JP2004088662A

JP2004088662A - 直交マルチキャリア信号伝送方式のシンボル同期タイミング検出方法および装置

Info

Publication number: JP2004088662A
Application number: JP2002249719A
Authority: JP
Inventors: Takahiko Sawa; 佐波　孝彦
Original assignee: Chiba Institute of Technology
Current assignee: Chiba Institute of Technology
Priority date: 2002-08-28
Filing date: 2002-08-28
Publication date: 2004-03-18

Abstract

【課題】シンボル間干渉の影響さらにはサブキャリアの周波数オフセットの影響がある場合でも、精度よくシンボル同期タイミングを検出する。
【解決手段】シンボル同期タイミング検出装置４０のシンボル遅延部４１では、送信側から受信した信号をベースバンドへダウンコンバートしてサンプリングすることにより得られた直列ベースバンド信号１２２のサンプル値を有効シンボル期間の間隔だけ遅延させる。振幅差算出部４２では、シンボル遅延部４１からの遅延サンプル値と直列ベースバンド信号１２２のサンプル値との振幅差を算出し、この振幅差を絶対値化処理した絶対値振幅差の変化に基づき、タイミング検出部６０でシンボル同期タイミングを検出する。
【選択図】　　　　図３

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交マルチキャリア信号伝送方式のシンボル同期タイミング検出方法および装置に関し、特に互いに直交するよう配置された複数のサブキャリアにデータを多重して所定のシンボル単位で伝送する直交マルチキャリア信号伝送方式において、受信側で受信した信号から各シンボル期間のタイミングを示すシンボル同期タイミングを検出するシンボル同期タイミング検出方法および装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、伝送する情報量の増加に伴って、通信帯域を有効利用するための広帯域伝送方式の研究が急速に進みつつある。この広帯域伝送方式の１つとして、互いに直交するよう配置された複数のサブキャリアにデータを多重して、シンボルと呼ばれる予め決められた単位毎に伝送する直交マルチキャリア信号伝送方式が注目されている。例えば、ＡＤＳＬ（Ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ　Ｌｉｎｅ）、地上波デジタルテレビ放送、無線ＬＡＮあるいはデジタル家電では、直交マルチキャリア信号伝送方式としてＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）伝送方式が採用されており、携帯電話システムでは、ＭＣ−ＣＤＭＡ（ＭａｌｕｔｉＣａｒｒｉｅｒ−Ｃｏｄｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ）伝送方式の採用が検討されている。
【０００３】
図１１に示すように、この直交マルチキャリア信号伝送方式の各サブキャリア２００は、ｓｉｎ（ｘ）／ｘという関数で表されるデジタル変調信号と同じ電力スペクトルを有している。各サブキャリアのうちそのキャリア周波数が最も低いサブキャリアをｆ_ｃとし、サブキャリア間隔をｆ_０、さらにサブキャリア総数をＮ（Ｎは２以上の整数）とした場合、この電力スペクトルは、パルス幅＝１／ｆ_０の矩形パルスと、周波数ｆ_ｃ＋ｋｆ_０（ｋは０〜Ｎ−１の整数）の正弦波信号との積で表される。
各サブキャリア２００の電力スペクトルは、各サブキャリアの周波数ｆ_ｃ＋ｋｆ_０を中心として両側に広がった形をなしており、そのキャリア周波数から離れるにつれて１／（ｆ_ｃ＋ｋｆ_０）の間隔で振動しながら小さくなっている。
【０００４】
直交マルチキャリア信号伝送方式では、図１２に示すように、隣接するサブキャリア２００の電力スペクトルがゼロとなる位置すなわちｆ_０間隔で各サブキャリアが重ねて配置されている。これにより、サブキャリア相互間の干渉が抑制され、全体として１つの電力スペクトル２１０が得られる。
したがって、規定の周波数帯域内に多くのサブキャリアを配置でき、並列して伝送できる情報量を増加させることができるとともに、周波数資源を有効利用できる。
【０００５】
このような直交マルチキャリア信号伝送方式では、受信装置において受信信号を復号する際、受信信号内における各シンボルの時間位置すなわちシンボル同期タイミングを精度良く検出する必要がある。
従来、このようなシンボル同期制御では、受信信号に含まれるガードインターバルとそのコピー元のシンボルとの相関を求めることによりシンボル同期タイミングを検出するものが提案されている（例えば、特開平０７−３２１７６２号公報など参照）。
【０００６】
直交マルチキャリア信号伝送方式では、直前シンボルの遅延波の影響すなわちシンボル間干渉を除去するため、有効ＯＦＤＭシンボルの後端部分と同じ信号波形を当該有効ＯＦＤＭシンボル期間の先頭に付加して送信するものとなっている。したがって、同一シンボル内に同一信号成分を持つことから、これら２つの期間の相関をとれば当該期間において高い相関値が得られるため、この相関値の変化を監視することにより、シンボル同期タイミングを得ることができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来のシンボル同期制御では、ガードインターバルに対するシンボル間干渉の影響あるいはサブキャリアの周波数オフセットの影響で、精度よくシンボル同期を得ることができないという問題点があった。
元々、ガードインターバルは直前シンボルの遅延波が有効ＯＦＤＭシンボル期間まで影響しないように、その遅延波が発生しうる期間に設けられたものであり、その信号成分には直前シンボルの遅延波が含まれる。したがって、このような遅延波が含まれるガードインターバル信号と、ガードインターバルのコピー元の有効シンボルとの信号成分に差が生じるため、他の期間と明確な差が得られるほど大きな相関値が得られず、シンボル同期の精度が劣化するものとなっていた。
【０００８】
また、直交マルチキャリア信号伝送方式では、図１３に示すように、サブキャリアの周波数オフセットが生じる。これは、送信側と受信側とで個別に用いる局部発振器の発振周波数のずれや、送信側または受信側の移動によるドップラー効果に起因して、送信側での変調に用いたサブキャリア２００の周波数ｆ_ｃ＋ｋｆ_０に周波数オフセットΔｆが生じ、受信側で受信した信号のサブキャリア２０１の周波数が元のｆ_ｃ＋ｋｆ_０からΔｆ分だけずれてしまう現象である。このようなサブキャリアの周波数オフセット量を推定する際にもシンボル同期が必要とされる。
周波数オフセットが生じている状態で、従来のように、カードインターバルとコピー元の有効シンボルとの相関値を求めた場合、その周波数オフセットに起因する位相回転成分が受信信号に含まれることから、他の期間と明確な差が得られるほど大きな相関値が得られず、シンボル同期の精度が劣化するものとなっていた。
【０００９】
本発明はこのような課題を解決するためのものであり、シンボル間干渉の影響さらにはサブキャリアの周波数オフセットの影響がある場合でも、精度よくシンボル同期タイミングを検出できる直交マルチキャリア信号伝送方式のシンボル同期タイミング検出方法および装置を提供することを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するために、本発明にかかるシンボル同期タイミング検出方法は、互いに直交するよう配置された複数のサブキャリアにデータを多重して所定のシンボル単位で伝送する直交マルチキャリア信号伝送方式で、送信側からの信号から各シンボルのタイミングを示すシンボル同期タイミングを検出するシンボル同期タイミング検出方法であって、受信側で、送信側から受信した信号をベースバンドへダウンコンバートしてサンプリングすることにより直列ベースバンド信号を生成し、直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから所定間隔で２つのシンボル同期用サンプル値を順次選択し、順次選択された２つのシンボル同期用サンプル値の振幅差を順次算出して絶対値化処理し、得られた絶対値振幅差の変化に基づきシンボル同期タイミングを検出するようにしたものである。
【００１１】
また、本発明にかかる他のシンボル同期タイミング検出方法は、互いに直交するよう配置された複数のサブキャリアにデータを多重して所定のシンボル単位で伝送する直交マルチキャリア信号伝送方式で、送信側からの信号から各シンボルのタイミングを示すシンボル同期タイミングを検出するシンボル同期タイミング検出方法であって、受信側で、送信側から受信した信号をベースバンドへダウンコンバートしてサンプリングすることにより直列ベースバンド信号を生成し、直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから所定間隔で２つのシンボル同期用サンプル値を順次選択し、順次選択された２つのシンボル同期用サンプル値ごとにそれぞれ絶対値化処理した後に両者の振幅差を順次算出して絶対値化処理し、得られた絶対値振幅差の変化に基づきシンボル同期タイミングを検出するようにしたものである。
【００１２】
絶対値振幅差を算出する際、絶対値化処理により得られた絶対値振幅差を順次移動平均し、この移動平均された絶対値振幅差の変化に基づきシンボル同期タイミングを検出するようにしてもよい。
２つのシンボル同期用サンプル値を選択する際、直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから、所定間隔として、所望データが変調されている有効シンボル期間の間隔で、２つのシンボル同期用サンプル値を選択するようにしてもよい。
あるいは、直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから、所定間隔として、送信側で各サブキャリアのうち等しい間隔で選択した複数のサブキャリアを用いて送信された同期用シンボルに現れる繰り返し波形の繰り返し周期間隔で、２つのシンボル同期用サンプル値を選択するようにしてもよい。
【００１３】
また、本発明にかかるシンボル同期タイミング検出装置は、互いに直交するよう配置された複数のサブキャリアにデータを多重して所定のシンボル単位で伝送する直交マルチキャリア信号伝送方式で、送信側からの信号から各シンボルのタイミングを示すシンボル同期タイミングを推定するシンボル同期タイミング検出装置であって、送信側から受信した信号をベースバンドへダウンコンバートしてサンプリングすることにより得られた直列ベースバンド信号のサンプル値を、所定期間だけ遅延させるシンボル遅延部と、このシンボル遅延部からの遅延サンプル値と直列ベースバンド信号のサンプル値との振幅差を算出する振幅差算出部と、この振幅差算出部からの振幅差を絶対値化処理する絶対値化処理部と、この絶対値化処理部からの絶対値振幅差の変化に基づきシンボル同期タイミングを検出するタイミング検出部とを備えるものである。
【００１４】
また、本発明にかかる他のシンボル同期タイミング検出装置は、互いに直交するよう配置された複数のサブキャリアにデータを多重して所定のシンボル単位で伝送する直交マルチキャリア信号伝送方式で、送信側からの信号から各シンボルのタイミングを示すシンボル同期タイミングを推定するシンボル同期タイミング検出装置であって、送信側から受信した信号をベースバンドへダウンコンバートしてサンプリングすることにより得られた直列ベースバンド信号のサンプル値を、所定期間だけ遅延させるシンボル遅延部と、このシンボル遅延部からの遅延サンプル値を絶対値化処理した値と、直列ベースバンド信号のサンプル値を絶対値化処理した値との振幅差を算出する振幅差算出部と、この振幅差算出部からの振幅差を絶対値化処理する絶対値化処理部と、この絶対値化処理部からの絶対値振幅差の変化に基づきシンボル同期タイミングを検出するタイミング検出部とを備えるものである。
【００１５】
また、絶対値化処理部からの絶対値振幅差を移動平均する移動平均処理部をさらに備え、タイミング検出部で、移動平均処理部で移動平均された絶対値振幅差の変化に基づきシンボル同期タイミングを検出するようにしてもよい。
シンボル遅延部で、直列ベースバンド信号のサンプル値を、所定期間として、有効シンボル期間だけ遅延させるようにしてもよい。
あるいは、所定期間として、送信側で各サブキャリアのうち等しい間隔で選択した複数のサブキャリアを用いて送信された同期用シンボルに現れる繰り返し波形の繰り返し周期間隔の期間だけ遅延させるようにしてもよい。
【００１６】
【発明の実施の形態】
次に、図面を参照して、本発明にかかる第１の実施の形態について説明する。
【００１７】
［送信装置］
まず、図１を参照して、直交マルチキャリア信号伝送方式で用いられる一般的な送信装置について説明する。図１は直交マルチキャリア信号伝送方式で用いられる一般的な送信装置の構成を示すブロック図である。
この送信装置１には、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部１０、サブキャリア変調部１１、逆フーリエ変換処理部（以下、ＩＦＦＴ処理部という）１２、Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部１３、ＲＦ変調部１４および局部発振器１５が設けられている。
【００１８】
Ｓ／Ｐ変換部１０は、送信データシンボルを示すデジタルデータ列からなる直列入力データ１１０を入力とし、この信号をシリアル／パラレル変換して所定ビット幅の並列入力データ１１１を出力する。
サブキャリア変調部１１は、並列入力データ１１１を入力とし、これら信号を例えばＱＰＳＫ変調方式などの所定の変調方式により複素信号成分へ変換して、直交マルチキャリア信号伝送方式で用いる各サブキャリアへマッピングし、並列ベクトル信号１１２として出力する。これら並列ベクトル信号１１２の各サブキャリアは、前述の図１１に示した電力スペクトルを有する。
【００１９】
ＩＦＦＴ処理部１２は、並列ベクトル信号１１２を入力とし、これら周波数領域における信号を逆高速フーリエ変換処理することにより、時間領域における並列ベースバンド信号１１３として出力する。したがって、この並列ベースバンド信号１１３は、前述の図１１に示した電力スペクトルを有する並列ベクトル信号１１２が、図１２に示したように、周波数領域において所定周波数間隔ｆ_０ごとに等間隔で配置された形となる。
Ｐ／Ｓ変換部１３は、並列ベースバンド信号１１３と、その一部からなるガードインターバル信号１１４とを入力とし、これら信号をパラレル／シリアル変換してデジタルデータからなる直列ベースバンド信号１１５を出力する。
【００２０】
ガードインターバルとは、時間領域において、所望のＯＦＤＭシンボルの後端部分をコピーしてそのＯＦＤＭシンボルの先頭に複写した領域のことを指す。直交マルチキャリア信号伝送方式では、マルチパスによる遅延が大きくなると、ガードインターバルを設けていない場合には、直前ＯＦＤＭシンボルの遅延波が当該ＯＦＤＭシンボルの先頭部分に不要シンボルとして混入するため、この状態でＦＦＴ処理をした場合、サブキャリア間の直交性が保たれなくなって伝送誤りの原因となる。
したがって、遅延波に対して十分な期間のガードインターバルを設けることにより、実際にＦＦＴ処理する範囲すなわち有効ＯＦＤＭシンボル期間への遅延波の影響がなくなり、良好な復調信号が得られる。
【００２１】
ＲＦ変調部１４は、直列ベースバンド信号１１５を入力とし、この信号をＤ／Ａ変換した後に局部発振器１５からの局部発振周波数（ｆ_Ｃ）１１６に基づきＲＦ変調して、前述の図１２に示したような電力スペクトル２１０をなすアナログの送信ＯＦＤＭ信号１１７を出力する。
【００２２】
［受信装置］
次に、図２を参照して、直交マルチキャリア信号伝送方式で用いられる一般的な受信装置について説明する。図２は直交マルチキャリア信号伝送方式で用いられる一般的な受信装置の構成を示すブロック図である。
この受信装置２には、ＲＦ復調部２０、局部発振器２１、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部２２、シンボル同期タイミング検出装置４０、周波数オフセット推定装置３０、高速フーリエ変換処理部（以下、ＦＦＴ処理部という）２４、サブキャリア復調部２５およびＰ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部２６が設けられている。
【００２３】
ＲＦ復調部２０は、アナログの受信ＯＦＤＭ信号１２０を入力とし、この信号を局部発振器２１からの局部発振周波数（ｆ_Ｃ’）１２１に基づきＲＦ復調した後にサンプリングしてＡ／Ｄ変換し、デジタルデータ列からなる直列ベースバンド信号１２２を出力する。
シンボル同期タイミング装置４０は、直列ベースバンド信号１２２を入力とし、この信号からガードインターバル部分を除く所望のＯＦＤＭシンボル期間に対応するタイミング検出し、そのタイミングを示すシンボル同期信号１４０を出力する。本実施の形態にかかるシンボル同期タイミング検出装置は、このシンボル同期タイミング装置４０として適用される。
周波数オフセット推定装置３０は、直列ベースバンド信号１２２を入力とし、この信号からシンボル同期信号１４０に基づき周波数オフセットを推定し、周波数オフセット情報（Δｆ）１３０として出力する。
【００２４】
Ｓ／Ｐ変換部２２は、直列ベースバンド信号１２２を入力とし、この信号からシンボル同期信号１２３に基づきガードインターバルを除いた所望のＯＦＤＭシンボルをシリアル／パラレル変換して、時間領域における並列ベースバンド信号１２４として出力する。この並列ベースバンド信号１２４も前述の図１６のような電力スペクトルとなる。
ＦＦＴ処理部２４は、並列ベースバンド信号１２４を入力として、これら時間領域における信号を高速フーリエ変換処理し、各サブキャリアに対応した周波数領域において、前述した図１１のような電力スペクトルをそれぞれ有する並列ベクトル信号１２５を出力する。このとき、ＦＦＴ処理部２４では、周波数オフセット情報１３０に基づきサブキャリア周波数を補正する。
【００２５】
サブキャリア復調部２５は、並列ベクトル信号１２５を入力とし、これら信号をそれぞれのサブキャリア周波数で復調し、得られた複素信号成分を、例えばＱＰＳＫ変調方式などの所定の変調方式に基づき復調し、並列出力データ１２６として出力する。
Ｐ／Ｓ変換部２６は、並列出力データ１２６を入力とし、これら信号をパラレル／シリアル変換してデジタルデータ列からなる直列出力データ１２７を出力する。
【００２６】
次に、図面を参照して、本発明にかかる第１の実施の形態として、受信装置２で用いられるシンボル同期タイミング検出装置４０について説明する。
【００２７】
［第１のシンボル同期の原理］
まず、受信装置２のシンボル同期タイミング検出装置４０で用いられる第１のシンボル同期の原理について説明する。
シンボル同期の目的は、受信信号からガードインターバルや有効ＯＦＤＭシンボル期間のタイミングを検出することにある。特に、所望データの復調や周波数オフセットの推定を行う場合、シンボル開始位置の同期が取れていないと、演算処理されるシンボルの中に直前シンボルのシンボル成分が含まれるため、これが干渉要因となって精度を劣化させる原因となる。したがって、高精度でシンボル同期を行う必要がある。
【００２８】
直交マルチキャリア信号伝送方式では、１つの受信ＯＦＤＭシンボル内に同様の信号成分が、ガードインターバルとその複写元であるシンボル後端部とに２回現れる。ここで、直前シンボルの遅延広がりがガードインターバル期間に収まるようにガードインターバル期間の長さが設定されていることから、ガードインターバル最後端部では遅延の影響がほとんどなくなって上記２つの信号成分がほぼ等しくなり、シンボルの最先頭部で上記２つの信号成分は全く異なるものとなる。
本実施の形態では、上記の２点に着目し、これら２つの信号成分の振幅差の変化を監視することにより、シンボル開始位置を検出している。
【００２９】
一般に、送信装置１からＯＦＤＭシンボルｓ（ｋ）が送信された際、受信装置２で受信される希望波（ＯＦＤＭシンボル）ｓ_ｄ（ｋ）、時間τだけ遅れて受信される遅延波ｓ_ｕ（ｋ）、およびサンプル時間ｋのときの受信信号ｒ（ｋ）は、数１のようになる。ここで、ｃ_ｄ（ｋ），ｃ_ｕ（ｋ）はそれぞれ希望波ｓ_ｄ（ｋ）、遅延波ｓ_ｕ（ｋ）に対する伝送路特性であり、遅延広がりτはガードインターバル期間より短いものとする。また、ｎ（ｋ）はガウス雑音である。
【００３０】
【数１】

【００３１】
この受信信号ｒ（ｋ）と、これをシンボル期間Ｔ_ｓだけ遅延させた信号ｒ（ｋ−Ｔ_ｓ）との差分、すなわち振幅差ｒ_ｄｉｆ（ｋ）は、数２となる。但し、ｎ_ｄｉｆ（ｋ）は、ガウス雑音の振幅差を示す。
【００３２】
【数２】

【００３３】
ここで、ガードインターバルの信号成分とＯＦＤＭ信号の後半部分（ガードインターバルのコピー元）との信号成分とが等しいことから、数３が成立する。この場合のＴ_ｇはガードインターバル期間長であり、ｌ（Ｌの小文字）は整数である。
【００３４】
【数３】

【００３５】
したがって、数２の振幅差ｒ_ｄｉｆ（ｋ）は、数４のように表すことができる。
【００３６】
【数４】

【００３７】
ここで、簡略化のためｌ＝０とし、最大ドップラ周波数はシンボル周期の周波数に比べて十分小さいとすると、｛ｃ_ｄ（ｋ−Ｔ_ｓ）−ｃ_ｄ（ｋ）｝および｛ｃ_ｕ（ｋ−Ｔ_ｓ）−ｃ_ｕ（ｋ）｝の平均値はゼロに近似することができ、ガウス雑音ｎ（ｋ）の平均値さらにはガウス雑音の振幅差ｎ_ｄｉｆ（ｋ）の平均値もゼロにすることができる。
したがって、減算結果ｒ_ｄｉｆ（ｋ）は、上記のように遅延広がりτ以上からガードインターバル期間Ｔ_ｇ以内の範囲であれば、１つ前のシンボルの遅延波が及ばない範囲であることからゼロに近似できる。
【００３８】
このようにして算出したｒ_ｄｉｆ（ｋ）について絶対値化処理を行うことにより複素成分を除去した後に二乗すると、１つ前のシンボルの遅延波の最大遅延広がりがτであることから、これらＬ（Ｌは１〜Ｔ_ｇ−τの整数）サンプルを単位とした移動平均値ｒ_ａｖｇ（ｋ）は、数５のようになる。
【００３９】
【数５】

【００４０】
この移動平均値ｒ_ａｖｇ（ｋ）は、τ以上から（Ｔ_ｇ−Ｌ＋１）以内の範囲で小さい値となり、（Ｔ_ｇ−Ｌ＋２）以上の範囲では平均化により小さい値が存在しなくなるため大きな値へ変化する。
したがって、数６に示すように、移動平均値ｒ_ａｖｇ（ｋ）を１つ前のｒ_ａｖｇ（ｋ−１）で除算して除算値ｒ_ｄｉｖ（ｋ）を得ることにより、上記変化点がｒ_ｄｉｖ（ｋ）のピークとして現れる。
【００４１】
【数６】

【００４２】
通常、直前シンボルの遅延広がりがガードインターバル期間に収まるようにガードインターバル期間の長さが設定されているため、ガードインターバル最後端部では遅延広がりの影響がほとんどなくなって、有効ＯＦＤＭシンボル期間Ｔ_ｓだけ遅延させた信号成分とほぼ等しくなる。そして、シンボルの最先頭部では有効ＯＦＤＭシンボル期間Ｔ_ｓだけ遅延させた信号成分と全く異なるものとなることから、移動平均値がシンボルの切り替わり時点、すなわちシンボル同期タイミングで大きく変化することになり、その変化を上記除算値などを用いて検出することにより、最適なシンボル同期タイミングの検出、すなわちシンボル同期が得られる。
【００４３】
［第１のシンボル同期タイミング検出装置］
次に、図３および図４を参照して、受信装置２に適用されるシンボル同期タイミング検出装置４０の構成例および動作について説明する。図３は第１のシンボル同期タイミング検出装置４０の構成例を示すブロック図である。図４は第１のシンボル同期の動作を示すタイミングチャートである。
このシンボル同期タイミング検出装置４０には、シンボル遅延部４１、振幅差算出部４２、絶対値化処理部４３、二乗化乗算部４４、移動平均処理部４５、タイミング検出部６０が設けられており、これら各部の動作により、受信信号からガードインターバルや有効ＯＦＤＭシンボル期間の検出、すなわちシンボル同期が得られる。
【００４４】
シンボル遅延部４１は、ＲＦ復調部２０からの直列ベースバンド信号１２２を入力とし、この信号の各サンプル値を有効ＯＦＤＭシンボル期間Ｔ_ｓだけ遅延させ、シンボル遅延信号１４１として出力する。これにより、シンボル遅延信号１４１側のガードインターバルＧＩ（Ａ）と、直列ベースバンド信号１２２側のコピー元ｇｉ（Ａ）とのタイミングが同期する。
振幅差算出部４２は、前述した数４に基づき、直列ベースバンド信号１２２のサンプル値とシンボル遅延信号１４１のサンプル値との振幅差ｒ_ｄｉｆ（ｋ）を算出出力する。
絶対値化処理部４３は、上記振幅差を入力とし、その振幅差の複素成分を除去する絶対値化処理を行い、その結果を絶対値振幅差として出力する。
【００４５】
二乗化乗算部４４は、上記絶対値振幅差を入力とし、その絶対値振幅差を二乗化し、その結果を二乗化振幅差として出力する。なお、この二乗化乗算部４４は、必ずしも必須要件ではないが、これを設けることによりシンボル同期の精度を高めることができる。
移動平均処理部４５は、前述した数５に基づき、上記絶対値振幅差または二乗化振幅差を入力とし、これら値についてＬサンプルを単位として移動平均し、得られた移動平均値ｒ_ａｖｇ（ｋ）を移動平均値１４２として出力する。
【００４６】
したがって、図４に示すように、シンボル遅延信号１４１のＧＩ（Ａ）の後端期間には、直前シンボルからの遅延波の影響がほとんどないことから、このＧＩ（Ａ）と直列ベースバンド信号１２２のｇｉ（Ａ）との絶対値振幅差を移動平均して得られた移動平均値１４２は減少し、次のシンボルのＧＩ（Ｂ）の開始位置で急激に増加する。
【００４７】
タイミング検出部６０には、データ遅延部６１、除算部６２およびピーク検出部６３が設けられており、これらが動作して移動平均処理部４５からの移動平均値１４２の変化を検出することにより、シンボル同期タイミング、すなわちシンボル同期を得ている。
データ遅延部６１は、上記移動平均値ｒ_ａｖｇ（ｋ）を入力とし、その値を１データ（１値）分遅延させ、移動平均値ｒ_ａｖｇ（ｋ−１）を出力する。
除算部６２は、前述した数６に基づき、移動平均処理部４５からの移動平均値ｒ_ａｖｇ（ｋ）と、データ遅延部６１からの遅延移動平均値ｒ_ａｖｇ（ｋ−１）との比を求め、除算値ｒ_ｄｉｖ（ｋ）として出力する。
【００４８】
ピーク検出部６３は、上記除算値ｒ_ｄｉｖ（ｋ）を入力とし、この値を１ＯＦＤＭシンボル分にわたって検査することによりそのピークを検出し、そのタイミングをシンボル同期タイミング、ここではガードインターバルの開始位置を示すシンボル同期信号１４０として出力する。ガードインターバルの時間長Ｔ_ｇは既知であることから、有効ＯＦＤＭシンボル期間Ｔ_ｓの開始位置も容易に得られる。また、このようなタイミング調整は、ピーク検出部６３で行ってもよく、Ｓ／Ｐ変換部２２で行ってもよい。
なお、タイミング検出部６０の構成は、上記構成例に限定されるものではなく、移動平均値１４２の変化からシンボル同期タイミングを検出するものであれば、他の構成でもよい。
【００４９】
このように、直列ベースバンド信号１２２と、この直列ベースバンド信号１２２を所定期間、ここでは有効ＯＦＤＭシンボル期間だけ遅延させたシンボル遅延信号１４１との振幅差を求め、これを絶対値化処理して移動平均値を算出し、得られた移動平均値の変化に応じてシンボル同期タイミングを検出するようにしたので、ガードインターバルの後端部を利用してシンボル同期タイミングを検出することができ、マルチパスに起因するシンボル間干渉の影響を抑止して、高い精度でシンボル同期を行うことができる。
さらに、受信信号の振幅差を利用しているため、従来のように受信信号の相関操作を行うものと比較して、回路構成を大幅に削減できるとともに処理時間を短縮できる。
【００５０】
また、同一シンボル内のガードインターバルを利用していることから、１つのシンボルでシンボル同期タイミングを検出できるとともに、シンボル同期用の特別なシンボルを必要とせず、例えば周波数オフセットの推定で用いる同期用シンボルを用いてもよく、データ通信用シンボルも利用できる。
したがって、データ通信用シンボルを用いれば、本来のデータ通信の通信効率を下げることなく、例えば毎シンボルごとなどの任意のタイミングで、シンボル同期を行うことができ、高い通信品質が得られる。
【００５１】
次に、図面を参照して、本発明にかかる第２の実施の形態として、受信装置２のシンボル同期タイミング検出装置４０に代えて用いられる他のシンボル同期タイミング検出装置４０Ａについて説明する。
【００５２】
［第２のシンボル同期の原理］
受信装置２のシンボル同期タイミング検出装置４０Ａで用いられる第２のシンボル同期の原理について説明する。
前述した第１のシンボル同期では、直列ベースバンド信号１２２のガードインターバルとそのコピー元との振幅差に基づきシンボル同期タイミングを検出する場合について説明したが、本実施の形態にかかるシンボル同期では、同期用シンボル内に現れる繰り返し波形に着目し、隣接する繰り返し波形間の振幅差に基づきシンボル同期タイミングを検出する場合を例として説明する。
【００５３】
直交マルチキャリア伝送方式では、前述の図１２に示したように、隣接するサブキャリア２００の電力スペクトルがゼロとなる位置すなわちｆ_０間隔で各サブキャリアが重ねて配置されている。
本実施の形態にかかるシンボル同期タイミング検出では、シンボル同期タイミングの検出に用いる同期用シンボルを送信する際、送信装置１において、Ｐ／Ｓ変換部１３で用いる各サブキャリアのうち、等しい間隔で櫛形に選択された複数のサブキャリアを同期用サブキャリアとして用いる。
【００５４】
このような同期用サブキャリアを用いた場合、有効ＯＦＤＭシンボル内に複数の繰り返し波形が形成された同期用シンボルが得られる。
例えば図５に示すように、隣接するサブキャリアとの間隔をｆ_０とすると、サブキャリア２００をｄ（ｄは２以上の整数）個間隔で選択した場合、その周波数間隔がｄｆ_０の櫛形のサブキャリア配置となる。このとき、ガードインターバル信号１１４（図１参照）を除くすべての並列ベースバンド信号１１３に対応するサブキャリアの総数をＮ（Ｎは２×ｄ以上の整数）とすると、Ｎ／ｄを越えない整数個のサブキャリアが同期用サブキャリアとして選択されることになる。
【００５５】
この同期用サブキャリアの選択方法については、並列ベースバンド信号１１３として所望のサブキャリアのみ有効となるビットデータパターンをＰ／Ｓ変換部１３へ入力することにより同期用サブキャリアを選択してもよい。
なお、本実施の形態の説明では、理解を容易とするため、同期用サブキャリアのサブキャリア間隔ｄとしてサブキャリア総数Ｎの約数のいずれかを選択した場合を例として説明する。なお、この場合、同期用サブキャリアとしてはＮ／ｄ（整数）個のサブキャリアが選択されることになる。
【００５６】
このような櫛形のサブキャリア配置を用いた場合、受信装置２の直列ベースバンド信号１２２では、図６に示すように、ガードインターバル期間を除く有効ＯＦＤＭシンボル期間Ｔ_ｓ内に、ｄ個の繰り返し波形２２０が現れる。
このとき、受信装置２のＲＦ復調部２０において、有効ＯＦＤＭシンボル期間Ｔ_ｓをサブキャリア総数Ｎでサンプリングした場合、１つの繰り返し波形２２０から得られるサンプル値の数、すなわちサンプリング間隔で正規化された繰り返し波形２２０の幅はＮ／ｄとなる。
【００５７】
したがって、これら繰り返し波形に出現する同一信号成分を用いて、第１の実施の形態と同様にシンボル同期タイミングを検出すれば、ガードインターバルを利用しないでシンボル同期タイミングを検出することができ、マルチパスに起因するシンボル間干渉の影響がさらに抑止される。
【００５８】
また、周波数オフセットΔｆ_ｎを厳密に考慮して、直列ベースバンド信号１２２とこれを繰り返し波形長Ｎ／ｄ分だけ遅延させた遅延信号との振幅差ｒ_ｄｉｆ（ｋ）をそのまま算出した場合、数７のようになり、遅延信号の干渉がない期間でも、振幅差がゼロに近似しなくなる。
【００５９】
【数７】

【００６０】
これを回避するためには、受信信号に含まれる周波数オフセットの影響を打ち消す必要がある。ここで、直列ベースバンド信号１２２の絶対値化処理を行うと、数８のようになり、複素成分すなわち周波数オフセット成分を打ち消すことができる。なお、このような絶対値化処理を行うと信号に含まれる位相情報も消失してしまうが、シンボル同期には差し支えない。
【００６１】
【数８】

【００６２】
したがって、このようにして絶対値化処理を行った直列ベースバンド信号１２２と、絶対値化処理を行った遅延信号との振幅差を求めることにより、周波数オフセットの影響がない振幅差が得られる。
これ以降、前述した第１のシンボル同期と同様の処理を行うことにより、周波数オフセットが存在する場合でも、精度よくシンボル同期タイミングを検出できる。
【００６３】
［第２のシンボル同期タイミング検出装置］
次に、図７および図８を参照して、受信装置２に適用されるシンボル同期タイミング検出装置４０Ａの構成例および動作について説明する。図７は第２のシンボル同期タイミング検出装置４０Ａの構成例を示すブロック図である。図８は第２のシンボル同期の動作を示すタイミングチャートである。
このシンボル同期タイミング検出装置４０Ａは、図３のシンボル同期タイミング検出装置４０と比較して、シンボル遅延部４１に代えてサンプル遅延部５１が設けられているとともに、絶対値化処理部５２，５３が追加されており、このほかについては、シンボル同期タイミング検出装置４０とほぼ同様の構成を有している。
【００６４】
サンプル遅延部５１は、直列ベースバンド信号１２２を繰り返し波形長Ｎ／ｄだけ遅延させ、サンプル遅延信号１５１として出力する。
絶対値化処理部５２は、直列ベースバンド信号１２２を絶対値化処理した後、振幅差算出部５４へ出力する。
絶対値化処理部５３は、サンプル遅延部５１からのサンプル遅延信号１５１を絶対値化処理した後、振幅差算出部５４へ出力する。
振幅差算出部５４では、絶対値化処理部５２で絶対値化処理された直列ベースバンド信号１２２と、絶対値化処理部５３で絶対値化処理されたサンプル遅延信号１５１との振幅差を算出する。
【００６５】
この後、図３の絶対値化処理部４３〜タイミング検出部６０と同様に処理が、絶対値化処理部５５〜タイミング検出部６０で行われる。
したがって、移動平均処理部５７で順次算出される移動平均値１５２は、図８に示すように、有効ＯＦＤＭシンボル期間内で小さい値を示し、直列ベースバンド信号１２２が次の受信シンボルのガードインターバルＧＩ（Ｂ）へ移行した時点で急激に大きくなり、そのピークに応じてシンボル同期タイミング、ここではガードインターバルの開始位置を示すシンボル同期信号１４０が出力される。ガードインターバル長は既知であることから、有効ＯＦＤＭシンボル期間の開始位置も容易に得られる。また、このようなタイミング調整は、ピーク検出部６３で行ってもよく、Ｓ／Ｐ変換部２２で行ってもよい。なお、前述と同様に、二乗化乗算部５６は省略してもよい。
【００６６】
このように、直列ベースバンド信号１２２と、直列ベースバンド信号１２２を所定期間、ここでは繰り返し波形長だけ遅延させたサンプル遅延信号１５１との振幅差を求め、これを絶対値化処理して移動平均値を算出し、得られた移動平均値の変化に応じてシンボル同期タイミングを検出するようにしたので、ガードインターバルを利用しないでシンボル同期タイミングを検出することができ、マルチパスに起因するシンボル間干渉の影響を抑止して、高い精度でシンボル同期を行うことができる。
さらに、受信信号の振幅差を利用しているため、従来のように受信信号の相関操作を行うものと比較して、回路構成を削減できるとともに処理時間を短縮できる。
【００６７】
また、絶対値化処理部５２，５３を設け、直列ベースバンド信号１２２の各サンプル値およびサンプル遅延部５１からの遅延サンプル信号１５１の各サンプル値をそれぞれ絶対値化処理した後、振幅差算出部５４へ入力するようにしたので、周波数オフセットの影響がない振幅差が得られるため、周波数オフセットが存在する場合でも、マルチパスに起因するシンボル間干渉の影響を抑止して、高精度でシンボル同期を行うことができる。
【００６８】
なお、本実施の形態では、同期用サブキャリアで用いる各サブキャリアの間隔ｄとして、サブキャリア総数Ｎの約数を用いた場合を例として説明したが、この間隔ｄとしては、サブキャリア総数Ｎの約数を用いるほうが望ましい場合もあるが、必ずしも約数を用いる必要はない。
例えば、サブキャリア総数Ｎ＝５１２のときに、サブキャリアをＮの約数の１つである間隔ｄ＝８で選択した場合、同期用サブキャリアとしてＮ／ｄ＝６４（５１２／８）個のサブキャリアが選択され、同期用シンボルには、ｄ＝８個の繰り返し波形が現れる。
【００６９】
これに対して、Ｎの約数ではない間隔ｄ＝９でサブキャリアを選択した場合、同期用サブキャリアとしてＮ／ｄを越えない整数個ここでは５６個のサブキャリアが選択され、同期用シンボルには、ｄ＝９を越えない最大の整数個ここでは８個の繰り返し波形が完全な形で現れ、最後の繰り返し波形は、他の繰り返し波形より短く途中で切れた不完全な波形となる。但し、このような不完全な波形を含む場合でも、他の完全な形の繰り返し波形でシンボル同期タイミングを検出できることから、前述したシンボル同期検出処理を同様にして行うことができる。
【００７０】
一般的に表現すれば、間隔ｄとしてサブキャリア総数Ｎの約数を用いなかった場合、サブキャリア数はＮ／ｄを越えない最大の整数すなわち［Ｎ／ｄ］（［］はガウス記号）と表され、同期用シンボルに現れる繰り返し波形のうち完全な形の繰り返し波形の数はｄ−１個となり、繰り返し波形幅すなわちサンプル遅延部５１での遅延幅は［Ｎ／ｄ］となる。
したがって、これらパラメータを、前述した間隔ｄとしてサブキャリア総数Ｎの約数を用いた場合のパラメータと置換することにより、前述と同様のシンボル同期タイミング判定処理を実施することができ、同様の作用効果が得られる。
【００７１】
なお、間隔ｄとしてサブキャリア総数Ｎの約数を用いなかった場合、有効ＯＦＤＭシンボルの最後端に上記のような不完全な波形が現れる。したがって、移動平均処理部５７で求められる移動平均値１５２は、その不完全な波形部分直後の値が含まれた移動平均の算出開始タイミングで急激に変化し、ピークとして検出される。
このような場合には、移動平均処理単位Ｌが既知であることから、その処理単位Ｌに相当する時間長だけ上記ピークをシフトさせるタイミング調整を行えばよい。なお、このタイミング調整については、ピーク検出部６３では行ってもよく、Ｓ／Ｐ変換部２２で行うようにしてもよい。
【００７２】
以上で説明した前述の第１の実施の形態（図３参照）では、直列ベースバンド信号１２２のサンプル値およびシンボル遅延部４１からの遅延サンプル値１４１については、そのまま振幅差算出部４２に入力する場合を例として説明したが、第２の実施の形態（図７参照）で説明したように、絶対値化処理部を設けて、直列ベースバンド信号１２２のサンプル値およびシンボル遅延部４１からの遅延サンプル値１４１を絶対値化処理した後に振幅差算出部４２に入力するようにしてもよい。これにより、第２の実施の形態と同様に、周波数オフセットの影響がない振幅差が得られるため、周波数オフセットが存在する場合でも、マルチパスに起因するシンボル間干渉の影響を抑止して、高精度でシンボル同期を行うことができる。
【００７３】
また、以上の各実施の形態において、同期用シンボルを用いて周波数オフセットを推定する際、例えば受信装置２のＲＦ復調部２０の出力段に設けたバッファで直列ベースバンド信号１２２の各サンプル値を保持している場合には、先にそのバッファからシンボル同期タイミングを検出した後、そのシンボル同期タイミングに基づき所望のサンプル値をバッファから再度読み出して周波数同期を行うことができる。
したがって、周波数オフセットの推定処理にシンボル同期タイミングの検出が必要な場合には、推定処理と同一の同期用シンボルで所望のシンボル同期タイミングを検出でき、同期用シンボルの直前シンボルなど、その同期用シンボルとは異なるシンボルからシンボル同期タイミングを検出する場合と比較して、周波数オフセットの推定に必要なシンボル同期タイミングを高い精度で検出できる。
【００７４】
また、以上の各実施の形態では、図２に示したように、それぞれのシンボル同期タイミング検出装置４０，４０Ａを、受信シンボル復調用のシンボル同期タイミングを検出する装置として用いた場合について説明したが、これらシンボル同期タイミング検出装置４０，４０Ａの用途としては、これに限定されるものではない。例えば、これらシンボル同期タイミング検出装置４０，４０Ａを、周波数オフセット推定装置３０で用いる推定処理タイミングを検出するための装置として用いてもよい。
【００７５】
［シミュレーション結果］
次に、図９および図１０を参照して、本方式による、送信装置１と、シンボル同期タイミング検出装置４０Ａを用いた受信装置２との間でデータ通信を行った場合のシミュレーション結果について説明する。図９は、シミュレーションから得られたＢＥＲ（ビットエラーレート）特性を示すグラフである。図１０は、シミュレーションで用いた各パラメータを示している。
【００７６】
図９のＢＥＲ特性は、送受信装置間でどの程度ビットエラーが発生するかを調べた結果を示すものであり、ここでは、送受信装置間でシンボル同期が完全にとれている場合（完全同期）と本方式によりシンボル同期をとった場合のＢＥＲ特性がそれぞれ示されている。
なお、横軸は、１ビット当たりの信号エネルギーＥｂと、ノイズの片側パワースペクトル密度Ｎｏの比を示している。これは、受信信号の信号対雑音比（ＳＮ比）をシンボル当たりの情報ビット数で割った値に等しく、この値が大いほどノイズの少ない良好なデータ通信状態であることを示している。縦軸は、送受信されたデータのビット誤り率である。
【００７７】
特性３００は理想的な完全同期状態でのＢＥＲ特性、特性３０５は本発明を適用てシンボル同期をとった場合のＢＥＲ特性であり、いずれの状態でもほぼ同一のＢＥＲ特性が得られた。
この図９によれば、本方式のＢＥＲ特性３０５は、完全同期状態でのＢＥＲ特性３００とほぼ同様の特性を示しており、同期タイミング検出装置４０Ａでシンボル同期が完全にとれていることがわかる。
【００７８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、送信側から受信した信号をベースバンドへダウンコンバートしてサンプリングすることにより直列ベースバンド信号を生成し、直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから所定間隔で２つのシンボル同期用サンプル値を順次選択し、順次選択された２つのシンボル同期用サンプル値の振幅差を順次算出して絶対値化処理し、得られた絶対値振幅差の変化に基づきシンボル同期タイミングを検出するようにしたので、従来のように、受信信号に含まれるガードインターバルとそのコピー元のシンボルとの相関を求めることによりシンボル同期タイミングを検出するものと比較して、ガードインターバルの後端部や同期用シンボルに現れる繰り返し波形を利用してシンボル同期タイミングを検出することができ、マルチパスに起因するシンボル間干渉の影響を抑止して、高い精度でシンボル同期を行うことができる。
【００７９】
また、振幅差を算出する際、選択された２つのシンボル同期用サンプル値ごとにそれぞれ絶対値化処理した後に両者の振幅差を算出するようにすれば、周波数オフセットの影響がない振幅差が得られるため、周波数オフセットが存在する場合でも、マルチパスに起因するシンボル間干渉の影響を抑止して、高精度でシンボル同期を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】直交マルチキャリア信号伝送方式で用いられる一般的な送信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】直交マルチキャリア信号伝送方式で用いられる一般的な受信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態にかかる第１のシンボル同期タイミング検出装置の構成例を示すブロック図である。
【図４】第１のシンボル同期の動作を示すタイミングチャートである。
【図５】周波数オフセット推定装置で用いられるサブキャリアの配置を示す説明図である。
【図６】図５のサブキャリア配置で得られる同期用シンボルの波形例である。
【図７】第２のシンボル同期タイミング検出装置の構成例を示すブロック図である。
【図８】第２のシンボル同期の動作を示すタイミングチャートである。
【図９】シミュレーションのＢＥＲ特性を示すグラフである。
【図１０】シミュレーションで用いた各パラメータである。
【図１１】直交マルチキャリア信号伝送方式のサブキャリアの電力スペクトルである。
【図１２】直交マルチキャリア信号伝送方式のサブキャリア配置を示す説明図である。
【図１３】サブキャリアの周波数オフセットを示す説明図である。
【符号の説明】
１…送信装置、１０…Ｓ／Ｐ変換部、１１…サブキャリア変調部、１２…ＩＦＦＴ処理部、１３…Ｐ／Ｓ変換部、１４…ＲＦ変調部、１５…局部発信器、２…受信装置、２０…ＲＦ復調部、２１…局部発振器、２２…Ｓ／Ｐ変換部、２４…ＦＦＴ処理部、２５…サブキャリア復調部、２６…Ｐ／Ｓ変換部、３０…周波数オフセット推定装置、４０，４０Ａ…シンボル同期タイミング検出装置、４１…シンボル遅延部、４２，５４…振幅差算出部、４３，５２，５３，５５…絶対値化処理部、４４，５６…二乗化乗算部、４５，５７…移動平均処理部、５１…サンプル遅延部、６０…タイミング検出部、６１…データ遅延部、６２…除算部、６３…ピーク検出部、１１０…直列入力データ、１１１…並列入力データ、１１２…並列ベクトル信号、１１３…並列ベースバンド信号、１１４…ガードインターバル信号、１１５…直列ベースバンド信号、１１６…局部発振周波数、１１７…送信ＯＦＤＭ信号、１２０…受信ＯＦＤＭ信号、１２１…局部発振周波数、１２２…直列ベースバンド信号、１２４…並列ベースバンド信号、１２５…並列ベクトル信号、１２６…並列出力データ、１２７…直列出力データ、１３０…周波数オフセット情報、１４０…シンボル同期信号、１４１…シンボル遅延信号、１４２，１５２…移動平均値、１５１…サンプル遅延信号、２００…サブキャリア、２１０…電力スペクトル、２２０…繰り返し波形。

Claims

互いに直交するよう配置された複数のサブキャリアにデータを多重して所定のシンボル単位で伝送する直交マルチキャリア信号伝送方式で、送信側からの信号から各シンボルのタイミングを示すシンボル同期タイミングを検出するシンボル同期タイミング検出方法であって、
受信側で、
送信側から受信した信号をベースバンドへダウンコンバートしてサンプリングすることにより直列ベースバンド信号を生成し、
前記直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから所定間隔で２つのシンボル同期用サンプル値を順次選択し、
順次選択された２つのシンボル同期用サンプル値の振幅差を順次算出して絶対値化処理し、
得られた絶対値振幅差の変化に基づき前記シンボル同期タイミングを検出することを特徴とするシンボル同期タイミング検出方法。
互いに直交するよう配置された複数のサブキャリアにデータを多重して所定のシンボル単位で伝送する直交マルチキャリア信号伝送方式で、送信側からの信号から各シンボルのタイミングを示すシンボル同期タイミングを検出するシンボル同期タイミング検出方法であって、
受信側で、
送信側から受信した信号をベースバンドへダウンコンバートしてサンプリングすることにより直列ベースバンド信号を生成し、
前記直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから所定間隔で２つのシンボル同期用サンプル値を順次選択し、
順次選択された２つのシンボル同期用サンプル値ごとにそれぞれ絶対値化処理した後に両者の振幅差を順次算出して絶対値化処理し、
得られた絶対値振幅差の変化に基づき前記シンボル同期タイミングを検出することを特徴とするシンボル同期タイミング検出方法。
請求項１または２に記載のシンボル同期タイミング検出方法において、
前記絶対値振幅差を算出する際、前記絶対値化処理により得られた絶対値振幅差を順次移動平均し、
この移動平均された絶対値振幅差の変化に基づき前記シンボル同期タイミングを検出することを特徴とするシンボル同期タイミング検出方法。
請求項２に記載のシンボル同期タイミング検出方法において、
前記２つのシンボル同期用サンプル値を選択する際、前記直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから、前記所定間隔として、所望データが変調されている有効シンボル期間の間隔で、前記２つのシンボル同期用サンプル値を選択することを特徴とするシンボル同期タイミング検出方法。
請求項１または２に記載のシンボル同期タイミング検出方法において、
前記２つのシンボル同期用サンプル値を選択する際、前記直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから、前記所定間隔として、送信側で前記各サブキャリアのうち等しい間隔で選択した複数のサブキャリアを用いて送信された同期用シンボルに現れる繰り返し波形の繰り返し周期間隔で、前記２つのシンボル同期用サンプル値を選択することを特徴とするシンボル同期タイミング検出方法。
互いに直交するよう配置された複数のサブキャリアにデータを多重して所定のシンボル単位で伝送する直交マルチキャリア信号伝送方式で、送信側からの信号から各シンボルのタイミングを示すシンボル同期タイミングを推定するシンボル同期タイミング検出装置であって、
送信側から受信した信号をベースバンドへダウンコンバートしてサンプリングすることにより得られた直列ベースバンド信号のサンプル値を、所定期間だけ遅延させるシンボル遅延部と、
このシンボル遅延部からの遅延サンプル値と前記直列ベースバンド信号のサンプル値との振幅差を算出する振幅差算出部と、
この振幅差算出部からの振幅差を絶対値化処理する絶対値化処理部と、
この絶対値化処理部からの絶対値振幅差の変化に基づき前記シンボル同期タイミングを検出するタイミング検出部とを備えることを特徴とするシンボル同期タイミング検出装置。
互いに直交するよう配置された複数のサブキャリアにデータを多重して所定のシンボル単位で伝送する直交マルチキャリア信号伝送方式で、送信側からの信号から各シンボルのタイミングを示すシンボル同期タイミングを推定するシンボル同期タイミング検出装置であって、
送信側から受信した信号をベースバンドへダウンコンバートしてサンプリングすることにより得られた直列ベースバンド信号のサンプル値を、所定期間だけ遅延させるシンボル遅延部と、
このシンボル遅延部からの遅延サンプル値を絶対値化処理した値と、前記直列ベースバンド信号のサンプル値を絶対値化処理した値との振幅差を算出する振幅差算出部と、
この振幅差算出部からの振幅差を絶対値化処理する絶対値化処理部と、
この絶対値化処理部からの絶対値振幅差の変化に基づき前記シンボル同期タイミングを検出するタイミング検出部とを備えることを特徴とするシンボル同期タイミング検出装置。
請求項６または７に記載のシンボル同期タイミング検出装置において、
前記絶対値化処理部からの絶対値振幅差を移動平均する移動平均処理部をさらに備え、
前記タイミング検出部は、前記移動平均処理部で移動平均された絶対値振幅差の変化に基づき前記シンボル同期タイミングを検出することを特徴とするシンボル同期タイミング検出装置。
請求項７に記載のシンボル同期タイミング検出装置において、
前記シンボル遅延部は、前記直列ベースバンド信号のサンプル値を、前記所定期間として、前記有効シンボル期間だけ遅延させることを特徴とするシンボル同期タイミング検出装置。
請求項６また７に記載のシンボル同期タイミング検出装置において、
前記シンボル遅延部は、前記直列ベースバンド信号のサンプル値を、前記所定期間として、送信側で前記各サブキャリアのうち等しい間隔で選択した複数のサブキャリアを用いて送信された同期用シンボルに現れる繰り返し波形の繰り返し周期間隔の期間だけ遅延させることを特徴とするシンボル同期タイミング検出装置。