JP2008028515A - 受信装置、受信方法、及びプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】優れたチャネル推定精度と等化性能を実現できるチャネル推定装置及び等化装置を提供する。
【解決手段】ＤＦＴ部で所定のサブキャリア繰り返し間隔で分散配置されたシングルキャリアのパイロット信号を周波数領域に変換した後、所望のサブキャリアだけを選択して間引いた信号とパイロット参照信号との相関をとってチャネル利得を推定する。得られたチャネル利得をＩＦＦＴ部で時間領域のチャネル応答に変換する。そして、雑音パスを除去し、チャネル利得のサブキャリア分解能をデータ信号のサブキャリア分解能に一致させるためにチャネル応答の最後部に０を挿入した後、ＤＦＴ部でデータ信号のサブキャリア分解能に相当するチャネル利得を出力する。そして、得られたチャネル利得から等化ウエイトを計算し、周波数領域の受信信号の等化処理を行う。ＩＤＦＴ部は、等化信号を時間領域に変換して復調信号を出力する。
【選択図】図２

Description

本発明は受信装置に関し、シングルキャリア信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号処理によりチャネル推定と等化処理を行う受信装置に関する。

次世代移動通信の上りリンク無線方式では、通信エリア拡大のため端末では高い送信電力効率を実現する必要があり、ピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ：Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）が低いシングルキャリア（ＳＣ：Ｓｉｎｇｌｅ−Ｃａｒｒｉｅｒ）方式が有力とされている。また、次世代移動通信では、高速データ伝送を実現することが重要であり、ＳＣ信号を用いて高速データ伝送を行うとマルチパスによるシンボル間干渉（マルチパス干渉）が問題となる。このマルチパス干渉を抑圧する簡単な方法に線形等化器があり、等化処理を周波数領域の信号処理で行い演算処理量を大幅に削減できる周波数領域イコライザが検討されている（非特許文献１）。周波数領域イコライザでは等化ウエイトを計算するため、周波数領域のチャネル利得が必要となり、パイロット受信信号を直接周波数領域に変換し、周波数領域でパイロット参照信号との相関をとることによりチャネル利得を推定する方法が検討されている。

図１は従来のチャネル推定装置及び等化装置（周波数領域イコライザ）の構成を示している。従来のチャネル推定装置及び等化装置は、ＣＰ除去部１０１、ＤＦＴ部１０２、受信フィルタ１０３、チャネル推定部１０４、ウエイト計算部１０５、等化フィルタ１０６、離散逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｅｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１０７で構成される

ＣＰ除去部１０１は、受信信号を入力し、ＣＰに相当する部分の信号を除去する。ＤＦＴ部１０２は、ＣＰ除去部１０１でＣＰを除去した受信信号を入力とし、Ｎ_ＤＦＴポイント（Ｎ_ＤＦＴは２以上の整数）のＤＦＴを行い、周波数領域に変換した受信信号を出力する。受信フィルタ１０３は、周波数領域で受信信号の帯域制限を行い、波形整形と雑音抑圧を行う。受信フィルタ１０３には、一般にレイズドコサインロールオフフィルタ（ロールオフ率＝０を含む）が用いられる。図１の構成では受信信号のフィルタリングを周波数領域の信号処理で行っているが、ＤＦＴ部１０２に先立ち時間領域の信号処理でフィルタリングを行うこともできる。チャネル推定部１０４は、周波数領域でパイロット受信信号とパイロット参照信号との相関処理によりチャネル利得を推定する。

チャネル推定部１０４は、間引き処理部１１１、ＤＦＴ部１１２、送受信フィルタ１１３、参照信号生成部１１４、相関処理部１１５、雑音抑圧部１１６、補間処理部１１７を備えている。間引き処理部１１１は、受信フィルタ１０３の出力であるパイロット受信信号を入力し、所望のユーザあるいは送信アンテナのパイロット信号のサブキャリアだけを選択し、不要なサブキャリアを間引き処理する。ここで、間引き処理部１１１は、ＤＦＴ部１０２の直後に受信フィルタ１０３の前で行っても良い。ＤＦＴ部１１２は、所望のユーザあるいは送信アンテナのパイロット符号をＤＦＴし、周波数領域の信号に変換する。送受信フィルタ１１３は、パイロット符号の周波数領域の信号を送受信フィルタに通す。参照信号生成部１１４は、送受信フィルタ１１３の出力を用いて受信パイロット信号との相関処理に用いるパイロット参照信号を計算する。参照信号生成部１１４には、パイロット受信信号の符号特性を完全にキャンセルするゼロフォーシング法（ＺＦ：Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）や相関処理における雑音強調を抑える最小平均自乗誤差法（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）やクリッピング法が用いられる。ＺＦを用いる場合のサブキャリアｍのパイロット参照信号Ｘ（ｍ）（１≦ｍ≦Ｎ_ＤＦＴ）は次式で表される。この式を（１）式とする。

ここで、Ｃ（ｍ）は送受信フィルタ１１３の出力信号を示す。相関処理部１１５は、周波数領域のパイロット受信信号とパイロット参照信号との相関処理によりチャネル利得を推定する。サブキャリアｍのチャネル推定値Ｈ（ｍ）（１≦ｍ≦Ｎ_ＤＦＴ）は次式で計算される。この式を（２）式とする。

ここで、Ｐ_ＲＸ（ｍ）は受信フィルタ１０３で帯域制限されたパイロット受信信号、添字＊は複素共役を示す。雑音抑圧部１１６は、相関処理部１１５で推定したチャネル利得の雑音を抑圧し、チャネル推定値の信号電力対雑音電力比（Ｓ／Ｎ）を改善する。雑音抑圧部１１６には、隣接するサブキャリアを平均する方法やチャネル推定値を一度ＩＤＦＴで時間領域に変換し、雑音パスを除去した後にＤＦＴで周波数領域に戻す方法などがある。補間処理部１１７は、間引きしたサブキャリアを周波数領域で補間処理し、データ信号のサブキャリア分解能に相当するチャネル利得を計算する。補間法には簡単な線形補間などが用いられる。

ウエイト計算部１０５は、チャネル推定部１０４の出力である周波数領域のチャネル利得を入力とし、等化ウエイトを計算する。ウエイト計算部１１３には、一般にＭＭＳＥやＺＦが用いられる。サブキャリアｍにおけるＭＭＳＥウエイトＷ（ｍ）（１≦ｍ≦Ｎ_ＤＦＴ）は、チャネル推定値Ｈ（ｍ）を用いて、次式で計算される。この式を（３）式とする。

ここで、σ^２は雑音電力を示す。等化フィルタ１０６は、ウエイト計算部１０５で計算した等化ウエイト及び受信フィルタ１０３で帯域制限した受信信号を入力とし、それぞれをサブキャリア毎に乗じることにより、周波数領域で受信信号の等化処理を行う。受信フィルタ１０３で帯域制限したデータ受信信号をＤ_ＲＸ（ｍ）（１≦ｍ≦Ｎ_ＤＦＴ）、ウエイト計算部１０５で計算したウエイトをＷ（ｍ）とすると、等化フィルタ１０６で等化された信号Ｙ（ｍ）（１≦ｍ≦Ｎ_ＤＦＴ）は、次式で表される。この式を（４）式とする。

ＩＤＦＴ部１６７は、等化フィルタ１０６の出力である周波数領域の等化信号を入力とし、Ｎ_ＩＤＦＴポイント（Ｎ_ＩＤＦＴは２以上の整数）のＩＤＦＴを行い、時間領域の信号に変換し、復調信号として出力する。

以上に述べたように、従来のチャネル推定装置及び等化装置では、ＦＤＭパイロットの多重数（すなわちユーザ多重数あるいはＭＩＭＯ送信アンテナ数）が多くなるとパイロットのサブキャリア繰り返し間隔がコヒーレント帯域幅に対して無視できない大きさになり、周波数選択性フェージングの変化量が大きくなるため、周波数領域の線形補間処理では間引きしたサブキャリアのチャネル利得を正確に推定できなくなる。その結果、チャネル推定精度が劣化し、ひいては等化性能が劣化する。周波数領域の補間処理を複雑にしても演算量の増加に見合う特性改善は得られない。

関連する技術として、特開２００１−０２８５７７号公報（特許文献１）に路車間通信システム並びに路上通信局及び車載移動局が開示されている。
この従来技術では、セル内の車両の速度を検出し、その検出された車両の速度が大きいほど、ＯＦＤＭのサブキャリアの周波数間隔を広げる。電波法上割り当てられる電波の占有周波数帯幅が一定とすると、その中でのサブキャリアの本数を減らす（間引きする）。

特開２００４−０３２７４８号公報（特許文献２）に直交周波数分割多重化通信システムのためのマルチパス等化技術が開示されている。
この直交周波数分割多重化通信（ＯＦＤＭ）システムのためのマルチパス等化システムは、パイロット信号を使ってチャンネル特性値を推定するための第１推定器を含む。この推定器には各サブキャリアをチャンネル特性値で除算し、データ信号への等化値を得るための除算器が結合されている。データ信号を回復するために逆マッピング回路がチャンネル推定値の位相及び振幅補正を使用する。逆マッピング回路と、乗算器と、逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦ）と、ローパスフィルタと、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）とを含む、反復チャンネル推定フィードバックループにより、改善されたチャンネル推定値が得られる。乗算器において逆マッピングされたデータの共役を入力されたサブキャリアに乗算し、その結果に対して逆ＦＦＴを実行し、その結果をローパスフィルタ処理し、その結果に対してＦＦＴを実行し、新しいチャンネル推定値を得ることによってこの改善されたチャンネル推定値が得られる。各サブキャリアを新しいチャンネル特性値で除算し、データ信号への新しい等化値を得る。収束が生じるまで、このチャンネル推定を繰り返す。出力は逆マッピング後に得られる。性能を改善するためにチャンネルデコーディングをする場合、逆マッピング回路と乗算器との間のループ内にビタビデコーダ及びたたみ込みエンコーダが結合されている。このように、パイロット信号を使って、チャネル特性を推定する推定器に、各サブキャリアをチャネル特性値で除算する処理を含む。

特開２００４−１２０７０９号公報（特許文献３）にダイバーシティ受信装置が開示されている。
この従来技術では、受信信号に対してそれぞれ異なる複数の周波数シフトｆｑ（ｑ＝１〜Ｑ）を周波数シフト手段により与える。周波数シフトを与えた各受信信号から、それぞれ各サブキャリアの信号を高速フーリエ変換により（ＦＦＴ）により抽出し、パイロット信号を用いて算定したチャネル推定値を用いて各サブキャリアの信号に対してチャネル補償を行う。チャネル補償後の同一サブキャリアの信号に対して、各周波数シフト毎に異なる重み付けを行って合成し、重み付け合成した信号を用いてデータ判定、誤り訂正復号を行う。すなわち、この従来技術では、ＦＦＴ処理することにより、サブキャリア信号を抽出し、サブキャリアのパイロット信号を用いてチャネル推定を行う。

特開２００５−０４５６２８号公報（特許文献４）にＯＦＤＭ通信方式の受信装置が開示されている。
この受信装置において、チャネル推定部は、サブキャリアの既知のパイロット信号の受信信号に対してそのパイロットレプリカとの相関演算を行い、仮のチャネル推定値を算出し、該仮のチャネル推定値の中からそれぞれ２のべき乗の数（２ｎ，２ｍ）のサブキャリアのチャネル推定値群を切り出してＩＦＦＴ処理部でそれぞれ逆高速フーリエ変換を行うことにより得られる遅延プロファイルに対して、雑音パス除去部で電力値が所定の閾値以下のサンプルを雑音成分と見なして除去した後、ＦＦＴ処理部により高速フーリエ変換する。

特開２００５−２２９２２８号公報（特許文献５）に移動通信システム、無線装置及びそれらに用いられる等化器が開示されている。
この従来技術において、基地局及び移動局の受信側に配設された等化器は、等化フィルタの後段に、等化ウェイトベクタ計算に用いた伝搬路特性と等化フィルタの入力信号との伝搬路特性の差を検出して補正する等化後補正部を設けている。等化ウェイト計算部は等化フィルタの入力信号からフィルタウェイトベクタを計算し、そのフィルタウェイトベクタを等化フィルタに設定する。

特表２００５−５３７７４７号公報（特許文献６）に周波数領域判定フィードバック等化デバイス及び方法が開示されている。
この従来技術は、好ましくは、ブロードバンド通信システム内で用いる、シングルキャリア変調用の周波数領域判定フィードバック等化器デバイスであって、第一のセクションと第二のセクションとを備える。前記第一のセクションは、前記第一のセクションに入力される第一の信号ベクトルに関して高速フーリエ変換を遂行し、第二の信号ベクトルを出力するための高速フーリエ変換手段と、前記第二の信号ベクトルの成分の各々に等化パラメータを乗じることでフィードフォワード等化を遂行し、第三の信号ベクトルを出力するためのフィードフォワード等化手段と、前記第三の信号ベクトルに関して逆高速フーリエ変換を遂行し、第四の信号ベクトルを出力するための逆高速フーリエ変換手段とを備える。前記第二のセクションは、前記第二のセクションの出力信号から派生される信号の線形フィルタリングを遂行するためのフィードバックフィルタ手段と、前記フィードバックフィルタ手段の出力信号を前記第一のセクションの出力信号に加えるための加算手段と、前記加算手段の出力信号を受信して、前記加算手段の前記出力信号からサンプルを抽出することで前記第二のセクションの出力信号を生成するための検出器手段とを備える。

特表２００６−５０６０２４号公報（特許文献７）にチャネル推定装置及びチャネル推定方法が開示されている。
この従来技術では、対応するＦＦＴを実行するに先立ち、対応する後段のＦＦＴ変換器にて実行すべきＦＦＴに必要な長さの分だけ、各拡張チャネル推定に対しゼロパディング処理が施される。より具体的には、ゼロパディング器は、当該ゼロパディング器からの出力信号が後段のＦＦＴ変換において必要な長さであるＮＣに等しくなるように、フィルタにより提供された拡張推定チャネルインパルス応答を拡張する。同様に、ゼロパディング器からＦＦＴ変換器にＮＣ個の離散値が提供されるように、フィルタにて提供された拡張推定チャネルインパルス応答を拡張する。

特開２００１−０２８５７７号公報 特開２００４−０３２７４８号公報 特開２００４−１２０７０９号公報 特開２００５−０４５６２８号公報 特開２００５−２２９２２８号公報 特表２００５−５３７７４７号公報 特表２００６−５０６０２４号公報

本発明の目的は、シングルキャリア信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号処理によりチャネル推定又は等化処理を行う受信装置を提供することである。
本発明の他の目的は、ＦＤＭパイロット信号を用いて推定した周波数領域のチャネル利得を一旦時間領域に変換し、時間領域の雑音パス除去とＤＦＴによる補間処理を組み合わせる受信装置を提供することである。
本発明の更に他の目的は、チャネル推定精度を向上し、等化性能を改善できる受信装置を提供することである。

以下に、［発明を実施するための最良の形態］で使用される番号を括弧付きで用いて、課題を解決するための手段を説明する。これらの番号は、［特許請求の範囲］の記載と［発明を実施するための最良の形態］との対応関係を明らかにするために付加されたものである。但し、それらの番号を、［特許請求の範囲］に記載されている発明の技術的範囲の解釈に用いてはならない。

本発明の受信装置は、所定のサブキャリア繰り返し間隔で分散配置されたパイロット信号を受信して周波数領域に変換する第１ＤＦＴ部（２）と、パイロット信号のうち所望のパイロット信号のサブキャリアを選択し、選択されたサブキャリアのパイロット信号を出力する間引き処理部（１１）と、間引き処理部（１１）の出力と周波数領域のパイロット参照信号との相関処理によりチャネル利得を推定する相関処理部（１５）と、チャネル利得を時間領域のチャネル応答に変換する第１ＩＤＦＴ部（１６）と、チャネル応答から雑音パスを除去する雑音パス除去部（１７）と、チャネル利得のサブキャリア分解能をデータ信号のサブキャリア分解能に一致させるため、チャネル応答の最後部に０を挿入する０パディング処理部（１８）と、０を挿入したチャネル応答を周波数領域に変換し、データ信号のサブキャリア分解能に相当する雑音を抑圧したチャネル利得を出力する第２ＤＦＴ部（１９）とを具備する。

本発明の受信装置は、雑音を抑圧したチャネル利得から等化ウエイトを計算するウエイト計算部（５）と、等化ウエイトにより周波数領域の受信信号の等化処理を行う等化フィルタ（６）と、等化信号を時間領域に変換して復調信号を出力する第２ＩＤＦＴ部（７）とを更に具備する。

雑音パス除去部（１７）は、時間窓フィルタ及び雑音閾値制御のうち少なくとも一方によりチャネル応答から雑音パスを除去する。

なお、パイロット信号は、シングルキャリアのパイロット信号でも良い。

パイロット信号は、ＩＦＤＭ（Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式により複数信号が周波数多重されている場合がある。

ウエイト計算部（５）は、最小平均自乗誤差法又はゼロフォーシング法に基づき等化ウエイトを計算する。

本発明の受信方法及びプログラムは、（ａ１）パイロット信号を受信して周波数領域に変換するステップと、（ａ２）変換された周波数領域のパイロット信号のサブキャリアのうち、所望のパイロット信号のサブキャリアを選択するステップと、（ａ３）選択されたサブキャリアに対応するパイロット信号とパイロット符号を周波数領域に変換して生成したパイロット参照信号との相関をとりチャネル利得を推定するステップと、（ａ４）推定したチャネル利得を時間領域のチャネル応答に変換するステップと、（ａ５）チャネル応答から雑音パスを除去するステップと、（ａ６）チャネル利得のサブキャリア分解能をデータ信号のサブキャリア分解能に一致させるため、チャネル応答の最後部に０を挿入するステップと、（ａ７）ポイント数を増やしたチャネル応答を周波数領域に変換するステップと、（ａ８）データ信号のサブキャリア分解能に相当する雑音を抑圧したチャネル利得を出力するステップとを具備する。

本発明の受信方法及びプログラムは、（ａ９）雑音を抑圧したチャネル利得から等化ウエイトを計算するステップと、（ａ１０）等化ウエイトにより周波数領域のパイロット信号の等化処理を行い、等化信号を出力するステップと、（ａ１１）等化信号を時間領域に変換して復調信号を出力するステップとを更に具備する。

（ａ５）ステップは、（ａ５１）チャネル応答に対して時間窓フィルタの窓外のポイントを０に置換するステップを具備する。（ａ６）ステップは、（ａ６１）窓外のポイントの最後部に０を挿入し、ＤＦＴ（Ｄｅｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）のポイント数を増やすステップを具備する。

本発明では、シングルキャリア信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号処理によりチャネル推定と等化処理を行うチャネル推定装置及び等化装置において、ＦＤＭパイロット信号を用いて推定した周波数領域のチャネル推定値を一旦時間領域に変換し、時間領域の雑音パス除去とＤＦＴによる補間処理を組み合わせることにより、チャネル推定精度を向上し、等化性能を改善できる。

以下に本発明の第１実施形態について添付図面を参照して説明する。
図２は本発明のチャネル推定装置及び等化装置の実施例を示す構成図である。本発明のチャネル推定装置及び等化装置は、ＣＰ除去部１、ＤＦＴ部２、受信フィルタ３、チャネル推定部４、ウエイト計算部５、等化フィルタ６、ＩＤＦＴ部７を備えている。
本発明は、チャネル推定部４が周波数領域のチャネル推定値を一旦時間領域に変換し、時間領域の雑音パス除去とＤＦＴ（Ｄｅｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）による補間処理を組み合わせることを特徴とする。

ＣＰ除去部１は、受信信号を入力し、ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）に相当する部分の信号を除去する。ＤＦＴ部２は、ＣＰ除去部１でＣＰを除去した受信信号を入力とし、Ｎ_ＤＦＴポイント（Ｎ_ＤＦＴは２以上の整数）のＤＦＴを行い、周波数領域に変換した受信信号を出力する。受信フィルタ３は、周波数領域で受信信号の帯域制限を行い、波形整形と雑音抑圧を行う。受信フィルタ３には、一般にレイズドコサインロールオフフィルタ（ロールオフ率＝０を含む）が用いられる。図２の構成では受信信号のフィルタリングを周波数領域の信号処理で行っているが、ＤＦＴ部２に先立ち時間領域の信号処理でフィルタリングを行うこともできる。チャネル推定部４は、周波数領域でパイロット受信信号とパイロット参照信号との相関処理によりチャネル利得を推定する。

周波数領域でチャネル利得を推定するためには時間多重したパイロット信号が必要となる。図３に周波数領域のチャネル推定と等化を行う場合に用いられる無線フレームフォーマットの一例を示す。無線フレーム信号は複数のパイロット信号あるいはデータ信号のブロックで構成され、先頭にパイロット信号ブロックがあり、その後ろにデータブロックが複数連続する構成になっている。各ブロックの先頭には離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Ｄｅｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理の際に前ブロックからのマルチパス干渉を回避するためサイクリックプリフィクス（ＣＰ：Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）が付加される。ＣＰは各ブロックの最後部データを最前部にコピーして生成される。

一方、上りリンクのＳＣ伝送では受信品質測定、共通制御チャネルの復調などのために複数ユーザを多重したパイロット信号、あるいはＭＩＭＯ送信を行う場合にはアンテナ間で直交したパイロット信号が必要となり、周波数多重（ＦＤＭ）したパイロット信号が検討されている。例えば、ＦＤＭ方式として、ＩＦＤＭ（Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式が用いられ、ＩＦＤＭではＳＣ信号のスペクトル（サブキャリア）は所定のサブキャリア繰り返し間隔で分散配置され、同帯域で複数信号が周波数多重される。図４はＦＤＭされたパイロット信号（ａ）とＦＤＭされないデータ信号（ｂ）のスペクトルを示している。図４の例ではパイロット部では４ユーザあるいは４送信アンテナでパイロット信号をＦＤＭ送信し、データ部ではスケジューリングされた特定のユーザのデータ信号あるいは送信アンテナ信号を送信する場合を想定している。

チャネル推定部４は、間引き処理部１１、ＤＦＴ部１２、送受信フィルタ１３、参照信号生成部１４、相関処理部１５、ＩＤＦＴ部１６、雑音パス除去部１７、０パディング処理部１８、ＤＦＴ部１９を備えている。
間引き処理部１１は、受信フィルタ３の出力であるパイロット受信信号を入力し、所望のユーザあるいは送信アンテナのパイロット信号のサブキャリアを選択し、不要なサブキャリアを間引き処理する。必要なサブキャリアを抽出処理すると考えても良い。ここで、間引き処理部１１は、ＤＦＴ部２の直後に受信フィルタ３の前で行っても良い。ＤＦＴ部１２は、所望のユーザあるいは送信アンテナのパイロット符号をＤＦＴし、周波数領域の信号に変換する。送受信フィルタ１３は、パイロット符号の周波数領域の信号を送受信フィルタに通す。参照信号生成部１４は、送受信フィルタ１３の出力を用いてパイロット受信信号との相関処理に用いるパイロット参照信号を計算する。参照信号生成部１４には、パイロット受信信号の符号特性を完全にキャンセルするＺＦ（Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）や相関処理における雑音強調を抑えるＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）やクリッピング法が用いられる。ＺＦを用いる場合のパイロット参照信号は（１）式で表される。相関処理部１５は、周波数領域のパイロット受信信号とパイロット参照信号との相関処理によりチャネル利得を推定する。チャネル推定値は（２）式で計算される。

ＩＤＦＴ部１６は、相関処理部１５で推定したチャネル利得を時間領域のチャネル応答に変換する。雑音パス除去部１７は、ＩＤＦＴ部１６の出力であるチャネル応答から雑音だけのポイントの信号（雑音パス）を除去するため０に置換する。雑音パス除去部１７には、時間窓フィルタや雑音閾値制御が用いられる。時間窓フィルタは、チャネル応答がＣＰ幅に収まっていると仮定し、ＣＰ幅に相当する区間以外のポイントの信号を雑音パスとして０に置換する。雑音閾値制御は、所定の雑音閾値以下のポイントの信号を雑音パスとして０に置換する。時間窓フィルタと雑音閾値制御を併用する場合は雑音閾値には時間窓フィルタの窓外の雑音の平均値を用いることができる。０パディング処理部１８は、周波数領域のチャネル利得のサブキャリア分解能をデータ信号のサブキャリア分解能に一致させるため、チャネル応答の最後部に０を挿入する。ＤＦＴ部１９は、ポイント数を増やしたチャネル応答をＤＦＴし、データ信号のサブキャリア分解能に相当する雑音を抑圧したチャネル利得を出力する。

なお、ＤＦＴ部２、ＤＦＴ部１２、及びＤＦＴ部１９は、同一の装置を用いて共通化しても良い。同様に、ＩＤＦＴ部７及びＩＤＦＴ部１６は、同一の装置を用いて共通化しても良い。この場合、必ずしも全て共通化する必要は無く、一部だけ共通化することも可能である。例えば、ＤＦＴ部１２とＤＦＴ部１９だけ共通化することが考えられる。

図５に、所定のサブキャリア繰り返し間隔で分散配置されたシングルキャリアのパイロット信号を用いて周波数領域の信号処理によりチャネル利得を推定する動作を示す。
（１）ステップＳ１０１
間引き処理部１１は、パイロット信号を受信して周波数領域に変換する。
（２）ステップＳ１０２
間引き処理部１１は、変換された周波数領域のパイロット信号のサブキャリアのうち、所望のパイロット信号のサブキャリアだけを選択する。
（３）ステップＳ１０３
相関処理部１５は、間引き処理部１１の出力（選択されたサブキャリアに対応するパイロット信号）とパイロット符号を周波数領域に変換して生成したパイロット参照信号との相関をとりチャネル利得を推定する。
（４）ステップＳ１０４
ＩＤＦＴ部１６は、相関処理部１５で推定したチャネル利得を時間領域のチャネル応答に変換する。
（５）ステップＳ１０５
雑音パス除去部１７は、ＩＤＦＴ部１６の出力であるチャネル応答から雑音パスを除去する。
（６）ステップＳ１０６
０パディング処理部１８は、チャネル利得のサブキャリア分解能をデータ信号のサブキャリア分解能に一致させるため、チャネル応答の最後部に０を挿入する。
（７）ステップＳ１０７
ＤＦＴ部１９は、ポイント数を増やしたチャネル応答を周波数領域に変換する。
（８）ステップＳ１０８
ＤＦＴ部１９は、データ信号のサブキャリア分解能に相当する雑音を抑圧したチャネル利得を出力する。

図６に、雑音パス除去部１７と０パディング処理部１８の動作説明図を示す。図６では、雑音パス除去部１７に時間窓フィルタを用いた例を示している。ＩＤＦＴ部１６の出力に対して時間窓フィルタの窓外のポイントを０に置換するとともに、窓外のポイントの最後部に０を挿入し、ＤＦＴのポイント数を増やす。本発明ではＩＤＦＴ部１６の出力のチャネル応答が折りかえらず分離されていれば正確な補間が行える。

ウエイト計算部５は、チャネル推定部４の出力である周波数領域のチャネル利得を入力とし、等化ウエイトを計算する。ウエイト計算部５には、一般にＭＭＳＥやＺＦが用いられ、ＭＭＳＥウエイトは（３）式で計算される。等化フィルタ６は、ウエイト計算部５で計算した等化ウエイト及び受信フィルタ３で帯域制限した受信信号を入力とし、それぞれをサブキャリア毎に乗じることにより、周波数領域で受信信号の等化処理を行う。等化フィルタ６で等化された信号は（４）式で表される。ＩＤＦＴ部７は、等化フィルタ６の出力である周波数領域の等化信号を入力とし、Ｎ_ＩＤＦＴポイント（Ｎ_ＩＤＦＴは２以上の整数）のＩＤＦＴを行い、時間領域の信号に変換し、復調信号として出力する。

図７に、シングルキャリア信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号処理により等化処理を行う動作を示す。
（１）ステップＳ２０１
間引き処理部１１は、所定のサブキャリア繰り返し間隔で分散配置されたシングルキャリアのパイロット信号を受信して周波数領域に変換する。
（２）ステップＳ２０２
間引き処理部１１は、変換された周波数領域のパイロット信号のサブキャリアのうち、所望のパイロット信号のサブキャリアだけを選択する。
（３）ステップＳ２０３
相関処理部１５は、間引き処理部１１の出力（選択されたサブキャリアに対応するパイロット信号）とパイロット符号を周波数領域に変換して生成したパイロット参照信号との相関をとりチャネル利得を推定する。
（４）ステップＳ２０４
ＩＤＦＴ部１６は、相関処理部１５で推定したチャネル利得を時間領域のチャネル応答に変換する。
（５）ステップＳ２０５
雑音パス除去部１７は、ＩＤＦＴ部１６の出力であるチャネル応答から雑音パスを除去する。
（６）ステップＳ２０６
０パディング処理部１８は、チャネル利得のサブキャリア分解能をデータ信号のサブキャリア分解能に一致させるため、チャネル応答の最後部に０を挿入する。
（７）ステップＳ２０７
ＤＦＴ部１９は、ポイント数を増やしたチャネル応答を周波数領域に変換する。
（８）ステップＳ２０８
ＤＦＴ部１９は、データ信号のサブキャリア分解能に相当する雑音を抑圧したチャネル利得を出力する。
（９）ステップＳ２０９
ウエイト計算部５は、チャネル利得から等化ウエイトを計算する。
（１０）ステップＳ２１０
等化フィルタ６は、等化ウエイトにより周波数領域のパイロット信号の等化処理を行い、等化信号を出力する。
（１１）ステップＳ２１１
ＩＤＦＴ部７は、等化信号を時間領域に変換して復調信号を出力する。

図８に、本発明のチャネル推定装置及び等化装置の特性例として、ビットエネルギー対雑音電力密度比（Ｅｂ／Ｎ０）に対するブロック誤り率特性を示す。本発明のチャネル推定装置を用いた等化装置の特性は、従来の周波数領域の線形補間を用いる等化装置と比べ、同じサブキャリア繰り返し間隔において等化性能が大幅に改善している。そして従来の等化装置の半分のサブキャリア繰り返し間隔の特性とほぼ同特性が得られている。

以上に説明したように、本発明のチャネル推定装置では、ＦＤＭパイロット信号を用いて推定した周波数領域のチャネル推定値を一旦時間領域に変換し、時間領域の雑音パス除去とＤＦＴによる補間処理を組み合わせることにより、チャネル推定精度を向上し、等化性能を改善できる。本発明ではパイロット信号のサブキャリア繰り返し間隔（すなわちユーザ多重数あるいはＭＩＭＯ送信アンテナ数）を従来の２倍程度に増加できる。

なお、本実施例では時間領域信号から周波数領域信号への変換をＤＦＴ、周波数領域信号から時間領域信号への変換をＩＤＦＴで行っているが、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）、高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）あるいは他の信号変換アルゴリズムを用いても良い。

最後に、本発明の特徴について以下に詳述する。
本発明のチャネル推定装置は、所定のサブキャリア繰り返し間隔で分散配置されたパイロット信号を用いて周波数領域の信号処理によりチャネル利得を推定するチャネル推定装置であり、第１ＤＦＴ部と、間引き処理部と、相関処理部と、ＩＤＦＴ部と、雑音パス除去部と、０パディング処理部と、第２ＤＦＴ部とを備えることを特徴とする。第１ＤＦＴ部は、パイロット信号を受信して周波数領域に変換する。間引き処理部は、所望のサブキャリアだけを選択する。相関処理部は、間引き処理部の出力と周波数領域のパイロット参照信号との相関をとりチャネル利得を推定する。ＩＤＦＴ部は、チャネル利得を時間領域のチャネル応答に変換する。雑音パス除去部は、チャネル応答から雑音パスを除去する。０パディング処理部は、チャネル利得のサブキャリア分解能をデータ信号のサブキャリア分解能に一致させるため、チャネル応答の最後部に０を挿入する。第２ＤＦＴ部は、ポイント数を増やしたチャネル応答を周波数領域に変換し、データ信号のサブキャリア分解能に相当する雑音を抑圧したチャネル利得を出力する。

また、本発明のチャネル推定装置は、所定のサブキャリア繰り返し間隔で分散配置されたシングルキャリアのパイロット信号を用いて周波数領域の信号処理によりチャネル利得を推定するチャネル推定装置であり、第１ＤＦＴ部と、間引き処理部と、相関処理部と、第１ＩＤＦＴ部と、雑音パス除去部と、０パディング処理部と、第２ＤＦＴ部とを備えることを特徴とする。第１ＤＦＴ部は、パイロット信号を受信して周波数領域に変換する。間引き処理部は、所望のサブキャリアだけを選択する。相関処理部は、間引き処理部の出力とパイロット符号を周波数領域に変換して生成したパイロット参照信号との相関をとりチャネル利得を推定する。第１ＩＤＦＴ部は、チャネル利得を時間領域のチャネル応答に変換する。雑音パス除去部は、チャネル応答から雑音パスを除去する。０パディング処理部は、チャネル利得のサブキャリア分解能をデータ信号のサブキャリア分解能に一致させるため、チャネル応答の最後部に０を挿入する。第２ＤＦＴ部は、ポイント数を増やしたチャネル応答を周波数領域に変換し、データ信号のサブキャリア分解能に相当する雑音を抑圧したチャネル利得を出力する。

本発明の等化装置は、シングルキャリア信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号処理により等化処理を行う等化装置であり、第１ＤＦＴ部と、間引き処理部と、相関処理部と、第１ＩＤＦＴ部と、雑音パス除去部と、０パディング処理部と、第２ＤＦＴ部と、ウエイト計算部と、等化フィルタと、第２ＩＤＦＴ部を備えることを特徴とする。第１ＤＦＴ部は、所定のサブキャリア繰り返し間隔で分散配置されたシングルキャリアのパイロット信号を受信して周波数領域に変換する。間引き処理部は、所望のサブキャリアだけを選択する。相関処理部は、間引き処理部の出力とパイロット符号を周波数領域に変換して生成したパイロット参照信号との相関をとりチャネル利得を推定する。第１ＩＤＦＴ部は、チャネル利得を時間領域のチャネル応答に変換する。雑音パス除去部は、チャネル応答から雑音パスを除去する。０パディング処理部は、チャネル利得のサブキャリア分解能をデータ信号のサブキャリア分解能に一致させるため、チャネル応答の最後部に０を挿入する。第２ＤＦＴ部は、ポイント数を増やしたチャネル応答を周波数領域に変換し、データ信号のサブキャリア分解能に相当する雑音を抑圧したチャネル利得を出力する。ウエイト計算部は、チャネル利得から等化ウエイトを計算する。等化フィルタは、等化ウエイトにより周波数領域の受信信号の等化処理を行う。第２ＩＤＦＴ部は、等化信号を時間領域に変換して復調信号を出力する。

雑音パス除去部は、時間窓フィルタと雑音閾値制御の両方あるいはいずれかによりチャネル応答から雑音パスを除去することを特徴とする。

本発明の等化装置は、所定のサブキャリア繰り返し間隔で分散配置されたシングルキャリアのパイロット信号は、ＩＦＤＭ（Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式により同帯域で複数信号が周波数多重されることを特徴とする。

ウエイト計算部は、最小平均自乗誤差法あるいはゼロフォーシング法に基づき等化ウエイトを計算することを特徴とする。

本発明のチャネル推定方法は、所定のサブキャリア繰り返し間隔で分散配置されたシングルキャリアのパイロット信号を用いて周波数領域の信号処理によりチャネル利得を推定するチャネル推定方法である。この方法は、以下の動作を特徴とする。
まず、パイロット信号を受信して周波数領域に変換する。所望のサブキャリアだけを選択する。その出力とパイロット符号を周波数領域に変換して生成したパイロット参照信号との相関をとりチャネル利得を推定する。チャネル利得を時間領域のチャネル応答に変換する。チャネル応答から雑音パスを除去する。チャネル利得のサブキャリア分解能をデータ信号のサブキャリア分解能に一致させるため、チャネル応答の最後部に０を挿入する。ポイント数を増やしたチャネル応答を周波数領域に変換する。データ信号のサブキャリア分解能に相当する雑音を抑圧したチャネル利得を出力する。

本発明のチャネル推定方法は、シングルキャリア信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号処理により等化処理を行う等化方法である。この方法は、以下の動作を特徴とする。
所定のサブキャリア繰り返し間隔で分散配置されたシングルキャリアのパイロット信号を受信して周波数領域に変換する。所望のサブキャリアだけを選択する。その出力とパイロット符号を周波数領域に変換して生成したパイロット参照信号との相関をとりチャネル利得を推定する。チャネル利得を時間領域のチャネル応答に変換する。チャネル応答から雑音パスを除去する。チャネル利得のサブキャリア分解能をデータ信号のサブキャリア分解能に一致させるため、チャネル応答の最後部に０を挿入する。ポイント数を増やしたチャネル応答を周波数領域に変換する。データ信号のサブキャリア分解能に相当する雑音を抑圧したチャネル利得を出力する。チャネル利得から等化ウエイトを計算する。等化ウエイトにより周波数領域の受信信号の等化処理を行い、等化信号を時間領域に変換して復調信号を出力する。

図１は、従来のチャネル推定装置及び等化装置を示すブロック図である。 図２は、本発明のチャネル推定装置及び等化装置を示すブロック図である。 図３は、周波数領域のチャネル推定と等化を行う場合に用いられる無線フレームフォーマットの一例を示す図である。 図４は、ＦＤＭパイロット信号とＦＤＭされないデータ信号のスペクトルを示す図である。 図５は、本発明のチャネル推定方法の動作を示すフローチャートである。 図６は、雑音パス除去部１７と０パディング処理部１８の動作説明図である。 図７は、本発明の等化方法の動作を示すフローチャートである。 図８は、本発明のチャネル推定装置及び等化装置の特性例を示す図である。

符号の説明

１，１０１… ＣＰ除去部
２，１０２… ＤＦＴ部
３，１０３… 受信フィルタ
４，１０４… チャネル推定部
５，１０５… ウエイト計算部
６，１０６… 等化フィルタ
７，１０７… ＩＤＦＴ部
１１，１１１… 間引き処理部
１２，１１２… ＤＦＴ部
１３，１１３… 送受信フィルタ
１４，１１４… 参照信号生成部
１５，１１５… 相関処理部
１６… ＩＤＦＴ部
１７… 雑音パス除去部
１８… ０パディング処理部
１９… ＤＦＴ部
１１６… 雑音抑圧部
１１７… 補間処理部

Claims (10)

1. 所定のサブキャリア繰り返し間隔で分散配置されたパイロット信号を受信して周波数領域に変換する第１ＤＦＴ部と、
   前記パイロット信号のうち所望のパイロット信号のサブキャリアを選択し、選択されたサブキャリアのパイロット信号を出力する間引き処理部と、
   前記間引き処理部の出力と周波数領域のパイロット参照信号との相関処理によりチャネル利得を推定する相関処理部と、
   前記チャネル利得を時間領域のチャネル応答に変換する第１ＩＤＦＴ部と、
   前記チャネル応答から雑音パスを除去する雑音パス除去部と、
   前記チャネル利得のサブキャリア分解能をデータ信号のサブキャリア分解能に一致させるため、前記チャネル応答の最後部に０を挿入する０パディング処理部と、
   ０を挿入した前記チャネル応答を周波数領域に変換し、データ信号のサブキャリア分解能に相当する雑音を抑圧したチャネル利得を出力する第２ＤＦＴ部と
   を具備する
   受信装置。
2. 請求項１に記載の受信装置において、
   雑音を抑圧した前記チャネル利得から等化ウエイトを計算するウエイト計算部と、
   前記等化ウエイトにより周波数領域の受信信号の等化処理を行う等化フィルタと、
   等化信号を時間領域に変換して復調信号を出力する第２ＩＤＦＴ部と
   を更に具備する
   受信装置。
3. 請求項１又は２に記載の受信装置において、
   前記雑音パス除去部は、時間窓フィルタ及び雑音閾値制御のうち少なくとも一方によりチャネル応答から雑音パスを除去する
   受信装置。
4. 請求項１乃至３のいずれか一項に記載の受信装置において、
   前記パイロット信号は、シングルキャリアのパイロット信号である
   受信装置。
5. 請求項４に記載の受信装置において、
   前記パイロット信号は、ＩＦＤＭ（Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式により複数信号が周波数多重されている
   受信装置。
6. 請求項１乃至５のいずれか一項に記載の受信装置において、
   前記ウエイト計算部は、最小平均自乗誤差法又はゼロフォーシング法に基づき等化ウエイトを計算する
   受信装置。
7. （ａ１）パイロット信号を受信して周波数領域に変換するステップと、
   （ａ２）変換された周波数領域のパイロット信号のサブキャリアのうち、所望のパイロット信号のサブキャリアを選択するステップと、
   （ａ３）選択されたサブキャリアに対応するパイロット信号とパイロット符号を周波数領域に変換して生成したパイロット参照信号との相関をとりチャネル利得を推定するステップと、
   （ａ４）推定したチャネル利得を時間領域のチャネル応答に変換するステップと、
   （ａ５）前記チャネル応答から雑音パスを除去するステップと、
   （ａ６）チャネル利得のサブキャリア分解能をデータ信号のサブキャリア分解能に一致させるため、前記チャネル応答の最後部に０を挿入するステップと、
   （ａ７）ポイント数を増やした前記チャネル応答を周波数領域に変換するステップと、
   （ａ８）前記データ信号のサブキャリア分解能に相当する雑音を抑圧したチャネル利得を出力するステップと
   を具備する
   受信方法。
8. 請求項７に記載の受信方法において、
   （ａ９）雑音を抑圧した前記チャネル利得から等化ウエイトを計算するステップと、
   （ａ１０）等化ウエイトにより周波数領域のパイロット信号の等化処理を行い、等化信号を出力するステップと、
   （ａ１１）前記等化信号を時間領域に変換して復調信号を出力するステップと
   を更に具備する
   受信方法。
9. 請求項７又は８に記載の受信方法において、
   前記（ａ５）ステップは、
   （ａ５１）前記チャネル応答に対して時間窓フィルタの窓外のポイントを０に置換するステップを具備し、
   前記（ａ６）ステップは、
   （ａ６１）前記窓外のポイントの最後部に０を挿入し、ＤＦＴ（Ｄｅｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）のポイント数を増やすステップを具備する
   受信方法。
10. 請求項７乃至９のいずれか一項に記載の受信方法を、コンピュータに実行させるためのプログラム。

Images