JP2005204301A

JP2005204301A - Ｏｆｄｍシステムでの初期周波数の同期方法及び装置

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Publication number: JP2005204301A
Application number: JP2004368295A
Authority: JP
Inventors: Kotetsu Kin; 光哲金
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2004-01-16
Filing date: 2004-12-20
Publication date: 2005-07-28
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Abstract

【課題】ＯＦＤＭシステムで初期周波数同期を行う同期装置及び方法を提供する。
【解決手段】同期装置は、復調されたシンボルＸ（ｋ）を受信し、所定のシフト量ｄで循環的にシフトさせ、該シフトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）を出力するバッファと、位相相関帯域幅による積分区間及び積分区間による分割帯域の個数ｋを決定し、分割帯域の個数によりシンボル時間オフセットを生成して調節する制御部と、シンボル時間オフセットにより位相を歪曲させ、周波数帯域によって所定の加重値ベクトルにより加重された基準シンボルＺ（ｋ）を生成する加重されたＰＲＳ生成部と、シフト量ｄをカウントするカウンタと、シフトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）と基準シンボルＺ（ｋ）とを受信してＫ個の分割帯域に対する部分相関値を計算する部分相関部と、部分相関値の和が最大となるシフト量ｄを求めて推定された初期周波数の同期誤差として出力するオフセット推定部とを含む。
【選択図】図３

Description

本発明は直交周波数分割多重化技術に係り、より詳細には直交周波数分割多重化受信機での初期周波数同期装置及び方法に関する。

直交周波数分割多重化（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ）は多重経路及びフェーディングチャンネルに強い特性を有する変調技術であって、スペクトル効率に優れて無線通信の様々な分野で研究されている技術であるが、周波数同期とシンボルタイミング同期とに敏感であるという短所を有している。ＯＦＤＭ技術は、ヨーロッパ型ＤＶＢ（ＤｉｇｉｔａｌＶｉｄｅｏＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ）方式で、２０Ｍｂｐｓ以上の伝送速度を支援する広域無線ＬＡＮであるＩＥＥＥの８０２．１１ａとＢＲＡＮＥＴＳＩのＨＩＰＥＲＬＡＮ／２の物理階層の標準に採択されたが、初期周波数同期方法はヨーロッパ型ＤＶＢに適用されうる技術である。

従来の初期周波数同期方法では、フレーム同期誤差によって狭まった相互相関帯域幅を補充するために、相互相関値を取る時、積分区間を遅延相関帯域幅以内に狭めて複数区間に分け、相互相関値を各区間で計算した後、平均を取る。この方法によりフレーム同期誤差による問題を解決できて初期周波数同期が可能となる。しかし、この方法は±１５サンプル以内にサンプルオフセットを補償しなければならないために実際に具現し難いという問題点がある。

本発明が解決しようとする技術的課題は、少ない計算によって安定した周波数同期を行えるＯＦＤＭ受信機での初期周波数の同期方法及び装置を提供することである。

前記技術的課題は本発明によって、復調されたシンボルＸ（ｋ）を受信し、所定のシフト量ｄで循環的にシフトさせ、該シフトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）を出力するバッファと、位相相関帯域幅による積分区間及び前記積分区間による分割帯域の個数ｋを決定し、前記分割帯域の個数によりシンボル時間オフセットを生成して調節する制御部と、前記シンボル時間オフセットにより位相を歪曲させ、周波数帯域によって所定の加重値ベクトルにより加重された基準シンボルＺ（ｋ）を生成する加重されたＰＲＳ（phase reference symbol）生成部と、前記シフト量ｄをカウントするカウンタと、前記シフトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）と前記基準シンボルＺ（ｋ）とを受信してＫ個の分割帯域に対する部分相関値を計算する部分相関部と、前記部分相関値の和が最大となるシフト量ｄを求めて推定された初期周波数の同期誤差として出力するオフセット推定部と、を含むことを特徴とするＯＦＤＭ受信機の初期周波数の同期装置によって達成される。

前記加重されたＰＲＳ生成部は、位相基準シンボルを生成する基準シンボル生成部と、高周波数帯域には大きな加重値ベクトルを、低周波数帯域には小さな加重値ベクトルを割当てて所定の加重値ベクトルを保存した加重値ベクトルテーブルと、前記加重値ベクトルによって前記基準シンボルを加重する加重された基準シンボル生成部と、前記シンボル時間オフセット量によって前記位相基準シンボルの位相を遷移させて位相が歪曲された基準シンボルを出力する位相遷移発生部と、前記加重された基準シンボルと位相が歪曲された基準シンボルとを乗算して出力する乗算部と、を含むことが望ましい。

一方、本発明の他の特徴によれば、前記技術的課題は、（ａ）復調されたシンボルＸ（ｋ）を受信して所定のシフト量ｄで循環的にシフトさせ、シフトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）を出力する段階と、（ｂ）位相相関帯域幅による積分区間及び前記積分区間による分割帯域の個数ｋを決定し、前記分割帯域の個数により所定のシンボル時間オフセットを生成する段階と、（ｃ）前記シンボル時間オフセットにより位相を歪曲させ、周波数帯域によって所定の加重値ベクトルにより加重された基準シンボルＺ（ｋ）を生成する段階と、（ｄ）シフト量ｄをカウントするカウンタと、（ｅ）ｋ個の分割帯域に対し、前記シフトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）と前記基準シンボルＺ（ｋ）の部分相関値を計算する段階と、（ｆ）前記部分相関値が最大になるシフト量ｄを求めて推定された初期周波数の同期誤差として出力する段階と、を含むことを特徴とするＯＦＤＭ受信機の初期周波数の同期方法によっても達成される。

本発明は、ＯＦＤＭシステムで最も重要な要素である周波数同期を獲得するに当って整数倍の周波数同期が正確に取れると共に、ＤＡＢ（ＤｉｇｉｔａｌＡｕｄｉｏＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ）システムに適用することによってＤＡＢの性能を改善させ、かつさらに安定したＤＡＢシステムを具現しうる。

以下、添付された図面に基づいて本発明の望ましい実施例について詳細に説明する。
図１は、ＯＦＤＭ受信機のブロック図である。

ＯＦＤＭ受信機は、ＯＦＤＭ復調部とＯＦＤＭ同期部とを備える。ＯＦＤＭ復調部は、ＲＦ受信部１０５、Ａ／Ｄ変換部１１０、Ｉ／Ｑ分離部１１５、周波数補正部１２０、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部１２５、サブキャリア復調部１３０、デインターリーバ１３５及びビタビデコーダ１４０を備える。ＲＦ受信部１０５により受信されたＲＦ信号はＡ／Ｄ変換部１１０により量子化される。Ｉ／Ｑ分離部１１５は量子化された信号からＩ信号成分とＱ信号成分とを分離する。周波数補正部１２０は周波数誤差を補正する。周波数補正部１２０はデジタルＡＦＣ（automatic frequency controller）１２１、Ｓ／Ｐ変換部１２２及びＧＩ（ＧｕｉｄｅＩｎｔｅｒｖａｌ）除去部１２３を備えて周波数誤差を補正する。ＯＦＤＭ同期部は時間同期と周波数同期とを行うが、時間同期のためにフレーム同期部１５０とシンボル同期部１５５とを備え、周波数同期のために初期周波数同期部１６０と微細周波数同期部１６５とを備える。

本発明による初期周波数の同期装置及び方法に関わる理解を助けるために、本発明に適用される相関値及び位相相関帯域幅とについて詳細に記述する。

まず、受信信号の搬送波周波数誤差の影響を見るために、受信信号のｋ回目の副搬送波受信周波数をｆ_ｋ＋ｆ_ｏｆｆと仮定する。ここで、ｆ_ｋは副搬送波の周波数であり、ｆ_ｏｆｆは周波数誤差である。一方、周波数誤差の単位は副搬送波の周波数間隔の倍数を使用して一般的に副搬送波間隔の整数倍数及び素数倍数の誤差を別途に処理する。従って、ｆ_ｋ＋ｆ_ｏｆｆの各項を次の通り定義する。

ここで、Δｆは副搬送波の周波数誤差を副搬送波間隔の倍数で表現した数であり、同様に、Δｆは整数であるΔｆ_ｆと−１／２＜Δｆ_ｆ＜１／２の条件を満足する素数との和で表現する。かかる条件で、ｎ回目のシンボルの受信信号は次の通りである。但し、ノイズは数式展開の便宜上ないと仮定する。

ここで、Ｃ_ｎ，ｋは周波数領域でｎ回目のシンボルのｋ番目伝送信号を示し、ＮはＯＦＤＭ副搬送波の個数を示す。

一方、周波数誤差のうち整数倍の誤差がない場合、すなわちΔｆ_ｉ＝０である復調信号

は次の通りである。

数式（３）で、復調信号

はｋが整数値でだけ計算されるので、周波数誤差Δｆ_ｆが０ならば、ｋ＝ｐである周波数でだけ出力が発生し、残りの周波数では出力が０になって周波数間の直交性が保持される。しかし、周波数誤差Δｆ_ｆが０でなければ、ｋ＝ｐである周波数でも大きさが小さくなるだけではなく、他の周波数でも０ではない出力が発生するようになる。この値が副搬送波間の干渉を起こし、チャンネル間干渉（ＩｎｔｅｒＣｈａｎｎｅｌＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＣＩ）の要素となる。次いで、数式（２）の受信信号から復調信号

を次の通り得る。

この結果は、周波数誤差の整数倍に該当する周波数誤差による影響は、本来復調されねばならない信号がΔｆ_ｉを整数とする時、−Δｆ_ｉだけシフトされて復調されることを意味する。特に、数式（４）は離散フーリエ変換（ＤＦＴ：ＤｉｓｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）の過程を含んでいるので、式でのシフト現象は循環的シフトとなる。

従って、本発明による初期周波数の同期方法は既知の位相基準シンボルと受信信号とをシンボル区間だけ順次に回転させつつ相関値を求め、相関値が最大になる回転量を周波数誤差の整数倍に該当する量として定める。この関係式は次の通りである。

ここで（（ｋ＋ｄ））_Ｎはモジュロ−Ｎ（ｍｏｄｕｌｏ−Ｎ）加算演算を表示する記号であり、Ｘ（ｋ）は離散フーリエ変換後のｋ番目の受信信号を、Ｚ（ｋ）はｋ番目の位相基準信号を示す。またＸ（ｋ）及びＺ（ｋ）はいずれも周波数領域での信号である。しかし、このような方法はフレーム同期が合う場合には周波数誤差を補正できるが、フレーム同期が合わない場合には周波数誤差を補正できない問題点がある。この問題点は受信信号と位相基準信号との位相相関帯域幅を分析して解決する。

以下、ＯＦＤＭを使用するＤＡＢシステムの場合を一例として受信信号と位相基準信号との位相相関帯域幅について記述する。一般的に、チャンネルの相関帯域幅とは、あるチャンネルが「平坦な」、すなわち、全てのスペクトル要素に対して近似的に同じ利得と線形位相とを有するように通過させるチャンネルであると見なせる統計的に測定された周波数帯域をいう。すなわち、その帯域内で任意の２つの相異なる周波数成分が互いに強い相関関係を有する周波数帯域をチャンネルの相関帯域という。この時、チャンネルの相関帯域をＢ_ｃとすれば、Ｂ_ｃより周波数間隔が遠く離れた２つの正弦波はチャンネルで相異なる影響を受ける。従って、このような２つの受信信号の相互相関関係は保証されえないことを意味する。

時間領域で遅延関係にある同一信号の離散フーリエ変換された２信号に対して周波数領域で相互相関値を求める時、２信号の相互相関関係が保持される周波数区間を位相相関帯域幅であると定義する。この関係を前述したチャンネルの相関帯域と同じ概念で説明すれば、その周波数帯域内で２信号は常に互いに強い相関関係を有する帯域を意味する。

ＯＦＤＭシステムで、時間領域信号をｚ（ｔ）とし、ｚ（ｔ）に関してＴ_ｏｆｆのフレーム同期誤差を有する遅延到着された信号をｚ（ｔ＋Ｔ_ｏｆｆ）とする。また、信号ｚ（ｔ）を離散フーリエ変換した周波数領域の信号をＺ（ｋ）とすれば、信号ｚ（ｔ＋Ｔ_ｏｆｆ）をＤＦＴした周波数領域の信号は、

のようになる。ここで、数式展開の便宜上、ノイズ及び周波数誤差はないと仮定し、Ｎは副搬送波の個数である。

一方、位相相関帯域幅は前述の通りその周波数帯域内で２信号が常に互いに強い相関関係を有する帯域であると定義する。すなわち、任意の周波数帯域Ｂに対してその帯域内で２信号Ｚ（ｋ）と

との相互相関値が常にしきい値以上である最大の帯域の大きさＢを求めるならば、その帯域が位相相関帯域幅となる。このような関係は、次の数式（７）のように表現される。

ここで、Ｔ_Ｃはしきい値であり、Ｎは副搬送波の個数である。もし、ＯＦＤＭ信号で｜Ｚ（ｋ）｜＝１を満足するならば、数式（７）の左辺は次の数式（８）のように整理される。

この条件はＤＡＢシステムの場合に該当する。上の式は積分区間の開始位置ｍが含まれており、フレーム同期誤差Ｔ_ｏｆｆと積分区間Ｋとの関係が明らかではない。従って、まず数式（８）が積分区間の開始位置ｍに関係ない式で整理が可能であり、結果式は次の数式（９）のようになる。

また、数式（９）を数式（７）に適用すれば、フレーム同期誤差の変化による位相相関帯域幅は次の数式（１０）のように求められる。

数式（１０）の左辺は時間領域信号ｚ（ｔ）と、Ｔ_ｏｆｆのフレーム同期誤差を有する遅延到着された信号ｚ（ｔ＋Ｔ_ｏｆｆ）とを、積分区間Ｋに対する周波数領域で相互相関させた関数である。すなわち、位相相関帯域幅は上の式のようにフレーム同期誤差Ｔ_ｏｆｆを有する２信号の相互相関関数が常にしきい値Ｔ_Ｃより大きい値を有する帯域Ｂを意味する。

一方、数式（５）で位相基準信号Ｚ（ｋ）の逆フーリエ変換された信号ｚ（ｔ）を基準信号とし、信号Ｘ（ｋ）の逆フーリエ変換された信号ｘ（ｔ）を受信信号と仮定する。そして、受信信号ｘ（ｔ）がΔｔの時間遅延、すなわちフレーム同期誤差を有すると仮定する。この場合、前述した関係によってフレーム同期誤差Δｔと周波数軸の位相相関帯域幅と逆数の関係が成立する。このような関係はフレーム同期誤差が大きいほど周波数軸の位相相関帯域幅は狭まるということを意味する。

本発明による初期周波数の同期方法は、基本的に基準信号間の相関値を用いた初期周波数同期に基づく。本発明は相互相関値を求める時、積分区間ＢＷＬｅｎは時間同期誤差を有する受信シンボル及び基準シンボルとによって求められる位相相関帯域幅より小さく設定する。すなわち、シフトされた受信シンボル及び基準シンボルとに対する相互相関値を求める時、積分区間を２信号の位相相関帯域幅以内に減らし、複数の小ブロックに分けた積分区間それぞれに対して部分相関値を求めた後、求められたそれぞれの積分区間の部分相関値の平均または和を取って相関値が最大となるシフト量を決定する。

それにより、受信シンボルと基準シンボル間でフレーム同期が正確に合わなくて発生する無相関帯域が排除されることにより、相互相関関数値が常に意味を有するようになる。従って、フレーム同期で保証できる時間同期誤差範囲内では初期周波数同期が比較的正確に行われる。このような原理が本発明による初期周波数の同期装置及び方法に適用される。

また、本発明は予め歪曲された位相基準信号を生成して初期周波数オフセットを推定する。まず図２を参照し、時間同期誤差による影響について述べる。

ＯＦＤＭで時間同期の誤差は、図２に図示されたように、副搬送波順序に比例して位相遷移を発生させる。数式展開の便宜上、全体の信号のうち１つのシンボル区間についてだけ説明し、伝送チャンネルはＡＷＧＮ（ＡｄｄｉｔｉｖｅＷｈｉｔｅＧａｕｓｓｉａｎＮｏｉｓｅ）環境とし、受信信号での周波数同期は正確に合っていると仮定する。ＯＦＤＭシステムで時間同期が合わない場合に、ｎ番目のシンボルの受信信号ｒ_ｎ（ｔ）は次の数式のように表現される。

ここで、Ｎは副チャンネルの個数であり、Ｃ_ｎ，ｋはｎ番目のシンボルのｋ番目の副チャンネルに伝送された信号であり、

はｋ番目の副搬送波信号であり、ｎ（ｔ）は分散が

であるＡＷＧＮである。

前記数式（１１）をさらに整理すれば次の数式（１２）のように表現される。

数式（１２）で、ｆ_ｋは副搬送波の搬送周波数であってｆ_ｋ＝ｋ／Ｔ_ｓである。

ここで、受信信号に対する時間同期の影響について述べるために、受信信号のサンプリング周期をｔ＝Ｔ_Ｓ×ｍ／Ｎ＋τでサンプリングすると仮定する。この際、Ｔ_ＳはＯＦＤＭシンボルの周期であり、ｍはシンボル区間でのサンプリング順序であり、τはサンプリング誤差であって時間同期誤差に該当する。

前述の条件で数式（１２）をサンプリングした離散信号は次の数式（１３）のように表現される。

数式（１３）の受信信号から次のような復調信号

を得る。

ここで、

は次の数式（１５）のように表現される。

ここで、数式（１５）に関わるａ値は次の通り定義される。

すなわち、数式（１６）でＫ、ｐ及びＮが全て整数なので、ａ＝１を満足するためには、ｋ−ｐがＮの整数倍であることが必要であり、それ以外の場合にはａ≠１のいかなるａ値に対してもａ^Ｎ＝１になる。従って、数式（１４）の

は次の数式（１７）のように整理される。

また、数式（１７）の条件を数式（１４）に適用するためには、α＝０である場合だけ成立するので、数式（１７）を数式（１４）に適用して整理すれば次の通りである。

また、数式（１４）でノイズによる項

はノイズｎ（ｍ）を周波数領域に変換した値であり、本来ｎ（ｍ）がＡＷＧＮであるので、

もやはり同じ分散を有するＡＷＧＮとなる。従って、ノイズの影響はＯＦＤＭ信号の時間同期に直接的な関連がない。

結論的に、時間同期が合わなくて発生する時間同期誤差の影響は、数式（１８）から受信信号

が本来復調されねばならない送信信号Ｃ_ｎ，ｐの位相が回転された状態で復調されることが分かる。この際、位相の回転量は時間同期誤差τと副チャンネルの位置ｐとの積に比例する量として決定される。

すなわち、数式（１８）で受信された信号は時間誤差によって位相が遷移される現象が発生するが、副搬送波の順序ｐに比例してτ×ｐだけ位相が遷移される。従って、本発明はこのような位相遷移を補償するために、予め位相が歪曲された基準シンボルを生成して初期周波数の同期検出に利用することにより、さらに正確な周波数同期検出を行える。ここで、τは後述するシンボル時間オフセットΔｔ_ｉに該当する。

本発明の初期周波数同期実行装置は、初期周波数オフセットを推定する過程で加重された基準信号を発生させうるように加重値ベクトルを制御する制御部、加重値ベクトルを基準に基準信号を生成する加重された位相基準信号発生部を含むことを特徴とする。これを図３を参照して詳細に説明する。

図３は、初期周波数同期部のブロック図である。

初期周波数同期部は、初期周波数オフセット推定部３１０、加重されたＰＲＳ（ｐｈａｓｅｒｅｆｅｒｅｎｃｅｓｙｍｂｏｌ）生成部３２０及び制御部３３０を備える。

シンボルバッファ３１１は受信されたシンボルデータをＦＦＴした後で保存する。部分相関部３１２は相互相関値を計算する。部分相関制御部３１３は制御部３３０からの相互相関帯域の長さと個数とを受けて部分相関部３１２に伝達する。オフセット推定部３１４は相関値の最大値を用いて周波数誤差を推定する。基準シンボル生成部３２１はシステムで定義した基準シンボルを生成する。加重された基準シンボル生成部３２２は加重値ベクトルテーブル保存部３２３に保存された加重値ベクトルを適用し、加重された基準シンボルを生成する。位相遷移発生部３２４は時間同期許容誤差に関する制御信号を受けてシフトされた位相値を発生させる。乗算部３２５は加重された基準シンボルと位相シフトされた信号とを乗算する。基準シンボルバッファ３２６はこのように乗算された基準シンボルを保存する。制御部３３０は位相遷移発生部３２４を含む初期周波数同期装置を全体的に制御する。

すなわち、制御部３３０は部分相関のための相互相関帯域の長さと相互相関帯域の個数とを制御し、加重値ベクトルテーブルを適用するために加重された基準シンボル生成部３２１を制御し、基準信号を先歪曲（pre-distort）するために位相遷移発生部３２４を制御し、基準シンボル生成部３２１で基準シンボルを発生させるために必要な回転量を制御する。

図４は、初期周波数同期方法のフローチャートである。

制御部で生成された制御信号を用いて周波数オフセットを推定するための反復回数だけループを反復している。反復回数が周波数オフセット推定範囲Ｏｆｆ＿Ｌと時間同期許容誤差Ｏｆｆ＿Ｔとの範囲と一致すれば、全体相関値を計算するループを終えて初期周波数オフセット推定部を実行して整数倍の周波数オフセットを推定する。

相互相関帯域の相関性は前方にある分割相関帯域で最も大きく現れ、後方に行くほど相互相関性が低くなる傾向がある。これは、図５Ａ及び図５Ｂを参照すれば分かる。したがって、加重値ベクトルを生成する時、ＯＦＤＭシンボル帯域において低周波に該当する相互相関帯域で大きい値の加重値を生成し、高周波帯域の相互相関帯域では小さな値の加重値を生成して基準シンボルに加重値を与える。

加重値ベクトルの大きさはＯＦＤＭシンボルの大きさに等しく生成できるが、計算上の便宜上、相互相関帯域の個数の大きさに該当する大きさを生成する。

数式（１９）を参照すれば、時間同期許容誤差が１６である時、相互相関帯域の個数が３２と計算され、それぞれの相互相関帯域に該当する加重値ベクトルの値が分かる。ここで、それぞれの加重値ベクトル値は柔軟に変わりうるが、低周波帯域にある相互相関帯域に該当する加重値が最も大きな値にならねばならない。

加重値ベクトルを適用して初期周波数同期を獲得する方法は受信された信号レベルが過度に低く、チャンネルの歪曲が激しくて初期周波数同期がエラーを発生させ、性能低下の原因となることを防止するためのものである。それにより、この技術はＲＦｔｕｎｅｒ部の入力信号レベルを求め、その値を用いて如何なる加重値ベクトルを適用するかを選択するならば、その効果をさらに向上させうる。

加重値ベクトルを適用して初期周波数同期を行うのに必要な数式を展開すれば、次の数式（２０）の通りである。

数式（２０）でＮは副搬送波の個数を、Ｋは相互相関帯域の個数を、Ｎ／Ｋは相互相関帯域の長さＢＷＬｅｎを各々示す。Ｚ（ｋ）は時間同期許容誤差に該当する位相を歪曲させた先歪曲された基準シンボルであり、Ｗｍは加重値ベクトルである。分割された個別帯域を相互相関帯域ＢＷｓとすれば、Ｋ個だけ分割された１つの相互相関帯域の大きさはＢＷｓ＝ＢＷ／Ｋのようになる（但し、ＢＷはＯＦＤＭシンボルの全体帯域を示す）。

分割された相互相関帯域を用いた初期周波数同期は時間同期許容誤差を延ばすために基準シンボルをシンボル時間オフセットによって先歪曲させ、それぞれの相互相関帯域の相関性をより差別化するために加重値ベクトルを相互相関帯域に適用することによって性能を向上させうる。

図４を参照すれば、まず相互相関帯域の長さＢＷＬｅｎと個数Ｋ、時間同期許容誤差、加重値ベクトル制御値、周波数オフセット推定範囲を生成する（Ｓ４１０）。そして、時間同期許容誤差によって基準シンボルの位相をシフトさせる（Ｓ４２０）。シフトｄ量だけシフトされた基準シンボルＺ（ｋ＋ｄ）を生成し（Ｓ４３０）、加重値ベクトルテーブルによって加重された基準シンボルＷｘＺ（ｋ＋ｄ）を生成する（Ｓ４４０）。この際、前記Ｓ４１０段階はＳ４２０段階及びＳ４３０段階と同時に実行されうる。そして、シンボル時間オフセットにより位相が歪曲され、加重された基準シンボルを生成する（Ｓ４５０）。

部分相関部３１２はＮを副搬送波の個数、所定のシフト量ｄは（−２／Ｎ）と（２／Ｎ）とに該当するとする時、Ｋ個の分割帯域それぞれに対してシフト量ｄをカウントしつつ、所定のシフト量ｄでシフトされた受信シンボルＸ（ｋ＋ｄ）と、歪曲されると共に加重された基準シンボルＺ（ｋ）との部分相関値、及びこの部分相関値の全体和

を計算する（Ｓ４６０）。このような相関値の計算を周波数オフセット推定範囲Ｏｆｆ＿Ｌと時間同期許容誤差Ｏｆｆ＿Ｔとの範囲内で行う（Ｓ４７０）。

次いで、部分相関部から入力された前記和が最大となるシフト量ｄを決定し、決定されたシフト量ｄを初期周波数同期誤差値として出力する（Ｓ４８０）。

図５Ａ及び図５Ｂは、シンボル時間誤差による基準信号と受信信号間の相関性を示す。図５Ａ及び図５Ｂに示されたように、シンボル時間誤差によって相互相関帯域幅の領域が変わることが分かる。したがって、前述したように初期周波数同期を行う時、適切な相互相関帯域幅を設定して初期周波数同期アルゴリズムを行えば、効率よく初期周波数誤差を推定できることが分かる。

以上、本発明についてその望ましい実施例を中心に説明した。本発明が属する技術分野における当業者ならば、本発明が本発明の本質的な特性から外れない範囲で変形された形に具現可能であることを理解できるであろう。したがって、開示された実施例は限定的な観点でなく、説明的な観点で考慮されねばならない。本発明の範囲は前述した説明でなく特許請求の範囲に現れており、それと同等な範囲内にある全ての違いは本発明に含まれているものと解釈せねばならない。

本発明は、ＯＦＤＭ技術分野で好適に適用される。

ＯＦＤＭ受信機のブロック図である。時間同期誤差によるシンボル歪曲の影響を説明する図面である。初期周波数同期部のブロック図である。初期周波数同期方法のフローチャートである。シンボル時間誤差による基準シンボルと受信シンボルとの相関性を示す図面である。シンボル時間誤差による基準シンボルと受信シンボルとの相関性を示す図面である。

符号の説明

３１０初期周波数オフセット推定部
３１１シンボルバッファ
３１２部分相関部
３１３部分相関制御部
３１４オフセット推定部
３２０加重されたＰＲＳ生成部
３２１基準シンボル生成部
３２２加重された基準シンボル生成部
３２３加重値ベクトルテーブル保存部
３２４位相遷移発生部
３２５乗算部
３２６基準シンボルバッファ
３３０制御部

Claims

復調されたシンボルＸ（ｋ）を受信し、所定のシフト量ｄで循環的にシフトさせ、該シフトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）を出力するバッファと、
位相相関帯域幅による積分区間及び前記積分区間による分割帯域の個数ｋを決定し、前記分割帯域の個数によりシンボル時間オフセットを生成して調節する制御部と、
前記シンボル時間オフセットにより位相を歪曲させ、周波数帯域によって所定の加重値ベクトルにより加重された基準シンボルＺ（ｋ）を生成する加重されたＰＲＳ生成部と、
前記シフト量ｄをカウントするカウンタと、
前記シフトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）と前記基準シンボルＺ（ｋ）とを受信してＫ個の分割帯域に対する部分相関値を計算する部分相関部と、
前記部分相関値の和が最大となるシフト量ｄを求めて推定された初期周波数の同期誤差として出力するオフセット推定部と、を含むことを特徴とする直交周波数分割多重化受信機の初期周波数の同期装置。
前記部分相関部は、
Ｎが副搬送波の個数であり、所定のシフト量ｄは（−２／Ｎ）と（２／Ｎ）との間の値とする時、下記数１によって各分割帯域の部分相関値を計算することを特徴とする請求項１に記載の直交周波数分割多重化受信機の初期周波数の同期装置。
前記加重されたＰＲＳ生成部は、
位相基準シンボルを生成する基準シンボル生成部と、
高周波数帯域には大きな加重値ベクトルを、低周波数帯域には小さな加重値ベクトルを割当てて所定の加重値ベクトルを保存した加重値ベクトルテーブルと、
前記加重値ベクトルによって前記基準シンボルを加重する加重された基準シンボル生成部と、
前記シンボル時間オフセット量によって前記位相基準シンボルの位相を遷移させて位相が歪曲された基準シンボルを出力する位相遷移発生部と、
前記加重された基準シンボルと位相が歪曲された基準シンボルとを乗算して出力する乗算部と、を含むことを特徴とする請求項１に記載の直交周波数分割多重化受信機の初期周波数の同期装置。
前記位相遷移部は、
それぞれの副搬送波に対応する位相遷移された複素数値を生成し、前記生成された複素数値を前記位相基準シンボルに乗算して位相が歪曲された基準シンボルを生成することを特徴とする請求項３に記載の直交周波数分割多重化受信機の初期周波数の同期装置。
前記分割帯域の個数Ｋは、フレーム同期を保証できる時間同期誤差をＴ_ｏｆｆとする時、２×Ｔ_ｏｆｆ以内に設定されることを特徴とする請求項１に記載の直交周波数分割多重化受信機の初期周波数の同期装置。
（ａ）復調されたシンボルＸ（ｋ）を受信して所定のシフト量ｄで循環的にシフトさせ、シフトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）を出力する段階と、
（ｂ）位相相関帯域幅による積分区間及び前記積分区間による分割帯域の個数ｋを決定し、前記分割帯域の個数により所定のシンボル時間オフセットを生成する段階と、
（ｃ）前記シンボル時間オフセットにより位相を歪曲させ、周波数帯域によって所定の加重値ベクトルにより加重された基準シンボルＺ（ｋ）を生成する段階と、
（ｄ）シフト量ｄをカウントするカウンタと、
（ｅ）ｋ個の分割帯域に対し、前記シフトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）と前記基準シンボルＺ（ｋ）の部分相関値を計算する段階と、
（ｆ）前記部分相関値が最大になるシフト量ｄを求めて推定された初期周波数の同期誤差として出力する段階と、を含むことを特徴とする直交周波数分割多重化受信機の初期周波数の同期方法。
前記（ｅ）段階は、
Ｎが副搬送波の個数であり、所定のシフト量ｄは（−２／Ｎ）と（２／Ｎ）との間の値とする時、下記数２によって各分割帯域の部分相関値を計算することを特徴とする請求項６に記載の直交周波数分割多重化受信機の初期周波数の同期方法。
前記（ｃ）段階は、
（ｃ１）位相基準シンボルを生成する段階と、
（ｃ２）高周波数帯域には大きな加重値ベクトルを、低周波数帯域には小さな加重値ベクトルを割当てて所定の加重値ベクトルによって前記基準シンボルを加重して出力する段階と、
（ｃ３）前記シンボル時間オフセット量によって前記位相基準シンボルの位相を遷移させて位相が歪曲された基準シンボルを出力する段階と、
（ｃ４）前記加重された基準シンボルと位相が歪曲された基準シンボルとを乗算して出力する段階と、を含むことを特徴とする請求項６に記載の直交周波数分割多重化受信機の初期周波数の同期方法。
前記（ｃ２）段階は、
それぞれの副搬送波に対応する位相遷移された複素数値を生成し、前記生成された複素数値を前記位相基準シンボルに乗算して位相が歪曲された基準シンボルを生成することを特徴とする請求項８に記載の直交周波数分割多重化受信機の初期周波数の同期方法。
前記分割帯域の個数Ｋは、フレーム同期を保証できる時間同期誤差をＴ_ｏｆｆとする時、２×Ｔ_ｏｆｆ以内に設定されることを特徴とする請求項６に記載の直交周波数分割多重化受信機の初期周波数の同期方法。