JP3398636B2 - 直交周波数分割多重方式受信機の初期周波数同期装置及びその方法 - Google Patents
直交周波数分割多重方式受信機の初期周波数同期装置及びその方法Info
- Publication number
- JP3398636B2 JP3398636B2 JP37559699A JP37559699A JP3398636B2 JP 3398636 B2 JP3398636 B2 JP 3398636B2 JP 37559699 A JP37559699 A JP 37559699A JP 37559699 A JP37559699 A JP 37559699A JP 3398636 B2 JP3398636 B2 JP 3398636B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- symbol
- shift amount
- offset
- synchronization
- initial frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2668—Details of algorithms
- H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
- H04L27/2675—Pilot or known symbols
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2657—Carrier synchronisation
- H04L27/2659—Coarse or integer frequency offset determination and synchronisation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
- H04W56/00—Synchronisation arrangements
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
- H04L2027/0028—Correction of carrier offset at passband only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重方式（ＯＦＤＭ）受信機に係り、具体的には、直交周
波数分割多重方式受信機における初期周波数同期装置及
びその方法に関する。
重方式（ＯＦＤＭ）受信機に係り、具体的には、直交周
波数分割多重方式受信機における初期周波数同期装置及
びその方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１は、従来の直交周波数分割多重方式
（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖ
ｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、以下、ＯＦＤ
Ｍ）受信機の構造を示すブロック図である。図１を参照
すると、従来のＯＦＤＭ受信機は、ＯＦＤＭ復調部１０
及び、初期周波数同期部１２を備える。前記ＯＦＤＭ復
調部１０は、ＲＦ受信部１０１、Ａ／Ｄ（アナログ／デ
ジタル）変換部１０２、Ｉ／Ｑ分離部１０３、周波数オ
フセット補正部１０４、高速フーリエ変換部（以下、Ｆ
ＦＴ部）１０５及び、ビタビデコーダ１０６を備える。
前記初期周波数同期部１２は、レジスター１２１、複素
データ掛け算器１２２、逆高速フーリエ変換部（以下、
ＩＦＦＴ部）１２３、最大値検出器１２４、カウンター
１２５及び、基準シンボル発生部１２６を備える。
（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖ
ｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、以下、ＯＦＤ
Ｍ）受信機の構造を示すブロック図である。図１を参照
すると、従来のＯＦＤＭ受信機は、ＯＦＤＭ復調部１０
及び、初期周波数同期部１２を備える。前記ＯＦＤＭ復
調部１０は、ＲＦ受信部１０１、Ａ／Ｄ（アナログ／デ
ジタル）変換部１０２、Ｉ／Ｑ分離部１０３、周波数オ
フセット補正部１０４、高速フーリエ変換部（以下、Ｆ
ＦＴ部）１０５及び、ビタビデコーダ１０６を備える。
前記初期周波数同期部１２は、レジスター１２１、複素
データ掛け算器１２２、逆高速フーリエ変換部（以下、
ＩＦＦＴ部）１２３、最大値検出器１２４、カウンター
１２５及び、基準シンボル発生部１２６を備える。
【０００３】以下、上記のような受信機の動作について
述べる。先ず、ＲＦ受信部１０１は、ＲＦ電波を受信し
てＲＦ信号を出力する。Ａ／Ｄ変換部１０２は、ＲＦ信
号の量子化を行う。Ｉ／Ｑ分離部１０３は、量子化され
たＲＦ信号からＩ（ｉｎ−ｐｈａｓｅ）信号とＱ（ｑｕ
ａｄｒａｔｕｒｅ）信号とを分離する。周波数オフセッ
ト補正部１０４は、周波数オフセットを補正する。ＦＦ
Ｔ部１０５は、周波数オフセット補正された信号を入力
して高速フーリエ変換処理することにより復調を行う。
ビタビデコーダ１０６は、復調された信号をデコードす
る。
述べる。先ず、ＲＦ受信部１０１は、ＲＦ電波を受信し
てＲＦ信号を出力する。Ａ／Ｄ変換部１０２は、ＲＦ信
号の量子化を行う。Ｉ／Ｑ分離部１０３は、量子化され
たＲＦ信号からＩ（ｉｎ−ｐｈａｓｅ）信号とＱ（ｑｕ
ａｄｒａｔｕｒｅ）信号とを分離する。周波数オフセッ
ト補正部１０４は、周波数オフセットを補正する。ＦＦ
Ｔ部１０５は、周波数オフセット補正された信号を入力
して高速フーリエ変換処理することにより復調を行う。
ビタビデコーダ１０６は、復調された信号をデコードす
る。
【０００４】一方、復調されたシンボルは、初期周波数
同期部１２のレジスター１２１に格納されてから、受信
シンボルＸとして出力される。基準シンボル発生器１２
６から出力される基準シンボル（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ
ｓｙｍｂｏｌ）はＺとする。受信されたシンボルがｗ分
のフレーム同期のオフセットを有する場合、Ｘ及びＺの
ｋ番目の信号をそれぞれＸk及びＺkとしたとき、
同期部１２のレジスター１２１に格納されてから、受信
シンボルＸとして出力される。基準シンボル発生器１２
６から出力される基準シンボル（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ
ｓｙｍｂｏｌ）はＺとする。受信されたシンボルがｗ分
のフレーム同期のオフセットを有する場合、Ｘ及びＺの
ｋ番目の信号をそれぞれＸk及びＺkとしたとき、
【数４】
の関係が成立つ。複素データ掛け算器１２２は、Ｘkの
共役値にＺkの共役値を掛ける。複素データ掛け算器１
２２から出力された信号は、ＩＦＦＴ部１２３にて逆高
速フーリエ変換処理され、結果として信号ｈn、
共役値にＺkの共役値を掛ける。複素データ掛け算器１
２２から出力された信号は、ＩＦＦＴ部１２３にて逆高
速フーリエ変換処理され、結果として信号ｈn、
【数５】
が出力される。
【０００５】送信信号Ｚkに対して周波数オフセットの
整数倍Δｆiが含まれた受信信号Ｘkは、
整数倍Δｆiが含まれた受信信号Ｘkは、
【数６】
のように表現可能なことから、上記数５の式は、
【数７】
のように表すことができる。上記数７の式の結果は、時
間領域において両信号のコンボルーションを求める過程
と同様であり、該結果値ｈnはチャネルインパルス応答
（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓ
ｅ：ＣＩＲ）である。
間領域において両信号のコンボルーションを求める過程
と同様であり、該結果値ｈnはチャネルインパルス応答
（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓ
ｅ：ＣＩＲ）である。
【０００６】このように、周波数領域における基準シン
ボルを知っているＯＦＤＭシステムにおいては、伝送さ
れる基準シンボルを使ってＣＩＲを求めることができ
る。ここで、もし送信信号Ｚkがｋに対して相関関係の
ない、例えば、ＰＮ信号列（Ｐｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅ
Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）である場合、上記数７の式の結果
は周波数オフセットΔｆiが０のときに限って最大のピ
ーク値が存在し、そうでない場合には極めて低い値をも
つ雑音性の値の羅列が生じることが解る。この関係を用
い、初期周波数同期部１２は受信信号をΔｆiに対して
シフトさせ、最大値検出器１２４は上記数７の式から最
大のピーク値を検出する。カウンター１２５は、最大の
ピーク値が発生するシフト量Δｆiを求める。シフト量
Δｆiは検出しようとする周波数オフセットの整数倍に
該当するオフセット値Ｆ0となる。この関係は、
ボルを知っているＯＦＤＭシステムにおいては、伝送さ
れる基準シンボルを使ってＣＩＲを求めることができ
る。ここで、もし送信信号Ｚkがｋに対して相関関係の
ない、例えば、ＰＮ信号列（Ｐｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅ
Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）である場合、上記数７の式の結果
は周波数オフセットΔｆiが０のときに限って最大のピ
ーク値が存在し、そうでない場合には極めて低い値をも
つ雑音性の値の羅列が生じることが解る。この関係を用
い、初期周波数同期部１２は受信信号をΔｆiに対して
シフトさせ、最大値検出器１２４は上記数７の式から最
大のピーク値を検出する。カウンター１２５は、最大の
ピーク値が発生するシフト量Δｆiを求める。シフト量
Δｆiは検出しようとする周波数オフセットの整数倍に
該当するオフセット値Ｆ0となる。この関係は、
【数８】
のように表すことができる。ここで、Ｚは基準シンボル
を表し、ＸRは受信された基準シンボルＸのｋ番目の副
搬送波Ｘkを周波数領域にてΔｆiだけシフトさせたシン
ボル
を表し、ＸRは受信された基準シンボルＸのｋ番目の副
搬送波Ｘkを周波数領域にてΔｆiだけシフトさせたシン
ボル
【数９】
を表す。
【０００７】前記のような従来のＯＦＤＭ受信機におけ
る初期周波数同期方法は、理論からも、実際からも、チ
ャネルの環境やフレーム同期のオフセットによらずほと
んどの場合に精度良い周波数オフセットを推定すること
ができる。しかし、前記方法は計算量が多すぎるという
短所がある。その結果、与えられた短時間内に精度良い
周波数オフセットを推定すべく、極めて複雑なＩＦＦＴ
モジュールを採択しなければならない問題があった。し
かも応答時間が長いことから、時間遅延が過度に生じる
という問題もあった。
る初期周波数同期方法は、理論からも、実際からも、チ
ャネルの環境やフレーム同期のオフセットによらずほと
んどの場合に精度良い周波数オフセットを推定すること
ができる。しかし、前記方法は計算量が多すぎるという
短所がある。その結果、与えられた短時間内に精度良い
周波数オフセットを推定すべく、極めて複雑なＩＦＦＴ
モジュールを採択しなければならない問題があった。し
かも応答時間が長いことから、時間遅延が過度に生じる
という問題もあった。
【０００８】次に、この問題を解決するために提案され
た従来の他の初期周波数同期方法について述べる。先
に、相関値及び遅延相関帯域幅について詳細に述べてお
く。受信信号の周波数オフセットの影響をみるため、受
信信号のｋ番目の副搬送波の周波数をｆk＋ｆoffと仮定
する。ここで、ｆkは副搬送波の周波数であり、ｆoffは
実際の周波数オフセットである。周波数オフセットは、
副搬送波周波数間隔の倍数を単位として表される。一般
に、周波数オフセットは、副搬送波周波数間隔の整数倍
に該当するオフセットと、小数倍に該当するオフセット
とに分けられて個々に処理される。そこで、ｆk＋ｆoff
のそれぞれの項を次のように定義することができる。
た従来の他の初期周波数同期方法について述べる。先
に、相関値及び遅延相関帯域幅について詳細に述べてお
く。受信信号の周波数オフセットの影響をみるため、受
信信号のｋ番目の副搬送波の周波数をｆk＋ｆoffと仮定
する。ここで、ｆkは副搬送波の周波数であり、ｆoffは
実際の周波数オフセットである。周波数オフセットは、
副搬送波周波数間隔の倍数を単位として表される。一般
に、周波数オフセットは、副搬送波周波数間隔の整数倍
に該当するオフセットと、小数倍に該当するオフセット
とに分けられて個々に処理される。そこで、ｆk＋ｆoff
のそれぞれの項を次のように定義することができる。
【数１０】
ここで、Δｆは、副搬送波の周波数オフセットを副搬送
波周波数間隔の倍数として表した数であり、さらにΔｆ
は、整数であるΔｆiと、−１／２＜Δｆf＜１／２の条
件を満たす小数との合計にて表される。この条件下で、
ｎ番目のシンボルの受信シンボルは以下の通りである。
但し、数式展開の便利のため、雑音は存在しないと仮定
した。
波周波数間隔の倍数として表した数であり、さらにΔｆ
は、整数であるΔｆiと、−１／２＜Δｆf＜１／２の条
件を満たす小数との合計にて表される。この条件下で、
ｎ番目のシンボルの受信シンボルは以下の通りである。
但し、数式展開の便利のため、雑音は存在しないと仮定
した。
【数１１】
ここで、Ｃn..kは周波数領域におけるｎ番目のシンボル
のｋ番目の伝送シンボルを表し、ＮはＯＦＤＭ副搬送波
の総数を表す。
のｋ番目の伝送シンボルを表し、ＮはＯＦＤＭ副搬送波
の総数を表す。
【０００９】一方、周波数オフセットの内、整数倍の周
波数オフセットが０の場合（Δｆi＝０）、復調信号Ｃ
＾′n,pは以下のように表すことができる。
波数オフセットが０の場合（Δｆi＝０）、復調信号Ｃ
＾′n,pは以下のように表すことができる。
【数１２】
【００１０】上記式の最後行に示されたように、復調信
号Ｃ＾′n.pは整数ｋに応じて計算される。従って、小
数倍の周波数オフセットが０であれば（Δｆf＝０）、
復調信号Ｃ＾′n.pはｋ＝ｐの周波数でのみ出力が存在
し、他の周波数では出力が０となる。すなわち、周波数
間の直交性が保たれる。しかし、周波数オフセットが０
でなければ（Δｆf≠０）、ｋ＝ｐの周波数においても
復調信号Ｃ＾′n.pの大きさが減少するだけでなく、他
の周波数においても０でない復調信号Ｃ＾′n.pの出力
が発生することになる。この現象は、副搬送波間の干渉
を起こし、チャネル間干渉（Ｉｎｔｅｒ Ｃｈａｎｎｅ
ｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＣＩ）の要因とな
る。次に、下記数１３の式により、上記数１１の式の受
信信号から復調信号Ｃ＾′n.pを得る。
号Ｃ＾′n.pは整数ｋに応じて計算される。従って、小
数倍の周波数オフセットが０であれば（Δｆf＝０）、
復調信号Ｃ＾′n.pはｋ＝ｐの周波数でのみ出力が存在
し、他の周波数では出力が０となる。すなわち、周波数
間の直交性が保たれる。しかし、周波数オフセットが０
でなければ（Δｆf≠０）、ｋ＝ｐの周波数においても
復調信号Ｃ＾′n.pの大きさが減少するだけでなく、他
の周波数においても０でない復調信号Ｃ＾′n.pの出力
が発生することになる。この現象は、副搬送波間の干渉
を起こし、チャネル間干渉（Ｉｎｔｅｒ Ｃｈａｎｎｅ
ｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＣＩ）の要因とな
る。次に、下記数１３の式により、上記数１１の式の受
信信号から復調信号Ｃ＾′n.pを得る。
【数１３】
【００１１】この結果は、副搬送波周波数の整数倍に該
当する周波数オフセットをΔｆiとしたとき、復調され
るべき信号が−Δｆi分シフトされて復調されることを
表す。ここで、上記数１３の式は離散フーリエ変換（Ｄ
ＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓ
ｆｏｒｍ）の過程を含んでおり、シフトされた復調は循
環的シフトを通じて行われる。
当する周波数オフセットをΔｆiとしたとき、復調され
るべき信号が−Δｆi分シフトされて復調されることを
表す。ここで、上記数１３の式は離散フーリエ変換（Ｄ
ＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓ
ｆｏｒｍ）の過程を含んでおり、シフトされた復調は循
環的シフトを通じて行われる。
【００１２】従って、従来の他の初期周波数同期方法に
よると、周知の基準シンボル及び受信信号をシンボル期
間だけ循環的にシフトさせながら相関値をとり、相関値
が最大となるシフト量を周波数オフセットの整数倍に該
当する量に決める。この関係式は以下の通りである。
よると、周知の基準シンボル及び受信信号をシンボル期
間だけ循環的にシフトさせながら相関値をとり、相関値
が最大となるシフト量を周波数オフセットの整数倍に該
当する量に決める。この関係式は以下の通りである。
【数１４】
【００１３】ここで、（（ｋ＋ｄ））Nはモジューロ−
Ｎ（modulo−Ｎ）加算演算を表し、Ｘ（ｋ）は離散フー
リエ変換処理後のｋ番目の受信信号を表し、Ｚ（ｋ）は
ｋ番目の位相基準信号を表す。また、Ｘ（ｋ）及びＺ
（ｋ）は両方とも周波数領域における信号である。とこ
ろが、この方法は、フレーム同期がなされてない限り、
周波数オフセットの補正ができない問題がある。
Ｎ（modulo−Ｎ）加算演算を表し、Ｘ（ｋ）は離散フー
リエ変換処理後のｋ番目の受信信号を表し、Ｚ（ｋ）は
ｋ番目の位相基準信号を表す。また、Ｘ（ｋ）及びＺ
（ｋ）は両方とも周波数領域における信号である。とこ
ろが、この方法は、フレーム同期がなされてない限り、
周波数オフセットの補正ができない問題がある。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上記事情に鑑
みて成されたものであり、その目的は、少ない回数の計
算により安定した周波数同期が行えるような直交周波数
分割多重方式受信機の初期周波数同期装置を提供するこ
とである。本発明の他の目的は、前記装置により具現さ
れる初期周波数同期方法を提供することである。本発明
のさらに他の目的は、少ない回数の計算により安定した
周波数同期が行えるような直交周波数分割多重方式受信
機を提供することである。
みて成されたものであり、その目的は、少ない回数の計
算により安定した周波数同期が行えるような直交周波数
分割多重方式受信機の初期周波数同期装置を提供するこ
とである。本発明の他の目的は、前記装置により具現さ
れる初期周波数同期方法を提供することである。本発明
のさらに他の目的は、少ない回数の計算により安定した
周波数同期が行えるような直交周波数分割多重方式受信
機を提供することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】前記諸目的を成し遂げる
ために、本発明に係る直交周波数分割多重方式受信機の
初期周波数同期装置は、復調されたシンボルＸ（ｋ）を
受信して所定のシフト量ｄだけ循環的にシフトさせ、シ
フトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）を出力するバッファ
と、基準シンボルＺ（ｋ）を発生する基準シンボル発生
部と、シフト量ｄをカウントするカウンターと、シフト
されたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）及び基準シンボルＺ（ｋ）
を入力して、Ｎを副搬送波の総数、所定のシフト量ｄは
−２／Ｎと２／Ｎとの間に該当するとしたとき、Ｋ個の
分割帯域に対して部分相関値として
ために、本発明に係る直交周波数分割多重方式受信機の
初期周波数同期装置は、復調されたシンボルＸ（ｋ）を
受信して所定のシフト量ｄだけ循環的にシフトさせ、シ
フトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）を出力するバッファ
と、基準シンボルＺ（ｋ）を発生する基準シンボル発生
部と、シフト量ｄをカウントするカウンターと、シフト
されたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）及び基準シンボルＺ（ｋ）
を入力して、Ｎを副搬送波の総数、所定のシフト量ｄは
−２／Ｎと２／Ｎとの間に該当するとしたとき、Ｋ個の
分割帯域に対して部分相関値として
【数１５】
を計算する部分相関値計算部と、前記部分相関値が最大
となるシフト量ｄを求めて、推定された初期周波数オフ
セット値として出力する最大値検出部とを含むことを特
徴とする。
となるシフト量ｄを求めて、推定された初期周波数オフ
セット値として出力する最大値検出部とを含むことを特
徴とする。
【００１６】さらに、前記分割帯域の個数Ｋは、フレー
ム同期に保障できる時間同期オフセットをＴoffとした
とき、２×Ｔoff以内に設定されることが好ましい。
ム同期に保障できる時間同期オフセットをＴoffとした
とき、２×Ｔoff以内に設定されることが好ましい。
【００１７】さらに、前記他の目的を成し遂げるため
に、本発明に係る直交周波数分割多重方式受信機の初期
周波数同期方法は、（ａ）復調されたシンボルＸ（ｋ）
を受信するステップと、（ｂ）復調されたシンボルＸ
（ｋ）を所定のシフト量ｄだけ循環的にシフトさせ、シ
フトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）を出力するステップ
と、（ｃ）基準シンボルＺ（ｋ）を発生するステップ
と、（ｄ）シフト量ｄをカウントするステップと、
（ｅ）シフトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）及び基準シン
ボルＺ（ｋ）を入力して、Ｎを副搬送波の総数、所定の
シフト量ｄは−２／Ｎと２／Ｎとの間に該当するとした
とき、Ｋ個の分割帯域に対し部分相関値として
に、本発明に係る直交周波数分割多重方式受信機の初期
周波数同期方法は、（ａ）復調されたシンボルＸ（ｋ）
を受信するステップと、（ｂ）復調されたシンボルＸ
（ｋ）を所定のシフト量ｄだけ循環的にシフトさせ、シ
フトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）を出力するステップ
と、（ｃ）基準シンボルＺ（ｋ）を発生するステップ
と、（ｄ）シフト量ｄをカウントするステップと、
（ｅ）シフトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）及び基準シン
ボルＺ（ｋ）を入力して、Ｎを副搬送波の総数、所定の
シフト量ｄは−２／Ｎと２／Ｎとの間に該当するとした
とき、Ｋ個の分割帯域に対し部分相関値として
【数１６】
を計算するステップと、（ｆ）前記部分相関値が最大と
なるシフト量ｄを求めて、推定された初期周波数オフセ
ットとして出力するステップとを含むことを特徴とす
る。
なるシフト量ｄを求めて、推定された初期周波数オフセ
ットとして出力するステップとを含むことを特徴とす
る。
【００１８】さらに、前記さらに他の目的を成し遂げる
ために、本発明に係る直交周波数分割多重方式受信機
は、復調されたシンボルＸ（ｋ）を受信して所定のシフ
ト量ｄだけ循環的にシフトさせ、シフトされたシンボル
Ｘ（ｋ＋ｄ）を出力するバッファと、基準シンボルＺ
（ｋ）を発生する基準シンボル発生部と、シフト量ｄを
カウントするカウンターと、シフトされたシンボルＸ
（ｋ＋ｄ）及び基準シンボルＺ（ｋ）を入力して、Ｎを
副搬送波の総数、所定のシフト量ｄは−２／Ｎと２／Ｎ
との間に該当するとしたとき、Ｋ個の分割帯域に対し部
分相関値として
ために、本発明に係る直交周波数分割多重方式受信機
は、復調されたシンボルＸ（ｋ）を受信して所定のシフ
ト量ｄだけ循環的にシフトさせ、シフトされたシンボル
Ｘ（ｋ＋ｄ）を出力するバッファと、基準シンボルＺ
（ｋ）を発生する基準シンボル発生部と、シフト量ｄを
カウントするカウンターと、シフトされたシンボルＸ
（ｋ＋ｄ）及び基準シンボルＺ（ｋ）を入力して、Ｎを
副搬送波の総数、所定のシフト量ｄは−２／Ｎと２／Ｎ
との間に該当するとしたとき、Ｋ個の分割帯域に対し部
分相関値として
【数１７】
を計算する部分相関値計算部と、前記部分相関値が最大
となるシフト量ｄを求めて、推定された初期周波数オフ
セットとして出力する最大値検出部とを含むことを特徴
とする。
となるシフト量ｄを求めて、推定された初期周波数オフ
セットとして出力する最大値検出部とを含むことを特徴
とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、添付された図面に基づき、
本発明による直交周波数分割多重方式受信機における初
期周波数同期装置及び該方法の好適な実施形態について
詳細に説明する。
本発明による直交周波数分割多重方式受信機における初
期周波数同期装置及び該方法の好適な実施形態について
詳細に説明する。
【００２０】本発明の実施形態による初期周波数同期装
置は、直交周波数分割多重方式を用いるデジタル音声放
送（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔ
ｉｎｇ：ＤＡＢ）システムに適用された場合に該当す
る。この場合において、受信信号と位相基準信号との遅
延相関帯域幅について述べる。一般に、チャネルの相関
帯域幅とは、あるチャネルが‘平らな’、すなわち、全
てのスペクトル要素に対し、近似的に同じ利得及び位相
差を持つように通過させるチャネルと見なせる、統計的
に測定された周波数帯域を言う。言い換えれば、ある帯
域内において任意の相異なる２つの周波数成分が互いに
強い相関関係をもつ周波数帯域をチャネルの相関帯域と
いう。チャネルの相関帯域をＢcとしたとき、Ｂcより周
波数間隔が遠く離れた２つの正弦波信号はチャネルにお
いて相異なる影響を受ける。従って、この２つの正弦波
信号間には、相関関係が保障できないことを意味する。
置は、直交周波数分割多重方式を用いるデジタル音声放
送（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔ
ｉｎｇ：ＤＡＢ）システムに適用された場合に該当す
る。この場合において、受信信号と位相基準信号との遅
延相関帯域幅について述べる。一般に、チャネルの相関
帯域幅とは、あるチャネルが‘平らな’、すなわち、全
てのスペクトル要素に対し、近似的に同じ利得及び位相
差を持つように通過させるチャネルと見なせる、統計的
に測定された周波数帯域を言う。言い換えれば、ある帯
域内において任意の相異なる２つの周波数成分が互いに
強い相関関係をもつ周波数帯域をチャネルの相関帯域と
いう。チャネルの相関帯域をＢcとしたとき、Ｂcより周
波数間隔が遠く離れた２つの正弦波信号はチャネルにお
いて相異なる影響を受ける。従って、この２つの正弦波
信号間には、相関関係が保障できないことを意味する。
【００２１】時間領域において遅延関係のある同じ両信
号を離散フーリエ変換処理し、変換された両信号に対し
て周波数領域において相互相関値を求めるとき、両信号
の相互相関関係が保たれる周波数区間が存在する。この
周波数区間は、遅延相関帯域幅と定義される。この関係
を、前述したチャネルの相関帯域と同じ概念から説明す
ると、遅延相関帯域幅に該当する周波数帯域内において
両信号は常時互いに強い相関関係を持つ。
号を離散フーリエ変換処理し、変換された両信号に対し
て周波数領域において相互相関値を求めるとき、両信号
の相互相関関係が保たれる周波数区間が存在する。この
周波数区間は、遅延相関帯域幅と定義される。この関係
を、前述したチャネルの相関帯域と同じ概念から説明す
ると、遅延相関帯域幅に該当する周波数帯域内において
両信号は常時互いに強い相関関係を持つ。
【００２２】直交周波数分割多重方式システムにおいて
時間領域信号をｚ（ｔ）とし、ｚ（ｔ）のＴoff分のフ
レーム同期のオフセットをもつ遅延到着された信号をｚ
（ｔ＋Ｔoff）とする。また、信号ｚ（ｔ）を離散フー
リエ変換処理した周波数領域の信号をＺ（ｋ）としたと
き、信号ｚ（ｔ＋Ｔoff）を離散フーリエ変換した周波
数領域の信号は、
時間領域信号をｚ（ｔ）とし、ｚ（ｔ）のＴoff分のフ
レーム同期のオフセットをもつ遅延到着された信号をｚ
（ｔ＋Ｔoff）とする。また、信号ｚ（ｔ）を離散フー
リエ変換処理した周波数領域の信号をＺ（ｋ）としたと
き、信号ｚ（ｔ＋Ｔoff）を離散フーリエ変換した周波
数領域の信号は、
【数１８】
のように表すことができる。ここで、数式展開の便宜の
ため、雑音及び周波数オフセットはないと仮定した。ま
た、Ｎは副搬送波の総数を表す。
ため、雑音及び周波数オフセットはないと仮定した。ま
た、Ｎは副搬送波の総数を表す。
【００２３】一方、遅延相関帯域幅は、前述したよう
に、任意の周波数帯域内において両信号が常時互いに強
い相関関係をもつ帯域として定義する。すなわち、任意
の周波数帯域Ｂ内において両信号Ｚ（ｋ）及び
に、任意の周波数帯域内において両信号が常時互いに強
い相関関係をもつ帯域として定義する。すなわち、任意
の周波数帯域Ｂ内において両信号Ｚ（ｋ）及び
【数１９】
の相互相関値が常時臨界値以上である最大の帯域大きさ
Ｂが遅延相関帯域幅である。この関係は、
Ｂが遅延相関帯域幅である。この関係は、
【数２０】
のように表される。ここで、Ｔcは臨界値であり、Ｎは
副搬送波の総数である。
副搬送波の総数である。
【００２４】もし、ＯＦＤＭ信号において｜Ｚ（ｋ）｜
＝１を満たすなら、上記数２０の式の左辺は、
＝１を満たすなら、上記数２０の式の左辺は、
【数２１】
のように整理される。この条件は、ＤＡＢシステムの場
合に該当する。
合に該当する。
【００２５】上記式は積分区間の開始位置ｍが含まれて
いて、フレーム同期のオフセットＴ offと積分区間Ｋと
の関係が不明である。従って、先ず、上記数２１の式が
積分区間の開始位置ｍに独立した式として整理可能であ
り、結果式は、
いて、フレーム同期のオフセットＴ offと積分区間Ｋと
の関係が不明である。従って、先ず、上記数２１の式が
積分区間の開始位置ｍに独立した式として整理可能であ
り、結果式は、
【数２２】
の通りである。
【００２６】また、上記数２２の式を上記数１０の式に
適用すると、フレーム同期のオフセットの変化による遅
延相関帯域幅は、
適用すると、フレーム同期のオフセットの変化による遅
延相関帯域幅は、
【数２３】
のように求めることができる。上記数２３の式の左辺で
は、最大帯域Ｂに対して原シンボルＺ（ｔ）と遅延され
たシンボルｚ（ｔ＋Ｔoff）との相互相関値を求める。
すなわち、遅延相関帯域幅は、上記式のように、時間同
期のオフセットＴoffをもつ信号と原信号との相関値が
常時臨界値Ｔcより大きい値をもつ最大帯域Ｂを意味す
る。
は、最大帯域Ｂに対して原シンボルＺ（ｔ）と遅延され
たシンボルｚ（ｔ＋Ｔoff）との相互相関値を求める。
すなわち、遅延相関帯域幅は、上記式のように、時間同
期のオフセットＴoffをもつ信号と原信号との相関値が
常時臨界値Ｔcより大きい値をもつ最大帯域Ｂを意味す
る。
【００２７】図２は、コンピュータシミュレーションを
通じて得た結果を示すグラフである。前記グラフには、
時間同期オフセットを持つ信号と原信号との時間同期オ
フセット量による遅延相関帯域幅との関係が示してあ
る。図２を参照すれば、帯域幅を副搬送波間隔の倍数に
て表現しており、チャネルの全体帯域は１０２４とし
た。さらに、相関帯域幅臨界値をそれぞれ０．２、０．
５、０．９及び０．９９に設定したとき、時間同期オフ
セットのない場合から、時間同期オフセットのある場合
の遅延相関帯域幅を１００．０サンプルまでに対して求
めた。グラフから明らかなように、相関帯域幅臨界値を
上げるほど、遅延相関帯域幅は狭くなる。
通じて得た結果を示すグラフである。前記グラフには、
時間同期オフセットを持つ信号と原信号との時間同期オ
フセット量による遅延相関帯域幅との関係が示してあ
る。図２を参照すれば、帯域幅を副搬送波間隔の倍数に
て表現しており、チャネルの全体帯域は１０２４とし
た。さらに、相関帯域幅臨界値をそれぞれ０．２、０．
５、０．９及び０．９９に設定したとき、時間同期オフ
セットのない場合から、時間同期オフセットのある場合
の遅延相関帯域幅を１００．０サンプルまでに対して求
めた。グラフから明らかなように、相関帯域幅臨界値を
上げるほど、遅延相関帯域幅は狭くなる。
【００２８】また、図２においては、時間遅延要素が相
関帯域幅と逆数関係にあることを参考するため、時間遅
延要素である時間同期オフセットＴoffと相関帯域幅と
の関係を示した。前記関係は、グラフでＢＷ／２Ｔoff
として参照される。ＢＷ／２Ｔoffとして参照された関
係を調べると、時間同期オフセットによる帯域幅の変化
が相関帯域幅臨界値Ｔcを０．５としたときの帯域幅の
変化と似ている。従って、本発明においては、遅延相関
帯域幅を
関帯域幅と逆数関係にあることを参考するため、時間遅
延要素である時間同期オフセットＴoffと相関帯域幅と
の関係を示した。前記関係は、グラフでＢＷ／２Ｔoff
として参照される。ＢＷ／２Ｔoffとして参照された関
係を調べると、時間同期オフセットによる帯域幅の変化
が相関帯域幅臨界値Ｔcを０．５としたときの帯域幅の
変化と似ている。従って、本発明においては、遅延相関
帯域幅を
【数２４】
に近似化して用いる。
【００２９】一方、数１４の式において位相基準信号Ｚ
（ｋ）の逆高速フーリエ変換された信号ｚ（ｔ）を基準
信号とし、信号Ｘ（ｋ）の逆高速フーリエ変換された信
号Ｔ offをΔｔ分の時間遅延、すなわち、フレーム同期
のオフセットを持つと仮定する。この場合、前述した関
係により、フレーム同期のオフセットΔｔと周波数軸遅
延相関帯域と逆数の関係が成立つ。この関係は、フレー
ム同期のオフセットが大きいほど、周波数軸遅延相関帯
域幅は縮まることを意味する。
（ｋ）の逆高速フーリエ変換された信号ｚ（ｔ）を基準
信号とし、信号Ｘ（ｋ）の逆高速フーリエ変換された信
号Ｔ offをΔｔ分の時間遅延、すなわち、フレーム同期
のオフセットを持つと仮定する。この場合、前述した関
係により、フレーム同期のオフセットΔｔと周波数軸遅
延相関帯域と逆数の関係が成立つ。この関係は、フレー
ム同期のオフセットが大きいほど、周波数軸遅延相関帯
域幅は縮まることを意味する。
【００３０】本発明による初期周波数同期方法は、基本
的に基準信号間の相関値を用いた初期周波数同期に基づ
く。この方法によると、相互相関値を求めるとき、積分
区間は時間同期のオフセットを持つ受信シンボル及び基
準シンボルにより得られる遅延相関帯域幅より小さく設
定する。すなわち、シフトされた受信シンボル及び基準
シンボルに対する相互相関値を求めるとき、積分区間を
両信号の遅延相関帯域幅以内に縮めて多数の小ブロック
に分けた積分区間に対して部分相関値を得た後、平均ま
たは合計を取る。これにより、受信シンボルと基準シン
ボルとの間におけるフレーム同期のずれにより生じる無
相関帯域が排除され、結果として相互相関関数値が常時
意味を持つことになる。従って、フレーム同期で保障で
きる時間同期のオフセット範囲内においては、初期周波
数同期が比較的に精度よく行われる。この原理が本発明
による初期周波数同期装置及び方法に適用される。
的に基準信号間の相関値を用いた初期周波数同期に基づ
く。この方法によると、相互相関値を求めるとき、積分
区間は時間同期のオフセットを持つ受信シンボル及び基
準シンボルにより得られる遅延相関帯域幅より小さく設
定する。すなわち、シフトされた受信シンボル及び基準
シンボルに対する相互相関値を求めるとき、積分区間を
両信号の遅延相関帯域幅以内に縮めて多数の小ブロック
に分けた積分区間に対して部分相関値を得た後、平均ま
たは合計を取る。これにより、受信シンボルと基準シン
ボルとの間におけるフレーム同期のずれにより生じる無
相関帯域が排除され、結果として相互相関関数値が常時
意味を持つことになる。従って、フレーム同期で保障で
きる時間同期のオフセット範囲内においては、初期周波
数同期が比較的に精度よく行われる。この原理が本発明
による初期周波数同期装置及び方法に適用される。
【００３１】図３は、本発明の実施形態による初期周波
数同期装置を備えた直交周波数分割多重方式受信機の構
造の一例を示すブロック図である。図３を参照すると、
前記ＯＦＤＭ受信機は、ＯＦＤＭ復調部３０及び、周波
数同期部３２を備える。ＯＦＤＭ復調部３０は、ＲＦ受
信部３０１、Ａ／Ｄ変換部３０２、Ｉ／Ｑ分離部３０
３、周波数オフセット補正部３０４、ＦＦＴ部３０５及
び、ビタビデコーダ３０６を備える。周波数同期部３２
は、レジスター３２１、部分相関値計算器３２２、最大
値検出器３２４、カウンター３２５及び、基準シンボル
発生部３２６を備える。
数同期装置を備えた直交周波数分割多重方式受信機の構
造の一例を示すブロック図である。図３を参照すると、
前記ＯＦＤＭ受信機は、ＯＦＤＭ復調部３０及び、周波
数同期部３２を備える。ＯＦＤＭ復調部３０は、ＲＦ受
信部３０１、Ａ／Ｄ変換部３０２、Ｉ／Ｑ分離部３０
３、周波数オフセット補正部３０４、ＦＦＴ部３０５及
び、ビタビデコーダ３０６を備える。周波数同期部３２
は、レジスター３２１、部分相関値計算器３２２、最大
値検出器３２４、カウンター３２５及び、基準シンボル
発生部３２６を備える。
【００３２】このような装置には、本発明による直交周
波数分割多重方式受信機の初期周波数同期方法が具現さ
れる。図４は、本発明の実施形態による直交周波数分割
多重方式受信機の初期周波数同期方法の主な段階を示す
フローチャートである。
波数分割多重方式受信機の初期周波数同期方法が具現さ
れる。図４は、本発明の実施形態による直交周波数分割
多重方式受信機の初期周波数同期方法の主な段階を示す
フローチャートである。
【００３３】図４を参照すると、本発明による初期周波
数同期方法は、積分区間Ｋを２×Ｔ off以内で決定する
（ステップ４０）。次に、復調されたシンボルを受信し
て所定のシフト量ｄだけ循環的にシフトさせることによ
り、シフトされた受信シンボルＸ（ｋ＋ｄ）を出力する
（ステップ４２）。次に、基準シンボルＺ（ｋ）を発生
し（ステップ４４）、シフト量ｄをカウントしつつ、シ
フトされた受信信号Ｘ（ｋ＋ｄ）及び基準信号Ｚ（ｋ）
を入力して、Ｋ個の分割帯域に対して部分相関値として
数同期方法は、積分区間Ｋを２×Ｔ off以内で決定する
（ステップ４０）。次に、復調されたシンボルを受信し
て所定のシフト量ｄだけ循環的にシフトさせることによ
り、シフトされた受信シンボルＸ（ｋ＋ｄ）を出力する
（ステップ４２）。次に、基準シンボルＺ（ｋ）を発生
し（ステップ４４）、シフト量ｄをカウントしつつ、シ
フトされた受信信号Ｘ（ｋ＋ｄ）及び基準信号Ｚ（ｋ）
を入力して、Ｋ個の分割帯域に対して部分相関値として
【数２５】
を計算する（ステップ４６）。続けて、前記部分相関値
が最大となるシフト量ｄを推定された初期周波数オフセ
ット値として出力する（ステップ４８）。
が最大となるシフト量ｄを推定された初期周波数オフセ
ット値として出力する（ステップ４８）。
【００３４】さらに、図３に基づいて上記のように具現
された本発明の実施形態による初期周波数同期装置の動
作を説明する。レジスタ３２１は、復調されたシンボル
データＸ（ｋ）を入力して所定のシフト量ｄだけ循環的
にシフトさせ、シフトされたシンボルデータＸ（ｋ＋
ｄ）を出力する。カウンター３２４は、シフト量ｄをカ
ウントする。基準シンボル発生部３２５は、基準シンボ
ルＺ（ｋ）を発生する。部分相関値計算部３２２は、受
信信号Ｘ（ｋ）及び基準シンボルＺ（ｋ）を入力して、
Ｎを副搬送波の総数、所定のシフト量ｄは−２／Ｎと２
／Ｎとの間に該当するとしたとき、Ｋ個の分割帯域に対
して部分相関値として
された本発明の実施形態による初期周波数同期装置の動
作を説明する。レジスタ３２１は、復調されたシンボル
データＸ（ｋ）を入力して所定のシフト量ｄだけ循環的
にシフトさせ、シフトされたシンボルデータＸ（ｋ＋
ｄ）を出力する。カウンター３２４は、シフト量ｄをカ
ウントする。基準シンボル発生部３２５は、基準シンボ
ルＺ（ｋ）を発生する。部分相関値計算部３２２は、受
信信号Ｘ（ｋ）及び基準シンボルＺ（ｋ）を入力して、
Ｎを副搬送波の総数、所定のシフト量ｄは−２／Ｎと２
／Ｎとの間に該当するとしたとき、Ｋ個の分割帯域に対
して部分相関値として
【数２６】
を計算する。最大値検出部３２３は、前記部分相関値が
最大となるシフト量ｄを求めて出力する。
最大となるシフト量ｄを求めて出力する。
【００３５】結果として、本発明による初期周波数同期
装置においては、
装置においては、
【数２７】
のアルゴリズムが用いられる。ここで、Ｎは副搬送波の
総数であり、Ｋは相互相関関数積分区間を分けた個数で
ある。すなわち、１つの積分区間はＮ／Ｋ個の副搬送波
帯域に該当する。また、分けられた個々の帯域を分割帯
域ＢＷSとしたとき、Ｋ個だけ分割された１つの分割帯
域の大きさは、ＢＷS＝１／Ｋ×ＢＷ（ＢＷはチャネル
の全帯域）に該当する。
総数であり、Ｋは相互相関関数積分区間を分けた個数で
ある。すなわち、１つの積分区間はＮ／Ｋ個の副搬送波
帯域に該当する。また、分けられた個々の帯域を分割帯
域ＢＷSとしたとき、Ｋ個だけ分割された１つの分割帯
域の大きさは、ＢＷS＝１／Ｋ×ＢＷ（ＢＷはチャネル
の全帯域）に該当する。
【００３６】本発明による方法及び装置により初期周波
数オフセットの検出が正常に行われるかどうかを確認す
るため、シミュレーションを行った。図５の（Ａ）及び
図５の（Ｂ）は、そのシミュレーション結果を示すグラ
フである。また、比較のため、図６の（Ａ）及び図６の
（Ｂ）には、従来の初期周波数オフセットの検出方法に
よるシミュレーション結果を示した。シミュレーション
実験の条件は、信号対雑音比ＳＮＲが５ｄＢのガウシア
ンチャネル、副搬送波の総数は１０２４、周波数オフセ
ットは副搬送波の総数の−６２．４倍に与えた。図５の
（Ａ）及び図６の（Ａ）は、フレーム同期のオフセット
が０．０の場合に該当するシミュレーション結果を表
し、図５の（Ｂ）及び図６の（Ｂ）は、フレーム同期の
オフセットが１０．０の場合に該当するシミュレーショ
ン結果を表す。従来の初期周波数同期方法による初期周
波数オフセット検出シミュレーションは、ガウシアンチ
ャネルにおいて全体帯域に対する相関関数を適用した。
また、本発明による初期周波数同期方法に対する初期周
波数オフセット検出シミュレーションにおいては、分割
帯域の個数を３２に使用している。そして、この分割帯
域に対する相関値の合計を求めた。図中、横軸は周波数
を、縦軸は相関値をそれぞれ表す。このとき、与えられ
た周波数オフセットが−６２．４であるから、横軸−６
２の位置にて最大のピークが発生する場合、初期周波数
オフセットの検出が精度よく行われたことを意味する。
数オフセットの検出が正常に行われるかどうかを確認す
るため、シミュレーションを行った。図５の（Ａ）及び
図５の（Ｂ）は、そのシミュレーション結果を示すグラ
フである。また、比較のため、図６の（Ａ）及び図６の
（Ｂ）には、従来の初期周波数オフセットの検出方法に
よるシミュレーション結果を示した。シミュレーション
実験の条件は、信号対雑音比ＳＮＲが５ｄＢのガウシア
ンチャネル、副搬送波の総数は１０２４、周波数オフセ
ットは副搬送波の総数の−６２．４倍に与えた。図５の
（Ａ）及び図６の（Ａ）は、フレーム同期のオフセット
が０．０の場合に該当するシミュレーション結果を表
し、図５の（Ｂ）及び図６の（Ｂ）は、フレーム同期の
オフセットが１０．０の場合に該当するシミュレーショ
ン結果を表す。従来の初期周波数同期方法による初期周
波数オフセット検出シミュレーションは、ガウシアンチ
ャネルにおいて全体帯域に対する相関関数を適用した。
また、本発明による初期周波数同期方法に対する初期周
波数オフセット検出シミュレーションにおいては、分割
帯域の個数を３２に使用している。そして、この分割帯
域に対する相関値の合計を求めた。図中、横軸は周波数
を、縦軸は相関値をそれぞれ表す。このとき、与えられ
た周波数オフセットが−６２．４であるから、横軸−６
２の位置にて最大のピークが発生する場合、初期周波数
オフセットの検出が精度よく行われたことを意味する。
【００３７】図５の（Ａ）及び図５の（Ｂ）を参照する
と、本発明による初期周波数同期方法に対するシミュレ
ーション結果は、図５の（Ａ）の時間同期のオフセット
がない場合、すなわち、時間同期のオフセットが０．０
の場合だけでなく、図５の（Ｂ）の時間同期オフセット
のある場合、すなわち、時間同期のオフセットが１０．
０の場合でも、与えられた周波数オフセットに該当する
横軸−６２の位置にて最大値が発生するので、初期周波
数オフセットの検出が比較的に精度良く行われることを
確認することができる。但し、本発明による初期周波数
同期方法は、時間同期のオフセットが分割帯域数の１／
２以内であることが好ましい。
と、本発明による初期周波数同期方法に対するシミュレ
ーション結果は、図５の（Ａ）の時間同期のオフセット
がない場合、すなわち、時間同期のオフセットが０．０
の場合だけでなく、図５の（Ｂ）の時間同期オフセット
のある場合、すなわち、時間同期のオフセットが１０．
０の場合でも、与えられた周波数オフセットに該当する
横軸−６２の位置にて最大値が発生するので、初期周波
数オフセットの検出が比較的に精度良く行われることを
確認することができる。但し、本発明による初期周波数
同期方法は、時間同期のオフセットが分割帯域数の１／
２以内であることが好ましい。
【００３８】これに対し、図６の（Ａ）及び図６の
（Ｂ）を参照すると、従来の初期周波数オフセットの検
出方法によると、フレーム同期のオフセットがない場
合、すなわち、フレーム同期のオフセットが０．０の場
合には、図６の（Ａ）に示すように、精度良い初期周波
数オフセットの検出が可能であるが、時間同期のオフセ
ットがある場合には、すなわち、時間同期のオフセット
が１０．０の場合には、図６の（Ｂ）に示されたよう
に、与えられた周波数同期オフセットに該当する横軸−
６２の位置にていずれのピークも現われず、結果とし
て、初期周波数オフセットの検出ができないことが解
る。
（Ｂ）を参照すると、従来の初期周波数オフセットの検
出方法によると、フレーム同期のオフセットがない場
合、すなわち、フレーム同期のオフセットが０．０の場
合には、図６の（Ａ）に示すように、精度良い初期周波
数オフセットの検出が可能であるが、時間同期のオフセ
ットがある場合には、すなわち、時間同期のオフセット
が１０．０の場合には、図６の（Ｂ）に示されたよう
に、与えられた周波数同期オフセットに該当する横軸−
６２の位置にていずれのピークも現われず、結果とし
て、初期周波数オフセットの検出ができないことが解
る。
【００３９】また、図７の（Ａ）乃至図７の（Ｄ）は、
本発明による初期周波数同期方法におけるオフセット検
出の正確度を説明するため、フレーム同期のオフセット
範囲による理論的な正確度及びシミュレーションによる
正確度とを比較して示すグラフである。シミュレーショ
ン条件として、チャネルは信号対雑音比ＳＮＲが５ｄＢ
であるガウシアンチャネルに該当し、−５０〜＋５０サ
ンプルの時間同期のオフセットサンプル区間を適用し
た。また、周波数オフセットは、−５１０〜５１０の任
意の値に該当する。
本発明による初期周波数同期方法におけるオフセット検
出の正確度を説明するため、フレーム同期のオフセット
範囲による理論的な正確度及びシミュレーションによる
正確度とを比較して示すグラフである。シミュレーショ
ン条件として、チャネルは信号対雑音比ＳＮＲが５ｄＢ
であるガウシアンチャネルに該当し、−５０〜＋５０サ
ンプルの時間同期のオフセットサンプル区間を適用し
た。また、周波数オフセットは、−５１０〜５１０の任
意の値に該当する。
【００４０】図面においては、本発明の初期周波数同期
方法により周波数オフセットを精度良く検出可能な理論
的な区間と、シミュレーションを通じて得た区間とを比
較して示した。理論的な区間は太い実線に示し、シミュ
レーションを通じて得た区間は細い実線にて示した。ま
た、シミュレーションにおいては、副搬送波の総数をそ
れぞれ１０２４及び２０４８に対して適用した。また保
護区間の大きさは１２８サンプルである。シミュレーシ
ョンにおいては、ある１つの時間同期のオフセットに対
して任意の周波数オフセットを毎度１００回ずつ適用し
て周波数オフセットを精度良く獲得する確率を求めた。
方法により周波数オフセットを精度良く検出可能な理論
的な区間と、シミュレーションを通じて得た区間とを比
較して示した。理論的な区間は太い実線に示し、シミュ
レーションを通じて得た区間は細い実線にて示した。ま
た、シミュレーションにおいては、副搬送波の総数をそ
れぞれ１０２４及び２０４８に対して適用した。また保
護区間の大きさは１２８サンプルである。シミュレーシ
ョンにおいては、ある１つの時間同期のオフセットに対
して任意の周波数オフセットを毎度１００回ずつ適用し
て周波数オフセットを精度良く獲得する確率を求めた。
【００４１】図７の（Ａ）乃至図７の（Ｄ）を参照すれ
ば、本発明による方法が理論的に提示したＫ個だけ分割
された１つの分割帯域の大きさＢＷS＝１／Ｋ×ＢＷを
相関関数の積分区間として用いる場合、副搬送波の倍数
にて表した時間同期のオフセットが±Ｋ／２以内の場
合、常時初期周波数オフセットの検出が可能であること
を表す。図７の（Ａ）は、分割帯域ＢＷS＝１／８×Ｂ
Ｗの場合であり、図７の（Ｂ）は、分割帯域ＢＷS＝１
／１６×ＢＷの場合であり、図７の（Ｃ）は、分割帯域
ＢＷS＝１／３２×ＢＷの場合であり、図７の（Ｄ）
は、分割帯域ＢＷS＝１／６４×ＢＷの場合である。し
たがって、本発明による方法の性能を評価するためのシ
ミュレーション実験結果をみると、積分区間を分割して
相関値を求める本発明の方法が、積分区間を分割しない
場合に比べフレーム同期で保障できる時間同期のオフセ
ットに対しては初期周波数オフセットを精度良く検出で
きることが解る。
ば、本発明による方法が理論的に提示したＫ個だけ分割
された１つの分割帯域の大きさＢＷS＝１／Ｋ×ＢＷを
相関関数の積分区間として用いる場合、副搬送波の倍数
にて表した時間同期のオフセットが±Ｋ／２以内の場
合、常時初期周波数オフセットの検出が可能であること
を表す。図７の（Ａ）は、分割帯域ＢＷS＝１／８×Ｂ
Ｗの場合であり、図７の（Ｂ）は、分割帯域ＢＷS＝１
／１６×ＢＷの場合であり、図７の（Ｃ）は、分割帯域
ＢＷS＝１／３２×ＢＷの場合であり、図７の（Ｄ）
は、分割帯域ＢＷS＝１／６４×ＢＷの場合である。し
たがって、本発明による方法の性能を評価するためのシ
ミュレーション実験結果をみると、積分区間を分割して
相関値を求める本発明の方法が、積分区間を分割しない
場合に比べフレーム同期で保障できる時間同期のオフセ
ットに対しては初期周波数オフセットを精度良く検出で
きることが解る。
【００４２】以上のような本発明に係る方法によると、
Ｎ本の副搬送波を用いる直交周波数分割多重方式システ
ムにおいて、複素掛け算の計算量を基準とするとき、本
発明による方法における計算量はＮ2に比例する。しか
し、チャネルの単位応答を用いた従来の方法はＮ×（Ｎ
＋（Ｎ／２）×ｌｏｇ2Ｎ）に比例する計算量が必要と
なる。したがって、本発明による方法は、初期フレーム
同期アルゴリズムのオフセット範囲以内で従来の方法と
同様に安定的に動作しつつ、（Ｎ2／２）×ｌｏｇ2Ｎの
追加的な計算量を減らせる。この減った計算量は、従来
の方法の計算量と比較して１０２４個の副搬送波を用い
る場合１／６倍、そして２０４８個の副搬送波を用いる
場合１／１１倍分の計算量だけを必要とする。また減少
された計算量は、副搬送波の個数に該当するＮ番の逆フ
ーリエ変換過程を除去した結果と同一である。
Ｎ本の副搬送波を用いる直交周波数分割多重方式システ
ムにおいて、複素掛け算の計算量を基準とするとき、本
発明による方法における計算量はＮ2に比例する。しか
し、チャネルの単位応答を用いた従来の方法はＮ×（Ｎ
＋（Ｎ／２）×ｌｏｇ2Ｎ）に比例する計算量が必要と
なる。したがって、本発明による方法は、初期フレーム
同期アルゴリズムのオフセット範囲以内で従来の方法と
同様に安定的に動作しつつ、（Ｎ2／２）×ｌｏｇ2Ｎの
追加的な計算量を減らせる。この減った計算量は、従来
の方法の計算量と比較して１０２４個の副搬送波を用い
る場合１／６倍、そして２０４８個の副搬送波を用いる
場合１／１１倍分の計算量だけを必要とする。また減少
された計算量は、副搬送波の個数に該当するＮ番の逆フ
ーリエ変換過程を除去した結果と同一である。
【００４３】
【発明の効果】以上述べたように、本発明による直交周
波数分割多重方式受信機の初期周波数同期方法及び装置
は、少量の計算により安定した周波数同期が行えるよう
にする。
波数分割多重方式受信機の初期周波数同期方法及び装置
は、少量の計算により安定した周波数同期が行えるよう
にする。
【図１】従来の直交周波数分割多重方式受信機の構造の
一例を示すブロック図である。
一例を示すブロック図である。
【図２】本発明による初期周波数同期装置及び方法を説
明するためにフレーム同期オフセットがある遅延信号と
原信号とのフレーム同期オフセットに対する遅延相関帯
域幅の関係を示すグラフである。
明するためにフレーム同期オフセットがある遅延信号と
原信号とのフレーム同期オフセットに対する遅延相関帯
域幅の関係を示すグラフである。
【図３】本発明の実施形態による初期周波数同期装置を
備えた直交周波数分割多重方式受信機の構造を示すブロ
ック図である。
備えた直交周波数分割多重方式受信機の構造を示すブロ
ック図である。
【図４】本発明の実施形態による初期周波数同期方法の
主な段階を示すフローチャートである。
主な段階を示すフローチャートである。
【図５】本発明による初期周波数オフセットの検出方法
によるシミュレーション結果を示すグラフである。
によるシミュレーション結果を示すグラフである。
【図６】従来の初期周波数オフセットの検出方法による
シミュレーション結果を示すグラフである。
シミュレーション結果を示すグラフである。
【図７】本発明による初期周波数同期方法のオフセット
検出の正確度を説明するためにフレーム同期オフセット
範囲による理論的な正確度及びシミュレーションによる
正確度を比較して示すグラフである。
検出の正確度を説明するためにフレーム同期オフセット
範囲による理論的な正確度及びシミュレーションによる
正確度を比較して示すグラフである。
３０ ＯＦＤＭ復調部
３２ 周波数同期部
３２２ 部分相関値計算部
３２３ 最大値検出部
３２４ カウンター
３２５ 基準シンボル発生部
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 朴 ▲キョン▼信
大韓民国京畿道水原市勧善区勧善洞1265
番地有元普成アパート601棟901号
(72)発明者 朴 賢▲チョル▼
大韓民国京畿道安山市本五２洞880番地
漢陽アパート21棟405号
(56)参考文献 特開 平11−308194（ＪＰ，Ａ)
米国特許5450456（ＵＳ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04J 11/00
Claims (3)
- 【請求項１】 直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）受
信機の周波数同期部内に具備されて初期周波数同期を行
う初期周波数同期装置であって、 復調されたシンボルＸ（ｋ）を受信して所定のシフト量
ｄだけ循環的にシフトさせ、シフトされたシンボルＸ
（ｋ＋ｄ）を出力するバッファと、 基準シンボルＺ（ｋ）を発生する基準シンボル発生部
と、 シフト量ｄをカウントするカウンターと、 シフトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）及び基準シンボルＺ
（ｋ）を入力して、Ｎを副搬送波の総数、所定のシフト
量ｄは−２／Ｎと２／Ｎとの間に該当するとしたとき、
Ｋ個の分割帯域に対して部分相関値として 【数１】 を計算する部分相関値計算部と、 前記部分相関値が最大となるシフト量ｄを求めて、推定
された初期周波数オフセット値として出力する最大値検
出部とを含み、 前記分割帯域の個数Ｋは、フレーム同期に保障できる時
間同期オフセットをＴ off としたとき、２×Ｔ off 以内に
設定される ことを特徴とする直交周波数分割多重方式受
信機の初期周波数同期装置。 - 【請求項２】 直交周波数分割多重方式復調及び周波数
同期を行う直交周波数分割多重方式受信機において初期
周波数同期を行う方法であって、 （ａ）復調されたシンボルＸ（ｋ）を受信するステップ
と、 （ｂ）復調されたシンボルＸ（ｋ）を所定のシフト量ｄ
だけ循環的にシフトさせ、シフトされたシンボルＸ（ｋ
＋ｄ）を出力するステップと、 （ｃ）基準シンボルＺ（ｋ）を発生するステップと、 （ｄ）シフト量ｄをカウントするステップと、 （ｅ）シフトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）及び基準シン
ボルＺ（ｋ）を入力して、Ｎを副搬送波の総数、所定の
シフト量ｄは−２／Ｎと２／Ｎとの間に該当するとした
とき、Ｋ個の分割帯域に対し部分相関値として 【数２】 を計算するステップと、 （ｆ）前記部分相関値が最大となるシフト量ｄを求め
て、推定された初期周波数オフセットとして出力するス
テップとを含み、 前記分割帯域の個数Ｋは、フレーム同期に保障できる時
間同期オフセットをＴ off としたとき、２×Ｔ off 以内に
設定される ことを特徴とする直交周波数分割多重方式受
信機の初期周波数同期方法。 - 【請求項３】 直交周波数分割多重方式受信機におい
て、 復調されたシンボルＸ（ｋ）を受信して所定のシフト量
ｄだけ循環的にシフトさせ、シフトされたシンボルＸ
（ｋ＋ｄ）を出力するバッファと、 基準シンボルＺ（ｋ）を発生する基準シンボル発生部
と、 シフト量ｄをカウントするカウンターと、 シフトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）及び基準シンボルＺ
（ｋ）を入力して、Ｎを副搬送波の総数、所定のシフト
量ｄは−２／Ｎと２／Ｎとの間に該当するとしたとき、
Ｋ個の分割帯域に対し部分相関値として 【数３】 を計算する部分相関値計算部と、 前記部分相関値が最大となるシフト量ｄを求めて、推定
された初期周波数オフセットとして出力する最大値検出
部とを含み、 前記分割帯域の個数Ｋは、フレーム同期に保障できる時
間同期オフセットをＴ off とするとき、２×Ｔ off 以内に
設定される ことを特徴とする直交周波数分割多重方式受
信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR10-1998-0059396A KR100453031B1 (ko) | 1998-12-28 | 1998-12-28 | 직교주파수분할다중화수신기초기주파수동기장치및그방법 |
| KR199859396 | 1998-12-28 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000236322A JP2000236322A (ja) | 2000-08-29 |
| JP3398636B2 true JP3398636B2 (ja) | 2003-04-21 |
Family
ID=19566340
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP37559699A Expired - Fee Related JP3398636B2 (ja) | 1998-12-28 | 1999-12-28 | 直交周波数分割多重方式受信機の初期周波数同期装置及びその方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6628606B1 (ja) |
| JP (1) | JP3398636B2 (ja) |
| KR (1) | KR100453031B1 (ja) |
| CN (1) | CN1164056C (ja) |
Families Citing this family (35)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1162803A1 (en) * | 2000-06-05 | 2001-12-12 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Frequency tracking device and method for a receiver of a multi-carrier communication system |
| AU2000275412A1 (en) * | 2000-10-03 | 2002-04-15 | U4Ea Technologies Limited | Data flow control |
| JP3639521B2 (ja) * | 2000-11-10 | 2005-04-20 | 株式会社ケンウッド | ダイバーシティ受信機及び直交周波数分割多重信号受信方法 |
| KR100402906B1 (ko) * | 2001-02-08 | 2003-10-22 | (주)아이앤씨테크놀로지 | 직교주파수분할다중방식에서의 주파수 오프셋 동기화 장치및 방법 |
| US20020176519A1 (en) * | 2001-03-08 | 2002-11-28 | Alain Chiodini | Coarse frequency offset estimation |
| GB2375272B (en) * | 2001-04-30 | 2003-11-19 | Lucent Technologies Inc | A frequency estimator for use in a receiver of packetised data, the receiver and a method of reception |
| KR100591700B1 (ko) * | 2001-10-06 | 2006-07-03 | 엘지노텔 주식회사 | 배열 안테나 시스템에서 신호 경로 탐색 방법 및 이를위한 장치 |
| JP3607238B2 (ja) * | 2001-10-22 | 2005-01-05 | 株式会社東芝 | Ｏｆｄｍ信号受信システム |
| KR100402798B1 (ko) * | 2002-01-03 | 2003-10-22 | 삼성전자주식회사 | 오에프디엠신호 등화기 |
| US7558327B2 (en) | 2002-04-30 | 2009-07-07 | Advantest Corporation | Pattern position measuring device, method, and program, and record medium on which the program is recorded |
| CN1309192C (zh) * | 2002-08-27 | 2007-04-04 | 山东大学 | 多径衰落信道中正交频分复用系统的载波频率跟踪方法 |
| KR100528332B1 (ko) * | 2003-03-15 | 2006-01-09 | 삼성전자주식회사 | Ｏｆｄｍ 시스템에서의 초기 주파수 동기 방법 및 장치 |
| US7203254B2 (en) * | 2003-03-25 | 2007-04-10 | Motorola, Inc. | Method and system for synchronizing in a frequency shift keying receiver |
| US7418040B2 (en) * | 2003-05-30 | 2008-08-26 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for determining a timing offset for processing a multi-carrier signal |
| US20050129148A1 (en) * | 2003-12-11 | 2005-06-16 | Wideband Semiconductors, Inc. | Control algorithm in QAM modems |
| KR100601939B1 (ko) * | 2004-01-16 | 2006-07-14 | 삼성전자주식회사 | Ｏｆｄｍ 시스템에서의 초기 주파수 동기 방법 및 장치 |
| US20050265219A1 (en) * | 2004-05-11 | 2005-12-01 | Texas Instruments Incorporated | Orthogonal frequency division multiplex (OFDM) packet detect unit, method of detecting an OFDM packet and OFDM receiver employing the same |
| US7298772B1 (en) | 2004-09-03 | 2007-11-20 | Redpine Signals, Inc. | Packet detection, symbol timing, and coarse frequency estimation in an OFDM communications system |
| KR100983502B1 (ko) * | 2006-02-14 | 2010-09-27 | 퀄컴 인코포레이티드 | 직교 주파수 분할 다중 시스템에서의 주파수 오차 검출방법 및 장치 |
| CN101039125B (zh) * | 2006-03-16 | 2013-03-13 | 湖北众友科技实业股份有限公司 | 用于td-scdma终端测试的频率偏差测量的方法和装置 |
| CN101060612B (zh) * | 2006-04-17 | 2011-05-11 | 中兴通讯股份有限公司 | 移动终端的解调方法及装置 |
| JP4823756B2 (ja) * | 2006-04-27 | 2011-11-24 | 京セラ株式会社 | 移動体通信システム、基地局装置及び移動体通信システムの周波数割当方法 |
| EP2458805B1 (en) | 2007-01-05 | 2018-06-27 | LG Electronics Inc. | Method for setting cyclic shift considering frequency offset |
| EP2456155B1 (en) * | 2007-01-05 | 2018-06-06 | LG Electronics Inc. | Method for setting cyclic shift considering frequency offset |
| CN101014028B (zh) * | 2007-01-12 | 2010-05-26 | 鼎芯通讯（上海）有限公司 | 一种利用相位参考码元性质的频率粗同步方法 |
| WO2008120283A1 (ja) * | 2007-02-27 | 2008-10-09 | Panasonic Corporation | 周波数オフセット補償装置 |
| EP2193624A1 (en) * | 2007-09-28 | 2010-06-09 | Thomson Licensing | Time-frequency synchronization and frame number detection for dmb-t systems |
| TW201105058A (en) * | 2009-07-29 | 2011-02-01 | Ralink Technology Corp | Method and apparatus of subcarrier grouping for a wireless communication system |
| CN103348645B (zh) * | 2011-09-30 | 2017-03-29 | 华为技术有限公司 | 上行基带信号压缩方法、解压缩方法、装置和系统 |
| KR101333824B1 (ko) * | 2012-03-05 | 2013-11-29 | (주)에프씨아이 | 오에프디엠 수신기에서 대략적 주파수 동기 방법 |
| KR101525931B1 (ko) * | 2013-07-24 | 2015-06-04 | 성균관대학교산학협력단 | Ofdm 시스템에서의 주파수 오프셋 추정 방법 및 ofdm 수신기 |
| GB2528499B (en) * | 2014-07-24 | 2021-03-31 | Advanced Risc Mach Ltd | Correlation determination early termination |
| CN105703894B (zh) * | 2014-12-11 | 2019-04-26 | 联芯科技有限公司 | 频域定时同步方法和装置 |
| CN106549896A (zh) * | 2015-09-23 | 2017-03-29 | 中南大学 | 一种通用零自相关码的新型定时同步与频偏估计算法 |
| US10021130B2 (en) * | 2015-09-28 | 2018-07-10 | Verizon Patent And Licensing Inc. | Network state information correlation to detect anomalous conditions |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5450456A (en) | 1993-11-12 | 1995-09-12 | Daimler Benz Ag | Method and arrangement for measuring the carrier frequency deviation in a multi-channel transmission system |
| JPH08265292A (ja) | 1995-03-22 | 1996-10-11 | Toshiba Corp | Ｏｆｄｍ受信装置 |
| US6122246A (en) * | 1996-08-22 | 2000-09-19 | Tellabs Operations, Inc. | Apparatus and method for clock synchronization in a multi-point OFDM/DMT digital communications system |
| US5995483A (en) * | 1996-08-22 | 1999-11-30 | Tellabs Operations, Inc. | Apparatus and method for upstream clock synchronization in a multi-point OFDM/DMT digital communication system |
| US6359938B1 (en) * | 1996-10-31 | 2002-03-19 | Discovision Associates | Single chip VLSI implementation of a digital receiver employing orthogonal frequency division multiplexing |
| JP3688113B2 (ja) | 1998-04-23 | 2005-08-24 | 三菱電機株式会社 | デジタル音声放送受信機 |
| US6654431B1 (en) * | 1999-09-15 | 2003-11-25 | Telcordia Technologies, Inc. | Multicarrier personal access communication system |
-
1998
- 1998-12-28 KR KR10-1998-0059396A patent/KR100453031B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1999
- 1999-12-28 JP JP37559699A patent/JP3398636B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1999-12-28 CN CNB991229339A patent/CN1164056C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1999-12-28 US US09/472,883 patent/US6628606B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000236322A (ja) | 2000-08-29 |
| KR20000043086A (ko) | 2000-07-15 |
| CN1261757A (zh) | 2000-08-02 |
| CN1164056C (zh) | 2004-08-25 |
| KR100453031B1 (ko) | 2005-02-02 |
| US6628606B1 (en) | 2003-09-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3398636B2 (ja) | 直交周波数分割多重方式受信機の初期周波数同期装置及びその方法 | |
| EP1460814B1 (en) | Coarse frequency synchronization for multicarrier receivers | |
| KR100601939B1 (ko) | Ｏｆｄｍ 시스템에서의 초기 주파수 동기 방법 및 장치 | |
| US9967125B2 (en) | Receiver and method of receiving | |
| US9948436B2 (en) | Receiver and method of receiving | |
| JP4410388B2 (ja) | Ｏｆｄｍ復調装置およびｏｆｄｍ復調方法 | |
| US9847900B2 (en) | Receiver and method of receiving | |
| US9942076B2 (en) | Device and method for detecting and recovering payload data from a signal | |
| JP3437528B2 (ja) | 対称構造のプリアンブルを適用したｏｆｄｍ信号のシンボル／周波数同期方法 | |
| JP2019522929A (ja) | 受信装置及び受信方法 | |
| US10476725B2 (en) | Receiver and method of receiving | |
| US7583770B2 (en) | Multiplex signal error correction method and device | |
| JP4511714B2 (ja) | Ｏｆｄｍ受信装置 | |
| KR100664018B1 (ko) | 직교주파수 분할다중화 수신기의 동기 검출장치 | |
| CN114866393A (zh) | 基于前导序列的信令检测方法及装置 | |
| KR20020086161A (ko) | 직교 주파수 분할 다중 전송 시스템의 훈련 심볼 결정방법 및 주파수 옵셋 추정과 동기를 위한 장치 및 방법 | |
| KR100907282B1 (ko) | 고속 푸리에 변환 처리 후단에 적용가능한 수신 신호 정보검출 장치 및 수신 신호 정보 검출 방법 | |
| JP2003188846A (ja) | 通信装置および周波数偏差推定方法 | |
| JP4548158B2 (ja) | 受信方法及び受信装置 | |
| KR20040107831A (ko) | Ｔｄｓ-ｏｆｄｍ 시스템에서 동기세그먼트 신호와ｆｆｔ를 이용한 반송파주파수복원장치 및 그 방법 | |
| JP4114524B2 (ja) | Ｏｆｄｍ復調装置及び方法 | |
| KR100574013B1 (ko) | 직교주파수분할다중 방식으로 복조된 디지털 신호의반송파 주파수에러 측정장치 및 측정방법 | |
| WO2012114769A1 (ja) | チャネル推定装置およびチャネル推定方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080214 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090214 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100214 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100214 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110214 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110214 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120214 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120214 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130214 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140214 Year of fee payment: 11 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |