KR101794987B1 - 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법 및 이를 수행하는 직교 주파수 분할 다중 수신기 - Google Patents

부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법 및 이를 수행하는 직교 주파수 분할 다중 수신기 Download PDF

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Abstract

부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법 및 이를 수행하는 직교 주파수 분할 다중 수신기가 제공된다. 여기서, 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplex, OFDM) 수신기가 보호 구간(Guard Interval, GI)에서 심볼간 간섭(Inter-symbol interference, ISI)이 없는 심볼간섭 프리구간을 이용하여 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법으로서, 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio, SNR)와, 상기 심볼간섭 프리구간에 대응되는 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 이용하여 상기 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 상기 유효 심볼 구간의 샘플 데이터 간에 가중 연산을 수행하는 단계, 그리고 가중 연산된 샘플 데이터를 상기 유효 심볼 구간에 포함시켜 구성한 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) 입력 데이터에 대한 고속 푸리에 변환을 수행하는 단계를 포함한다.

Description

부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법 및 이를 수행하는 직교 주파수 분할 다중 수신기{INTER-CARRIER INTERFERENCE AND NOISE SIGNAL SUPPRESSION METHOD AND ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING RECEIVER THEREOF}
본 발명은 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법 및 이를 수행하는 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplex, 이하, 'OFDM'이라 통칭함) 수신기에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 OFDM 수신기에서 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하기 위한 기술에 관한 것이다.
최근 무선 통신 환경에서 고품질 및 고속의 데이터 전송을 지원하기 위해 많은 연구가 진행되고 있다. 그 중 OFDM은 한정된 주파수를 효율적으로 사용하여 DVB-T/H(digital video broadcasting-terrestrial and handheld)과 DMB(Digital Multimedia Broadcasting) 등의 방송 시스템에 사용되고 있으며 4세대 통신과 차세대 방송에서도 유력한 후보이다.
OFDM 방식을 사용하는 통신 시스템의 송신단은 직렬 데이터 심볼을 변조하고, 병렬 데이터로 역다중화한 뒤 이를 역고속푸리에변환(Inverse Fast Fourier Transform, IFFT)한다. 그리고 역다중화된 병렬 데이터에 다수의 부반송파를 각각 할당하여 수신단으로 전송한다. 그러면, 수신단은 수신 신호를 고속푸리에변환(Fast Fourier Transform, 이하, 'FFT'라 통칭함)하여 수신 신호에서 부반송파를 분리하고, 부반송파가 분리된 병렬 데이터를 직렬 데이터로 다중화한 후, 다중화된 직렬 데이터를 복조하여 원하는 데이터 심볼을 검출한다.
이때, OFDM 수신단의 FFT 출력 데이터는 무선 채널 특성에 의하여 부반송파간의 간섭(Inter-Carrier Interference, 이하, 'ICI'라 통칭함)이 발생하게 된다. OFDM 수신기의 FFT를 수행하기 이전에 OFDM 심볼간 간섭(Inter-symbol interference, 이하, 'ISI'라 통칭함)이 없는 영역을 이용하여 부반송파간의 간섭을 억제하고 잡음 성분을 감소시킬 수 있다.
즉, FFT 연산을 수행할 FFT 입력 데이터를 구성할 때, 시간 도메인에서 ISI가 없는 보호 구간(Guard Interval, GI), 즉, 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 유효 심볼 구간의 샘플 데이터를 합산한다. 그리고 합산된 샘플 데이터를 포함하는 FFT 입력 데이터에 대한 FFT 연산을 수행한다. 이러한 FFT 연산을 통해 ICI 및 잡음 성분을 감소시킬 수 있는 내용에 대해서 한국공개특허 2010-0039467에 개시되어 있다.
이때, 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 유효 심볼 구간의 샘플 데이터 합산시 프랭크 윈도우(Frank window)의 경우, 심볼간섭 프리구간 대비 FFT 사이즈 간의 비를 이용하여 더할 수 있다.
다른 기존 방식의 경우, 각각 0.5에 해당하는 가중치를 설정하여 평균을 취하는 방식을 이용할 수 있다. 즉, 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 유효 심볼 구간의 샘플 데이터에 각각 가중치 0.5를 부가한 후, 이들 값의 평균값을 연산한다. 이러한 방식은 동등 이득 결합(equal gain combining, 이하, 'EGC'라 통칭함)과 유사하다. 여기서, EGC는 본질적으로 동등한 가중치를 가진 서로 다른 채널들의 위상-코히어런트 결합(phase-coherent combining)을 의미한다.
그런데, 만약, 이동 환경에 의하여 채널 변화가 급격하게 변화한다면, 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio, 이하, 'SNR'이라 통칭함)가 유효 심볼 구간의 SNR보다 높거나 낮을 수 있다.
도 1은 종래에 OFDM 심볼을 나타낸 것이다.
도 1을 참조하면, 보호 구간과 유효 심볼 구간의 채널 파워(Channel Power)의 변화 폭이 크다.
이처럼, 채널 변화가 클 경우에 종래처럼 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 유효 심볼 구간의 샘플 데이터의 단순 합을 수행할 경우, SNR이 큰 구간의 이득을 얻지 못하는 문제가 발생한다.
따라서, 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 채널 변화를 고려하여 시간 도메인에서 심볼간섭 프리구간에 포함된 샘플 데이터와 유효 심볼 구간의 샘플 데이터 간의 가중 연산을 수행함으로써, 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법 및 이를 수행하는 OFDM 수신기를 제공하는 것이다.
본 발명의 하나의 특징에 따르면, 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법은 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplex, OFDM) 수신기가 보호 구간(Guard Interval, GI)에서 심볼간 간섭(Inter-symbol interference, ISI)이 없는 심볼간섭 프리구간을 이용하여 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법으로서, 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio, SNR)와, 상기 심볼간섭 프리구간에 대응되는 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 이용하여 상기 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 상기 유효 심볼 구간의 샘플 데이터 간에 가중 연산을 수행하는 단계, 그리고 가중 연산된 샘플 데이터를 상기 유효 심볼 구간에 포함시켜 구성한 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) 입력 데이터에 대한 고속 푸리에 변환을 수행하는 단계를 포함한다.
상기 가중 연산을 수행하는 단계 이전에,
상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비 및 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 각각 측정하거나 또는 추정하는 단계를 더 포함하고,
상기 가중 연산을 수행하는 단계는,
측정 또는 추정된 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비 및 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 이용할 수 있다.
상기 측정하거나 또는 추정하는 단계는,
시간 도메인에서 수신 데이터의 전력을 통해 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비 및 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 각각 추정하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 측정하거나 또는 추정하는 단계는,
상기 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 상기 유효 심볼 구간의 샘플 데이터 각각에 대하여 보호 구간 길이에 해당하는 고속 푸리에 변환 연산을 수행하는 단계, 상기 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터에 대한 고속 푸리에 변환 결과의 제1 파워 스펙트럼 및 상기 유효 심볼 구간의 샘플 데이터에 대한 고속 푸리에 변환 결과의 제2 파워 스펙트럼을 각각 측정하는 단계, 그리고 상기 제1 파워 스펙트럼 및 상기 제2 파워 스펙트럼이 모두 기 정해진 임계치 이상인 하나 이상의 부반송파 별로 상기 제1 파워 스펙트럼을 누적 연산 또는 평균 연산한 값을 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비로 추정하고, 상기 제2 파워 스펙트럼을 누적 연산 또는 평균 연산한 값을 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비로 추정하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 가중 연산을 수행하는 단계는,
상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비와 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 이용한 하드웨어 비트 정밀도의 범위 설정값을 적용한 가중 연산을 수행할 수 있다.
본 발명의 다른 특징에 따르면, 직교 주파수 분할 다중 수신기는 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplex, OFDM) 심볼의 보호 구간(Guard Interval, GI)에서 심볼간 간섭(Inter-symbol interference, ISI)이 없는 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio, SNR)와, 상기 심볼간섭 프리구간에 대응되는 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 이용하여 상기 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 상기 유효 심볼 구간의 샘플 데이터 간에 가중 연산을 수행하는 가중 연산부, 가중 연산된 샘플 데이터를 상기 유효 심볼 구간에 포함시켜 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) 입력 데이터를 생성하는 고속 푸리에 변환 샘플링 데이터 제어부, 그리고 상기 고속 푸리에 변환 입력 데이터에 대한 고속 푸리에 변환 연산을 수행하는 고속 푸리에 변환 연산부를 포함한다.
상기 가중 연산부는,
상기 심볼간섭 프리구간을 모델링한 신호에 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비를 가중치 계수로 적용한 제1 연산 값과, 상기 유효 심볼 구간을 모델링한 신호에 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 가중치 계수로 적용한 제2 연산 값 및 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비와 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 합산한 값을 이용한 가중 연산을 수행할 수 있다.
상기 가중 연산부는,
상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비와 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 이용하여 하드웨어 비트 정밀도의 범위 설정값을 산출하고, 상기 범위 설정값을 상기 심볼간섭 프리구간을 모델링한 신호 및 상기 유효 심볼 구간을 모델링한 신호에 각각 가중치 계수로 적용하여 가중 연산을 수행할 수 있다.
상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비와, 상기 심볼간섭 프리구간에 대응되는 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 측정하는 측정부 또는 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비와, 상기 심볼간섭 프리구간에 대응되는 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 시간 도메인 또는 주파수 도메인에서 추정하는 추정부를 더 포함할 수 있다.
상기 추정부는,
상기 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터에 대한 고속 푸리에 변환 결과의 제1 파워 스펙트럼 및 상기 유효 심볼 구간의 샘플 데이터에 대한 고속 푸리에 변환 결과의 제2 파워 스펙트럼이 모두 기 정해진 임계치 이상인 하나 이상의 부반송파 별로 상기 제1 파워 스펙트럼을 누적 연산 또는 평균 연산한 값을 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비로 추정하고, 상기 제2 파워 스펙트럼을 누적 연산 또는 평균 연산한 값을 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비로 추정할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따르면, 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 유효 심볼 구간의 샘플 데이터를 이용하여 FFT 입력 데이터를 생성할 때, SNR을 고려하여 가중 연산을 수행함으로써, 최대 비율 결합(Maximum Ratio Combining, 이하, 'MRC'로 통칭함) 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.
도 1은 종래에 OFDM 심볼을 나타낸 것이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 심볼간 간섭이 없는 보호 구간을 나타낸 OFDM 심볼의 예시도이다.
도 3은 본 발명의 한 실시예에 따른 OFDM 수신기의 구성을 나타낸 블록도이다.
도 4는 본 발명의 한 실시예에 따른 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법을 나타낸 순서도이다.
도 5는 본 발명의 한 실시예에 따른 심볼간섭 프리구간을 추정하기 위해 상관 에너지(correlation energy)를 구하는 도면이다.
도 6은 본 발명의 한 실시예에 따른 FFT 입력 데이터를 구성하는 예시도이다.
도 7은 본 발명의 다른 실시예에 따른 OFDM 수신기의 구성을 나타낸 블록도이다.
도 8은 본 발명의 다른 실시예에 따른 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법을 나타낸 순서도이다.
도 9는 본 발명의 다른 실시예에 따른 FFT 입력 데이터를 구성하는 예시도이다.
도 10은 본 발명의 한 실시예에 따른 SNR 추정 방법을 나타낸 순서도이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성 요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
또한, 명세서에 기재된 "…부", "…모듈" 의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다. 각 도면에 제시된 동일한 참조부호는 동일한 구성 요소를 나타낸다.
이하, 도면을 참조로 하여 본 발명의 실시예에 따른 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법 및 이를 수행하는 OFDM 수신기에 대하여 상세히 설명한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 심볼간 간섭이 없는 보호 구간을 나타낸 OFDM 심볼의 예시도이다.
도 2를 참조하면, 임의의 OFDM 심볼(이하, '심볼'이라 통칭함), 즉, (b)번째 심볼은 선단의 보호 구간(Guard Interval) 및 유효 심볼 구간으로 이루어진다. 도시하지는 않았지만, 유효 심볼 구간은 심볼 데이터 구간 및 후단의 보호 구간으로 이루어진다.
여기서, 선단의 보호 구간 중에서 'ISI가 없는 보호 구간'을 '심볼간섭 프리구간'으로 통칭하여 기재한다. 그리고
Figure 112016020942682-pat00001
는 채널의 최대 지연 시간을 나타내며, 심볼간섭 프리구간의 최대 지연 시간과 반비례 관계(
Figure 112016020942682-pat00002
)이다.
이러한 심볼간섭 프리구간을 이용하여 FFT 연산 이전에 ICI 및 백색 부가 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise, 이하, 'AWGN'라 통칭함)을 억제하는 OFDM 수신기의 구성을 두가지 실시예로 설명하면, 다음과 같다.
먼저, 하나의 실시예는 실제로 측정한 SNR을 이용하는 것이다. 도 3은 본 발명의 하나의 실시예에 따른 OFDM 수신기의 구성을 나타낸 블록도이고, 도 4는 본 발명의 하나의 실시예에 따른 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법을 나타낸 순서도이며, 도 5는 본 발명의 하나의 실시예에 따른 심볼간섭 프리구간을 추정하기 위해 상관 에너지를 구하는 도면이며, 도 6은 본 발명의 하나의 실시예에 따른 FFT 입력 데이터를 구성하는 예시도이다.
도 3 및 도 4를 참조하면, OFDM 수신기(100)는 심볼간섭 프리구간 추정부(101), SNR 측정부(103), 가중 연산부(105), FFT 샘플링 데이터 제어부(107), FFT 연산부(109) 및 등화부(111)를 포함한다.
심볼간섭 프리구간 추정부(101)는 수신 데이터를 이용하여 심볼간섭 프리구간 및 심볼간섭 프리구간의 샘플 수(-)를 추정한다(S101).
여기서, 하나의 실시예에 따르면, 심볼간섭 프리구간 추정부(101)는 도 5와 같이 OFDM 심볼의 보호 구간의 상관도를 이용하는 방법이 사용될 수 있다.
도 5를 참조하면, 심볼간섭 프리구간 추정부(101)는 보호 구간과 유효 심볼 구간 간에 상관 에너지를 구하여 심볼간섭 프리구간을 찾는다.
심볼간섭 프리구간 추정부(101)는 상관 에너지를 구하기 위해 샘플 수를 변경해가며 상관 에너지를 계산한다. 예를들면, 상관 에너지 0은 샘플 수 = NG에 해당한다. 채널 임펄스 응답(channel impulse response)이 존재하는 경우 상관 에너지가 가장 높게 연산되므로, 심볼간섭 프리구간 추정부(101)는 가장 높게 연산된 상관 에너지를 이용하여 심볼간섭 프리구간을 찾는다. 즉, 상관 에너지 Δ-1가 가장 높게 연산된 경우, 상관 에너지 Δ-1가 산출된 보호 구간을 심볼간섭 프리구간으로 추정할 수 있다. 심볼간섭 프리구간 추정부(101)는 추정된 심볼간섭 프리구간 및 심볼간섭 프리구간의 샘플 수(Δ)를 FFT 샘플링 데이터 제어부(107)로 전달한다.
보호 구간은 유효 심볼 구간의 CP(Cyclic Prefix)이므로 보호 구간의 전송 데이터는 유효 심볼 구간의 마지막 영역에 위치하는 전송 데이터와 동일하다.
SNR 측정부(103)는 심볼간섭 프리구간 및 유효 심볼 구간 각각의 SNR을 측정한다(S103). 예를들면, 채널 파워를 측정하여 SNR을 산출할 수 있지만, SNR 측정 방식은 통신 업계에 널리 알려진 방법이나 장치를 이용하여 측정할 수 있으므로, 특정하여 기재하지 않으며 이에 대한 설명은 생략한다.
가중 연산부(105)는 CP 데이터 특성을 이용하여 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터(P1)와 이에 대응되는 유효 심볼 구간의 뒷부분에 위치하는 샘플 데이터(P3) 간에 각 구간의 SNR을 이용한 가중 연산을 수행한다(S105). 이러한 가중 연산을 통해 무선 채널의 차등 성분과 잡음 성분이 줄어들 뿐만 아니라 채널 변화가 큰 환경에서 SNR이 큰 구간의 이득을 얻을 수 있다.
여기서, 수신된 심볼을 모델링하면 다음과 같다.
Figure 112016020942682-pat00003
여기서, n은 시간 인덱스, N은 유효 심볼 구간 길이, NG는 보호 구간 길이, Δ는 심볼간섭 프리구간에 대한 샘플 수를 나타내고, y(n)은 n번째 시간에서의 ADC(Analog-Digital Converter) 출력 신호를 나타낸다.
수신된 심볼에 대한 심볼간섭 프리구간을 모델링하면 다음과 같다.
Figure 112016020942682-pat00004
수신된 심볼에 대한 유효 심볼 구간을 모델링하면 다음과 같다.
Figure 112016020942682-pat00005
가중 연산부(105)의 출력(out[n])은 다음과 같다.
Figure 112016020942682-pat00006
여기서,
Figure 112016020942682-pat00007
이다.
이때,
Figure 112016020942682-pat00008
는 심볼간섭 프리구간의 SNR을 의미하고,
Figure 112016020942682-pat00009
는 심볼간섭 프리구간에 상응하는 유효 심볼 구간의 SNR을 의미한다.
이러한 가중 연산 방식은 MRC 이득을 얻을 수 있다. 단,
Figure 112016020942682-pat00010
와
Figure 112016020942682-pat00011
의 차이가 매우 크면 이를 표현하기 위한 하드웨어 비트 정밀도(HW bit precision)가 증가하여 하드웨어(HW) 연산량이 증가할 수 있다. 하드웨어 비트 정밀도가 충분치 않을 경우 가중 연산부(105) 출력의 크기가 바이어스(bias) 될 수 있다.
이처럼,
Figure 112016020942682-pat00012
와
Figure 112016020942682-pat00013
의 차이가 매우 큰 경우, 즉, 기 정해진 임계값 이상으로 큰 경우,
Figure 112016020942682-pat00014
와
Figure 112016020942682-pat00015
의 비율에 대하여 제한된 하드웨어 비트 정밀도로 범위 설정을 수행하여 하드웨어 연산량을 줄이는데, 다음과 같다.
Figure 112016020942682-pat00016
여기서,
Figure 112016020942682-pat00017
는 하드웨어 비트 정밀도의 범위 설정값을 의미한다.
FFT 샘플링 데이터 제어부(107)는 가중 연산부(105)에 의해 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터(P1)와 이에 대응되는 유효 심볼 구간의 뒷부분에 위치하는 샘플 데이터(P3) 간에 가중 연산된 샘플 데이터(P5)를 유효 심볼 구간의 뒷부분에 위치시켜 FFT 입력 데이터를 구성한다(S107). 그리고 이러한 가중 연산된 샘플 데이터(P5)를 정렬한 FFT 입력 데이터를 FFT 연산부(109)로 출력한다.
여기서, FFT 입력 데이터는 다음과 같다.
Figure 112016020942682-pat00018
수학식 4를 수학식 6에 적용하는 경우, FFT 입력 데이터를 수신 데이터,
Figure 112016020942682-pat00019
및
Figure 112016020942682-pat00020
로 나타내면 다음과 같다.
Figure 112016020942682-pat00021
FFT 연산부(109)는 FFT 샘플링 데이터 제어부(120)로부터 출력되는 FFT 입력 데이터에 대해 FFT 연산을 수행한다(S109).
등화부(111)는 FFT 연산부(109)에서 출력한 신호에 대한 채널 등화(channel equalization)를 수행한다(S111).
전술한 바와 같이, 채널 변화가 큰 환경에서 심볼간섭 프리구간과 유효 심볼구간의 SNR을 이용하여 각 샘플 데이터에 대하여 가중 연산을 수행함으로써, MRC 다이버시티(Diversity)와 유사한 이득을 얻을 수 있다.
한편, 다른 실시예는 실제 환경에서 SNR을 추정하는 방식으로서, 도 7은 본 발명의 다른 실시예에 따른 OFDM 수신기의 구성을 나타낸 블록도이고, 도 8은 본 발명의 다른 실시예에 따른 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법을 나타낸 순서도이며, 도 9는 본 발명의 한 실시예에 따른 SNR 추정 방법을 나타낸 순서도이고, 도 10은 본 발명의 다른 실시예에 따른 FFT 입력 데이터를 구성하는 예시도이다.
이때, 도 3의 구성과 동일한 구성 요소는 동일한 도면 부호를 사용하고, 도 3과 동일한 동작은 그 설명을 생략한다.
도 7을 참조하면, OFDM 수신기(100')는 심볼간섭 프리구간 추정부(101), 가중 연산부(105), FFT 샘플링 데이터 제어부(107), FFT 연산부(109), 등화부(111) 및 추정부(113)를 포함한다.
도 8을 참조하면, 심볼간섭 프리구간 추정부(101)는 수신 데이터의 OFDM 심볼에서 심볼간섭 프리구간을 추정한다(S201). S201 단계는 도 4의 S101 단계와 동일하다.
추정부(113)는 심볼간섭 프리구간의 SNR 및 유효 심볼 구간의 SNR을 추정한다(S203).
가중 연산부(105)는 추정부(113)가 추정한 SNR을 이용하여 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 유효 심볼 구간의 샘플 데이터 간에 가중 연산을 수행한다(S205). S205 단계는 도 4의 S105 단계와 동일하다.
FFT 샘플링 데이터 제어부(107)는 도 9와 같이, 가중 연산된 샘플 데이터(P5)를 유효 심볼 구간의 뒷부분에 위치시켜 FFT 입력 데이터를 구성한다(S207). S207 단계는 도 4의 S107 단계와 동일하다. 다만, 가중 연산시 사용되는 가중치 계산은 추정부(113)에 의해 이루어지며, 후술한다.
FFT 연산부(109)는 가중 연산된 샘플 데이터(P5)를 정렬한 FFT 입력 데이터에 대한 FFT 연산을 수행한다(S209). S209 단계는 도 4의 S109 단계와 동일하다.
등화부(111)는 FFT 연산 결과에 대한 채널 등화를 수행한다(S211). S211 단계는 도 4의 S111 단계와 동일하다.
여기서, 하나의 실시예에 따르면, 추정부(113)는 시간 도메인에서 SNR을 추정한다. 시간에 따른 잡음은 크게 변하지 않기 때문에 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 이에 상응하는 유효 심볼 구간의 샘플 데이터의 잡음이 유사하다고 가정할 수 있다. 그러므로, 시간 도메인 데이터의 전력이 SNR과 대응될 수 있다.
따라서, 추정부(113)는
Figure 112016020942682-pat00022
와
Figure 112016020942682-pat00023
을 다음과 같이 간접적으로 추정할 수 있다.
Figure 112016020942682-pat00024
Figure 112016020942682-pat00025
이때, 하드웨어(HW) 간소화를 위해 전력이 아닌 크기 성분을 이용할 수도 있다. 여기서, 크기 성분은 절대값에 대한 합을 의미한다. 전력을 이용시 신호 제곱 성분의 합을 수행하나, 크기 성분을 이용시 제곱 연산을 수행하지 않기 때문에 전력 이용 대비 작은 하드웨어 비트 사용이 가능하고 제곱 연산을 위한 과정이 필요치 않게 된다.
또한, 하드웨어 비트 정밀도 감소를 위해 심볼간섭 프리구간의 샘플수(-)로 평균을 취하거나 또는 임의의 스케일 감소를 수행할 수 있다.
다음, 다른 실시예에 따르면, 추정부(113)는 주파수 도메인에서 SNR을 추정한다. 다중 채널 환경이거나 또는 잡음이 서로 다른 환경에서는 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 유효 심볼 구간의 샘플 데이터의 주파수 상의 반송파 대 잡음비(Carrier to Noise Ratio, 이하, 'CNR'이라 통칭함)이 일정하지 않게 된다. 따라서, SNR을 주파수 상에서 간접적으로 추정하는 방법을 적용하면, 도 10과 같다.
도 10을 참조하면, 추정부(113)는 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 유효 심볼 구간의 샘플 데이터 각각에 대하여 보호 구간(GI) 길이에 해당하는 FFT를 수행한다(S301, S303).
다음, 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터에 대한 FFT 결과의 파워 스펙트럼(Power spectrum)1과, 유효 심볼 구간의 샘플 데이터에 대한 FFT 결과의 파워 스펙트럼2를 구한다(S305, S307).
다음, 추정부(113)는 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터에 대한 FFT 결과와, 유효 심볼 구간의 샘플 데이터에 대한 FFT 결과 각각의 파워 스펙트럼이 모두 기 정해진 임계치 이상인 부반송파에 대한 각각의 파워 스펙트럼을 누적 연산(덧셈)하거나 또는 평균 연산을 수행한다(S309). 그리고 누적 연산 또는 평균 연산된 파워 스펙트럼의 값을 각각
Figure 112016020942682-pat00026
와
Figure 112016020942682-pat00027
로 추정한다(S311).
즉, 추정부(113)는 파워 스펙트럼 1 및 2가 모두 기 정해진 임계치 이상인 부반송파 별로 각각 파워 스펙트럼 1을 누적 연산 또는 평균연산한 값을
Figure 112016020942682-pat00028
로 추정하고, 파워 스펙트럼 2를 누적 연산 또는 평균연산한 값을
Figure 112016020942682-pat00029
로 추정한다.
여기서, 파워 스펙트럼이 기 정해진 임계치 이하인 부반송파는 CNR이 낮은 부반송파로서, 신뢰도(reliability)가 낮기 때문에 CNR이 높은 부반송파만 이용한다.
가중 연산부(105)는 전술한 바와 같이 추정부(113)가 추정한
Figure 112016020942682-pat00030
와
Figure 112016020942682-pat00031
을 이용하여 수학식 4 또는 수학식 5와 같이 가중 연산을 수행한다.
이상에서 설명한 본 발명의 실시예는 장치 및 방법을 통해서만 구현이 되는 것은 아니며, 본 발명의 실시예의 구성에 대응하는 기능을 실현하는 프로그램 또는 그 프로그램이 기록된 기록 매체를 통해 구현될 수도 있다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

Claims (10)

  1. 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplex, OFDM) 수신기가 보호 구간(Guard Interval, GI)에서 심볼간 간섭(Inter-symbol interference, ISI)이 없는 심볼간섭 프리구간을 이용하여 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법으로서,
    심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio, SNR) 및 유효 심볼 구간의 신호대잡음비(SNR)를 각각 측정하거나 또는 시간 도메인에서 수신 데이터의 전력을 통해 각각 추정하는 단계,
    상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비(SNR)와, 상기 심볼간섭 프리구간에 대응되는 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 이용하여 상기 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 상기 유효 심볼 구간의 샘플 데이터 간에 가중 연산을 수행하는 단계, 그리고
    가중 연산된 샘플 데이터를 상기 유효 심볼 구간에 포함시켜 구성한 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) 입력 데이터에 대한 고속 푸리에 변환을 수행하는 단계
    를 포함하는 방법.
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 제1항에서,
    상기 각각 추정하는 단계는,
    상기 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 상기 유효 심볼 구간의 샘플 데이터 각각에 대하여 보호 구간 길이에 해당하는 고속 푸리에 변환 연산을 수행하는 단계,
    상기 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터에 대한 고속 푸리에 변환 결과의 제1 파워 스펙트럼 및 상기 유효 심볼 구간의 샘플 데이터에 대한 고속 푸리에 변환 결과의 제2 파워 스펙트럼을 각각 측정하는 단계, 그리고
    상기 제1 파워 스펙트럼 및 상기 제2 파워 스펙트럼이 모두 기 정해진 임계치 이상인 하나 이상의 부반송파 별로 상기 제1 파워 스펙트럼을 누적 연산 또는 평균 연산한 값을 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비로 추정하고, 상기 제2 파워 스펙트럼을 누적 연산 또는 평균 연산한 값을 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비로 추정하는 단계
    를 포함하는 방법.
  5. 제1항에서,
    상기 가중 연산을 수행하는 단계는,
    상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비와 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 이용한 하드웨어 비트 정밀도의 범위 설정값을 적용한 가중 연산을 수행하는 방법.
  6. 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplex, OFDM) 심볼의 보호 구간(Guard Interval, GI)에서 심볼간 간섭(Inter-symbol interference, ISI)이 없는 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio, SNR)와, 상기 심볼간섭 프리구간에 대응되는 유효 심볼 구간의 신호대잡음비(SNR)를 이용하여 상기 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 상기 유효 심볼 구간의 샘플 데이터 간에 가중 연산을 수행하는 가중 연산부,
    가중 연산된 샘플 데이터를 상기 유효 심볼 구간에 포함시켜 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) 입력 데이터를 생성하는 고속 푸리에 변환 샘플링 데이터 제어부, 그리고
    상기 고속 푸리에 변환 입력 데이터에 대한 고속 푸리에 변환 연산을 수행하는 고속 푸리에 변환 연산부를 포함하고,
    상기 가중 연산부는,
    측정된 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비(SNR) 및 유효 심볼 구간의 신호대잡음비(SNR) 또는 시간 도메인에서 수신 데이터의 전력을 통해 각각 추정된 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비(SNR) 및 유효 심볼 구간의 신호대잡음비(SNR)를 이용하여 상기 가중 연산을 수행하는, 직교 주파수 분할 다중 수신기.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 가중 연산부는,
    상기 심볼간섭 프리구간을 모델링한 신호에 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비를 가중치 계수로 적용한 제1 연산 값과, 상기 유효 심볼 구간을 모델링한 신호에 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 가중치 계수로 적용한 제2 연산 값 및 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비와 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 합산한 값을 이용한 가중 연산을 수행하는 직교 주파수 분할 다중 수신기.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 가중 연산부는,
    상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비와 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 이용하여 하드웨어 비트 정밀도의 범위 설정값을 산출하고, 상기 범위 설정값을 상기 심볼간섭 프리구간을 모델링한 신호 및 상기 유효 심볼 구간을 모델링한 신호에 각각 가중치 계수로 적용하여 가중 연산을 수행하는 직교 주파수 분할 다중 수신기.
  9. 제6항에서,
    상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비와, 상기 심볼간섭 프리구간에 대응되는 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 측정하는 측정부 또는
    상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비와, 상기 심볼간섭 프리구간에 대응되는 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 시간 도메인 또는 주파수 도메인에서 추정하는 추정부
    를 더 포함하는 직교 주파수 분할 다중 수신기.
  10. 제9항에서,
    상기 추정부는,
    상기 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터에 대한 고속 푸리에 변환 결과의 제1 파워 스펙트럼 및 상기 유효 심볼 구간의 샘플 데이터에 대한 고속 푸리에 변환 결과의 제2 파워 스펙트럼이 모두 기 정해진 임계치 이상인 하나 이상의 부반송파 별로 상기 제1 파워 스펙트럼을 누적 연산 또는 평균 연산한 값을 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비로 추정하고, 상기 제2 파워 스펙트럼을 누적 연산 또는 평균 연산한 값을 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비로 추정하는 직교 주파수 분할 다중 수신기.

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