対して第２の重み係数で重み付けし、出力する。ＣＮＲが大きい場合には重み係数を大きくし、ＣＮＲが小さい場合には重み係数を小さくする。加算器１０３は、第１の受信回路１０２ａにより重み付けされた受信信号及び第２の受信回路１０２ｂにより重み付けされた受信信号を加算して出力する。これにより、マルチパスによるフェージングの影響を軽減し、受信品質を向上させることができる。復号化部１０４は、加算器１０３の出力信号を復号化する。

なお、第１のアンテナ１０１ａ及び第１の受信回路１０２ａの組みと、第２のアンテナン１０１ｂ及び第２の受信回路１０２ｂの組みの２組みを設ける例を説明したが、３組み以上の組みを設け、加算器１０３で加算してもよい。

図２は図１の第１の受信回路１０２ａの構成例を示す図であり、図４は図２の第１の受信回路１０２ａの処理方法を示す図である。図４は、横軸がキャリアを示し、縦軸が信号の大きさを示す。第１の受信回路１０２ａは、ＲＦ（Radio Frequency）処理部２０１、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換部２０２、ガードインターバル（ＧＩ）除去部２０３、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部２０４、伝搬路推定部２０５、伝搬路補償部２０６、重み係数生成部２１９、第２の逆数化部２１６、第１の乗算器２１７及び第２の乗算器２１８を有する。重み係数生成部２１９は、変調誤差比（ＭＥＲ：Modulation Error Ratio）測定部２０７、第２の平均化部２０８、電力演算部２０９、第１の平均化部２１０、第１の逆数化部２１１、分散平均値測定部２１２、分散測定部２１３、分散平均値調整部２１４及び減算器２１５を有する。以下、第１の受信回路１０２ａの構成を例に説明するが、第２の受信回路１０２ｂも第１の受信回路１０２ａと同様の構成を有する。

第１のアンテナ１０１ａは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式の無線信号を受信する。ＯＦＤＭ方式の無線信号は、所定時間間隔でシンボルの信号が送信される。各シンボルは、複数のキャリア（周波数）を有する。ＲＦ処理部２０１は、第１のアンテナ１０１ａを介して受信した信号に対して周波数をダウンコンバートし、ＲＦ信号からベースバンド信号に変換して出力する。アナログ／デジタル変換部２０２は、ＲＦ処理部２０１の出力信号をアナログからデジタルに変換して出力する。ＧＩ除去部２０３は、アナログ／デジタル変換部２０２の出力信号に対してガードインターバルを除去して出力する。ガードインターバルは、各シンボルのデータが前後のシンボルのデータと相互に干渉するシンボル間干渉を防止するため、各シンボルのデータの後部をコピーして、そのデータの前に追加した冗長部である。ＦＦＴ部２０４は、フーリエ変換により、ＧＩ除去部２０３の出力信号を時間領域から周波数領域に変換し、信号Ａ１を出力する。信号Ａ１は、キャリア毎に、図３に示すように、Ｉチャンネルの信号及びＱチャンネルの信号を含む。

伝搬路推定部２０５は、ＦＦＴ部２０４により変換された周波数領域の信号Ａ１内の既知のパイロット信号を基に伝搬路特性Ａ２を推定する。パイロット信号は、各シンボルの所定のキャリアに含まれる既知の信号であり、その他のキャリアには通信データが含まれている。パイロット信号は、既知のデータを含み、シンボル（時間）方向及びキャリア（周波数）方向に分散して配置される。図３に示すように、送信装置の送信信号Ｔは、伝搬路を介して、受信装置に受信信号Ｒとして伝搬する。受信装置の受信信号Ｒは、送信装置の送信信号Ｔに対して伝搬路特性Ａ２を乗算した信号となる。伝搬路推定部２０５は、受信信号のパイロット信号Ｒに対して、その既知の送信信号のパイロット信号Ｔを除算することにより、伝搬路特性Ａ２を推定する。伝搬路補償部２０６は、ＦＦＴ部２０４の出力信号Ａ１に対して伝搬路特性Ａ２を除算することにより、信号Ａ１を補償し、送信信号に対応する信号Ａ３を復元する。

電力演算部２０９は、信号Ａ１内の既知のパイロット信号のＩチャンネル成分及びＱチャンネル成分を２乗和することにより、信号Ａ１内の既知のパイロット信号の電力を演算して出力する。なお、電力演算部２０９は、信号Ａ１内の全キャリアの信号のＩチャンネル成分及びＱチャンネル成分を２乗和することにより、信号Ａ１内の全キャリアの信号の電力を演算してもよい。第１の平均化部２１０は、電力演算部２０９により出力される電力をキャリア毎にシンボル（時間）方向に平均化し、信号Ａ４を出力する。平均化により、加法性ホワイトガウスノイズ（ＡＷＧＮ）等のノイズの影響を軽減し、マルチパスによる周波数選択性フェージング成分のみを残す。

図４に示すように、信号Ａ４は、周波数選択性フェージングによるノッチを含む。信号Ａ４は、伝搬路の影響がなければ、全キャリアでほぼ同じになる。しかし、伝搬路のマルチパスの影響により、キャリア毎にフェージング変動が異なる周波数選択性フェージングが生じる。これにより、信号Ａ４は、キャリア毎に大きさが異なり、所定のキャリアで信号Ａ４が小さくなるノッチが生じる。

第１の逆数化部２１１は、第１の平均化部２１０の出力信号を逆数化し、信号Ａ５を出力する。分散平均値測定部２１２は、信号Ａ５の分散４０１及び平均値４０２を測定する。

ＭＥＲ測定部２０７は、信号Ａ３の誤差であるＭＥＲを測定する誤差演算部である。四位相偏移変調 （ＱＰＳＫ）の場合、シンボルのデータは、図３に示すように、４個の理想信号点３０１〜３０４で表される。４個の理想信号点３０１〜３０４は、Ｉチャンネル信号及びＱチャンネル信号により表される。第１象限の受信信号点３０５は、第１象限の理想信号点３０１に対して誤差を含むものと推定される。第２象限の受信信号点は、第２象限の理想信号点３０２に対して誤差を含むものと推定される。第３象限の受信信号点は、第３象限の理想信号点３０３に対して誤差を含むものと推定される。第４象限の受信信号点は、第４象限の理想信号点３０４に対して誤差を含むものと推定される。例えば、理想信号点３０１は、送信信号Ｔの信号点である。受信信号点３０５は、受信信号Ｒの信号点である。ＭＥＲ測定部２０７は、受信信号Ｒの受信信号点３０５から送信信号Ｔの理想信号点３０１を減算し、信号Ｒ−ＴをＭＥＲ（誤差）として演算する。

第２の平均化部２０８は、ＭＥＲ測定部２０７の出力信号をキャリア毎にシンボル（時間）方向に平均化し、信号Ａ６を出力する。信号Ａ６は、信号Ａ５と同様の周波数選択性フェージングによるノッチの他に、狭帯域のスプリアス（不要波）によるＭＥＲ４０３が混入している。なお、信号Ａ４はＣＮＲと同じ次元であり、信号Ａ５は信号Ａ６のＭＥＲと同じ次元である。分散測定部２１３は、信号Ａ６の分散４０４を測定する。平均値４０５は、信号Ａ６の平均値である。

分散平均値調整部２１４は、信号Ａ５の分散４０１及び平均値４０２並びに信号Ａ６の分散４０４を入力し、信号Ａ５の分散及び平均値を調整し、信号Ａ７を出力する。信号Ａ７の分散は、信号Ａ６の分散４０４と同じになるように調整される。信号Ａ７の平均値は、「０」になるように調整される。

なお、分散平均値調整部２１４は、信号Ａ５の分散４０１及び信号Ａ６の分散４０４が同じになるように調整するものであればよい。すなわち、分散平均値調整部２１４は、信号Ａ５及び信号Ａ６の分散の差異が小さくなるように調整する。

受信信号が自動ゲイン制御（ＡＧＣ）されている場合、信号Ａ５の大きさはゲイン値により変動する。また、電力演算部２０９の演算方法とＭＥＲ測定部２０７の測定方法が異なるため、信号Ａ５の分散４０１及び信号Ａ６の分散４０４は一致しない場合が多い。また、ＡＧＣのゲイン値を使用して、信号Ａ５の大きさを推定する方法もあるが、ＡＧＣアンプは、非線形特性を持つことが多く、正しいＡＧＣゲイン値を推定することが難しい。そこで、本実施形態では、分散平均値調整部２１４により、分散及び平均値を調整する。

減算器２１５は、信号Ａ６から信号Ａ７をキャリア毎に減算し、信号Ａ８を出力する。信号Ａ６は、周波数選択性フェージングによる誤差及びスプリアスによる誤差４０３を含む。信号Ａ７は、周波数選択性フェージングによる誤差を含む。減算により、信号Ａ８は、スプリアスによる誤差４０３のみを含む。第２の逆数化部２１６は、減算器２１５の出力信号Ａ８を逆数化し、信号Ａ９を出力する。信号Ａ９は、ＣＮＲと同じ次元であり、スプリアスによるＣＮＲ成分を含む。

第１の乗算器２１７は、電力演算部２０９の出力信号及び信号Ａ９をキャリア毎に乗算し、信号Ａ１０を出力する。信号Ａ４は、周波数選択性フェージングによるＣＮＲ成分を含む重み係数である。信号Ａ９は、スプリアスによるＣＮＲ成分を含む重み係数である。信号Ａ１０は、周波数選択性フェージングによるＣＮＲ成分及びスプリアスによるＣＮＲ成分を含む重み係数である。

第２の乗算器２１８は、伝搬路補償部２０６により補償された信号Ａ３に対して信号Ａ１０を乗算し、乗算した信号を図１の加算器１０３に出力する。例えば、図１において、第１の受信回路１０２ａにおけるＣＮＲが大きく、第２の受信回路１０２ｂにおけるＣＮＲが小さい場合には、第１の受信回路１０２ａの重み係数の信号Ａ１０が大きくなり、第２の受信回路１０２ｂの重み係数の信号Ａ１０が小さくなる。逆に、第１の受信回路１０２ａにおけるＣＮＲが小さく、第２の受信回路１０２ｂにおけるＣＮＲが大きい場合には、第１の受信回路１０２ａの重み係数の信号Ａ１０が小さくなり、第２の受信回路１０２ｂの重み係数の信号Ａ１０が大きくなる。複数のアンテナ１０１ａ及び１０１ｂを設け、ＣＮＲが大きい方の受信回路１０２ａ又は１０２ｂの重み係数を大きくして乗算することにより、周波数選択性フェージング及びスプリアスの影響を軽減することができる。これにより、受信品質を向上させることができる。

次に、減算器２１５を設ける利点を説明する。図５（Ａ）及び（Ｂ）は、図２において、減算器２１５を削除した場合の信号Ａ４、Ａ９及びＡ１０の例を示す図である。この場合、第２の逆数化部２１６は、第２の平均化部２０８の出力信号Ａ６を逆数化する。図５（Ａ）は、第１の受信回路１０２ａの信号Ａ４、Ａ９及びＡ１０の例を示す。図５（Ｂ）は、第２の受信回路１０２ｂの信号Ａ４、Ａ９及びＡ１０の例を示す。信号Ａ４は、第１の平均化部２１０の出力信号であり、周波数選択性フェージングによる受信電力５０１及びスプリアスによる受信電力５０２を含む。信号Ａ９は、第２の逆数化部２１６の出力信号であり、周波数選択性フェージングによるＣＮＲ成分５０３及びスプリアスによるＣＮＲ成分５０４を含む。信号Ａ１０は、第１の乗算器２１７の出力信号であり、電力演算部２０９の出力信号及びＡ９を乗算した信号である。第１の乗算器２１７は、スプリアスによる受信電力５０２がないキャリア及びスプリアスによるＣＮＲ成分５０４がないキャリアでは、周波数選択性フェージングによる受信電力５０１及び周波数選択フェージングによるＣＮＲ成分５０３を乗算する。その結果、周波数選択性フェージング成分が２乗され、信号Ａ１０内の信号５０５のように、周波数選択フェージング成分を強調しすぎ、適切な重み付けができず、受信品質が劣化してしまう。

すなわち、信号Ａ１０は、スプリアスがないキャリアでは、信号Ａ４内の周波数選択性フェージングによる受信電力５０１及び信号Ａ９内の周波数選択性フェージングによるＣＮＲ成分５０３のいずれか一方のみを含むことが好ましい。周波数選択性フェージングによる受信電力５０１及び周波数選択性フェージングによるＣＮＲ成分５０３を乗算すると、信号Ａ１０内の信号５０５のように、周波数選択性フェージング成分が強調されすぎてしまい、受信品質が劣化してしまう。

これに対し、本実施形態は、図２のように、減算器２１５を設けることにより、信号Ａ６から信号Ａ７を減算する。図４に示すように、信号Ａ６は、周波数選択性フェージングによる誤差及びスプリアスによる誤差４０３を含む。信号Ａ６から信号Ａ７を減算することにより、信号Ａ８は、周波数選択性フェージングによる誤差が除去され、スプリアスによる誤差４０３のみが残る。第１の乗算器２１７は、電力演算部２０９の出力信号及びＡ９を乗算するので、重み係数の信号Ａ１０は、信号Ａ６内の周波数選択性フェージング成分が除去され、信号Ａ７内の周波数選択性フェージング成分を含む。これにより、図５（Ａ）及び（Ｂ）の信号Ａ１０内の信号５０５のように、周波数選択性フェージング成分の２乗により、周波数選択性フェージングが強調されすぎることを防止し、適切な重み係数の信号Ａ１０を生成することができる。これにより、受信品質を向上させることができる。

（第２の実施形態）
図６は、第２の実施形態による第１の受信回路１０２ａの構成例を示す図である。第２の受信回路１０２ｂも第１の受信回路１０２ａと同様の構成を有する。本実施形態（図６）は、第１の実施形態（図２）に対して、非線形変換部６０１、平均値測定部６０２及びピークカット部６０３を追加したものである。以下、本実施形態が第１の実施形態と異なる点を説明する。

非線形変換部６０１は、第１の平均化部２１０の出力信号Ａ４を非線形変換し、第１の逆数化部２１１に出力する。第１の逆数化部２１１は、非線形変換部６０１の出力信号を逆数化し、信号Ａ５を出力する。

図７（Ａ）及び（Ｂ）は、図６の非線形変換部６０１の変換方法を説明するための図である。図７（Ａ）に示すように、信号Ａ４は、実際のＣＮＲに対して、線形特性を有する。これに対し、図７（Ｂ）に示すように、信号Ａ９は、実際のＣＮＲに対して、非線形特性を有する。信号Ａ９において、ＣＮＲが小さい領域では、デジタル信号のビット精度の影響で非線形特性になる。また、信号Ａ９において、ＣＮＲが大きい領域では、図３に示すように、第１象限の受信信号点３０５は、第２象限の理想信号点３０２に対して誤差が生じたものである可能性を否定し、第１象限の理想信号点３０１と受信信号点３０５との誤差Ｒ−Ｔを演算するために、非線形特性となる。図７（Ａ）の線形特性の信号Ａ４及び図７（Ｂ）の非線形特性の信号Ａ９を基に、減算器２１５が減算すると、信号Ａ８の精度が低くなる。そこで、非線形変換部６０１は、図７（Ｂ）の信号Ａ９に非線形特性に合うように、信号Ａ４を非線形変換する。具体的には、第１の逆数化部２１１が逆数化することを考慮し、非線形変換部６０１は、図７（Ｂ）の非線形特性に対して逆特性を与えるように、信号Ａ４を非線形変換する。例えば、非線形変換部６０１は、図７（Ｂ）の横軸を入力信号とし、図７（Ｂ）の縦軸を出力信号となる非線形変換に対して、逆特性となるような非線形変換を行う。非線形変換部６０１は、対数の変換関数、平方根を基にした変換関数、又は変換テーブルにより、非線形変換を行う。変換テーブルの場合、図７（Ｂ）の非線形特性を予め測定し、その逆特性を与える変換テーブルを用いればよい。

なお、非線形変換部６０１は、第１の逆数化部２１１の後段に設けてもよい。その場合、第１の逆数化部２１１は、信号Ａ４を逆数化して出力する。非線形変換部６０１は、図７（Ｂ）の非線形特性と同様に、第１の逆数化部２１１の出力信号を非線形変換し、非線形変換した信号を分散平均値測定部２１２及び分散平均値調整部２１４に出力する。

図８は、図６の平均値測定部６０２及びピークカット部６０３の処理方法を説明するための図である。第１の実施形態（図２）では、分散測定部２１３は、信号Ａ６の分散８０２を測定する。しかし、信号Ａ６において、スプリアス成分を含むキャリアの数が多くなると、信号Ａ６の分散８０２が大きくなってしまう。分散測定部２１３は、信号Ａ６において、スプリアス成分を除き、伝搬路成分のみの分散８０１を求めることが好ましい。

平均値測定部６０２は、第２の平均化部２０８の出力信号Ａ６の平均値８０５を測定する。ピークカット部６０３は、信号Ａ６の平均値８０５の定数倍の閾値８０４を設定し、閾値８０４以上の誤差８０３を平均値８０５に設定し、信号Ａ１１を出力する。すなわち、ピークカット部６０３は、信号Ａ６のうちの閾値８０４以上の誤差８０３を削除し、平均値８０５に設定して出力する。分散測定部２１３は、ピークカット部６０３の出力信号Ａ１１の分散を測定する。これにより、分散測定部２１３は、スプリアス成分を除き、伝搬路成分の分散を求めることができる。

（第３の実施形態）
図９は、第３の実施形態による第１の受信回路１０２ａの構成例を示す図である。第２の受信回路１０２ｂも第１の受信回路１０２ａと同様の構成を有する。以下、本実施形態（図９）が第１の実施形態（図２）と異なる点を説明する。第１の乗算器２１７は、電力演算部２０９の出力信号の代わりに、第１の平均化部２１０の出力信号Ａ４を入力する。すなわち、第１の乗算器２１７は、第１の平均化部２１０の出力信号Ａ４及び信号Ａ９をキャリア毎に乗算し、信号Ａ１０を出力する。

受信装置が静止している場合や受信装置の移動速度が遅い場合は、第１の乗算器２１７は、第１の平均化部２１０の出力信号Ａ４を入力した方が、ＡＷＧＮの影響を軽減でき、受信品質を向上させることができる場合がある。

なお、スプリアスは、通常、定常的に同じ周波数及び大きさで発生しているのに対し、電力演算部２０９の出力信号は、主に、受信装置が移動することによって、刻々と変化する。したがって、第１の乗算器２１７が第１の平均化部２１０の出力信号Ａ４を入力すると、その信号Ａ４の変化が緩やかになり、重み係数の信号Ａ１０に反映されづらくなる。そのため、受信装置が移動する場合は、第１の実施形態（図２）のように、第１の乗算器２１７は、電力演算部２０９の出力信号を入力することが好ましい場合がある。

（第４の実施形態）
図１０は、第４の実施形態による第１の受信回路１０２ａの構成例を示す図である。第２の受信回路１０２ｂも第１の受信回路１０２ａと同様の構成を有する。以下、本実施形態（図１０）が第２の実施形態（図６）と異なる点を説明する。第３の実施形態と同様に、第１の乗算器２１７は、電力演算部２０９の出力信号の代わりに、第１の平均化部２１０の出力信号Ａ４を入力する。すなわち、第１の乗算器２１７は、第１の平均化部２１０の出力信号Ａ４及び信号Ａ９をキャリア毎に乗算し、信号Ａ１０を出力する。これにより、本実施形態は、第３の実施形態と同様の効果が得られる。

以上のように、第１〜第４の実施形態によれば、マルチパスによる周波数選択性フェージング以外に、スプリアスが受信信号に混入した場合でも、最適化したキャリア毎の重み係数で重み付けし、複数の受信回路１０２ａ及び１０２ｂの出力信号を加算器１０３で合成する。これにより、マルチパスによる周波数選択性フェージングの影響及びスプリアスによる影響を軽減し、受信品質を向上させることができる。

なお、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、又はその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。

１０１ａ 第１のアンテナ
１０１ｂ 第２のアンテナ
１０２ａ 第１の受信回路
１０２ｂ 第２の受信回路
１０３ 加算器
１０４ 復号化部
２０１ ＲＦ処理部
２０２ Ａ／Ｄ変換部
２０３ ＧＩ除去部
２０４ ＦＦＴ部
２０５ 伝搬路推定部
２０６ 伝搬路補償部
２０７ ＭＥＲ測定部
２０８ 第２の平均化部
２０９ 電力演算部
２１０ 第１の平均化部
２１１ 第１の逆数化部
２１２ 分散平均値測定部
２１３ 分散測定部
２１４ 分散平均値調整部
２１５ 減算器
２１６ 第２の逆数化部
２１７ 第１の乗算器
２１８ 第２の乗算器

Claims (6)

1. 複数のアンテナと、
   前記複数のアンテナを介して受信した信号をそれぞれ入力する複数の受信回路と、
   前記複数の受信回路の出力信号を加算する加算器とを有し、
   前記複数の受信回路の各々は、
   信号を時間領域から周波数領域に変換するフーリエ変換部と、
   前記フーリエ変換部により変換された周波数領域の信号内の既知の信号を基に伝搬路特性を推定する伝搬路推定部と、
   前記伝搬路推定部により推定された伝搬路特性を用いて、前記フーリエ変換部により変換された周波数領域の信号を補償する伝搬路補償部と、
   前記フーリエ変換部により変換された周波数領域の信号の電力を演算する電力演算部と、
   前記電力演算部により演算された電力を逆数化して出力する第１の逆数化部と、
   前記伝搬路補償部により補償された信号の誤差を演算する誤差演算部と、
   前記誤差演算部により演算された誤差から前記第１の逆数化部の出力信号を減算して出力する減算器と、
   前記減算器の出力信号を逆数化して出力する第２の逆数化部と、
   前記電力演算部により演算された電力及び前記第２の逆数化部の出力信号を乗算して出力する第１の乗算器と、
   前記伝搬路補償部により補償された信号及び第１の乗算器の出力信号を乗算し、前記加算器に出力する第２の乗算器と
   を有することを特徴とする受信装置。
2. さらに、前記電力演算部により演算された電力を周波数毎に平均化して出力する第１の平均化部と、
   前記誤差演算部により演算された誤差を周波数毎に平均化して出力する第２の平均化部とを有し、
   前記第１の逆数化部は、前記第１の平均化部の出力信号を逆数化し、
   前記減算部は、第２の平均化部の出力信号から前記第１の逆数化部の出力信号を減算し、
   前記第１の乗算部は、前記第１の平均化部の出力信号及び前記第２の逆数化部の出力信号を乗算することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
3. 前記減算器は、前記誤差演算部により演算された誤差及び前記第１の逆数化部の出力信号の分散の差異を調整してから減算することを特徴とする請求項１又は２記載の受信装置。
4. 前記減算器は、前記第１の逆数化部の出力信号の平均値を調整してから減算することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の受信装置。
5. さらに、前記電力演算部により演算された電力又は前記第１の逆数化部の出力信号を非線形変換して出力する非線形変換部を有することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の受信装置。
6. さらに、前記誤差演算部により演算された誤差のうちの閾値以上の誤差を削除して出力するピークカット部を有し、
   前記減算部は、前記ピークカット部の出力信号及び前記第１の逆数化部の出力信号の分散の差異を調整することを特徴とする請求項３記載の受信装置。

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