KR100992327B1 - Ｏｆｄｍ 시스템에서의 주파수 동기 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 OFDM 시스템에서의 주파수 동기 장치에 관한 것으로, 수신신호의 파일롯 심볼을 이용하여 채널 왜곡을 추정하여, 주파수영역의 채널 주파수 응답, 시간영역의 채널 임펄스 응답값을 구하고, 상기 채널 임펄스 응답값으로부터 반사에 의하지 않는 직접 신호 경호에 해당되는 메인 패스 및 반사에 의한 반사 신호 경로에 해당되는 에코 패스의 각 지연시간과, 상기 메인 패스 및 에코 패스 각각의 전력을 구하는 채널 추정부; 상기 채널 추정부로부터의 지연시간을 이용하여, 상기 메인 패스와 에코 패스간 보호구간간의 중첩여부 및 복수구간간의 중첩여부에 따라 복수의 구간으로 구분되고, 상기 구분된 제1 보호구간과 제1 복사구간간의 제1 상관값을, 상기 구분된 제1 및 제2 중첩구간간의 제2 상관값을, 상기 구분된 제2 보호구간과 제2 복사구간간의 제3 상관값을 구하는 상관부; 상기 채널 추정부로부터의 전력과, 상기 채널 임펄스 응답값으로부터 구해지는 노이즈 전력을 이용하여 상기 제1, 제2 및 제3 상관값 각각에 일대일로 대응되는 제1, 제2 및 제3 가중치를 구하는 가중치 계산부; 및 상기 상관부로부터의 제1,제2 및 제3 상관값과, 상기 가중치 계산부로부터의 제1,제2 및 제3 가중치를 적용하여 주파수 옵셋을 추정하는 주파수 옵셋 추정부를 포함한다.
Figure R1020090013542
OFDM, 주파수 동기, 파일럿, 채널 임펄스 응답값(CIR), 채널 주파수 응답값(CFR)

Description

ＯＦＤＭ 시스템에서의 주파수 동기 장치{FREQUENCY SYNCHRONIZATION APPARATUS IN OFDM SYSTEM}
본 발명은 디지털 텔레비전 수신장치에 적용될 수 있는 주파수 옵셋 추정 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 다중 경로의 상관구간별로 가중치를 부여함으로써, 다중 경로 환경 등과 같이 보호 구간에 ISI(Inter Symbol Interference) 성분이 포함되어 주파수 옵셋 추정 성능이 크게 열화되는 상황에서도, 보다 정확한 주파수 옵셋 추정을 수행할 수 있는 OFDM 시스템에서의 주파수 동기 장치에 관한 것이다.
일반적으로, OFDM 시스템은 싱글 캐리어(single carrier) 시스템에 비해 무선 채널상의 도플러 시프터(doppler shift)나 송/수신기 오실레이터의 부정합에 의해 발생하는 주파수 옵셋에 민감하다는 단점을 갖고 있다.
이러한 주파수 옵셋은 수신신호에 대하여 부반송파의 직교성을 파괴하고 이로 인해 ICI(Inter Carrier Interference)현상을 유발하고, 신호의 위상회전 뿐만 아니라 진폭에도 영향을 미친다. 또한 진폭의 왜곡은 잡음이 없는 환경에서도 잡음 처럼 신호가 흩어지는 효과를 가져오기 때문에 신호의 왜곡을 가중시킨다.
그러므로, OFDM 시스템에서 주파수 동기를 정확히 수행해야 안정적인 시스템 성능을 유지할 수 있으며, 이러한 주파수 동기를 정확하게 수행하기 위해서는 주파수 옵셋 추정을 보다 정확하게 수행하여야 한다.
도 1은 종래 주파수 옵셋 추정 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 1을 참조하면, 종래 주파수 옵셋 추정 방법은, 시간 영역의 OFDM 심볼(10)내에서 보호구간(Guard Interval)(11)과 유효 심벌 구간(12)의 후반부(13)가 동일하다는 것을 이용하여, 두 구간내의 위상 변화량을 통해 주파수 옵셋을 추정한다.
이와 같은 종래 주파수 옵셋 추정 방법에 의해 추정된 주파수 옵셋은 하기 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112009010104177-pat00001
상기 수학식 1에서, N은 FFT(Fast Fourier Transform)의 크기,
Figure 112009010104177-pat00002
는 보호구간의 크기, *는 공액복소수, k는 누적 심볼의 개수,
Figure 112009010104177-pat00003
은 추정된 주파수 옵셋을 나타낸다.
도 2는 에코 패스를 간단하게 모델링한 딜레이 프로파일(delay profile)도이다.
도 2는 종래 주파수 옵셋 추정 방법에 의한 RMSE(root mean squared error, 평균제곱근 오차) 성능을 보이는 그래프이다.
도 2를 참조하면, 고려된 채널환경에서 에코가 존재하지 않는 경우에 대한 RMSE 성능은 G1 그래프(Power=1:0) 및 G2 그래프(Power=0.5:0)에 보이고 있고, 에코가 존재하는 경우에 대한 RMSE 성능은 G3 그래프(Power=0.5:0.5)에 보이고 있다.
그런데, 종래의 주파수 옵셋 추정 방법에 의하면, 에코가 존재하는 경우에는 에코가 존재하지 않는 경우에 비해 성능 열화가 크게 발생한다는 문제점을 갖고 있다.
본 발명은 상기한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위해서 제안된 것으로써, 그 목적은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 다중 경로의 상관구간별로 가중치를 부여함으로써, 다중 경로 환경 등과 같이 보호 구간에 ISI(Inter Symbol Interference) 성분이 포함되어 주파수 옵셋 추정 성능이 크게 열화되는 상황에서도, 보다 정확한 주파수 옵셋 추정을 수행할 수 있는 OFDM 시스템에서의 주파수 동기 장치를 제공하는데 있다.
상기한 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 하나의 기술적인 측면은, 수신신호의 파일롯 심볼을 이용하여 채널 왜곡을 추정하여, 주파수영역의 채널 주파수 응답, 시간영역의 채널 임펄스 응답값을 구하고, 상기 채널 임펄스 응답값으로부터 반사에 의하지 않는 직접 신호 경호에 해당되는 메인 패스 및 반사에 의한 반사 신호 경로에 해당되는 에코 패스의 각 지연시간과, 상기 메인 패스 및 에코 패스 각각의 전력을 구하는 채널 추정부; 상기 채널 추정부로부터의 지연시간을 이용하여, 상기 메인 패스와 에코 패스간 보호구간의 중첩여부에 따라 제1 보호구간, 제1 중첩구간 및 제2 보호구간으로 구분하고, 또한 상기 메인 패스와 에코 패스간 복사구간의 중첩여부에 따라 제1 복사구간, 제2 중첩구간 및 제2 복사구간으로 구분하며, 상기 제1 보호구간과 제1 복사구간간의 제1 상관값을, 상기 제1 및 제2 중첩구간간의 제2 상관값을, 상기 제2 보호구간과 제2 복사구간간의 제3 상관값을 구하는 상관부; 상기 채널 추정부로부터의 전력과, 상기 채널 임펄스 응답값으로부터 구해지는 노이즈 전력을 이용하여 상기 제1, 제2 및 제3 상관값 각각에 일대일로 대응되는 제1,제2 및 제3 가중치를 구하는 가중치 계산부; 및 상기 상관부로부터의 제1,제2 및 제3 상관값과, 상기 가중치 계산부로부터의 제1,제2 및 제3 가중치를 적용하여 주파수 옵셋을 추정하는 주파수 옵셋 추정부를 포함하는 OFDM 시스템에서의 주파수 동기 장치를 제안한다.
상기 상관부는, 상기 메인 패스 및 에코 패스간의 지연시간과 기설정된 보호구간의 크기를 이용하여, 상기 메인 패스와 에코 패스간 보호구간의 중첩여부에 따라 선두 미중첩구간인 제1 보호구간, 중간 중첩구간인 제1 중첩구간 및 후미 미중첩구간인 제2 보호구간으로 구분하고, 또한 상기 메인 패스와 에코 패스간 복사구간의 중첩여부에 따라 선두 미중첩구간인 제1 복사구간, 중간 중첩구간인 제2 중첩구간 및 후미 미중첩구간인 제2 복사구간으로 구분하며, 상기 제1 보호구간과 제1 복사구간간의 제1 상관값을, 상기 제1 및 제2 중첩구간간의 제2 상관값을, 상기 제2 보호구간과 제2 복사구간간의 제3 상관값을 구하는 것을 특징으로 한다.
상기 가중치 계산부는, 상기 메인 패스의 전력, 상기 에코 패스의 전력과, 상기 노이즈 전력을 이용하여 상기 제1,제2 및 제3 가중치를 다음 수학식
Figure 112009010104177-pat00004
를 통해 구하는 것을 특징으로 한다.
상기 주파수 옵셋 추정부는, 상기 제1 상관값에 상기 제1 가중치를 곱하는 제1 곱셈기와, 상기 제2 상관값에 상기 제2 가중치를 곱하는 제2 곱셈기와, 상기 제3 상관값에 상기 제3 가중치를 곱하는 제3 곱셈기와, 상기 제1 내지 제3 곱셈기로부터의 값들을 누적하는 누적기를 포함하는 제1 연산부; 및 상기 제1 연산부로부터의 누적 상관값에 아크 탄젠트를 취한 후,
Figure 112009010104177-pat00005
를 곱하여 상기 주파수 옵셋을 추정하는 제2 연산부로 이루어진 것을 특징으로 한다.
이와같은 본 발명에 의하면, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 다중 경로의 상관구간별로 가중치를 부여함으로써, 다중 경로 환경 등과 같이 보호 구간에 ISI(Inter Symbol Interference) 성분이 포함되어 주파수 옵셋 추정 성능이 크게 열화되는 상황에서도, 보다 정확한 주파수 옵셋 추정을 수행할 수 있는 효과가 있다.
즉, 다중경로 환경 뿐만아니라 0dB 에코(Echo)가 존재하는 열악한 채널 환경에서 기존의 주파수 옵셋 추정 알고리즘이 갖는 성능 열화를 개선하였고, 역행렬 연산을 제거하고 공분산 행렬의 수렴 시간을 제거하여, 채널 임펄스 응답(CIR)만으로 간단히 가중치를 부여하여, 보다 정확한 주파수 옵셋 추정을 가능하게 하였다.
이하, 본 발명의 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다.
본 발명은 설명되는 실시예에 한정되지 않으며, 본 발명의 실시예는 본 발명의 기술적 사상에 대한 이해를 돕기 위해서 사용된다. 본 발명에 참조된 도면에서 실질적으로 동일한 구성과 기능을 가진 구성요소들은 동일한 부호를 사용할 것이다.
도 3은 본 발명에 따른 주파수 옵셋 추정 장치의 블록도이다.
도 3을 참조하면, 본 발명에 따른 주파수 옵셋 추정 장치는, 수신신호의 파일롯 심볼을 이용하여 채널 왜곡을 추정하여, 주파수영역의 채널 주파수 응답(CFR), 시간영역의 채널 임펄스 응답값(CIR)을 구하고, 상기 채널 임펄스 응답값(CIR)으로부터 반사에 의하지 않는 직접 신호 경호에 해당되는 메인 패스 및 반사에 의한 반사 신호 경로에 해당되는 에코 패스의 각 지연시간(τ0,τ1)과, 상기 메인 패스 및 에코 패스 각각의 전력(P1,P2)을 구하는 채널 추정부(100)와, 상기 채널 추정부(100)로부터의 지연시간을 이용하여, 상기 메인 패스와 에코 패스간 보호구간의 중첩여부에 따라 제1 보호구간(A11), 제1 중첩구간(A12) 및 제2 보호구간(A13)으로 구분하고, 또한 상기 메인 패스와 에코 패스간 복사구간의 중첩여부에 따라 제1 복사구간(A21), 제2 중첩구간(A22) 및 제2 복사구간(A23)으로 구분하며, 상기 제1 보호구간(A11)과 제1 복사구간(A21)간의 제1 상관값(R1)을, 상기 제1 및 제2 중첩구간(A12,A22)간의 제2 상관값(R2)을, 상기 제2 보호구간(A13)과 제2 복사구간(A23)간의 제3 상관값(R3)을 구하는 상관부(200)와, 상기 채널 추정부(100)로부터의 전력(P1,P2)과, 상기 채널 임펄스 응답값(CIR)으로부터 구해지는 노이즈 전력(
Figure 112010061742331-pat00006
)을 이용하여 제1,제2 및 제3 가중치(W1,W2,W3)를 구하는 가중치 계산부(300)와, 상기 상관부(200)로부터의 제1,제2 및 제3 상관값(R1,R2,R3)과, 상기 가중치 계산부(300)로부터의 제1,제2 및 제3 가중치(W1,W2,W3)를 적용하여 주파수 옵셋(
Figure 112010061742331-pat00007
)을 추정하는 주파수 옵셋 추정부(400)를 포함한다.
도 4는 본 발명에 따라 에코 패스를 모델링한 딜레이 프로파일도로서, 도 4에서, 제1 패스(메인 패스)와 제2 패스(에코 패스)간의 지연(delay)을 보이고 있다. 만약, 상기 제1 패스의 시간을 τ0라고 하고, 상기 제2 패스의 시간을 τ1 라고 하면, 상기 제1 패스의 시간(τ0)과 상기 제2 패스의 시간(τ1)과의 차이(Δτ=τ0 - τ1)는 상기 두 채널간의 지연시간에 해당된다.
예를 들어, 상기 보호구간의 길이를 "
Figure 112009010104177-pat00008
"라고 하면, 상기 제2 패스의 시간(τ1)은 0.9 *
Figure 112009010104177-pat00009
라고 할 수 있다.
도 5는 본 발명에 따른 상관부의 개념도이다.
도 5를 참조하면, 상기 상관부(200)는, 상기 메인 패스 및 에코 패스간의 지연시간(τ=τ1-τ0)과 기설정된 보호구간의 크기(
Figure 112010061742331-pat00010
)를 이용하여, 상기 메인 패스와 에코 패스간 보호구간의 중첩여부에 따라 선두 미중첩구간인 제1 보호구간(A11), 중간 중첩구간인 제1 중첩구간(A12) 및 후미 미중첩구간인 제2 보호구간(A13)으로 구분하고, 또한 상기 메인 패스와 에코 패스간 복사구간의 중첩여부에 따라 선두 미중첩구간인 제1 복사구간(A21), 중간 중첩구간인 제2 중첩구간(A22) 및 후미 미중첩구간인 제2 복사구간(A23)으로 구분하며, 상기 제1 보호구간(A11)과 제1 복사구간(A21)간의 제1 상관값(R1)을, 상기 제1 및 제2 중첩구간(A12,A22)간의 제2 상관값(R2)을, 상기 제2 보호구간(A13)과 제2 복사구간(A23)간의 제3 상관값(R3)을 구할 수 있다.
상기 가중치 계산부(300)는, 상기 메인 패스의 전력(P1), 상기 에코 패스의 전력(P2)과, 상기 노이즈 전력(
Figure 112009010104177-pat00011
)을 이용하여 상기 제1,제2 및 제3 가중치(W1,W2,W3)를 다음 수학식
Figure 112009010104177-pat00012
를 통해 구할 수 있다.
상기 주파수 옵셋 추정부(400)는, 제1 연산부(410)와 제2 연산부(420)로 이루어질 수 있고, 상기 제1 연산부(410)는, 상기 제1 상관값(R1)에 상기 제1 가중치(W1)를 곱하는 제1 곱셈기(411)와, 상기 제2 상관값(R2)에 상기 제2 가중치(W2)를 곱하는 제2 곱셈기(412)와, 상기 제3 상관값(R3)에 상기 제3 가중치(W3)를 곱하는 제3 곱셈기(413)와, 상기 제1 내지 제3 곱셈기(411,412,413)로부터의 값들을 누 적하는 누적기(414)를 포함한다.
상기 제2 연산부(420)는, 상기 제1 연산부(410)로부터의 누적 상관값에 아크 탄젠트를 취한 후,
Figure 112009010104177-pat00013
를 곱하여 상기 주파수 옵셋(
Figure 112009010104177-pat00014
)을 추정한다.
도 6은 본 발명에 의한 고정 2개 채널에서의 SNR별 RMSE 성능 그래프이고, 도 7은 본 발명에 의한 고정 6개 채널에서의 SNR별 RMSE 성능 그래프이다.
도 6의 그래프를 참조하면, 고정 2개 채널에 대해서, 본 발명이 종래기술보다 평균제곱근 오차(RMSE)가 낮음을 알 수 있다. 또한, 도 7의 그래프를 참조하면, 고정 6개 채널에 대해서, 본 발명이 종래기술보다 평균제곱근 오차(RMSE)가 낮음을 알 수 있다.
이하, 본 발명의 작용 및 효과를 첨부한 도면에 의거하여 상세히 설명한다.
도 3 내지 도 7을 참조하여 본 발명에 따른 주파수 옵셋 추정 장치에 대해 설명하면, 먼저 도 3에서, 본 발명에 따른 주파수 옵셋 추정 장치는, 채널 추정부(100)와, 상관부(200)와, 가중치 계산부(300) 및 주파수 옵셋 추정부(400)를 포함할 수 있다.
도 4는 본 발명에 따라 에코 패스를 모델링한 딜레이 프로파일도로서, 도 4 에서, 제1 패스(메인 패스)와 제2 패스(에코 패스)간의 지연(delay)을 보이고 있다. 만약, 상기 제1 패스의 시간을 τ0라고 하고, 상기 제2 패스의 시간을 τ1 라고 하면, 상기 제1 패스의 시간(τ0)과 상기 제2 패스의 시간(τ1)과의 차이(Δτ=τ0 - τ1)는 상기 두 채널간의 지연시간에 해당된다.
예를 들어, 상기 보호구간의 길이를 "
Figure 112009010104177-pat00015
"라고 하면, 상기 제2 패스의 시간(τ1)은 0.9 *
Figure 112009010104177-pat00016
라고 할 수 있다.
도 3 및 도 4를 참조하면, 상기 채널 추정부(100)는, 수신신호의 파일롯 심볼을 이용하여 채널 왜곡을 추정하여, 주파수영역의 채널 주파수 응답(CFR), 시간영역의 채널 임펄스 응답값(CIR)을 구하고, 상기 채널 임펄스 응답값(CIR)으로부터 메인 패스 및 에코 패스의 각 지연시간(τ0,τ1)과, 상기 메인 패스 및 에코 패스 각각의 전력(P1,P2)을 구한다.
상기 상관부(200)는, 상기 채널 추정부(100)로부터의 지연시간을 이용하여, 상기 메인 패스와 에코 패스간 보호구간의 중첩여부에 따라 제1 보호구간(A11), 제1 중첩구간(A12) 및 제2 보호구간(A13)으로 구분하고, 또한 상기 메인 패스와 에코 패스간 복사구간의 중첩여부에 따라 제1 복사구간(A21), 제2 중첩구간(A22) 및 제2 복사구간(A23)으로 구분하며, 상기 제1 보호구간(A11)과 제1 복사구간(A21)간의 제1 상관값(R1)을, 상기 제1 및 제2 중첩구간(A12,A22)간의 제2 상관값(R2)을, 상기 제2 보호구간(A13)과 제2 복사구간(A23)간의 제3 상관값(R3)을 구한다.
도 3 및 도 5를 참조하여 상기 상관부(200)에 대해 설명한다.
도 5에서, 상기 상관부(200)는, 상기 메인 패스 및 에코 패스간의 지연시간(τ=τ1-τ0)과 기설정된 보호구간의 크기(
Figure 112010061742331-pat00017
)를 이용하여, 상기 메인 패스와 에코 패스간 보호구간의 중첩여부에 따라 선두 미중첩구간인 제1 보호구간(A11), 중간 중첩구간인 제1 중첩구간(A12) 및 후미 미중첩구간인 제2 보호구간(A13)으로 구분하고, 또한, 상기 메인 패스와 에코 패스간 복사구간의 중첩여부에 따라 선두 미중첩구간인 제1 복사구간(A21), 중간 중첩구간인 제2 중첩구간(A22) 및 후미 미중첩구간인 제2 복사구간(A23)으로 구분한다.
예를 들어, 도 3 및 도 4를 참조하면, 상기 제1 보호구간(A11)은 "0~τ"에 해당되고, 상기 제1 중첩구간(A12)은 "τ~
Figure 112009010104177-pat00018
"에 해당되고, 상기 제2 보호구간(A13)은 "
Figure 112009010104177-pat00019
~
Figure 112009010104177-pat00020
+τ"에 해당된다. 또한, 상기 제1 복사구간(A21)은 "N~N+τ"에 해당되고, 상기 제2 중첩구간(A22)은 "N+τ~N+
Figure 112009010104177-pat00021
"에 해당되고, 상기 제2 복사구간(A23)은 "N+
Figure 112009010104177-pat00022
~N+
Figure 112009010104177-pat00023
+τ"에 해당된다.
다음, 상기 상관부(200)는, 하기 수학식 2에 보인 바와같이, 상기 제1 보호 구간(A11)과 제1 복사구간(A21)간의 제1 상관값(R1)을 구하고, 상기 제1 및 제2 중첩구간(A12,A22)간의 제2 상관값(R2)을 구하며, 상기 제2 보호구간(A13)과 제2 복사구간(A23)간의 제3 상관값(R3)을 구할 수 있다.
Figure 112009010104177-pat00024
상기 수학식 2에서, n은 샘플수이고, τ는 상기 메인 패스 및 에코 패스간의 지연시간으로, 상기 제1 보호구간(A11)에 해당되는 시간이고,
Figure 112009010104177-pat00025
는 보호구간의 크기이며, N은 FFT 사이즈이다.
또한, 도 2 및 도 3을 참조하면, 상기 가중치 계산부(300)는, 상기 채널 추정부(100)로부터의 전력(P1,P2)과, 상기 채널 임펄스 응답값(CIR)으로부터 구해지는 노이즈 전력(
Figure 112009010104177-pat00026
)을 이용하여 제1,제2 및 제3 가중치(W1,W2,W3)를 구한다.
구체적으로, 상기 가중치 계산부(300)는, 상기 메인 패스의 전력(P1), 상기 에코 패스의 전력(P2)과, 상기 노이즈 전력(
Figure 112009010104177-pat00027
)을 이용하여 상기 제1,제2 및 제3 가중치(W1,W2,W3)를 하기 수학식 3과 같이 구할 수 있다.
Figure 112009010104177-pat00028
그리고, 상기 주파수 옵셋 추정부(400)는, 상기 상관부(200)로부터의 제1,제2 및 제3 상관값(R1,R2,R3)과, 상기 가중치 계산부(300)로부터의 제1,제2 및 제3 가중치(W1,W2,W3)를 적용하여 주파수 옵셋(
Figure 112009010104177-pat00029
)을 추정한다.
보다 자세히 설명하면, 도 3에서, 상기 주파수 옵셋 추정부(400)는, 제1 연산부(410)와 제2 연산부(420)로 이루어질 수 있다.
먼저, 상기 제1 연산부(410)는, 제1 곱셈기(411)와, 제2 곱셈기(412)와, 제3 곱셈기(413) 및 누적기(414)를 포함할 수 있다.
이때, 상기 제1 곱셈기(411)는, 상기 제1 상관값(R1)에 상기 제1 가중치(W1)를 곱한다. 상기 제2 곱셈기(412)는 상기 제2 상관값(R2)에 상기 제2 가중치(W2)를 곱한다. 상기 제3 곱셈기(413)는 상기 제3 상관값(R3)에 상기 제3 가중치(W3)를 곱한다. 그리고, 상기 누적기(414)는 상기 제1 내지 제3 곱셈기(411,412,413)로부터의 값들을 누적한다. 이와같이 구한 누적값은 하기 수학식 4와 같다.
Figure 112009010104177-pat00030
다음, 상기 제2 연산부(420)는, 상기 제1 연산부(410)로부터의 누적 상관값에 아크 탄젠트를 취한 후,
Figure 112009010104177-pat00031
을 곱하여 하기 수학식 5와 같이 상기 주파수 옵셋(
Figure 112009010104177-pat00032
)을 추정한다.
Figure 112009010104177-pat00033
도 6은 0dB 에코가 존재하는 채널환경에서 본 발명의 RMSE 성능으로, 도 6에서 고려한 고정 2-패스 채널(Fixed 2-path channel)은, 도 4에서와 같이 메인 패스와 에코 패스가 존재하고 각 채널의 전력이 시간에 따라 변하지 않는 채널이다. 도 6은 신호대잡음비(SNR)에 따른 각 알고리즘별 RMSE 성능을 나타낸 그래프이다.
도 6의 그래프(G11,G21)에서 알 수 있듯이 본 발명의 주파수 옵셋 추정은 에코가 존재하는 환경에서 기존 방식보다 RMSE=10-2를 기준으로 약 6dB 정도의 전력 이득이 있고, 신호대잡음비(SNR)가 상승하는 경우에도 오류확률이 일정레벨을 유지하는 에러플로어(error floor) 현상이이 발생하지 않음을 알 수 있다.
도 7은 일반적인 다중경로 환경에서 본 발명의 RMSE 성능으로, 도 7에서 고려한 고정 6-패스 채널(Fixed 6-path channel)은, 6개의 패스가 존재하고 각 패스의 전력이 시간에 따라 변하지 않는 채널로서 여기에 고려한 지연 프로파일(delay profile)은 "COST 207 Typical Urban"을 적용하였다. 도 7의 그래프(G12,G22)에서 알 수 있듯이, 본 발명의 주파수 옵셋 추정은 일반적인 다중경로 환경에서도 기존의 알고리즘보다 우수한 성능을 나타내고, 에러플로어(error floor) 현상이 발생하지 않음을 알 수 있다.
즉, 도 6 및 도 7의 결과를 종합해 볼 때, 본 발명의 주파수 옵셋 추정은 다중경로 환경 뿐만아니라 0dB 에코가 존재하는 열악한 채널 환경에서도 기존의 주파수 옵셋 추정보다 우수한 성능을 발휘할 수 있다는 것을 알 수 있다.
도 1은 종래 주파수 옵셋 추정 방법을 설명하기 위한 도면.
도 2는 종래 주파수 옵셋 추정 방법에 의한 RMSE 성능 그래프.
도 3은 본 발명에 따른 주파수 옵셋 추정 장치의 블록도.
도 4는 본 발명에 따라 에코 패스를 모델링한 딜레이 프로파일도.
도 5는 본 발명에 따른 상관부의 개념도.
도 6은 본 발명에 의한 고정 2개 채널에서의 SNR별 RMSE 성능 그래프.
도 7은 본 발명에 의한 고정 6개 채널에서의 SNR별 RMSE 성능 그래프.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 *
100 : 채널 추정부 200 : 상관부
300 : 가중치 계산부 400 : 주파수 옵셋 추정부
410 : 제1 연산부 411: 제1 곱셈기
412: 제2 곱셈기 413 : 누적기
420 : 제2 연산부 CFR : 주파수영역의 채널 주파수 응답
CIR : 시간영역의 채널 임펄스 응답값 R1,R2,R3 : 제1,제2 및 제3 상관값
W1,W2,W3 : 제1,제2 및 제3 가중치
Figure 112009010104177-pat00036
: 주파수 옵셋

Claims (4)

  1. 수신신호의 파일롯 심볼을 이용하여 채널 왜곡을 추정하여, 주파수영역의 채널 주파수 응답, 시간영역의 채널 임펄스 응답값을 구하고, 상기 채널 임펄스 응답값으로부터 반사에 의하지 않는 직접 신호 경호에 해당되는 메인 패스 및 반사에 의한 반사 신호 경로에 해당되는 에코 패스의 각 지연시간과, 상기 메인 패스 및 에코 패스 각각의 전력을 구하는 채널 추정부;
    상기 채널 추정부로부터의 지연시간을 이용하여, 상기 메인 패스와 에코 패스간 보호구간의 중첩여부에 따라 제1 보호구간, 제1 중첩구간 및 제2 보호구간으로 구분하고, 또한 상기 메인 패스와 에코 패스간 복사구간의 중첩여부에 따라 제1 복사구간, 제2 중첩구간 및 제2 복사구간으로 구분하며, 상기 제1 보호구간과 제1 복사구간간의 제1 상관값을, 상기 제1 및 제2 중첩구간간의 제2 상관값을, 상기 제2 보호구간과 제2 복사구간간의 제3 상관값을 구하는 상관부;
    상기 채널 추정부로부터의 전력과, 상기 채널 임펄스 응답값으로부터 구해지는 노이즈 전력을 이용하여 상기 제1, 제2 및 제3 상관값 각각에 일대일로 대응되는 제1,제2 및 제3 가중치를 구하는 가중치 계산부; 및
    상기 상관부로부터의 제1,제2 및 제3 상관값과, 상기 가중치 계산부로부터의 제1,제2 및 제3 가중치를 적용하여 주파수 옵셋을 추정하는 주파수 옵셋 추정부
    를 포함하는 OFDM 시스템에서의 주파수 동기 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 상관부는,
    상기 메인 패스 및 에코 패스간의 지연시간과 기설정된 보호구간의 크기를 이용하여, 상기 메인 패스와 에코 패스간 보호구간의 중첩여부에 따라 선두 미중첩구간인 제1 보호구간, 중간 중첩구간인 제1 중첩구간 및 후미 미중첩구간인 제2 보호구간으로 구분하고, 또한 상기 메인 패스와 에코 패스간 복사구간의 중첩여부에 따라 선두 미중첩구간인 제1 복사구간, 중간 중첩구간인 제2 중첩구간 및 후미 미중첩구간인 제2 복사구간으로 구분하며, 상기 제1 보호구간과 제1 복사구간간의 제1 상관값을, 상기 제1 및 제2 중첩구간간의 제2 상관값을, 상기 제2 보호구간과 제2 복사구간간의 제3 상관값을 구하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템에서의 주파수 동기 장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 가중치 계산부는,
    상기 메인 패스의 전력, 상기 에코 패스의 전력과, 상기 노이즈 전력을 이용하여 상기 제1,제2 및 제3 가중치를 다음 수학식
    Figure 112009010104177-pat00034
    를 통해 구하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템에서의 주파수 동기 장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 주파수 옵셋 추정부는,
    상기 제1 상관값에 상기 제1 가중치를 곱하는 제1 곱셈기와, 상기 제2 상관 값에 상기 제2 가중치를 곱하는 제2 곱셈기와, 상기 제3 상관값에 상기 제3 가중치를 곱하는 제3 곱셈기와, 상기 제1 내지 제3 곱셈기로부터의 값들을 누적하는 누적기를 포함하는 제1 연산부; 및
    상기 제1 연산부로부터의 누적 상관값에 아크 탄젠트를 취한 후,
    Figure 112009010104177-pat00035
    를 곱하여 상기 주파수 옵셋을 추정하는 제2 연산부
    로 이루어진 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템에서의 주파수 동기 장치.
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