JP5093343B2 - Ｍｉｍｏ受信装置および方法 - Google Patents

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Description

本発明は、無線通信技術に関し、特に複数の受信アンテナで受信したシングルキャリア信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号処理により信号の復調を行うＭＩＭＯ多重方式に関する。
次世代移動通信の無線通信方式では、高速データ伝送を実現することが重要である。高速データ伝送を実現する技術として、複数の送信アンテナから同一の周波数、時間を用いて信号を送信し、複数の受信アンテナを用いて信号の復調（信号分離）を行うＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）多重方式が注目されている。
図４は、ＭＩＭＯ送受信装置の概略構成を示す説明図である。ここでは、送信アンテナの数をＭ（Ｍは１以上の整数）、受信アンテナの数をＮ（Ｎは１以上の整数）とした場合が示されている。
図４において、送信側は送信アンテナＡ11〜Ａ1Mおよび送信装置１で構成され、受信側は受信アンテナＡ21〜Ａ2Nおよび受信装置２で構成される。複数の送信アンテナＡ11〜Ａ1Mから異なる送信信号Ｓ1〜ＳMを同一の周波数および時間を用いて送信し、複数の受信アンテナＡ21〜Ａ2Nを用いて受信信号Ｒ1〜ＲNを受信することにより、伝送帯域幅を増加せずに送信アンテナ数に比例した高速データ伝送が可能となる。受信側では複数の受信アンテナＡ21〜Ａ2Nで受信した受信信号Ｒ1〜ＲNから複数の送信アンテナＡ11〜Ａ1Mからの送信信号Ｓ1〜ＳMを信号分離処理して、復調信号Ｄ1〜ＤMを出力する必要がある。
ＭＩＭＯ多重信号の復調方法には種々の方法があるが、比較的簡易な方法に線形フィルタ受信がある。シングルキャリア信号にＭＩＭＯ多重方式を用いた場合、他の送信アンテナからの干渉に加え、希望の送信アンテナ信号のマルチパスも干渉となり、これらの干渉を同時に抑圧するフィルタ受信が有効であり、この処理を周波数領域の信号処理で行い、演算量を大幅に削減できる周波数イコライザが提案されている（例えば、文献１：Xu Zhu and Ross D.Murch, "Novel Frequency-Domain Equalization Architectures for a Single-Carrier Wireless MIMO System," IEEE VTC2002-Fall，pp.874-878，Sep.2002．など参照）。
また周波数イコライザは等化ウエイトを計算するため、周波数領域のチャネル推定が必要となり、リファレンス受信信号を直接周波数領域に変換し、周波数領域でリファレンス信号との相関をとることによりチャネル推定を推定する方法が提案されている（例えば、文献２：木全，吉田，"上りシングルキャリアＩＦＤＭＡにおける周波数領域復調方式の検討," 2006年信学総大,B-5-36．など参照）。
図５は、関連するＭＩＭＯ受信装置の構成を示すブロック図である。ここでは、これら文献１、２に記載された周波数領域イコライザ、周波数領域チャネル推定をシングルキャリア信号のＭＩＭＯ受信装置に用いた構成例が示されている。送信アンテナの数をＭ（Ｍは１以上の整数）、受信アンテナの数をＮ（Ｎは１以上の整数）とし、ＭＩＭＯ受信装置について説明する。
このＭＩＭＯ受信装置には、主な処理部として、各受信信号Ｒ1〜ＲNに対応するＮ個の受信信号処理部１０、ウエイト計算部３１、等化フィルタ３２、および離散逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Inverse Discrete Fourier Transform）部３３1〜３３Mが設けられている。
各受信信号処理部１０n（ｎは１〜Ｎの整数）には、主な処理部として、サイクリックプリフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix）除去部（以下、ＣＰ除去部という）１１n、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）部１２n、サブキャリアデマッピング部１３、および各送信信号Ｓ1〜ＳMに対応するＭ個のチャネル推定値計算部２０1n〜２０Mnが設けられている。
受信信号処理部１０nにおいて、ＣＰ除去部１１nは、受信信号Ｒnを入力とし、ＣＰに相当する部分の受信信号を除去する。
ＦＦＴ部１２nは、ＣＰ除去部１１nでＣＰを除去した受信信号を入力とし、ＮＦＦＴポイント（ＮＦＦＴは２のべき数）のＦＦＴを行い、周波数領域に変換した受信信号を出力する。
サブキャリアデマッピング部１３nは、ＦＦＴ部１２nで周波数領域に変換した受信信号を入力とし、対象となるデータ通信の通信帯域に含まれるサブキャリアだけを選択して、不要なサブキャリアを間引き処理し、受信信号Ｒnの信号帯域受信信号として出力する。
各チャネル推定値計算部２０mn（ｍは１〜Ｍの整数）は、サブキャリアデマッピング部１３nから出力された受信信号Ｒnの信号帯域受信信号をリファレンス受信信号として、受信信号Ｒnに含まれる送信信号Ｓmのチャネル推定値を算出する。これらチャネル推定値計算部２０mnには、リファレンス信号生成部２１mn、相関処理部２２mn、高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）部（以下、ＩＦＦＴ部という）２３mn、雑音パス除去部２４mn、およびＦＦＴ部２５mnが、それぞれ設けられている。
リファレンス信号生成部２１mnは、受信信号Ｒnのリファレンス受信信号との相関処理に用いるリファレンス信号を生成する。このリファレンス信号生成部２１mnには、リファレンス受信信号の符号特性を完全にキャンセルするゼロフォーシング（ＺＦ：Zero Forcing）法、相関処理における雑音強調を抑える最小平均自乗誤差（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）法、クリッピング法などが用いられる。
相関処理部２２mnは、受信信号Ｒnのリファレンス受信信号とリファレンス信号生成部２１mnからのリファレンス信号との相関処理により、周波数領域のチャネル推定値を推定し、サブキャリアｋ（０≦ｋ≦ＮDFT1）における送信アンテナＡ1mと受信アンテナＡ2nとのチャネル推定値ＨBF,m,n（ｋ）を、次式（１）で計算する。
Figure 0005093343
式（１）において、Ｘm *（ｋ）はリファレンス信号生成部２１mnで生成されるサブキャリアｋにおける送信アンテナＡ1mのリファレンス信号、ＲRS,n（ｋ）はサブキャリアデマッピング部１３nで得られたサブキャリアｋにおける受信アンテナＡ2nのリファレンス受信信号、添え字＊は複素共役を示す。
ＩＦＦＴ部２３mnは、相関処理部２２mnで推定した周波数領域のチャネル推定値を時間領域のチャネル応答に変換する。
雑音パス除去部２４mnは、ＩＦＦＴ部２３mnの出力である周波数領域のチャネル応答から雑音だけのポイントの信号（雑音パス）を除去するため「０」に置換する。
雑音パス除去部２４mnには、時間窓フィルタや雑音しきい値制御が用いられる。時間窓フィルタは、チャネル応答がＣＰ幅に収まっていると仮定し、ＣＰ幅に相当する区間以外のポイントの信号を雑音パスとして「０」に置換する。雑音しきい値制御は、所定のしきい値以下のポイントの信号を雑音パスとして「０」に置換する。時間窓フィルタと雑音しきい値制御を併用する場合は、雑音しきい値には時間窓フィルタの窓外の雑音の平均値を用いることができる。
ＦＦＴ部２５mnは、雑音パス除去部２４mnで雑音パス除去したチャネル応答をＦＦＴし、雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値を出力する。
ウエイト計算部３１は、各受信信号処理部１０1〜１０Nのチャネル推定値計算部２０11〜２０MNにおける、各ＦＦＴ部２５11〜２５MNの出力である雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値を入力とし、等化ウエイトを計算する。ウエイト計算部３１には、一般にＭＭＳＥ法やＺＦ法が用いられる。サブキャリアｋにおける送信アンテナＡ1mのＭＭＳＥ等化ウエイトベクトルＷm（ｋ）は次式（２）で計算される。
Figure 0005093343
式（２）において、Ｈは複素共役転置、σ2は雑音電力、Ｉは単位行列を示す。またＨAF,m（ｋ）はサブキャリアｋにおける送信アンテナＡ1mと各受信アンテナＡ21〜Ａ2nとの間のチャネル推定ベクトルを表し、チャネル推定ベクトルＨAF,m（ｋ）と等化ウエイトベクトルＷm（ｋ）は式（３）および式（４）のように定義される。
Figure 0005093343
Figure 0005093343
式（３）および式（４）において、Ｔは転置を表し、チャネル推定ベクトルＨAF,m（ｋ）の各要素は、ＦＦＴ部２５11〜２５MNの出力である雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値を表す。
等化フィルタ３２は、ウエイト計算部３１で計算した等化ウエイトおよび各受信信号処理部１０1〜１０Nのサブキャリアデマッピング部１３1〜１３Nで得られた、各受信信号Ｒ1〜ＲNの信号帯域受信信号を入力とし、周波数領域で受信信号の等化処理を行う。等化フィルタ３２で等化、信号分離されたサブキャリアｋにおける送信信号ベクトルＹ（ｋ）は式（５）のように計算され、式（６）のように定義される。
Figure 0005093343
Figure 0005093343
式（５）および式（６）において、Ｗ（ｋ）はサブキャリアｋにおける等化ウエイト行列を表し、ＲD（ｋ）はサブキャリアｋにおける受信信号ベクトルを表し、それぞれ式（７）、式（８）のように定義される。また、受信信号ベクトルＲD（ｋ）の各要素は、各サブキャリアデマッピング部１３1〜１３Nで得られた、周波数領域における各受信信号Ｒ1〜ＲNの信号帯域受信信号を表す。
Figure 0005093343
Figure 0005093343
ＩＤＦＴ部３３1〜３３Mは、等化フィルタ３２の出力である周波数領域の等化信号を入力とし、ＮIDFTポイント（ＮIDFTは２以上の整数）のＩＤＦＴを行い、時間領域の信号に変換し、復調信号Ｄ1〜ＤMとして出力する。
しかしながら、このようなＭＩＭＯ受信装置では、等化ウエイト生成から信号分離までの演算量が多く、信号帯域が広がるほど処理遅延も増加するという問題があった。その理由は、信号分離の等化処理に使用する等化ウエイトを信号帯域の各サブキャリアに対して演算するためである。
本発明はこのような課題を解決するためのものであり、等化ウエイトを生成し送信信号の分離を行うＭＩＭＯ受信において、伝搬環境に応じて等化ウエイトを計算するサブキャリアを増減させることで、演算量、処理遅延の増減を適応的に制御できるＭＩＭＯ受信装置および方法を提供することを目的としている。
このような目的を達成するために、本発明にかかるＭＩＭＯ受信装置は、複数の送信アンテナから送信した送信信号を複数の受信アンテナで受信し、これら受信信号から生成した任意のサブキャリアの等化ウエイトに基づいて、受信信号から送信信号を分離して出力する、ＭＩＭＯ（Multi Input Multi Output）の機能を有するＭＩＭＯ受信装置であって、受信信号から各送受信アンテナ間の経路ごとに得られた時間領域のチャネル応答に基づいて、コヒーレント帯域幅を計算するコヒーレント帯域幅計算部と、コヒーレント帯域幅に基づいて、等化ウエイトを計算する対象サブキャリアを決定するウエイト計算制御部と、受信信号から各送受信アンテナ間の経路ごとに得られた周波数領域のチャネル推定値に基づいて、対象サブキャリアの等化ウエイトをそれぞれ計算するウエイト計算部と、等化ウエイトを補間処理することにより対象サブキャリアのうち未計算のサブキャリアの等化ウエイトを計算するウエイト補間部とを備えている。
また、本発明にかかるＭＩＭＯ受信方法は、複数の送信アンテナから送信した送信信号を複数の受信アンテナで受信し、これら受信信号から生成した任意のサブキャリアの等化ウエイトに基づいて、受信信号から送信信号を分離して出力する、ＭＩＭＯ（Multi Input Multi Output）の機能を用いたＭＩＭＯ受信方法であって、受信信号から各送受信アンテナ間の経路ごとに得られた時間領域のチャネル応答に基づいて、コヒーレント帯域幅を計算するコヒーレント帯域幅計算ステップと、コヒーレント帯域幅に基づいて、等化ウエイトを計算する対象サブキャリアを決定するウエイト計算制御ステップと、受信信号から各送受信アンテナ間の経路ごとに得られた周波数領域のチャネル推定値に基づいて、対象サブキャリアの等化ウエイトをそれぞれ計算するウエイト計算ステップと、等化ウエイトを補間処理することにより対象サブキャリアのうち未計算のサブキャリアの等化ウエイトを計算するウエイト補間ステップとを備えている。
本発明によれば、周波数特性が一定とみなせるコヒーレント帯域幅に従って等化ウエイトを計算するサブキャリアを増減させることで、伝搬環境が良好な場合には等化ウエイトを求めるサブキャリア数を減らして演算量を削減することで処理遅延を減少させることができ、一方、伝搬環境が劣悪な場合には等化ウエイトを求めるサブキャリア数を増やして無線品質を確保することができる。
図１は、本発明の第１の実施形態にかかるＭＩＭＯ受信装置の構成を示すブロック図である。 図２は、ウエイト補間部の処理を示す説明図である。 図３は、本発明の第２の実施形態にかかるＭＩＭＯ受信装置の構成を示すブロック図である。 図４は、ＭＩＭＯ送受信装置の概略構成を示す説明図である。 図５は、関連するＭＩＭＯ受信装置の構成を示すブロック図である。
次に、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施形態］
まず、図１を参照して、本発明の第１の実施形態にかかるＭＩＭＯ受信装置について説明する。図１は、本発明の第１の実施形態にかかるＭＩＭＯ受信装置の構成を示すブロック図であり、前述した図５と同じまたは同等部分には同一符号を付してある。
本実施形態にかかるＭＩＭＯ受信装置は、図１に示すように、主な処理部として、各受信信号Ｒ1〜ＲNに対応するＮ個の受信信号処理部１０、ウエイト計算部３１、等化フィルタ３２、および離散逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Inverse Discrete Fourier Transform）部３３1〜３３Mに加え、コヒーレント帯域幅計算部４１、ウエイト計算制御部４２、ウエイト補間部４３が設けられている。これらは、専用の信号処理回路で構成してもよく、ＣＰＵを用いた演算処理部で構成してもよく、これらを組み合わせて構成してもよい。
各受信信号処理部１０n（ｎは１〜Ｎの整数）には、主な処理部として、サイクリックプリフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix）除去部（以下、ＣＰ除去部という）１１n、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）部１２n、サブキャリアデマッピング部１３、および各送信信号Ｓ1〜ＳMに対応するＭ個のチャネル推定値計算部２０1n〜２０Mnが設けられている。
受信信号処理部１０nにおいて、ＣＰ除去部１１nは、受信信号Ｒnを入力とし、ＣＰに相当する部分の受信信号を除去する機能を有している。
ＦＦＴ部１２nは、ＣＰ除去部１１nでＣＰを除去した受信信号を入力とし、ＮＦＦＴポイント（ＮＦＦＴは２のべき数）のＦＦＴを行い、周波数領域に変換した受信信号を出力する機能を有している。
サブキャリアデマッピング部１３nは、ＦＦＴ部１２nで周波数領域に変換した受信信号を入力とし、対象となるデータ通信の通信帯域に含まれるサブキャリアだけを選択して、不要なサブキャリアを間引き処理し、受信信号Ｒnの信号帯域受信信号として出力する機能を有している。
各チャネル推定値計算部２０mn（ｍは１〜Ｍの整数）は、サブキャリアデマッピング部１３nから出力された受信信号Ｒnの信号帯域受信信号をリファレンス受信信号として、受信信号Ｒnに含まれる送信信号Ｓmのチャネル推定値を算出する。これらチャネル推定値計算部２０mnには、リファレンス信号生成部２１mn、相関処理部２２mn、高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）部（以下、ＩＦＦＴ部という）２３mn、雑音パス除去部２４mn、およびＦＦＴ部２５mnが、それぞれ設けられている。
リファレンス信号生成部２１mnは、受信信号Ｒnのリファレンス受信信号との相関処理に用いるリファレンス信号を生成する機能を有している。このリファレンス信号生成部２１mnには、リファレンス受信信号の符号特性を完全にキャンセルするゼロフォーシング（ＺＦ：Zero Forcing）法、相関処理における雑音強調を抑える最小平均自乗誤差（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）法、クリッピング法などが用いられる。
相関処理部２２mnは、受信信号Ｒnのリファレンス受信信号とリファレンス信号生成部２１mnからのリファレンス信号との相関処理により、周波数領域のチャネル推定値を推定し、サブキャリアｋ（０≦ｋ≦ＮDFT1）における送信アンテナＡ1mと受信アンテナＡ2nとのチャネル推定値を求める機能を有している。
ＩＦＦＴ部２３mnは、相関処理部２２mnで推定した周波数領域のチャネル推定値を時間領域のチャネル応答に変換する機能を有している。
雑音パス除去部２４mnは、ＩＦＦＴ部２３mnの出力である周波数領域のチャネル応答から雑音だけのポイントの信号（雑音パス）を除去する機能を有している。
ＦＦＴ部２５mnは、雑音パス除去部２４mnで雑音パス除去したチャネル応答をＦＦＴし、雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値を出力する機能を有している。
コヒーレント帯域幅計算部４１は、各受信信号処理部１０1〜１０Nのチャネル推定値計算部２０11〜２０MNにおける各ＩＦＦＴ部２３11〜２３MNの出力、すなわち各送受信アンテナ間の経路ごと得られた時間領域のチャネル応答から、コヒーレント帯域幅を計算する機能を有している。
ウエイト計算制御部４２は、コヒーレント帯域幅計算部４１で得られたコヒーレント帯域幅を入力とし、このコヒーレント帯域幅に基づいて、等化ウエイトを計算すべき対象サブキャリアを決定し、これら対象サブキャリアを示すサブキャリア情報を出力する機能を有している。
ウエイト計算部３１は、各受信信号処理部１０1〜１０Nのチャネル推定値計算部２０11〜２０MNにおける各ＦＦＴ部２５11〜２５MNの出力、すなわち各送受信アンテナ間の経路ごと得られた周波数領域のチャネル推定値と、ウエイト計算制御部４２の出力であるサブキャリア情報とを入力とし、このサブキャリア情報で指定された対象サブキャリアごとに等化ウエイトを計算する機能を有している。
ウエイト補間部４３は、ウエイト計算部３１の出力である等化ウエイトと、ウエイト計算制御部４２の出力である等化ウエイト計算するサブキャリア情報とを入力とし、ウエイト計算制御部４２からの等化ウエイトを補間処理することにより、対象サブキャリアのうちウエイト計算制御部４２で未計算のサブキャリアの等化ウエイトを計算する機能を有している。
等化フィルタ３２は、ウエイト補間部４３からの等化ウエイトおよびサブキャリアデマッピング部１３1〜１３Nで得られた受信信号Ｒ1〜ＲNの信号帯域受信信号を入力とし、周波数領域でこれら信号帯域受信信号の等化処理を行うことにより、サブキャリアｋにおける周波数領域の等化信号を求める機能を有している。
ＩＤＦＴ部３３1〜３３Mは、等化フィルタ３２の出力である周波数領域の等化信号を入力とし、これら等化信号についてＩＤＦＴ処理を行うことにより、等化信号を時間領域の信号に変換し、各送信信号Ｓ1〜ＳMに対応する復調信号Ｄ1〜ＤMを出力する機能を有している。
［第１の実施形態の動作］
次に、図１および図２を参照して、本発明の第１の実施形態にかかるＭＩＭＯ受信装置の動作について説明する。図２は、ウエイト補間部の処理を示す説明図である。なお、本実施形態にかかるＭＩＭＯ受信装置のうち、受信信号処理部１０1〜１０Nについては、前述した図５と同等であり、ここでの説明は省略する。
コヒーレント帯域幅計算部４１は、各受信信号処理部１０1〜１０Nのチャネル推定値計算部２０11〜２０MNにおける、ＩＦＦＴ部２３11〜２３MNで求められた時間領域のチャネル応答に対して、時間窓幅Ｔ内で、送信アンテナＡ1mから受信アンテナＡ2nの経路における電力プロファイルＰm、n（ｔ）を求める。さらに、平均電力プロファイルＰ（ｔ）を次式（９）より求める。
Figure 0005093343
次に、コヒーレント帯域幅計算部４１は、遅延分散σを次式（１０）より求める。
Figure 0005093343
この際、式（１０）において、ｔ＾は、電力で重み付けした時間平均値で、次式（１１）より求める。
Figure 0005093343
最後に、コヒーレント帯域幅計算部４１は、遅延分散σからコヒーレント帯域幅ｆcohを次式（１２）より求める。
Figure 0005093343
ウエイト計算制御部４２は、等化ウエイトを計算すべきサブキャリアｙ（対象サブキャリア）を決定し、これら対象サブキャリアを示すサブキャリア情報をウエイト計算部３１に対して通知する。等化ウエイトを計算するサブキャリアｙは、次のように求める。
まず、サブキャリア間隔ｆSCとコヒーレント帯域幅ｆcohを比較する。サブキャリア間隔ｆSCが大きい場合には、ｙを全サブキャリア（０≦ｙ≦ＮDFT−１）とする。
一方、コヒーレント帯域幅ｆcohが大きい場合、等化ウエイトを計算するサブキャリアｙを、例えば次式（１３）のようにコヒーレント帯域幅ｆcohを超えないサブキャリア間隔のサブキャリアとする。ここで、コヒーレント帯域幅ｆcohを超えないサブキャリア間隔としているのは、コヒーレント帯域幅内であれば、周波数特性が一定とみなすことができるためである。
Figure 0005093343
ウエイト計算部３１は、ウエイト計算制御部４２から通知される等化ウエイトを計算するサブキャリアｙに対して等化ウエイトを計算する。
ウエイト補間部４３は、ウエイト計算制御部４２から通知される等化ウエイトを計算するサブキャリアｙ以外のサブキャリアについて、サブキャリアｙの等化ウエイトを用いて補間処理を行う。例えば、図２のように、サブキャリアｙを中心にｆcohの範囲のサブキャリアに対し、サブキャリアｙの等化ウエイトをコピーし、未計算のサブキャリアの等化ウエイトとして用いる。
［第１の実施形態の効果］
このように、本実施形態によれば、周波数特性が一定とみなせるコヒーレント帯域幅に従って等化ウエイトを計算するサブキャリアを増減させることができるため、伝搬環境が良好な場合には処理遅延を減少させ、伝搬環境が劣悪な場合には受信品質を確保することができる。
また、本実施形態では、平均電力プロファイルからコヒーレント帯域幅を求めているが、送信アンテナＡ1mから受信アンテナＡ2nの経路における電力プロファイルＰm、n（ｔ）からコヒーレント帯域幅を求めて、上記の処理を個別の経路で行ってもよい。
［第２の実施形態］
次に、図３を参照して、本発明の第２の実施形態にかかるＭＩＭＯ受信装置について説明する。図３は、本発明の第２の実施形態にかかるＭＩＭＯ受信装置の構成を示すブロック図であり、図１と同じまたは同等部分には同一符号を付してある。
本実施形態にかかるＭＩＭＯ受信装置には、第１の実施形態に比較して、各受信信号処理部１０1〜１０Nのチャネル推定値計算部２０11〜２０MNに、電力変動検出部２６11〜２６MNがそれぞれ追加されている。
電力変動検出部２６mnは、ＦＦＴ部２５mnで周波数領域に変換した受信信号と、コヒーレント帯域幅計算部４１からのコヒーレント帯域幅を入力とし、電力が変動しているサブキャリアを検出する機能を有している。
また、ウエイト計算制御部４２は、コヒーレント帯域幅計算部４１11〜４１MNで得られたコヒーレント帯域幅と、電力変動検出部２６11〜２６MNの検出結果とを入力とし、これらコヒーレント帯域幅と検出結果から等化ウエイト計算する対象サブキャリアを決定し、等化ウエイト計算するサブキャリア情報を求める機能を有している。
本実施形態にかかるＭＩＭＯ受信装置の他の構成については、第１の実施形態と同様であり、ここでの詳細な説明は省略する。
［第２の実施形態の動作］
次に、本発明の第２の実施形態にかかるＭＩＭＯ受信装置の動作について説明する。
各受信信号処理部１０1〜１０Nのチャネル推定値計算部２０11〜２０MNにおける電力変動検出部２６11〜２６MNは、コヒーレント帯域幅間隔で周波数領域の平均受信電力を求め、その平均受信電力からＸｄＢを検出閾値とし、コヒーレント帯域幅内の各サブキャリアの受信電力と比較する。サブキャリアの受信電力が検出閾値以下となったサブキャリアをウエイト計算制御部４２に通知する。ここで、検出閾値以上となったサブキャリアをウエイト計算制御部４２に通知するようにしてもよい。
ウエイト計算制御部４２は、電力変動検出部２６11〜２６MNで検出されたサブキャリア情報の論理和である検出サブキャリアｚを求めて、前述した第１の実施形態と同様の動作で等化ウエイトを計算するサブキャリアｙ（対象サブキャリア）に加え、これら対象サブキャリアを示すサブキャリア情報を出力する。
ウエイト計算部３１は、ウエイト計算制御部４２から通知されたサブキャリア情報に基づいて、サブキャリアｙと検出サブキャリアｚに対して等化ウエイトを計算する。
ウエイト補間部４３は、前述した第１の実施形態と同様の動作でサブキャリアｙ以外のサブキャリアの等化ウエイトを求めた後、検出サブキャリアｚについては、ウエイト計算部３１で求めた検出サブキャリアｚの等化ウエイトに置き換える。
［第２の実施形態の効果］
このように、本実施形態によれば、等化ウエイトの位相変動が激しい場合でも、特性劣化を防ぐことができる。
本発明は、複数の受信アンテナで受信したシングルキャリア信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号処理により信号の復調を行うＭＩＭＯ受信装置に適し、特に、等化ウエイトを生成して送信信号の分離を行うＭＩＭＯ受信装置に有用である。

Claims (4)

  1. 複数の送信アンテナから送信した送信信号を複数の受信アンテナで受信し、これら受信信号から生成した任意のサブキャリアの等化ウエイトに基づいて、前記受信信号から前記送信信号を分離して出力する、ＭＩＭＯ（Multi Input Multi Output）の機能を有するＭＩＭＯ受信装置であって、
    前記受信信号から前記各送受信アンテナ間の経路ごとに得られた時間領域のチャネル応答に基づいて、コヒーレント帯域幅を計算するコヒーレント帯域幅計算部と、
    前記コヒーレント帯域幅に基づいて、等化ウエイトを計算する対象サブキャリアを決定するウエイト計算制御部と、
    前記受信信号から前記各送受信アンテナ間の経路ごとに得られた周波数領域のチャネル推定値に基づいて、前記対象サブキャリアの等化ウエイトをそれぞれ計算するウエイト計算部と、
    前記等化ウエイトを補間処理することにより前記対象サブキャリア以外の未計算のサブキャリアの等化ウエイトを計算するウエイト補間部と、
    各サブキャリアの電力変動を検出する電力変動検出部とを備え、
    前記電力変動検出部は、コヒーレント帯域幅間隔で周波数領域の平均受信電力から検出閾値を決定し、コヒーレント帯域幅内の各サブキャリアの受信電力と比較し、検出閾値以下、または検出閾値以上となったサブキャリアを検出サブキャリアとして検出する
    ことを特徴とするＭＩＭＯ受信装置。
  2. 複数の送信アンテナから送信した送信信号を複数の受信アンテナで受信し、これら受信信号から生成した任意のサブキャリアの等化ウエイトに基づいて、前記受信信号から前記送信信号を分離して出力する、ＭＩＭＯ（Multi Input Multi Output）の機能を有するＭＩＭＯ受信装置であって、
    前記受信信号から前記各送受信アンテナ間の経路ごとに得られた時間領域のチャネル応答に基づいて、コヒーレント帯域幅を計算するコヒーレント帯域幅計算部と、
    前記コヒーレント帯域幅に基づいて、等化ウエイトを計算する対象サブキャリアを決定するウエイト計算制御部と、
    前記受信信号から前記各送受信アンテナ間の経路ごとに得られた周波数領域のチャネル推定値に基づいて、前記対象サブキャリアの等化ウエイトをそれぞれ計算するウエイト計算部と、
    前記等化ウエイトを補間処理することにより前記対象サブキャリア以外の未計算のサブキャリアの等化ウエイトを計算するウエイト補間部と、
    各サブキャリアの電力変動を検出する電力変動検出部とを備え、
    前記ウエイト計算制御部は、前記電力変動検出部で検出した検出サブキャリアを、等化ウエイトを計算すべきサブキャリアとして、前記対象サブキャリアに含める
    ことを特徴とするＭＩＭＯ受信装置。
  3. 複数の送信アンテナから送信した送信信号を複数の受信アンテナで受信し、これら受信信号から生成した任意のサブキャリアの等化ウエイトに基づいて、前記受信信号から前記送信信号を分離して出力する、ＭＩＭＯ（Multi Input Multi Output）の機能を用いたＭＩＭＯ受信方法であって、
    前記受信信号から前記各送受信アンテナ間の経路ごとに得られた時間領域のチャネル応答に基づいて、コヒーレント帯域幅を計算するコヒーレント帯域幅計算ステップと、
    前記コヒーレント帯域幅に基づいて、等化ウエイトを計算する対象サブキャリアを決定するウエイト計算制御ステップと、
    前記受信信号から前記各送受信アンテナ間の経路ごとに得られた周波数領域のチャネル推定値に基づいて、前記対象サブキャリアの等化ウエイトをそれぞれ計算するウエイト計算ステップと、
    前記等化ウエイトを補間処理することにより前記対象サブキャリア以外の未計算のサブキャリアの等化ウエイトを計算するウエイト補間ステップと、
    各サブキャリアの電力変動を検出する電力変動検出ステップとを備え、
    前記電力変動検出ステップは、コヒーレント帯域幅間隔で周波数領域の平均受信電力から検出閾値を決定し、コヒーレント帯域幅内の各サブキャリアの受信電力と比較し、検出閾値以下、または検出閾値以上となったサブキャリアを検出サブキャリアとして検出するステップを含む
    ことを特徴とするＭＩＭＯ受信方法。
  4. 複数の送信アンテナから送信した送信信号を複数の受信アンテナで受信し、これら受信信号から生成した任意のサブキャリアの等化ウエイトに基づいて、前記受信信号から前記送信信号を分離して出力する、ＭＩＭＯ（Multi Input Multi Output）の機能を用いたＭＩＭＯ受信方法であって、
    前記受信信号から前記各送受信アンテナ間の経路ごとに得られた時間領域のチャネル応答に基づいて、コヒーレント帯域幅を計算するコヒーレント帯域幅計算ステップと、
    前記コヒーレント帯域幅に基づいて、等化ウエイトを計算する対象サブキャリアを決定するウエイト計算制御ステップと、
    前記受信信号から前記各送受信アンテナ間の経路ごとに得られた周波数領域のチャネル推定値に基づいて、前記対象サブキャリアの等化ウエイトをそれぞれ計算するウエイト計算ステップと、
    前記等化ウエイトを補間処理することにより前記対象サブキャリア以外の未計算のサブキャリアの等化ウエイトを計算するウエイト補間ステップと、
    各サブキャリアの電力変動を検出する電力変動検出ステップとを備え、
    前記ウエイト計算制御ステップは、前記電力変動検出ステップで検出した検出サブキャリアを、等化ウエイトを計算すべきサブキャリアとして、前記対象サブキャリアに含めるステップを含む
    ことを特徴とするＭＩＭＯ受信方法。
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