KR100601939B1

KR100601939B1 - Ｏｆｄｍ 시스템에서의 초기 주파수 동기 방법 및 장치

Info

Publication number: KR100601939B1
Application number: KR1020040003234A
Authority: KR
Inventors: 김광철
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2004-01-16
Filing date: 2004-01-16
Publication date: 2006-07-14
Also published as: US7349500B2; EP1555785A3; EP1555785A2; US20050169408A1; JP4125715B2; JP2005204301A; KR20050075869A

Abstract

본 발명은 OFDM 시스템에서 초기 주파수 동기를 수행하는 초기 주파수 동기 장치 및 방법을 개시한다. 본 발명에 따라, 직교주파수분할다중화 수신기의 초기 주파수 동기 장치는 복조된 심볼 X(k)을 수신하고 소정의 시프트량(d)으로 순환적으로 시프트시켜 시프트된 심볼 X(k+d)을 출력하는 버퍼; 위상 상관 대역폭에 따른 적분 구간 및 상기 적분 구간에 따른 분할 대역의 개수(K)를 결정하며, 상기 분할대역의 개수에 따라서 심볼 시간 옵셋을 생성하고 조절하는 제어부; 상기 심볼 시간 옵셋만큼 위상을 왜곡시키고, 주파수 대역에 따라서 정해진 가중치 벡터에 의해 가중치된 기준 심볼 Z(k)를 생성하는 가중치된 PRS 생성부; 상기 시프트량(d)을 카운트하는 카운터; 상기 시프트된 심볼 X(k+d)과 상기 기준심볼 Z(k)을 수신하여 K개의 분할 대역들에 대한 부분상관값을 계산하는 부분 상관부; 및 상기 부분상관값이 최대가 되는 시프트량(d)을 구하여 추정된 초기 주파수 동기 오차(the estimated coarse frequency offset value)로서 출력하는 오프셋 추정부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

ＯＦＤＭ 시스템에서의 초기 주파수 동기 방법 및 장치{Coarse frequency synchronization method and apparatus in OFDM system}

도 1은 직교주파수분할다중화(OFDM) 수신기의 블록도이다.

도 2는 시간 동기 오차에 따른 심볼 왜곡의 영향을 설명하는 도면이다.

도 3은 초기 주파수 동기부의 블록도이다.

도 4는 초기 주파수 동기 방법의 플로우 차트이다.

도 5a 및 도 5b는 심볼 시간 오차에 따른 기준 심볼과 수신 심볼관의 상관성을 도시하는 도면이다.

본 발명은 직교주파수분할다중화(OFDM) 기술에 관한 것으로, 보다 상세하게는 직교주파수분할다중화(OFDM) 수신기에서의 초기 주파수 동기장치 및 방법에 관한 것이다.

직교주파수분할다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing : OFDM)는 다중경로와 페이딩(fading) 채널에 강한 특성을 갖는 변조 기술로써, 스펙트럼 효율이 우수하여 무선통신의 여러분야에서 연구되고 있는 기술이지만, 주파수 동기 와 심볼 타이밍 동기에 민감하다는 단점을 가지고 있다. OFDM 기술은 유럽형 DVB(Digital Video Broadcasting) 방식에서와, 20Mbps 이상의 전송속도를 지원하는 광대역 무선 LAN인 IEEE의 802.11a 와 BRAN ETSI의 HIPERLAN/2의 물리계층의 표준으로 채택되었는데, 초기 주파수 동기 방법은 유럽형 DAB에 적용될 수 있는 기술이다.

종래의 초기 주파수 동기 방법에서는 프레임 동기 오차에 의하여 줄어든 상호상관 대역폭을 흡수하기 위하여, 상호 상관값을 취할 때 적분 구간을 지연상관 대역폭 이내로 줄여 여러 개의 구간으로 나누고 상호 상관값을 각 구간에서 계산한 후 평균을 취한다. 이 방법에 의해 프레임 동기 오차에 의한 문제를 해결할 수 있어 초기 주파수 동기가 가능하다. 그러나 이 방법은 ±15 샘플이내로 샘플 옵셋을 보상해야 하기 때문에 실제로 시스템을 구현하기가 힘들다는 문제점이 있다.

본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 적은 계산에 의하여 안정적인 주파수 동기를 수행할 수 있는 직교주파수분할다중화(OFDM) 수신기에서의 초기 주파수 동기 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

상기 기술적 과제는 본 발명에 따라, 복조된 심볼 X(k)을 수신하고 소정의 시프트량(d)으로 순환적으로 시프트시켜 시프트된 심볼 X(k+d)을 출력하는 버퍼; 위상 상관 대역폭에 따른 적분 구간 및 상기 적분 구간에 따른 분할 대역의 개수(K)를 결정하며, 상기 분할대역의 개수에 따라서 심볼 시간 옵셋을 생성하고 조절하는 제어부; 상기 심볼 시간 옵셋만큼 위상을 왜곡시키고, 주파수 대역에 따라서 정해진 가중치 벡터에 의해 가중치된 기준 심볼 Z(k)를 생성하는 가중치된 PRS 생성부; 상기 시프트량(d)을 카운트하는 카운터; 상기 시프트된 심볼 X(k+d)과 상기 기준심볼 Z(k)을 수신하여 K개의 분할 대역들에 대한 부분상관값을 계산하는 부분 상관부; 및 상기 부분상관값이 최대가 되는 시프트량(d)을 구하여 추정된 초기 주파수 동기 오차(the estimated coarse frequency offset value)로서 출력하는 오프셋 추정부를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중화 수신기의 초기 주파수 동기 장치에 의해 달성된다.

상기 가중치된 PRS 생성부는, 위상 기준 심볼을 생성하는 기준 심볼 생성부; 높은 주파수 대역에는 큰 가중치 벡터를, 낮은 주파수 대역에는 작은 가중치 벡터를 할당하여 정해진 가중치 벡터를 저장한 가중치 벡터 테이블; 상기 가중치 벡터에 따라 상기 기준 심벌을 가중치하는 가중치된 기준 심벌 생성부; 상기 심볼 시간 옵셋량에 따라서 상기 위상 기준 심볼의 위상을 천이시켜 위상이 왜곡된 기준 심볼을 출력하는 위상 천이부; 및 상기 가중치된 기준 심벌과 위상이 왜곡된 기준 심벌을 곱하여 출력하는 곱셈부를 포함하는 것이 바람직하다.

한편, 본 발명의 다른 분야에 따르면, 상기 기술적 과제는 (a) 복조된 심볼 X(k)을 수신하고 소정의 시프트량(d)으로 순환적으로 시프트시켜 시프트된 심볼 X(k+d)을 출력하는 단계; (b) 위상 상관 대역폭에 따른 적분 구간 및 상기 적분 구간에 따른 분할 대역의 개수(K)를 결정하며, 상기 분할대역의 개수에 따라서 소정의 심볼 시간 옵셋을 생성하는 단계; (c) 상기 심볼 시간 옵셋만큼 위상을 왜곡시 키고, 주파수 대역에 따라서 정해진 가중치 벡터에 의해 가중치된 기준 심볼 Z(k)를 생성하는 단계; (d) 시프트량(d)을 카운트하는 카운터; (e) K개의 분할 대역들에 대해서, 상기 시프트된 심볼 X(k+d)과 상기 기준심볼 Z(k)의 부분상관값을 계산하는 단계; 및 (f) 상기 부분상관값이 최대가 되는 시프트량(d)을 구하여 추정된 초기 주파수 동기 오차(the estimated coarse frequency offset value)로서 출력하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중화 수신기의 초기 주파수 동기 방법에 의해서도 달성된다.

이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대해 상세히 설명한다.

도 1은 직교주파수분할다중화(OFDM) 수신기의 블록도이다.

OFDM 수신기는 OFDM 복조부와 OFDM 동기부를 구비한다. OFDM 복조부는 RF 수신부(105), A/D 변환부(110), I/Q 분리부(115), 주파수 보정부(120), FFT부(125), 서브캐리어 복조부(130), 디인터리버(Deinterleaver, 135) 및 비터비 디코더(140)를 구비한다. RF 수신부(105)에 의해 수신된 RF 신호는 A/D 변환부(110)에 의해 양자화된다. I/Q 분리부(115)는 양자화된 신호로부터 I 신호성분과 Q 신호성분을 분리한다. 주파수 보정부(120)는 주파수 오차를 보정한다. 주파수 보정부(120)는 디지털 AFC(121), S/P 변환부(122) 및 GI(Guide Interval) 제거부(123)를 구비하여 주파수 오차를 보정한다. OFDM 동기부는 시간 동기와 주파수 동기를 수행하는데, 시간 동기를 위해 프레임 동기부(150)와 심벌 동기부(155)를 구비하고, 주파수 동기를 위해 초기 주파수 동기(Coarse frequency synchronization)부(160)와 미세 주 파수 동기(Fine frequency synchronization)부(165)를 구비한다.

본 발명에 따른 초기 주파수 동기 장치 및 방법에 대한 이해를 돕기 위하여 본 발명에 적용되는 상관값과 위상상관 대역폭에 대하여 상세히 기술하기로 한다.

먼저, 수신신호의 반송파 주파수 오차의 영향을 보기 위하여 수신신호의 k번 째 부반송파 수신 주파수를

로 가정한다. 여기에서

는 부반송파의 주파수이며

는 주파수 오차이다. 한편 주파수 오차의 단위는 부반송파 주파수간격의 배수를 사용하며 일반적으로 부반송파 간격의 정수배수 및 소수배수의 오차를 별도로 처리한다. 따라서

의 각 항을 다음과 같이 정의한다.

여기서,

는 부반송파의 주파수 오차를 부반송파 간격의 배수로 표현한 수이며

는 다시 정수인

과

의 조건을 만족하는 소수의 합으로 표현한다. 이와같은 조건에서 n번 째 심볼의 수신신호는 다음과 같다. 단, 잡음은 수식전개의 편리를 위하여 없다고 가정한다.

여기서,

는 주파수영역에서 n번 째 심볼의 k번째 전송신호를 나타내고 N은 OFDM 부반송파 개수를 나타낸다.

한편, 주파수 오차 중에서 정수배의 오차가 없는 경우, 즉,

인 복조신호

는 다음과 같다.

수학식 3에서 복조신호

는 k가 정수값에서만 계산되므로 주파수 오차

가 0이면 k=p인 주파수에서만 출력이 발생하고 나머지 주파수에서는 출력이 0이 되어 주파수들 사이의 직교성이 유지된다. 하지만, 주파수 오차

가 0이 아니면 k=p인 주파수에서도 크기가 감소할 뿐만 아니라 다른 주파수에서도 0이 아닌 출력이 발생하게 된다. 이 값들이 부반송파간의 간섭을 일으켜 채널간 간섭(Inter Channel Interference: ICI) 요소가 된다. 이제 수학식 2의 수신신호로부터 복조신호

를 다음과 같이 얻는다.

이 결과는 주파수 오차의 정수 배에 해당하는 주파수 오차에 의한 영향은 원래 복조되어야 할 신호가

를 정수라 할 때,

만큼 쉬프트(shift)되어 복조됨을 의미한다. 특히 수학식 4는 이산푸리에변환(DFT: Discrete Fourier Transform)의 과정을 포함하고 있으므로 식에서의 쉬프트 현상은 순환적 쉬프트(cyclic shift)가 된다.

따라서, 본 발명에 의한 초기 주파수 동기 방법은 이미 알고있는 위상기준심볼과 수신신호를 심볼구간만큼 순차적으로 회전시키면서 상관값을 구하여 상관값이 최대가 되는 회전량을 주파수 오차의 정수배에 해당하는 양으로 정한다. 이 관계식은 다음과 같다.

여기에서

은 모듈로-N(modulo-N) 더하기 연산을 표시하는 기호이며 X(k)은 이산푸리에변환 후의 K번째 수신신호를, Z(k)는 k번째 위상기준신호를 나타낸다. 또한 X(k) 및 Z(k)는 모두 주파수 영역에서의 신호이다. 하지만, 이러한 방법은 프레임동기가 맞는 경우에는 주파수 오차를 보정할 수 있으나 프레임동기가 맞지 않은 경우에는 주파수 오차를 보정할 수 없는 문제점이 있다. 이 문제점은 수신신호와 위상기준신호와의 위상상관 대역폭을 분석하여 해결한다.

이하, 직교주파수분할다중화(OFDM)를 사용하는 DAB 시스템의 경우를 일 예로써 수신신호와 위상기준신호와의 위상상관 대역폭에 대하여 기술한다. 일반적으로 채널의 상관대역폭(Coherence Bandwidth)이란 어떤 채널이 '평탄한(flat)', 즉, 모든 스펙트럼 요소에 대하여 근사적으로 같은 이득과 선형 위상을 같도록 통과시키는 채널이라고 간주할 수 있는 통계적으로 측정된 주파수 대역을 말한다. 즉, 그 대역 내에서 임의의 두 개의 서로 다른 주파수 성분이 서로 강한 상관관계를 갖는 주파수 대역을 채널의 상관대역이라 한다. 이 때, 채널의 상관대역을

라 하면

보다 주파수 간격이 멀리 떨어진 두 개의 정현파는 채널에서 서로 다른 영향을 받는다. 따라서 이러한 두 신호의 수신신호 상호상관의 관계는 보장될 수 없음을 의미한다.

시간영역에서 지연관계가 있는 동일 신호의 이산푸리에 변환된 두 신호에 대하여 주파수영역에서 상호상관값을 구할 때 두 신호의 상호상관 관계가 유지되는 주파수 구간을 위상상관 대역폭이라 정의한다. 이 관계를 상술한 채널의 상관대역과 동일한 개념에서 접근하면, 그 주파수 대역 내에서 두 신호는 항상 서로 강한 상관관계를 갖는 대역을 의미한다.

직교주파수분할다중화(OFDM) 시스템에서 시간영역 신호를 z(t)라 하고 z(t)의

만큼의 프레임동기 오차를 갖는 지연 도착된 신호를

라 한다. 또한 신호 z(t)를 이산푸리에변환한 주파수 영역의 신호를 Z(k)라 하면 신호

를 DFT한 주파수 영역의 신호는

과 같다. 여기서, 수식전개의 편의를 위하여 잡음과 주파수 오차는 없다고 가정하였으며, N은 부반송파의 개수이다.

한편, 위상상관 대역폭은 상술한 바와 같이 그 주파수 대역 내에서 두 신호가 항상 서로 강한 상관관계를 갖는 대역으로 정의한다. 즉, 임의의 주파수 대역 B에 대하여 그 대역 내에서 두 신호 Z(k)와

의 상호상관값이 항상 임계값 이상인 최대의 대역 크기 B를 구하면 그 대역이 위상상관 대역폭이 된다. 이러한 관계는, 다음의 수학식 7과 같이 표현된다.

여기에서

는 임계값이고 N은 부반송파 개수이다. 만일, OFDM 신호에서

을 만족한다면 수학식 7의 좌변은 다음의 수학식 8과 같이 정리된다.

이 조건은 DAB(Digital Audio Broadcasting) 시스템의 경우에 해당된다. 위 식은 적분구간의 시작위치 m이 포함되어 있어 프레임동기 오차

와 적분구간 K와의 관계가 분명하지 않다. 따라서, 먼저 수학식 8이 적분구간의 시작위치 m에 관계없는 식으로 정리가 가능하며 결과식은 다음의 수학식 9와 같다.

또한, 수학식 9를 수학식 7에 적용하면 프레임동기 오차의 변화에 따른 위상상관 대역폭은 다음의 수학식 10과 같이 구할 수 있다.

수학식 10의 좌변은 시간영역 신호 z(t)와

만큼의 프레임동기 오차를 갖는 지연 도착된 신호

를 적분구간 K에 대한 주파수영역 영역에서의 상호상 관함수이다. 즉, 위상상관 대역폭은 위 식과 같이 프레임동기 오차

를 갖는 두 신호의 상호상관함수가 항상 임계값

보다 큰 값을 갖는 대역 B를 의미한다.

한편, 수학식 5에서 위상기준신호 Z(k)의 역푸리에 변환된 신호 z(t)를 기준신호라 하고 신호 X(k)의 역푸리에 변환된 신호 x(t)를 수신신호라 가정한다. 그리고 수신신호 x(t)가

만큼의 시간 지연, 즉, 프레임동기 오차를 갖는다고 가정한다. 이 경우 위에서 설명한 관계에 의하여 프레임동기 오차

와 주파수축 위상상관 대역폭과 역수의 관계가 성립한다. 이러한 관계는 프레임동기 오차가 클수록 주파수축 위상상관 대역폭은 줄어든다는 것을 의미한다.

본 발명에 의한 초기 주파수동기 방법은 기본적으로 기준 신호들 사이의 상관값을 이용한 초기 주파수 동기(coarse frequency synchronization)를 기초로 한다. 본 발명은 상호상관값을 구할 때 적분구간(BWLen)은 시간 동기 오차를 가지는 수신 심볼과 기준 심볼에 의하여 구해지는 위상상관 대역폭보다 작게 설정한다. 즉, 시프트된 수신 심볼과 기준 심볼에 대한 상호상관값을 구할 때, 적분 구간을 두 신호의 위상상관 대역폭 이내로 줄여 여러개의 작은 블록으로 나눈 적분구간 각각에 대하여 부분 상관값을 구한후, 구해진 각각의 적분구간의 부분 상관값들의 평균 또는 합을 취하여 상관값이 최대가 되는 시프트량을 결정한다.

그럼으로써, 수신 심볼과 기준심볼 사이에서 프레임동기가 정확히 맞지 않아 발생하는 무상관대역이 배제(excluded)됨으로서 상호상관함수값이 항상 의미를 갖게 된다. 따라서 프레임 동기에서 보장할 수 있는 시간동기 오차 범위내에서는 초 기 주파수동기가 비교적 정확하게 수행된다. 이러한 원리들이 본 발명에 따른 초기 주파수 동기 장치 및 방법에 적용된다.

또한, 본 발명은 사전에 왜곡된 위상 기준신호를 생성하여 초기 주파수 옵셋을 추정한다. 먼저, 도 2를 참조하여, 시간 동기 오차에 따른 영향을 살펴본다.

OFDM에서 시간동기의 오차는 도 2에 도시된 바와 같이, 부반송파 순서에 비례하여 위상 천이(Phase rotation)를 발생시킨다. 수식 전개의 편리를 위하여 전체의 신호 중에 하나의 심볼 구간에 대하여만 설명하며, 전송 채널은 AWGN(Additive White Gaussian Noise)환경으로 하고 수신신호에서의 주파수 동기는 정확히 맞았다고 가정한다. OFDM 시스템에서 시간 동기가 맞지 않는 경우에, n번째 심볼의 수신신호

는 다음의 수학식과 같이 표현된다.

여기에서 N은 부채널의 개수이며,

는 n번째 심볼의 k번째 부채널에 전송된 신호이고

은 k번째 부반송파 신호이며 n(t)는 분산이

인 AWGN이다.

상기 수학식 11를 다시 정리하면 다음의 수학식 13와 같이 표현된다.

수학식 12에서

는 부반송파 반송주파수로서

이다.

여기서, 수신신호에 대한 시간 동기의 영향을 살펴보기 위하여, 수신신호의 샘플링 주기를

로 샘플링한다고 가정한다. 이 때,

는 OFDM 심볼의 주기이며 m은 심볼구간에서의 샘플링 순서이고

는 샘플링 오차로서 시간 동기 오차에 해당된다.

상술한 조건에서 수학식 12를 샘플링한 이산신호는 다음의 수학식 16과 같이 표현된다.

수학식 13의 수신신호로부터 다음과 같은 복조신호

를 얻는다.

여기에서

는 다음의 수학식 15과 같이 표현된다.

여기에서 수학식 14에 대한 a값은 다음과 같이 정의된다.

즉, 수학식 16에서 K, p 및 N이 모두 정수이므로 a=1을 만족하기 위하여는 k-p가 N의 정수배일 것이 필요하고, 그 외의 경우는 a ≠ 1의 어떤 a값에 대하여도

이 된다. 따라서 수학식 14의

는 다음의 수학식 17과 같이 정리된다.

또한, 수학식 17의 조건을 수학식 14에 적용하기 위하여는

인 경우만 성립되므로 수학식 17을 수학식 14에 적용하여 정리하면 다음과 같다.

또한, 수학식 14에서 잡음에 의한 항

는 잡음 n(m)을 주파수영역으로 변환한 값으로 원래 n(m)이 AWGN이므로

도 역시 동일한 분산을 갖는 AWGN이 된 다. 따라서 잡음의 영향은 OFDM 신호의 시간 동기에 직접적인 관련이 없다.

결론적으로, 시간 동기가 맞지 않아 발생되는 시간 동기 오차의 영향은 수학식 18으로부터 수신신호

가 원래 복조되어야 하는 송신신호

의 위상이 회전된 상태로 복조됨을 알 수 있다. 이때 위상의 회전량은 시간 동기 오차

와 부채널의 위치 p의 곱에 비례하는 양으로 결정된다.

즉, 수학식 18에서 수신된 신호는 시간 오차에 의해서 위상이 천이되는 현상이 발생하는데, 부반송파의 순서(p)에 비례하여

만큼 위상이 천이된다. 따라서, 본 발명은 이러한 위상천이를 보상하기 위해서 사전에 위상이 왜곡된 기준 심볼을 생성하여 초기 주파수 동기 검출에 이용함으로써, 보다 정확한 주파수 동기 검출을 수행할 수 있다. 여기서

는 후술하는 심볼 시간 옵셋

에 해당한다.

본 발명의 초기 주파수 동기 수행장치는 초기 주파수 옵셋을 추정하는 과정에서 가중치(weighting)된 기준신호를 발생할 수 있도록 가중치 벡터(weighting vector)를 제어하는 제어부, 가중치 벡터를 기준으로 기준신호를 생성하는 가중치된 위상 기준신호 발생부(weighted phase reference signal generator)를 포함하는 것을 특징으로 한다. 이를 도 3을 참조하여 상세히 설명한다.

도 3은 초기 주파수 동기부의 블록도이다.

초기 주파수 동기부는 초기 주파수 오프셋 추정부(310), 가중치된 PRS(weighted phase reference symbol) 생성부(320) 및 제어부(330)를 구비한다.

심벌 버퍼(311)는 수신된 심볼 데이터를 FFT 한 후 저장한다. 부분 상관부(312)는 상호 상관값을 계산한다. 오프셋 추정부(314)는 상관값의 최대치를 이용하여 주파수 오차를 추정한다. 기준 심벌 생성부(321)는 시스템에서 정의한 기준 심볼을 생성한다. 가중치된 기준 심벌 생성부(322) 가중치 벡터 테이블 저장부(323)에 저장된 가중치 벡터를 적용하여, 가중치된 기준 심볼을 생성한다. 위상 천이 발생부(324)는 시간 동기 허용 오차에 대한 제어신호를 받아 스프트된 위상값을 발생시킨다. 곱셈부(325)는 가중치된 기준심벌과 위상 시프트된 신호를 곱한다. 기준심벌 버퍼(326)는 이렇게 곱해진 기준심벌을 저장한다. 제어부(330)는 위상천이 발생부(324)를 포함한 초기주파수 동기장치를 전체적으로 제어한다.

즉, 제어부(330)는 부분상관을 위한 상호상관대역 길이와 상호상관대역 개수를 제어하고, 가중치 벡터 테이블(weighing vector table)을 적용하기 위하여 가중치된 기준심볼 생성부(321)를 제어하고, 기준 신호를 선왜곡하기 위하여 위상천이 발생부(324)를 제어하고, 기준 심볼 생성부(321)에서 기준심볼을 발생하기 위해서 필요한 회전량을 제어한다.

도 4는 초기 주파수 동기 방법의 플로우 차트이다.

이때 제어부에서 생성된 제어신호를 이용하여 주파수 옵셋을 추정하기 위한 반복횟수만큼 루프를 반복하고 있다. 반복횟수가 주파수 옵셋 추정 범위(Off_L)와 시간 동기 허용오차(Off_T)의 범위와 일치하게 되면 전체 상관값을 계산하는 루프를 끝내고 초기 주파수 옵셋 추정부를 실행하여 정수배 주파수 옵셋을 추정한다.

상호상관대역의 상관성은 앞쪽에 있는 분할 상관대역에서 가장 크게 나타나고 뒤쪽으로 갈수록 상호 상관성이 낮아지는 경향이 있다. 이는 도 5a 내지 도 5b 를 참조하면 알 수 있다. 따라서 가중치 벡터를 생성할때 OFDM 심볼대역에서 저주파에 해당하는 상호상관대역에서 큰값의 가중치를 생성하고, 고주파 대역의 상호상관대역에서는 작은 값의 가중치를 생성하여 기준심볼에 가중치를 준다.

가중치 벡터의 크기는 OFDM 심볼의 크기만큼 생성할 수 있으나, 계산상의 편의를 위하여 상호상관대역의 개수의 크기에 해당하는 크기를 생성한다.

수학식 19를 참조하면 시간동기 허용오차가 16일때 상호상관대역 개수가 32가 계산되고, 각각의 상호상관대역에 해당하는 가중치 벡터의 값을 알 수 있다. 여기서 각각의 가중치 벡터값은 유연하게 변할 수가 있지만, 저주파 대역에 있는 상호상관대역에 해당하는 가중치값이 가장 큰 값이 되어야 한다.

가중치 벡터를 적용하여 초기 주파수 동기를 획득하는 방법은 수신된 신호레벨이 너무 낮고 채널의 왜곡이 심하여 초기 주파수 동기가 오류를 발생하여 성능이 저하되는 것을 방지하기 위한 것이다. 그래서 이 기술은 RF tuner부의 입력 신호레벨을 구하여 그 값을 이용해서 어떤 가중치 벡터를 적용할 것인가를 선택한다면 더욱 그 효과를 증가시킬 수가 있다.

가중치 벡터를 적용하여 초기 주파수 동기를 수행하는데 필요한 수식을 전개하면 다음 수학식 20과 같다.

수학식 20에서 N 은 부반송파의 개수를 나타내고, K 는 상호 상관 대역 개수를 나타내고, N/K 는 상호상관대역의 길이(BWLen)을 나타낸다. Z(k)는 시간동기 허용오차에 해당하는 위상을 왜곡시킨 선왜곡된 기준심볼이고, Wm은 가중치 벡터이다. 분할된 개별 대역을 상호상관대역(BWs)라고 하면, K 개만큼 분할된 하나의 상호상관대역의 크기는 BWs=BW/K 와 같다(단, BW 는 OFDM 심볼의 전체대역을 나타냄).

분할된 상호상관대역을 이용한 초기 주파수 동기는 시간동기 허용 오차를 늘이기 위하여 기준심볼을 심볼시간 옵셋에 따라서 선왜곡(pre-distortion)시키고, 각각의 상호상관대역의 상관성을 보다 차별화하기 위해서 가중치 벡터를 상호상관대역에 적용함으로써 성능을 향상시킬 수 있다.

플로우 차트를 살펴보면, 상호상관대역의길이(BWLen)와 개수 K, 시간 동기 허용오차, 가중치 벡터 제어값, 주파수 오프셋 추정범위를 생성한다(S410). 그리고 시간 동기 허용 오차에 따라 위상을 시프트킨다(S420). 시프트 d 량 만큼 시프트된 기준심벌 Z(k+d)를 생성하고 가중치 벡터 테이블에 따라서 가중치된 기준 심벌 W x Z(k+d)를 생성한다(S430). 이때 상기 S410 단계는 S420 및 S430 단계와 동시에 수행될 수 있다. 그리고 심볼 시간 옵셋만큼 위상이 왜곡되고 가중치된 기준 심벌을 생성한다(S450).

부분 상관부는 N을 부반송파의 개수, 소정의 시프트량 d은

과

에 해당한다고 할 때, K개의 분할 대역들 각각에 대해서 시프트량(d)을 카운트하면서, 소정의 시프트량(d)로 시프트된 수신 심볼 X(k+d)과 왜곡되고 가중치된 기준심볼 Z(k)의 부분상관값 및 이 부분 상관값들의 전체 합

을 계산한다(S460). 이와 같은 상관값의 계산을 주파수 옵셋 추정범위(Off_L)와 시간동기 허용오차(Off_T) 범위 내에서 수행한다(S470).

그 후, 부분 상관부로부터 입력된 상기 합이 최대가 되는 시프트량(d)을 결정하고, 결정된 시프트량(d)을 초기 주파수 동기 오차값(the estimated coarse frequency offset value)으로 출력한다(S480).

지금까지 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 초기 주파수 동기 장치 및 방법에 관하여 설명하였다.

도 5a, 및 도 5b 는 심볼 시간 오차에 따른 기준신호와 수신신호간의 상관성을 도시한다. 도 5a 및 도 5b에서 도시된 바와 같이, 심볼 시간 오차에 따라서 상호상관대역폭의 영역이 달라짐을 알 수 있다. 따라서, 상술한 바와 같이 초기 주파수 동기를 수행할 때, 적절한 상호상관대역폭을 설정하여 초기주파수 동기 알고리즘을 수행하게 되면 효과적으로 초기 주파수 오차를 추정할 수 있음을 알 수 있다.

이제까지 본 발명에 대하여 그 바람직한 실시예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본 질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.

상술한 바와 같이 본 발명은, OFDM 시스템에서 가장 중요한 요소인 주파수 동기를 획득하는데 있어서 정수배 주파수 동기를 100% 확보할 수 있고, DAB 시스템에 적용함으로서 DAB의 성능을 개선할 수 있고 보다 안정적인 DAB 시스템을 구현할 수 있는 효과가 있다.

Claims

복조된 심볼 X(k)을 수신하고 소정의 시프트량(d)으로 순환적으로 시프트시켜 시프트된 심볼 X(k+d)을 출력하는 버퍼;

위상 상관 대역폭에 따른 적분 구간 및 상기 적분 구간에 따른 분할 대역의 개수(K)를 결정하며, 상기 분할대역의 개수에 따라서 심볼 시간 옵셋을 생성하고 조절하는 제어부;

상기 심볼 시간 옵셋만큼 위상을 왜곡시키고, 주파수 대역에 따라서 정해진 가중치 벡터에 의해 가중치된 기준 심볼 Z(k)를 생성하는 가중치된 위상 기준 심볼(PRS: Phase Reference Symbol) 생성부;

상기 시프트량(d)을 카운트하는 카운터;

상기 시프트된 심볼 X(k+d)과 상기 기준심볼 Z(k)을 수신하여 K개의 분할 대역들에 대한 부분상관값을 계산하는 부분 상관부; 및

상기 부분상관값이 최대가 되는 시프트량(d)을 구하여 추정된 초기 주파수 동기 오차(the estimated coarse frequency offset value)로서 출력하는 오프셋 추정부를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중화 수신기의 초기 주파수 동기 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 부분 상관부는

N 이 부반송파의 개수이고, 소정의 시프트량(d)은
과
사이의 값이라고 할때,
에 의해서 각 분할 대역의 부분 상관값을 계산하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중화 수신기의 초기 주파수 동기 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 가중치된 PRS 생성부는

위상 기준 심볼을 생성하는 기준 심볼 생성부;

높은 주파수 대역에는 큰 가중치 벡터를, 낮은 주파수 대역에는 작은 가중치 벡터를 할당하여 정해진 가중치 벡터를 저장한 가중치 벡터 테이블;

상기 가중치 벡터에 따라 상기 기준 심벌을 가중치하는 가중치된 기준 심벌 생성부;

상기 심볼 시간 옵셋량에 따라서 상기 위상 기준 심볼의 위상을 천이시켜 위상이 왜곡된 기준 심볼을 출력하는 위상 천이부; 및

상기 가중치된 기준 심벌과 위상이 왜곡된 기준 심벌을 곱하여 출력하는 곱셈부를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중화 수신기의 초기 주파수 동기 장치.
제 3 항에 있어서, 상기 위상 천이부는

각각의 부반송파에 대응되는 위상 천이된 복소수 값들을 생성하고, 상기 생성된 복소수 값들을 상기 위상 기준 심볼에 곱하여 위상이 왜곡된 기준 심볼을 생성하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중화 수신기의 초기 주파수 동기 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 분할 대역의 개수(K)는 프레임 동기를 보장할 수 있는 시간 동기 오차를 T_off라 할 때, 2×T_off 이내로 설정되는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중화 수신기의 초기 주파수 동기 장치.
(a) 복조된 심볼 X(k)을 수신하고 소정의 시프트량(d)으로 순환적으로 시프트시켜 시프트된 심볼 X(k+d)을 출력하는 단계;

(b) 위상 상관 대역폭에 따른 적분 구간 및 상기 적분 구간에 따른 분할 대역의 개수(K)를 결정하며, 상기 분할대역의 개수에 따라서 소정의 심볼 시간 옵셋을 생성하는 단계;

(c) 상기 심볼 시간 옵셋만큼 위상을 왜곡시키고, 주파수 대역에 따라서 정해진 가중치 벡터에 의해 가중치된 기준 심볼 Z(k)를 생성하는 단계;

(d) 시프트량(d)을 카운트하는 단계;

(e) K개의 분할 대역들에 대해서, 상기 시프트된 심볼 X(k+d)과 상기 기준심볼 Z(k)의 부분상관값을 계산하는 단계; 및

(f) 상기 부분상관값이 최대가 되는 시프트량(d)을 구하여 추정된 초기 주파수 동기 오차(the estimated coarse frequency offset value)로서 출력하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중화 수신기의 초기 주파수 동기 방법.
제 6 항에 있어서, 상기 (e) 단계는

N 이 부반송파의 개수이고, 소정의 시프트량(d)은
과
사이의 값이라고 할 때,
에 의해서 각 분할 대역의 부분 상관값을 계산하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중화 수신기의 초기 주파수 동기 방법.
제 6 항에 있어서, 상기 (c) 단계는

(c1) 위상 기준 심볼을 생성하는 단계;

(c2) 높은 주파수 대역에는 큰 가중치 벡터를, 낮은 주파수 대역에는 작은 가중치 벡터를 할당하여 정해진 가중치 벡터에 따라 상기 기준 심벌을 가중치하는 출력하는 단계;;

(c3) 상기 심볼 시간 옵셋량에 따라서 상기 위상 기준 심볼의 위상을 천이시켜 위상이 왜곡된 기준 심볼을 출력하는 단계; 및

(c4) 상기 가중치된 기준 심벌과 위상이 왜곡된 기준 심벌을 곱하여 출력하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중화 수신기의 초기 주파수 동기 방법.
제 8 항에 있어서, 상기 (c2) 단계는

각각의 부반송파에 대응되는 위상 천이된 복소수 값들을 생성하고, 상기 생성된 복소수 값들을 상기 위상 기준 심볼에 곱하여 위상이 왜곡된 기준 심볼을 생성하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중화 수신기의 초기 주파수 동기 방법.
제 6 항에 있어서,

상기 분할 대역의 개수(K)는 프레임 동기를 보장할 수 있는 시간 동기 오차 를 T_off라 할 때, 2×T_off 이내로 설정되는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중화 수신기의 초기 주파수 동기 방법.