JP5023007B2 - Ｏｆｄｍ信号受信装置および中継装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式を用いてデジタル放送またはデジタル伝送を行うＯＦＤＭ信号受信装置および中継装置に関し、特に、デジタル放送や無線ＬＡＮなどにおいて電波を受信する際に、マルチパスの遅延時間がＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）長を越える場合であっても、そのようなマルチパスを受信する環境において送信データを正しく受信するＯＦＤＭ信号受信装置および中継装置に関する。

図８は、従来のＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。このＯＦＤＭ信号受信装置１００は、一般的に用いられる通常の装置であり、周波数変換部１０、Ａ／Ｄ変換部１１、直交復調部１２、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１３、チャネル推定部４０、チャネル等化部４１、デマッピング部１９およびＰ／Ｓ（パラレルシリアル）変換部２０を備えている。

このＯＦＤＭ信号受信装置１００によれば、送信元から受信点までの伝送路の遅延広がりを示すマルチパスの遅延時間がＧＩ長以内の場合に、正常にチャネル等化を行うことができる。これに対し、マルチパスの遅延時間がＧＩ長を越える場合は、シンボル間干渉およびキャリヤ間干渉が発生して受信特性が著しく損なわれることから、正常にチャネル等化を行うことができない。

図９は、従来のＯＦＤＭ信号受信装置における他の構成を示すブロック図である。このＯＦＤＭ信号受信装置１０１は、マルチパスの遅延時間がＧＩ長を越える場合であっても正常にチャネル等化を行うことが可能な装置である。ＯＦＤＭ信号受信装置１０１は、周波数変換部１０、Ａ／Ｄ変換部１１、直交復調部１２、減算部４２、適応フィルタ部４３、ＦＦＴ部４４、チャネル推定部４０、チャネル等化部４１、デマッピング部１９、Ｐ／Ｓ変換部２０、再マッピング部４５、除算部４６およびフィルタ係数制御部４７を備えている。

除算部４６は、ＦＦＴ部４４によりＦＦＴされたチャネル等化前の信号を、チャネル等化部４１、デマッピング部１９および再マッピング部４５により処理されたチャネル等化後の信号で除算する。そして、フィルタ係数制御部４７は、その除算結果からフィルタ係数を算出して適応フィルタ部４３に出力する。すなわち、適応フィルタ部４３が、送信元から受信点までのチャネル応答のうち、主波成分を除いたインパルス応答をフィルタ係数として入力することにより、減算部４２によってマルチパスをキャンセルすることが可能である。

ところで、図９に示したＯＦＤＭ信号受信装置１０１は、時間領域においてマルチパスをキャンセルすることができる。これに対し、周波数領域においてマルチパスを等化することが可能なＯＦＤＭ信号受信装置が特許文献１に記載されている。

特開２００４−３４３５４６号公報

しかしながら、図９に示した従来のＯＦＤＭ信号受信装置１０１では、減算部４２においてより長い遅延時間のマルチパスをキャンセルするために、適応フィルタ部４３の次数を大きくする必要があるという問題があった。また、主波よりも早く到来するマルチパス（先行波）を等化するためには、図９に示した構成に加えてさらに適応フィルタを追加する必要があるという問題があった。このため、適応フィルタ部４３の次数を大きくすることなく、より長い遅延時間のマルチパスを等化することができ、かつ、適応フィルタを追加することなく、主波よりも早く到来するマルチパスを等化することができるＯＦＤＭ信号受信装置が望まれていた。

前述したように、マルチパスの遅延時間がＧＩ長を越える場合には、図８に示した通常のＯＦＤＭ信号受信装置１００は、正常にチャネル等化を行うことができないが、図９に示した従来のＯＦＤＭ信号受信装置１０１および特許文献１のＯＦＤＭ信号受信装置は、正常にチャネル等化を行うことができる。

一方、マルチパスの遅延時間がＧＩ長以内であって、そのＤ／Ｕ（Ｄｅｓｉｒｅｄ ｔｏ Ｕｎｄｅｓｉｒｅｄ ｒａｔｉｏ）が０ｄＢに近いような、振幅が大きいマルチパスを受信する環境においては、図８に示した通常のＯＦＤＭ信号受信装置１００は、正常にチャネル等化を行うことができる。

しかしながら、特許文献１のＯＦＤＭ信号受信装置は、周波数領域において、ＯＦＤＭ信号のサブキャリヤ間隔よりも狭い周波数間隔で等化を行う。これにより、Ｃ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が著しく劣化したサブキャリヤ周波数の雑音成分が、信号レベルにまで引き上げられてしまう。そして、このような信号を再構成することにより、それほど劣化していない周辺サブキャリヤが影響を受けてしまい、そのＣ／Ｎが劣化してしまう。

つまり、マルチパスの遅延時間がＧＩ長以内であって、そのＤ／Ｕが０ｄＢに近いような、振幅が大きいマルチパスを受信する環境においては、図８に示した通常のＯＦＤＭ信号受信装置１００では、正常にチャネル等化を行うことができるが、特許文献１のＯＦＤＭ信号受信装置では、正常にチャネル等化を行うことができず、受信不能になってしまうという問題があった。

そこで、本発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、マルチパスの遅延時間がＧＩ長以内の場合には、そのＤ／Ｕが０ｄＢに近いような、振幅が大きいマルチパスを受信する環境であっても、通常のＯＦＤＭ信号受信装置と同様の受信特性を有することにより正常にチャネル等化を行うと共に、マルチパスの遅延時間がＧＩ長を越える場合にも、正常にチャネル等化を行うことが可能なＯＦＤＭ信号受信装置、およびそれを用いて上位局波を良好かつ安定に中継する中継装置を提供することにある。

前記目的を達成するため、本発明による請求項１のＯＦＤＭ信号受信装置は、ＯＦＤＭ信号を受信して復調し、キャリヤシンボルをチャネル等化してビット列信号を出力するＯＦＤＭ信号受信装置であって、送信元から受信点までの、前記ＯＦＤＭ信号のキャリヤ間隔に対して２のべき乗分の１の周波数間隔におけるチャネル応答を算出し、前記チャネル応答を出力するチャネル推定部と、直交復調後の等価ベースバンド信号を、前記ＯＦＤＭ信号の有効シンボル長に対して２のべき乗倍のサンプル数でＦＦＴし、周波数領域信号を出力する第１のＦＦＴ部と、前記第１のＦＦＴ部の出力する周波数領域信号を、前記チャネル推定部の出力するチャネル応答に基づいて周波数領域等化し、周波数領域等化後の周波数領域信号を出力する周波数領域等化部と、前記周波数領域等化部の出力する周波数領域等化後の周波数領域信号を、前記ＯＦＤＭ信号の有効シンボル長に対して２のべき乗倍のサンプル数でＩＦＦＴし、時間領域信号を出力するＩＦＦＴ部と、前記ＩＦＦＴ部の出力する時間領域信号をＦＦＴし、キャリヤシンボルを出力する第２のＦＦＴ部と、を有し、前記チャネル推定部が、パイロット信号に基づいてチャネル推定を行い、チャネル応答を出力する第１のチャネル推定部と、前記第２のＦＦＴ部の出力するキャリヤシンボルを、前記第１のチャネル推定部の出力するチャネル応答で除算することにより前記チャネル等化を行い、チャネル等化後のキャリヤシンボルを出力するチャネル等化部と、前記第２のＦＦＴ部の出力するキャリヤシンボル、および前記チャネル等化部の出力するチャネル等化後のキャリヤシンボルに基づいて、チャネル推定を行い、チャネル応答を出力する第２のチャネル推定部と、前記第１のチャネル推定部の出力するチャネル応答から、遅延時間がＧＩ長以内のマルチパスのＤ／Ｕの最小値を検出し、マルチパスＤ／Ｕ最小値を出力するマルチパスＤ／Ｕ検出部と、前記第２のチャネル推定部の出力するチャネル応答、および前記マルチパスＤ／Ｕ検出部の出力するマルチパスＤ／Ｕ最小値に基づいて、前記ＯＦＤＭ信号のキャリヤ間隔に対して２のべき乗分の１の周波数間隔におけるチャネル応答を算出し、前記チャネル応答を出力する第３のチャネル推定部と、を有することを特徴とする。

また、本発明による請求項２のＯＦＤＭ信号受信装置は、請求項１に記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、前記第３のチャネル推定部が、前記第２のチャネル推定部の出力するチャネル応答から主波成分を検出し、前記主波成分を出力する主波検出部と、前記第２のチャネル推定部の出力するチャネル応答から前記主波検出部の出力する主波成分を減算し、マルチパス成分を抽出し、前記マルチパス成分を出力する減算部と、前記マルチパスＤ／Ｕ検出部の出力するマルチパスＤ／Ｕ最小値から、適応係数を設定し、前記適応係数を出力する適応係数設定部と、前記減算部の出力するマルチパス成分に、前記適応係数設定部の出力する適応係数を乗算し、適応係数乗算後のマルチパス成分を出力する乗算部と、前記乗算部の出力する適応係数乗算後のマルチパス成分に、前記主波検出部の出力する主波成分を加算し、加算後のチャネル応答を出力する加算部と、前記加算部の出力する加算後のチャネル応答を、２のべき乗倍にインタポレートし、インタポレート後のチャネル応答を出力するインタポレータと、前記インタポレータの出力するインタポレート後のチャネル応答に、所定の単位更新時間前のチャネル応答を乗算し、チャネル応答を出力する乗算部と、前記乗算部の出力するチャネル応答を前記単位更新時間分保持し、前記単位更新時間前のチャネル応答を出力する遅延部と、を有することを特徴とする。

また、本発明による請求項３のＯＦＤＭ信号受信装置は、請求項１に記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、前記第３のチャネル推定部が、前記第２のチャネル推定部の出力するチャネル応答から主波成分を検出し、前記主波成分を出力する主波検出部と、前記第２のチャネル推定部の出力するチャネル応答を、前記主波検出部の出力する主波成分で除算し、正規化されたチャネル応答を出力する除算部と、前記マルチパスＤ／Ｕ検出部の出力するマルチパスＤ／Ｕ最小値から、適応係数を設定し、前記適応係数を出力する適応係数設定部と、前記除算部の出力する正規化されたチャネル応答に、前記適応係数設定部の出力する適応係数を加算し、加算後のチャネル応答を出力する加算部と、前記加算部の出力する加算後のチャネル応答を、２のべき乗倍にインタポレートし、インタポレート後のチャネル応答を出力するインタポレータと、前記インタポレータの出力するインタポレート後のチャネル応答に、所定の単位更新時間前のチャネル応答を乗算し、チャネル応答を出力する乗算部と、前記乗算部の出力するチャネル応答を前記単位更新時間分保持し、前記単位更新時間前のチャネル応答を出力する遅延部と、を有することを特徴とする。

また、本発明による請求項４のＯＦＤＭ信号受信装置は、請求項１から３までのいずれか一項に記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、前記第１のチャネル推定部が、前記第２のＦＦＴ部の出力するキャリヤシンボルからパイロットシンボルを抽出し、前記パイロットシンボルを出力するパイロット抽出部と、パイロット信号を生成して出力するパイロット生成部と、前記パイロット抽出部の出力するパイロットシンボルを、前記パイロット生成部の出力するパイロット信号で除算し、チャネル応答を求め、前記チャネル応答を出力する除算部と、前記除算部の出力するチャネル応答を、シンボル方向およびサブキャリヤ方向に補間し、全てのサブキャリヤにおけるチャネル応答を算出する補間部と、を有し、前記第２のチャネル推定部が、前記チャネル等化部の出力するチャネル等化後のキャリヤシンボルをデマッピングおよび再マッピングすることによりシンボルを再生し、再生シンボルを出力するシンボル再生部と、前記第２のＦＦＴ部の出力するキャリヤシンボルを、前記シンボル再生部の出力する再生シンボルで除算し、チャネル応答を出力する除算部と、を有し、前記マルチパスＤ／Ｕ検出部が、前記第１のチャネル推定部の出力するチャネル応答を、時間領域信号の遅延プロファイルにＩＦＦＴし、前記遅延プロファイルを出力するＩＦＦＴ部と、前記ＩＦＦＴ部の出力する遅延プロファイルの全てのサンプルのうち、振幅が最大であるサンプルを検出し、前記サンプルを主波成分として主波成分のサンプル時間および振幅を出力する主波検出部と、前記主波検出部の出力する主波成分のサンプル時間を基準時間として、その基準時間との間の時間差の絶対値がＧＩ長以内であるサンプル時間の範囲を設定し、前記サンプル時間の範囲を検出範囲として出力する検出範囲設定部と、前記ＩＦＦＴ部の出力する遅延プロファイルにおける、前記検出範囲設定部の出力する検出範囲の中のサンプルのうち、主波成分のサンプルを除いて振幅が最大となるサンプルを検出し、前記サンプルをマルチパス成分としてマルチパス成分の振幅を出力する最大値検出部と、前記主波検出部の出力する主波成分の振幅を、前記最大値検出部の出力するマルチパス成分の振幅で除算し、マルチパスＤ／Ｕ最小値を出力する除算部と、を有することを特徴とする。

また、本発明による請求項５の中継装置は、請求項１から４までのいずれか一項に記載のＯＦＤＭ信号受信装置を用いることを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、マルチパスの遅延時間がＧＩ長以内の場合には、そのＤ／Ｕが０ｄＢに近いような、振幅が大きいマルチパスを受信する環境であっても、正常にチャネル等化を行うことができる。また、マルチパスの遅延時間がＧＩ長を越える場合にも、正常にチャネル等化を行うことができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を用いて詳細に説明する。
〔ＯＦＤＭ信号受信装置〕
まず、ＯＦＤＭ信号受信装置について説明する。図１は、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。このＯＦＤＭ信号受信装置１は、周波数変換部１０、Ａ／Ｄ変換部１１、直交復調部１２、第１のＦＦＴ部１３、周波数領域等化部１４、ＩＦＦＴ部１５、第２のＦＦＴ部１７、チャネル推定部１８、デマッピング部１９およびＰ／Ｓ変換部２０を備えている。また、チャネル推定部１８は、第１のチャネル推定部２１、チャネル等化部２２、マルチパスＤ／Ｕ検出部２３、第２のチャネル推定部２４および第３のチャネル推定部２５を備えている。

周波数変換部１０は、ＯＦＤＭ信号受信装置１が受信したＯＦＤＭ信号である受信信号を入力し、受信信号を周波数変換し、ＩＦ信号を出力する。周波数変換部１０の出力するＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換部１１に入力される。Ａ／Ｄ変換部１１は、周波数変換部１０からＩＦ信号を入力し、ＩＦ信号（アナログＩＦ信号）をＡ／Ｄ変換し、デジタルＩＦ信号を出力する。Ａ／Ｄ変換部１１の出力するデジタルＩＦ信号は、直交復調部１２に入力される。直交復調部１２は、Ａ／Ｄ変換部１１からデジタルＩＦ信号を入力し、デジタルＩＦ信号を直交復調し、等価ベースバンド信号を出力する。直交復調部１２の出力する等価ベースバンド信号は、第１のＦＦＴ部１３に入力される。

第１のＦＦＴ部１３は、直交復調部１２から等価ベースバンド信号を入力し、等価ベースバンド信号を、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル長に対して２のべき乗倍のポイント数（サンプル数）でＦＦＴし、周波数領域信号を出力する。第１のＦＦＴ部１３の出力する周波数領域信号は、周波数領域等化部１４に入力される。

周波数領域等化部１４は、第１のＦＦＴ部１３から周波数領域信号を入力すると共に、チャネル推定部１８からチャネル応答（送信元から受信点までのチャネル応答）を入力し、周波数領域信号をチャネル応答に基づいて周波数領域等化し、等化後の周波数領域信号を出力する。周波数領域等化部１４の出力する等化後の周波数領域信号は、ＩＦＦＴ部１５に入力される。

ＩＦＦＴ部１５は、周波数領域等化部１４から等化後の周波数領域信号を入力し、等化後の周波数領域信号をＩＦＦＴし、等化後の時間領域信号を出力する。ＩＦＦＴ部１５の出力する等化後の時間領域信号は、第２のＦＦＴ部１７に入力される。

第２のＦＦＴ部１７は、ＩＦＦＴ部１５から等化後の時間領域信号を入力し、等化後の時間領域信号を、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル長に相当するポイント数でＦＦＴし、キャリヤシンボルを出力する。第２のＦＦＴ部１７の出力するキャリヤシンボルは、チャネル推定部１８に入力される。

チャネル推定部１８は、ＦＦＴ部１７からキャリヤシンボルを入力し、送信元から受信点までのチャネル応答を推定し、チャネル応答を周波数領域等化部１４に出力すると共に、チャネル等化を行い、チャネル等化後のキャリヤシンボルをデマッピング部１９に出力する。チャネル推定部１８の詳細については後述する。

デマッピング部１９は、チャネル推定部１８からチャネル等化後のキャリヤシンボルを入力し、チャネル等化後のキャリヤシンボルをデマッピングし、パラレル信号に変換して出力する。デマッピング部１９の出力するパラレル信号は、Ｐ／Ｓ変換部２０に出力される。Ｐ／Ｓ変換部２０は、デマッピング部１９からパラレル信号を入力し、パラレル信号をパラレルシリアル変換し、出力ビット列信号を外部へ出力する。

〔チャネル推定部〕
次に、チャネル推定部１８について詳細に説明する。第２のＦＦＴ部１７の出力するキャリヤシンボルは３分配され、チャネル等化部２２、第１のチャネル推定部２１および第２のチャネル推定部２４にそれぞれ入力される。

第１のチャネル推定部２１は、第２のＦＦＴ部１７からキャリヤシンボルを入力し、パイロット信号を抽出してチャネル応答を算出し、第１のチャネル応答を出力する。第１のチャネル推定部２１の出力する第１のチャネル応答は２分配され、一方がチャネル等化部２２へ、他方がマルチパスＤ／Ｕ検出部２３へ入力される。

図２は、図１に示したチャネル推定部１８における第１のチャネル推定部２１の構成を示すブロック図である。この第１のチャネル推定部２１は、パイロット抽出部２１１、パイロット生成部２１２、除算部２１３および補間部２１４を備えている。パイロット抽出部２１１は、第２のＦＦＴ部１７からキャリヤシンボルを入力し、キャリヤシンボルからパイロットシンボルを抽出して出力する。パイロット抽出部２１１の出力するパイロットシンボルは、除算部２１３に入力される。

パイロット生成部２１２は、予め決められた振幅および位相を持つパイロット信号を生成して出力する。パイロット生成部２１２の出力するパイロット信号は、除算部２１３に入力される。除算部２１３は、パイロット抽出部２１１からパイロットシンボルを入力すると共に、パイロット生成部２１２からパイロット信号を入力し、パイロットシンボルをパイロット信号で除算し、チャネル応答を出力する。除算部２１３の出力するチャネル応答は、補間部２１４に入力される。

補間部２１４は、除算部２１３からチャネル応答を入力し、チャネル応答をシンボル方向およびサブキャリヤ方向に補間し、ＯＦＤＭ信号の全てのサブキャリヤ周波数におけるチャネル応答を算出し、第１のチャネル応答を出力する。補間部２１４の出力する第１のチャネル応答は２分配され、一方がチャネル等化部２２へ、他方がマルチパスＤ／Ｕ検出部２３へ入力される。

図１に戻って、チャネル等化部２２は、第２のＦＦＴ部１７からキャリヤシンボルを入力すると共に、第１のチャネル推定部２１から第１のチャネル応答を入力し、キャリヤシンボルを第１のチャネル応答で除算してチャネル等化を行い、チャネル等化後のキャリヤシンボルを出力する。チャネル等化部２２のチャネル等化後のキャリヤシンボルは２分配され、一方がデマッピング部１９へ、他方が第２のチャネル推定部２４へ入力される。

第２のチャネル推定部２４は、第２のＦＦＴ部１７からキャリヤシンボルを入力すると共に、チャネル等化部２２からチャネル等化後のキャリヤシンボルを入力し、チャネル等化後のキャリヤシンボルから送信シンボルの推定値であるキャリヤシンボルを再生して、チャネル等化後のキャリヤシンボルを再生シンボルで除算することによりチャネル応答を算出し、第２のチャネル応答を出力する。第２のチャネル推定部２４の出力する第２のチャネル応答は、第３のチャネル推定部２５に入力される。

図３は、図１に示したチャネル推定部１８における第２のチャネル推定部２４の構成を示すブロック図である。この第２のチャネル推定部２４は、シンボル再生部２４１および除算部２４２を備えている。シンボル再生部２４１は、チャネル等化部２２からチャネル等化後のキャリヤシンボルを入力し、チャネル等化後のキャリヤシンボルをデマッピングおよび再マッピングしてキャリヤシンボルを再生し、再生シンボルを出力する。シンボル再生部２４１の出力する再生シンボルは、除算部２４２に入力される。

除算部２４２は、第２のＦＦＴ部１７からキャリヤシンボルを入力すると共に、シンボル再生部２４１から再生シンボルを入力し、キャリヤシンボルを再生シンボルで除算し、第２のチャネル応答を出力する。除算部２４２の出力する第２のチャネル応答は、第３のチャネル推定部２５に入力される。

図１に戻って、マルチパスＤ／Ｕ検出部２３は、第１のチャネル推定部２１から第１のチャネル応答を入力し、遅延プロファイル上の主波を基準にしたＧＩ長の時間範囲内においてマルチパスを特定し、主波の振幅およびマルチパスの振幅からＤ／Ｕを算出し、マルチパスＤ／Ｕを出力する。マルチパスＤ／Ｕ検出部２３の出力するマルチパスＤ／Ｕは、第３のチャネル推定部２５に入力される。

図４は、図１に示したチャネル推定部１８におけるマルチパスＤ／Ｕ検出部２３の構成を示すブロック図である。このマルチパスＤ／Ｕ検出部２３は、ＩＦＦＴ部２３１、主波検出部２３２、検出範囲設定部２３３、最大値検出部２３４および除算部２３５を備えている。ＩＦＦＴ部２３１は、第１のチャネル推定部２１から第１のチャネル応答を入力し、時間領域信号である遅延プロファイルに変換し、遅延プロファイルを出力する。ＩＦＦＴ部２３１の出力する遅延プロファイルは２分配され、一方が主波検出部２３２へ、他方が最大値検出部２３４へ入力される。

主波検出部２３２は、ＩＦＦＴ部２３１から遅延プロファイルを入力し、遅延プロファイルの全てのサンプルのうち、振幅が最大であるサンプルを検出し、そのサンプルを主波成分として主波成分のサンプル時間および振幅を特定し、主波成分のサンプル時間および振幅を出力する。主波検出部２３２の出力する主波成分のサンプル時間は、検出範囲設定部２３３に入力される。主波検出部２３２の出力する主波成分の振幅は、除算部２３５に入力される。

検出範囲設定部２３３は、主波検出部２３２から主波成分のサンプル時間を入力し、主波成分のサンプル時間を基準時間として、その基準時間との間の時間差の絶対値がＧＩ長以内であるサンプル時間の範囲を設定し、サンプル時間の範囲（検出範囲）を出力する。検出範囲設定部２３３の出力する検出範囲は、最大値検出部２３４に入力される。

最大値検出部２３４は、ＩＦＦＴ部２３１から遅延プロファイルを入力すると共に、検出範囲設定部２３３から検出範囲を入力し、検出範囲内のサンプルのうち、主波成分のサンプルを除いて振幅が最大となるサンプルを検出し、そのサンプルをマルチパス成分としてマルチパス成分の最大振幅を特定し、主波成分を基準にしたＧＩ長の時間範囲内におけるマルチパス成分の最大振幅を出力する。最大値検出部２３４の出力する、マルチパス成分の最大振幅は、除算部２３５に入力される。

除算部２３５は、主波検出部２３２から主波成分の振幅を入力すると共に、最大値検出部２３４からマルチパス成分の最大振幅を入力し、主波成分の振幅をマルチパス成分の最大振幅で除算し、主波成分を基準にしたＧＩ長の時間範囲内におけるマルチパスＤ／Ｕ（最小Ｄ／Ｕ）を出力する。除算部２３５の出力するマルチパスＤ／Ｕ（最小Ｄ／Ｕ）は、第３のチャネル推定部２５に入力される。

図１に戻って、第３のチャネル推定部２５は、第２のチャネル推定部２４から第２のチャネル応答を入力すると共に、マルチパスＤ／Ｕ検出部２３からマルチパスＤ／Ｕを入力し、第２のチャネル応答から主波成分を検出し、主波成分およびマルチパスＤ／Ｕを用いて設定する適応係数を乗算することにより、マルチパス歪みを低減したチャネル応答を算出してインタポレートし、第３のチャネル応答を出力する。第３のチャネル推定部２５の出力する第３のチャネル応答は、周波数領域等化部１４に入力される。以下、第３のチャネル推定部２５について、２種類の構成例により説明する。

まず、第１の構成例について説明する。図５は、図１に示したチャネル推定部１８における第３のチャネル推定部２５の第１の構成を示すブロック図である。この第３のチャネル推定部２５−１は、主波検出部２５１、減算部２５２、乗算部２５３、加算部２５４、インタポレータ２５５、乗算部２５６、遅延部２５７および適応係数設定部２５８−１を備えている。主波検出部２５１は、第２のチャネル推定部２４から第２のチャネル応答を入力し、第２のチャネル応答の平均を算出し、その平均のチャネル応答を主波成分として出力する。主波検出部２５１の出力する主波成分は２分配され、一方が減算部２５２へ、他方が加算部２５４へ入力される。

減算部２５２は、第２のチャネル推定部２４から第２のチャネル応答を入力すると共に、主波検出部２５１から主波成分を入力し、第２のチャネル応答から主波成分を減算し、マルチパス成分を出力する。減算部２５２の出力するマルチパス成分は、乗算部２５３に入力される。

このように、減算部２５２によれば、第２のチャネル応答から主波成分を除去するようにしたから、マルチパス成分のみを抽出することができる。このマルチパス成分には、遅延時間がＧＩ長以内のマルチパス、および遅延時間がＧＩ長を越えるマルチパスが含まれる場合がある。

適応係数設定部２５８−１は、マルチパスＤ／Ｕ検出部２３から、主波成分を基準にしたＧＩ長の時間範囲内におけるマルチパスＤ／Ｕ（最小Ｄ／Ｕ）を入力し、マルチパスＤ／Ｕ（最小Ｄ／Ｕ）から適応係数を設定して出力する。適応係数設定部２５８−１の出力する適応係数は、乗算部２５３に入力される。尚、適応係数設定部２５８−１により設定される適応係数の詳細については後述する。

乗算部２５３は、減算部２５２からマルチパス成分を入力すると共に、適応係数設定部２５８−１から適応係数を入力し、マルチパス成分に適応係数を乗算し、マルチパス歪みを低減し、マルチパス歪みが低減されたマルチパス成分を出力する。乗算部２５３の出力するマルチパス歪みが低減されたマルチパス成分は、加算部２５４に入力される。

このように、乗算部２５３によれば、マルチパス成分に適応係数を乗算するようにしたから、マルチパス歪みを低減することができる。

加算部２５４は、乗算部２５３から、主波成分を基準にしたＧＩ長の時間範囲内におけるマルチパス歪みが低減されたマルチパス成分を入力すると共に、減算部２５２から主波成分を入力し、マルチパス成分に主波成分を加算し、チャネル応答を出力する。加算部２５４の出力するチャネル応答は、インタポレータ２５５に入力される。

このように、加算部２５４によれば、主波成分を基準にしたＧＩ長の時間範囲内におけるマルチパス歪みが低減されたマルチパス成分に、主波成分を加えるようにした。これにより、主波成分と、遅延時間がＧＩ長以内のマルチパス成分についてはその歪みが低減されたマルチパス成分と、遅延時間がＧＩ長を越えるマルチパス成分とを含むチャネル応答を生成することができる。

インタポレータ２５５は、加算部２５４から、主波成分を基準にしたＧＩ長の時間範囲内におけるマルチパス歪みが低減されたチャネル応答を入力し、チャネル応答を２のべき乗倍にアップサンプルし、イメージング成分を除去して出力する。インタポレータ２５５の出力するチャネル応答は、乗算部２５６に入力される。

このように、インタポレータ２５５によれば、チャネル応答を２のべき乗倍にアップサンプルするようにした。これにより、インタポレータ２５５による信号数と、第１のＦＦＴ部１３において２のべき乗倍のポイント数でＦＦＴが行われる信号数とを対応させることができる。したがって、周波数領域等化部１４は、第１のＦＦＴ部１３からの周波数領域信号と、この信号数に対応した、インタポレータ２５５を含む第３のチャネル推定部２５からの第３のチャネル応答とを用いて、等化後の周波数領域信号を生成することができる。

乗算部２５６は、インタポレータ２５５からインタポレートされたチャネル応答を入力すると共に、遅延部２５７から単位係数更新時間前のチャネル応答を入力し、単位係数更新時間前のチャネル応答に、インタポレートされたチャネル応答を乗算し、第３のチャネル応答を出力する。乗算部２５６の出力する第３のチャネル応答は２分配され、一方が周波数領域等化部１４へ、他方が遅延部２５７へ入力される。

遅延部２５７は、乗算部２５６から第３のチャネル応答を入力し、第３のチャネル応答を、予め設定された単位係数更新時間分保持し、単位係数更新時間遅延させたチャネル応答、すなわち単位係数更新時間前のチャネル応答を出力する。遅延部２５７の出力する単位係数更新時間前のチャネル応答は、乗算部２５６に入力される。

次に、第３のチャネル推定部２５における第２の構成例について説明する。図６は、図１に示したチャネル推定部１８における第３のチャネル推定部２５の第２の構成を示すブロック図である。この第３のチャネル推定部２５−２は、主波検出部２５１、除算部２５９、加算部２５４、インタポレータ２５５、乗算部２５６、遅延部２５７および適応係数設定部２５８−２を備えている。主波検出部２５１は、第２のチャネル推定部２４から第２のチャネル応答を入力し、第２のチャネル応答の平均を算出し、その平均のチャネル応答を主波成分として出力する。主波検出部２５１の出力する主波成分は、除算部２５９に入力される。

除算部２５９は、第２のチャネル推定部２４から第２のチャネル応答を入力すると共に、主波検出部２５１から主波成分を入力し、第２のチャネル応答を主波成分で除算し、正規化された第２のチャネル応答を出力する。除算部２５９の出力する正規化された第２のチャネル応答は、加算部２５４に入力される。

このように、除算部２５９によれば、第２のチャネル応答を、主波成分を基準にした応答に変換するようにしたから、マルチパス成分が主波成分を基準にした値、すなわち正規化された第２のチャネル応答として生成されることになる。このマルチパス成分には、遅延時間がＧＩ長以内のマルチパス、および遅延時間がＧＩ長を越えるマルチパスが含まれる場合がある。

適応係数設定部２５８−２は、マルチパスＤ／Ｕ検出部２３から、主波成分を基準にしたＧＩ長の時間範囲内におけるマルチパスＤ／Ｕ（最小Ｄ／Ｕ）を入力し、マルチパスＤ／Ｕ（最小Ｄ／Ｕ）から適応係数を設定して出力する。適応係数設定部２５８−２の出力する適応係数は、加算部２５４に入力される。尚、図５に示した適応係数設定部２５８−１により設定される適応係数と、図６に示す適応係数設定部２５８−２により設定される適応係数とは、異なる値である。これらの適応係数の違い、および適応係数設定部２５８−２により設定される適応係数の詳細については後述する。

加算部２５４は、除算部２５９から正規化された第２のチャネル応答を入力すると共に、適応係数設定部２５８−２から適応係数を入力し、正規化された第２のチャネル応答に適応係数を加算し、主波成分を基準にしたＧＩ長の時間範囲内におけるマルチパス歪みを低減し、マルチパス歪みが低減されたチャネル応答を出力する。加算部２５４の出力するマルチパス歪みが低減されたチャネル応答は、インタポレータ２５５に入力される。

このように、加算部２５４によれば、正規化された第２のチャネル応答に適応係数を加算するようにしたから、マルチパス成分に対して、主波成分を基準にしたＧＩ長の時間範囲内におけるマルチパス歪みを低減することができる。

インタポレータ２５５は、加算部２５４から、マルチパス歪みが低減されたチャネル応答を入力し、チャネル応答を２のべき乗倍にアップサンプルし、イメージング成分を除去して出力する。インタポレータ２５５の出力するチャネル応答は、乗算部２５６に入力される。

このように、インタポレータ２５５によれば、チャネル応答を２のべき乗倍にアップサンプルするようにした。これにより、インタポレータ２５５による信号数と、第１のＦＦＴ部１３において２のべき乗倍のポイント数でＦＦＴが行われる信号数とを対応させることができる。したがって、周波数領域等化部１４は、第１のＦＦＴ部１３からの周波数領域信号と、この信号数に対応した、インタポレータ２５５を含む第３のチャネル推定部２５からの第３のチャネル応答とを用いて、等化後の周波数領域信号を生成することができる。

乗算部２５６は、インタポレータ２５５からインタポレートされたチャネル応答を入力すると共に、遅延部２５７から単位係数更新時間前のチャネル応答を入力し、単位係数更新時間前のチャネル応答に、インタポレートされたチャネル応答を乗算し、第３のチャネル応答を出力する。乗算部２５６の出力する第３のチャネル応答は２分配され、一方が周波数領域等化部１４へ、他方が遅延部２５７へ入力される。

遅延部２５７は、乗算部２５６から第３のチャネル応答を入力し、第３のチャネル応答を、予め設定された単位係数更新時間分保持し、単位係数更新時間遅延させたチャネル応答、すなわち単位係数更新時間前のチャネル応答を出力する。遅延部２５７の出力する単位係数更新時間前のチャネル応答は、乗算部２５６に入力される。

以上のように、図１に示したＯＦＤＭ信号受信装置１によれば、チャネル推定部１８が、主波成分と、歪みが低減されたマルチパス成分とを含むチャネル応答を生成するようにした。そして、周波数領域等化部１４が、このチャネル応答を用いて、第１のＦＦＴ部１３によりＦＦＴされた周波数領域信号を等化するようにした。これにより、マルチパスの遅延時間がＧＩ長を越える場合には、周波数領域等化部１４により、マルチパス成分をキャンセルすることができ、チャネル等化部２２により、正常にチャネル等化を行うことができる。

一方、従来は、マルチパスの遅延時間がＧＩ長以内であって、そのＤ／Ｕが０ｄＢに近いような、振幅が大きいマルチパスの場合には、周波数領域において、ＯＦＤＭ信号のサブキャリヤ間隔よりも狭い周波数間隔で等化を行うことから、Ｃ／Ｎが著しく劣化したサブキャリヤ周波数の雑音成分が、信号レベルにまで引き上げられ、それほど劣化していない周辺サブキャリヤのＣ／Ｎが劣化してしまい、結果として、正常にチャネル等化を行うことができなかった。図１に示したＯＦＤＭ信号受信装置１では、第１のＦＦＴ部１３が、等価ベースバンド信号を２のべき乗倍のポイント数でＦＦＴし、第３のチャネル推定部２５のインタポレータ２５５が、入力したチャネル応答を２のべき乗倍にアップサンプルし、イメージング成分を除去するようにした。そして、周波数領域等化部１４が、第１のＦＦＴ部１３から、ポイント数を増加してＦＦＴが行われた周波数領域信号を入力し、インタポレータ２５５を含む第３のチャネル推定部２５から、前記ポイント数に対応し、かつ、歪が低減されたマルチパス成分を含む第３のチャネル応答を入力し、周波数領域信号を等化するようにした。この場合、周波数領域等化部１４において等化されなくても、チャネル等化部２２において、正常にチャネル等化が行われる。これにより、マルチパスの遅延時間がＧＩ長以内であって、そのＤ／Ｕが０ｄＢに近いような、振幅が大きいマルチパスの場合であっても、図８に示した通常のＯＦＤＭ信号受信装置と同様の受信特性を有することができ、チャネル等化部２２により、正常にチャネル等化を行うことができる。

〔ＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）方式を用いた場合〕
以上のように構成されるＯＦＤＭ信号受信装置１において、ＩＳＤＢ−Ｔ方式を用いた場合について詳細に説明する。

〔第１のチャネル推定部〕
まず、第１のチャネル推定部２１について説明する。ＩＳＤＢ−Ｔ方式において、ＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）に割り当てられているサブキャリヤは、シンボル番号をｉとし、サブキャリヤ番号をｋとすると、以下の式（１）を満足する。

ここで、ｍｏｄは剰余を示す。以下、式（１）を満足するｉ，ｋをそれぞれｉ_ｐ，ｋ_ｐとする。

第１のチャネル推定部２１のパイロット抽出部２１１により抽出される受信ＳＰ信号をｘ_{ｉｐ，ｋｐ}とし、パイロット生成部２１２により生成されるＳＰ信号（以下、「送信ＳＰ信号」という。）、すなわち、ＩＳＤＢ−Ｔ変調器において生成されて送信されるＳＰ信号をｓ_{ｉｐ，ｋｐ}とすると、シンボル番号ｉ_ｐ、サブキャリヤ番号ｋ_ｐにおけるチャネル応答ｕ_{ｉｐ，ｋｐ}は、式（２）で表される。

尚、ここでは、チャネル応答を算出するための基準信号としてＩＳＤＢ−Ｔ方式で採用されているＳＰ信号を用いる方法を説明したが、振幅と位相が既知であって、受信側で生成可能なシンボルであれば、チャネル応答を算出するための基準信号として用いることができる。

前述のようにＳＰ信号を参照してチャネル応答を求める場合、全てのシンボルおよびサブキャリヤにおけるチャネル応答を直接求めることができない。全てのシンボルおよびサブキャリヤにおけるチャネル応答を得るためには、シンボルおよびサブキャリヤ方向について補間処理を行う必要がある。

シンボル方向の補間方法として、例えば、以下に示す最新値保持法や線形補間法を用いることができる。補間部２１４は、式（３）または式（４）により補間処理を行うことができる。
最新値保持法の場合

線形補間法の場合

また、サブキャリヤ方向の補間方法として、例えば、以下に示す線形補間法を用いることができる。補間部２１４は、式（５）により補間処理を行うことができる。

〔チャネル等化部〕
次に、チャネル等化部２２について説明する。図１に示したＯＦＤＭ信号受信装置１における第２のＦＦＴ部１７により出力されるキャリヤシンボルは、伝送路歪みや復調側（受信側）であるＯＦＤＭ信号受信装置１での処理における誤差を含んでいる。このため、判定や復号処理の前に、キャリヤシンボルを、第１のチャネル推定部２１においてＳＰ信号を用いて求めた第１のチャネル応答で除算する必要がある。チャネル等化部２２は、式（６）によりチャネル等化を行う。

ここで、ｘ_ｉ，ｋは、第２のＦＦＴ部１７の出力するキャリヤシンボル、ｙ_ｉ，ｋは、チャネル等化部２２の出力する、チャネル等化後のキャリヤシンボルを示す。

〔第２のチャネル推定部〕
次に、第２のチャネル推定部２４について説明する。第２のチャネル推定部２４は、ＩＳＤＢ−Ｔ変調器により信号が生成される時のデータシンボル（以下、「送信信号」という。）を推定し、全てのシンボルおよびサブキャリヤにおけるチャネル応答を直接得る。第２のチャネル推定部２４のシンボル再生部２４１は、シンボルｉ、サブキャリヤ番号ｋにおける受信キャリヤシンボルをデマッピングおよび再マッピングすることにより、送信シンボルを再生する。

式（７）のしきい値判定処理により得られる再生シンボルをｄ_ｉ，ｋ（送信信号の推定値）とすると、チャネル応答は式（８）により得られる。

〔第３のチャネル推定部／第１の構成〕
次に、図５に示した第３のチャネル推定部２５−１（第１の構成）について説明する。第３のチャネル推定部２５−１は、第２のチャネル推定部２４により推定された第２のチャネル応答に基づいてマルチパス成分を抽出した後、マルチパスＤ／Ｕ検出部２３の検出結果であるマルチパスＤ／Ｕに基づいて、周波数領域等化部１４において等化するマルチパス成分の振幅を調整する。

さらに、第３のチャネル推定部２５−１は、チャネル応答をＯＦＤＭ信号のサブキャリヤ数のＬ倍にインタポレーションして出力する。まず、第３のチャネル推定部２５−１の主波検出部２５１は、式（９）により、受信信号から主波ｚ_ｉを検出する。

ここで、Ｋは、ＯＦＤＭ信号の全サブキャリヤ数を示す。

チャネル応答は主波成分とマルチパス成分の和で表されることから、チャネル応答から主波成分を減算することにより、マルチパス成分が得られる。得られたマルチパス成分に適応係数を乗算し、主波成分を加えることにより、新たなチャネル応答ｖ_ｉ，ｋを得る。

ここで、αは０≦α≦１を満たす適応係数である。また、新たなチャネル応答ｖ_ｉ，ｋは、Ｃ／Ｎの劣化したサブキャリヤを周波数領域等化することにより、周辺サブキャリヤのＣ／Ｎを劣化させないために、式（１０）で表される適応処理が加えられている。新たなチャネル応答ｖ_ｉ，ｋは、厳密にはチャネル応答ではないが、説明を簡単にするため、チャネル応答という。

次に、第３のチャネル推定部２５−１のインタポレータ２５５は、チャネル応答ｖ_ｉ，ｋに対し、比Ｌのインタポレーションを行い、ＯＦＤＭ信号のサブキャリヤ周波数帯域内のチャネル応答を算出する。

ここで、［・］↑Ｌは、比Ｌのインタポレーションを示し、アップサンプルとイメージ成分の除去を含むものとする。また、ｌは、ＯＦＤＭ信号のサブキャリヤ周波数間隔に対し、Ｌ分の１の周波数間隔における周波数番号を示し、０≦ｌ＜ＬＫである。比Ｌを２のべき乗とすることにより、周波数領域等化のための時間−周波数領域変換に高速演算アルゴリズムであるＦＦＴ対を用いることができるため、好適である。

Ｖ_ｉ，ｌは、周波数領域等化後のチャネル応答であるため、周波数領域等化のためのチャネル応答Ｃ_ｉ，ｌを、式（１２）にしたがって更新することにより算出する。

〔第３のチャネル推定部／第２の構成〕
次に、図６に示した第３のチャネル推定部２５−２（第２の構成）について説明する。第３のチャネル推定部２５−２は、第２のチャネル推定部２４により推定された第２のチャネル応答を正規化した後、マルチパスＤ／Ｕ検出部２３の検出結果であるマルチパスＤ／Ｕに基づいて決定した適応係数である定数値を加算する。さらに、第３のチャネル推定部２５−２は、加算結果のチャネル応答をＯＦＤＭ信号のサブキャリヤ数のＬ倍にインタポレーションして出力する。

まず、第３のチャネル推定部２５−２の主波検出部２５１は、式（１３）により、受信信号から主波ｚ_ｉを検出する。

ここで、Ｋは、ＯＦＤＭ信号の全サブキャリヤ数を示す。除算部２５９は、第２のチャネル応答を主波Ｚ_ｉで除算することにより、第２のチャネル応答を正規化する。加算部２５４は、正規化後の第２のチャネル応答に適応係数を加算することにより、新たなチャネル応答ｗ_ｉ，ｋを得る。

ここで、βは０≦βを満たす適応係数である。また、新たなチャネル応答ｗ_ｉ，ｋは、周波数領域等化部１４における周波数領域等化によりＣ／Ｎを劣化させないために、式（１４）で表される適応処理が加えられている。新たなチャネル応答ｗ_ｉ，ｋは、厳密にはチャネル応答ではないが、説明を簡単にするため、チャネル応答という。

次に、第３のチャネル推定部２５−２のインタポレータ２５５は、チャネル応答ｗ_ｉ，ｋに対し、比Ｌのインタポレーションを行い、ＯＦＤＭ信号のサブキャリヤ周波数帯域内のチャネル応答を算出する。

ここで、［・］↑Ｌは、比Ｌのインタポレーションを示し、アップサンプルとイメージ成分の除去を含むものとする。また、ｌは、ＯＦＤＭ信号のサブキャリヤ周波数間隔に対し、Ｌ分の１の周波数間隔における周波数番号を示し、０≦ｌ＜ＬＫである。比Ｌを２のべき乗とすることにより、周波数領域等化のための時間−周波数領域変換に高速演算アルゴリズムであるＦＦＴ対を用いることができるため、好適である。

Ｗ_ｉ，ｌは、周波数領域等化後のチャネル応答であるため、周波数領域等化のためのチャネル応答Ｃ_ｉ，ｌを、式（１６）にしたがって更新することにより算出する。

〔マルチパスＤ／Ｕ検出部〕
次に、マルチパスＤ／Ｕ検出部２３について説明する。マルチパスＤ／Ｕ検出部２３のＩＦＦＴ部２３１は、第１のチャネル推定部２１の出力する第１のチャネル応答ｕ_{ｉｐ，ｋｐ}をＩＦＦＴすることにより、遅延プロファイルを求める。

ここで、ｎは、遅延プロファイルの離散時間を示す。

主波検出部２３２は、遅延プロファイルの全サンプル時間における振幅の最大値を検出し、主波のサンプル時間ｎ_０とその振幅Ａ_０を出力する。検出範囲設定部２３３は、遅延時間がＧＩ長以内であるマルチパスが存在する範囲を、式（１８）のように設定する。

ここで、ｎ_ｇは、ＧＩ長に相当するサンプル数を示す。

最大値検出部２３４は、ＩＦＦＴ部２３１の出力する遅延プロファイルのうち、式（１８）を満たすサンプル時間ｎの中で振幅が最大となるものをＡ_ｍとして出力する。除算部２３５は、式（１９）の計算結果ＤＵＲをマルチパスＤ／Ｕとして出力する。

ここで、式（１９）におけるＤＵＲは、遅延時間がＧＩ長以内であるマルチパス素波のＤ／Ｕのうちの最小値であり、マルチパスＤ／Ｕ検出部２３は、Ｄ／Ｕの最小値を求めているに過ぎない。

〔適応係数設定部〕
次に、第３のチャネル推定部２５における図５に示した適応係数設定部２５８−１、および図６に示した適応係数設定部２５８−２について説明する。適応係数設定部２５８−１，２５８−２は、周波数領域等化部１４で等化するマルチパス成分の大きさを決めるための適応係数α，βをそれぞれ設定する。マルチパスの遅延時間がＧＩ長以内である場合、周波数領域等化部１４において等化しなくても、チャネル等化部２２において正常にチャネル等化を行うことができる。

図５に示した適応係数設定部２５８−１の場合、式（１０）における適応係数αを小さくする、またはゼロにすることにより、周波数領域等化部１４においてＣ／Ｎを劣化させず、かつチャネル等化部２２において正常に等化することができ、正しい受信ビット列を得ることができる。一方、αを小さくすることにより、遅延時間がＧＩ長を越えるマルチパスの等化特性が劣化してしまう。したがって、適応係数設定部２５８−１は、式（１９）の演算結果であるマルチパスＤ／Ｕの大きさに応じて、０≦α≦１の定数を設定すればよい。すなわち、マルチパスＤ／Ｕが大きいときαを大きくし、マルチパスＤ／Ｕが小さいときβを小さくすればよい。

一方、図６に示した適応係数設定部２５８−２の場合、式（１４）における適応係数βを大きくすることにより、周波数領域等化部１４においてＣ／Ｎを劣化させず、かつチャネル等化部２２において正常に等化することができ、正しい受信ビット列を得ることができる。一方、βを大きくすることにより、遅延時間がＧＩ長を越えるマルチパスの等化特性が劣化してしまう。したがって、適応係数設定部２５８−２は、式（１９）の演算結果であるマルチパスＤ／Ｕの大きさに応じて、０≦βの定数を設定すればよい。すなわち、マルチパスＤ／Ｕが大きいときβを小さくし、マルチパスＤ／Ｕが小さいときβを大きくすればよい。

〔周波数領域等化部〕
次に、周波数領域等化部１４について説明する。周波数領域等化部１４は、第３のチャネル推定部２５の出力する第３のチャネル応答Ｃ_ｉ，ｌに基づいて、受信信号を周波数領域において等化する。

ここで、Ｘ_ｉ，ｌは、第１のＦＦＴ部１３の出力する周波数領域信号を示し、Ｙ_ｉ，ｌは、周波数領域等化部１４の出力する周波数領域等化後の周波数領域信号を示す。

〔中継装置〕
次に、図１に示したＯＦＤＭ信号受信装置１を用いた中継装置について説明する。図７は、その中継装置の構成を示すブロック図である。この中継装置３は、受信アンテナ３０１、フィーダーケーブル３０２、受信フィルタ３０３、ＯＦＤＭ信号受信装置１、再マッピング部３０４、スイッチ３０５、ＩＦＦＴ部３０６、ＧＩ付加部３０７、直交変調部３０８、Ｄ／Ａ変換部３０９、周波数変換部３１０、送信フィルタ３１１、フィーダーケーブル３１２および送信アンテナ３１３を備えている。

上位局から送信された希望波（ＯＦＤＭ波）は、中継装置３を備える放送波中継局において、受信アンテナ３０１によって受信される。受信フィルタ３０３は、受信アンテナ３０１により出力された受信信号を、フィーダーケーブル３０２を通して入力し、希望波の周波数帯域外の不要な信号成分を除去する。受信フィルタ３０３の出力信号は、図示しない受信部に入力され、その出力レベルが一定になるようにＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）増幅された後、周波数変換されＯＦＤＭ信号受信装置１に入力される。

ＯＦＤＭ信号受信装置１における処理は前述のとおりである。ＯＦＤＭ信号受信装置１におけるデマッピング部１９の出力するパラレルデータは、再マッピング部３０４に入力される。また、ＯＦＤＭ信号受信装置１におけるチャネル等化部２２の出力するチャネル等化後のキャリヤシンボルは、スイッチ３０５に入力される。再マッピング部３０４は、デマッピング部１９からパラレルデータを入力し、シンボルを再生し、再生シンボルをスイッチ３０５に出力する。

スイッチ３０５は、チャネル等化部２２からチャネル等化後のキャリヤシンボルを入力すると共に、再マッピング部３０４から再生シンボルを入力し、チャネル等化後のキャリヤシンボルおよび再生シンボルのうちのいずれか一方を選択し、送信シンボルとしてＩＦＦＴ部３０６に出力する。ＩＦＦＴ部３０６は、スイッチ３０５から送信シンボルを入力し、そのキャリヤシンボルをＩＦＦＴ処理して時間領域信号に変換し、ＧＩ付加部３０７に出力する。

ＧＩ付加部３０７は、ＩＦＦＴ部３０６から時間領域信号を入力し、ＯＦＤＭシンボルの先頭にＧＩを付加し、等価ベースバンド信号を直交変調部３０８に出力する。直交変調部３０８は、ＧＩ付加部３０７から等価ベースバンド信号を入力し、等価ベースバンド信号に直交変調処理を施し、デジタルＩＦ信号に変換してＤ／Ａ変換部３０９に出力する。Ｄ／Ａ変換部３０９は、直交変調部３０８からデジタルＩＦ信号を入力し、デジタルＩＦ信号をＤ／Ａ変換し、ＩＦ信号を周波数変換部３１０に出力する。周波数変換部３１０は、Ｄ／Ａ変換部３０９からＩＦ信号を入力し、ＩＦ信号をＲＦ帯に周波数変換し、ＲＦ信号が一定レベルになるように増幅して送信フィルタ３１１に出力する。送信フィルタ３１１は、周波数変換部３１０からＲＦ信号を入力し、帯域外の不要輻射成分を除去する。送信フィルタ３１１により帯域外の不要な成分が除去された送信信号は、フィーダーケーブル３１２を通して送信アンテナ３１３へ供給され、電波となって放射される。

尚、図７に示した中継装置３は、ＯＦＤＭ信号受信装置１のデマッピング部１９および再マッピング部３０４を備えているが、必ずしも必要ではない。デマッピング部１９および再マッピング部３０４によるしきい値判定処理は、入力されるキャリヤシンボルに最も近い既知の送信シンボルに置き換える処理である。この処理には等化誤差や白色雑音を除去できるという利点があるが、必ずしも必要であるとは限らない。

〔実験結果〕
図１０は、従来のＯＦＤＭ信号受信装置による所要Ｄ／Ｕと本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置による所要Ｄ／Ｕとを比較する図であり、１波マルチパス環境におけるマルチパス遅延時間に対する所要Ｄ／Ｕを示している。図１０（ａ）は、図８に示した通常のＯＦＤＭ信号受信装置１００における所要Ｄ／Ｕを、図１０（ｂ）は、特許文献１に示されている従来のＯＦＤＭ信号受信装置における所要Ｄ／Ｕを、図１０（ｃ）は、図５に示した第３のチャネル推定部２５−１を備えたＯＦＤＭ信号受信装置１における所要Ｄ／Ｕを、図１０（ｄ）は、図６に示した第３のチャネル推定部２５−２を備えたＯＦＤＭ信号受信装置１における所要Ｄ／Ｕをそれぞれ示している。

図１０（ａ）を参照して、通常のＯＦＤＭ信号受信装置１００では、マルチパスの遅延時間がＧＩ長内の場合は、所要Ｄ／Ｕが０ｄＢであるが、遅延時間がＧＩ長を越えると、所要Ｄ／Ｕが２０ｄＢ以上となっている。また、図１０（ｂ）を参照して、従来のＯＦＤＭ信号受信装置では、マルチパスの遅延時間がＧＩ長を越えている範囲では、通常のＯＦＤＭ信号受信装置１００と比較して所要Ｄ／Ｕがより小さくなっているが、遅延時間がＧＩ長内の場合、遅延時間が長くなるにしたがって所要Ｄ／Ｕも大きくなっており、通常のＯＦＤＭ信号受信装置１００よりも所要Ｄ／Ｕが大きくなっている。

これに対し、図１０（ｃ）を参照して、図５に示した第３のチャネル推定部２５−１を備えたＯＦＤＭ信号受信装置１では、マルチパスの遅延時間がＧＩ長以内の場合、ＯＦＤＭ信号受信装置１００と同様に、所要Ｄ／Ｕが０ｄＢであると共に、遅延時間がＧＩ長を越えている範囲では、従来のＯＦＤＭ信号受信装置と同様に、通常のＯＦＤＭ信号受信装置１００よりも所要Ｄ／Ｕが小さくなっている。また、図１０（ｄ）を参照して、図６に示した第３のチャネル推定部２５−２を備えたＯＦＤＭ信号受信装置１も同様に、図１０（ｃ）と同様の結果を得ることができた。

以上のように、図１０の実験結果に示したように、図５に示した第３のチャネル推定部２５−１を備えたＯＦＤＭ信号受信装置１、および図６に示した第３のチャネル推定部２５−２を備えたＯＦＤＭ信号受信装置１によれば、遅延時間がＧＩ長以内の場合には、通常のＯＦＤＭ信号受信装置１００と同様の受信特性を有することができる。また、通常のＯＦＤＭ信号受信装置１００では、遅延時間がＧＩ長を越える場合に受信不能となるが、ＯＦＤＭ信号受信装置１によれば、遅延時間がＧＩ長を越える場合であっても、このようなマルチパスを等化することができる。さらに、このようなＯＦＤＭ信号受信装置１を用いることにより、上位局波を良好かつ安定に中継する中継装置を実現することができる。

本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。 第１のチャネル推定部の構成を示すブロック図である。 第２のチャネル推定部の構成を示すブロック図である。 マルチパスＤ／Ｕ検出部の構成を示すブロック図である。 第３のチャネル推定部における第１の構成を示すブロック図である。 第３のチャネル推定部における第２の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置を用いた中継装置の構成を示すブロック図である。 従来のＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。 従来のＯＦＤＭ信号受信装置における他の構成を示すブロック図である。 従来のＯＦＤＭ信号受信装置と本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置との間でマルチパスの遅延時間に対する所要Ｄ／Ｕを比較する図である。

符号の説明

１，１００，１０１ ＯＦＤＭ信号受信装置
３ 中継装置
１０ 周波数変換部
１１ Ａ／Ｄ変換部
１２ 直交復調部
１３，１７，４４ ＦＦＴ部
１４ 周波数領域等化部
１５ ＩＦＦＴ部
１８，４０ チャネル推定部
１９ デマッピング部
２０ Ｐ／Ｓ変換部
２１，２４，２５ チャネル推定部
２２，４１ チャネル等化部
２３ マルチパスＤ／Ｕ検出部
４３ 適応フィルタ部
４５ 再マッピング部
４６ 除算部
４７ フィルタ係数制御部
２１１ パイロット抽出部
２１２ パイロット生成部
２１３ 除算部
２１４ 補間部
２３１ ＩＦＦＴ部
２３２ 主波検出部
２３３ 検出範囲設定部
２３４ 最大値検出部
２３５ 除算部
２４１ シンボル再生部
２４２ 除算部
２５１ 主波検出部
２５２ 減算部
２５３，２５６ 乗算部
２５４ 加算部
２５５ インタポレータ
２５７ 遅延部
２５８ 適応係数設定部
２５９ 除算部
３０１ 受信アンテナ
３０２ フィーダーケーブル
３０３ 受信フィルタ
３０４ 再マッピング部
３０５ スイッチ
３０６ ＩＦＦＴ部
３０７ ＧＩ付加部
３０８ 直交変調部
３０９ Ｄ／Ａ変換部
３１０ 周波数変換部
３１１ 送信フィルタ
３１２ フィーダーケーブル
３１３ 送信アンテナ

Claims (5)

1. ＯＦＤＭ信号を受信して復調し、キャリヤシンボルをチャネル等化してビット列信号を出力するＯＦＤＭ信号受信装置であって、
   送信元から受信点までの、前記ＯＦＤＭ信号のキャリヤ間隔に対して２のべき乗分の１の周波数間隔におけるチャネル応答を算出し、前記チャネル応答を出力するチャネル推定部と、
   直交復調後の等価ベースバンド信号を、前記ＯＦＤＭ信号の有効シンボル長に対して２のべき乗倍のサンプル数でＦＦＴし、周波数領域信号を出力する第１のＦＦＴ部と、
   前記第１のＦＦＴ部の出力する周波数領域信号を、前記チャネル推定部の出力するチャネル応答に基づいて周波数領域等化し、周波数領域等化後の周波数領域信号を出力する周波数領域等化部と、
   前記周波数領域等化部の出力する周波数領域等化後の周波数領域信号を、前記ＯＦＤＭ信号の有効シンボル長に対して２のべき乗倍のサンプル数でＩＦＦＴし、時間領域信号を出力するＩＦＦＴ部と、
   前記ＩＦＦＴ部の出力する時間領域信号をＦＦＴし、キャリヤシンボルを出力する第２のＦＦＴ部と、を有し、
   前記チャネル推定部が、
   パイロット信号に基づいてチャネル推定を行い、チャネル応答を出力する第１のチャネル推定部と、
   前記第２のＦＦＴ部の出力するキャリヤシンボルを、前記第１のチャネル推定部の出力するチャネル応答で除算することにより前記チャネル等化を行い、チャネル等化後のキャリヤシンボルを出力するチャネル等化部と、
   前記第２のＦＦＴ部の出力するキャリヤシンボル、および前記チャネル等化部の出力するチャネル等化後のキャリヤシンボルに基づいて、チャネル推定を行い、チャネル応答を出力する第２のチャネル推定部と、
   前記第１のチャネル推定部の出力するチャネル応答から、遅延時間がＧＩ長以内のマルチパスのＤ／Ｕの最小値を検出し、マルチパスＤ／Ｕ最小値を出力するマルチパスＤ／Ｕ検出部と、
   前記第２のチャネル推定部の出力するチャネル応答、および前記マルチパスＤ／Ｕ検出部の出力するマルチパスＤ／Ｕ最小値に基づいて、前記ＯＦＤＭ信号のキャリヤ間隔に対して２のべき乗分の１の周波数間隔におけるチャネル応答を算出し、前記チャネル応答を出力する第３のチャネル推定部と、
   を有することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
2. 前記第３のチャネル推定部が、
   前記第２のチャネル推定部の出力するチャネル応答から主波成分を検出し、前記主波成分を出力する主波検出部と、
   前記第２のチャネル推定部の出力するチャネル応答から前記主波検出部の出力する主波成分を減算し、マルチパス成分を抽出し、前記マルチパス成分を出力する減算部と、
   前記マルチパスＤ／Ｕ検出部の出力するマルチパスＤ／Ｕ最小値から、適応係数を設定し、前記適応係数を出力する適応係数設定部と、
   前記減算部の出力するマルチパス成分に、前記適応係数設定部の出力する適応係数を乗算し、適応係数乗算後のマルチパス成分を出力する乗算部と、
   前記乗算部の出力する適応係数乗算後のマルチパス成分に、前記主波検出部の出力する主波成分を加算し、加算後のチャネル応答を出力する加算部と、
   前記加算部の出力する加算後のチャネル応答を、２のべき乗倍にインタポレートし、インタポレート後のチャネル応答を出力するインタポレータと、
   前記インタポレータの出力するインタポレート後のチャネル応答に、所定の単位更新時間前のチャネル応答を乗算し、チャネル応答を出力する乗算部と、
   前記乗算部の出力するチャネル応答を前記単位更新時間分保持し、前記単位更新時間前のチャネル応答を出力する遅延部と、
   を有することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ信号受信装置。
3. 前記第３のチャネル推定部が、
   前記第２のチャネル推定部の出力するチャネル応答から主波成分を検出し、前記主波成分を出力する主波検出部と、
   前記第２のチャネル推定部の出力するチャネル応答を、前記主波検出部の出力する主波成分で除算し、正規化されたチャネル応答を出力する除算部と、
   前記マルチパスＤ／Ｕ検出部の出力するマルチパスＤ／Ｕ最小値から、適応係数を設定し、前記適応係数を出力する適応係数設定部と、
   前記除算部の出力する正規化されたチャネル応答に、前記適応係数設定部の出力する適応係数を加算し、加算後のチャネル応答を出力する加算部と、
   前記加算部の出力する加算後のチャネル応答を、２のべき乗倍にインタポレートし、インタポレート後のチャネル応答を出力するインタポレータと、
   前記インタポレータの出力するインタポレート後のチャネル応答に、所定の単位更新時間前のチャネル応答を乗算し、チャネル応答を出力する乗算部と、
   前記乗算部の出力するチャネル応答を前記単位更新時間分保持し、前記単位更新時間前のチャネル応答を出力する遅延部と、
   を有することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ信号受信装置。
4. 前記第１のチャネル推定部が、
   前記第２のＦＦＴ部の出力するキャリヤシンボルからパイロットシンボルを抽出し、前記パイロットシンボルを出力するパイロット抽出部と、
   パイロット信号を生成して出力するパイロット生成部と、
   前記パイロット抽出部の出力するパイロットシンボルを、前記パイロット生成部の出力するパイロット信号で除算し、チャネル応答を求め、前記チャネル応答を出力する除算部と、
   前記除算部の出力するチャネル応答を、シンボル方向およびサブキャリヤ方向に補間し、全てのサブキャリヤにおけるチャネル応答を算出する補間部と、を有し、
   前記第２のチャネル推定部が、
   前記チャネル等化部の出力するチャネル等化後のキャリヤシンボルをデマッピングおよび再マッピングすることによりシンボルを再生し、再生シンボルを出力するシンボル再生部と、
   前記第２のＦＦＴ部の出力するキャリヤシンボルを、前記シンボル再生部の出力する再生シンボルで除算し、チャネル応答を出力する除算部と、を有し、
   前記マルチパスＤ／Ｕ検出部が、
   前記第１のチャネル推定部の出力するチャネル応答を、時間領域信号の遅延プロファイルにＩＦＦＴし、前記遅延プロファイルを出力するＩＦＦＴ部と、
   前記ＩＦＦＴ部の出力する遅延プロファイルの全てのサンプルのうち、振幅が最大であるサンプルを検出し、前記サンプルを主波成分として主波成分のサンプル時間および振幅を出力する主波検出部と、
   前記主波検出部の出力する主波成分のサンプル時間を基準時間として、その基準時間との間の時間差の絶対値がＧＩ長以内であるサンプル時間の範囲を設定し、前記サンプル時間の範囲を検出範囲として出力する検出範囲設定部と、
   前記ＩＦＦＴ部の出力する遅延プロファイルにおける、前記検出範囲設定部の出力する検出範囲の中のサンプルのうち、主波成分のサンプルを除いて振幅が最大となるサンプルを検出し、前記サンプルをマルチパス成分としてマルチパス成分の振幅を出力する最大値検出部と、
   前記主波検出部の出力する主波成分の振幅を、前記最大値検出部の出力するマルチパス成分の振幅で除算し、マルチパスＤ／Ｕ最小値を出力する除算部と、を有することを特徴とする請求項１から３までのいずれか一項に記載のＯＦＤＭ信号受信装置。
5. 請求項１から４までのいずれか一項に記載のＯＦＤＭ信号受信装置を用いる中継装置。

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