KR100865938B1

KR100865938B1 - 무선 통신 시스템의 수신기에서 캐리어 주파수 옵셋 추정및 보상을 위한 장치 및 데이터 수신 방법

Info

Publication number: KR100865938B1
Application number: KR1020060139049A
Authority: KR
Inventors: 최준상; 윤정남; 김재형
Original assignee: 포스데이타 주식회사
Priority date: 2006-03-29
Filing date: 2006-12-29
Publication date: 2008-10-29
Also published as: US7649963B2; CN101406017B; CN101406017A; EP2008417A1; KR20070098462A; WO2007111431A1; US20070230591A1

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템의 수신기에서 캐리어 주파수 옵셋 추정 및 보상을 위한 장치 및 데이터 수신 방법에 관한 것으로서, 상기 무선 통신 시스템 수신기의 캐리어 주파수 옵셋 추정 및 보상 장치에서는, 수신 신호와 상기 수신 신호의 일정 시간 지연된 신호를 상기 수신 신호의 초기 프레임 경계에 따라 정해진 일정 위치로부터 CP(Cycle Prefix) 길이와 프리앰블 시퀀스 반복길이를 기반으로 정해지는 상관 윈도우 구간에 대하여 상관(correlation) 연산한 후, 상기 상관 결과 값을 위상값으로 변환하고 상기 변환된 값을 프리앰블 세그먼트 번호에 따라 위상 보상하여 초기 캐리어 주파수 옵셋 값을 추정한다.

Description

무선 통신 시스템의 수신기에서 캐리어 주파수 옵셋 추정 및 보상을 위한 장치 및 데이터 수신 방법{Apparatus for Estimating and Compensating Carrier Frequency Offset and Data Receiving Method in Receiver of Wireless Communication System}

도 1은 일반적인 무선 통신 시스템을 설명하기 위한 도면이다.

도 2는 일반적인 캐리어 주파수 옵셋 추정기를 설명하기 위한 도면이다.

도 3은 시간 영역에서의 프리앰블 심볼을 설명하기 위한 도면이다.

도 4는 프리앰블 캐리어 세트를 설명하기 위한 도면이다.

도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 수신기를 설명하기 위한 도면이다.

도 6은 도 5의 초기 동기화부를 설명하기 위한 도면이다.

도 7은 도 6의 프레임 경계 검출기와 캐리어 주파수 옵셋 추정기의 구체적인 블록도이다.

도 8은 도 6의 프레임 경계 검출기와 캐리어 주파수 옵셋 추정기의 동작 설명을 위한 흐름도이다.

도 9는 본 발명의 일실시예에 따른 수신기의 성능을 설명하기 위한 SNR에 대한 정규화된 캐리어 주파수 옵셋 에러 사이의 관계를 나타내는 그래프이다.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

100: 무선 통신 시스템 110: 변조기

120: Tx 회로 150: Rx 회로

160: 복조기 200: 주파수 옵셋 추정기

500: 수신기 510: Rx 회로

520: CP 제거부 530: FFT 유니트

540: 채널 추정 및 보상부 550: 복조기

560: 디인터리버 570: 디코더

580: 초기 동기화부 710: 필더

720: 누적부 730: 상관값 출력부

740: 최대값 계산부 760: arctan 계산부

770: 위상 옵셋 추정부 780: 승산기

780: 디멀티플렉스

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access: 직교 주파수 분할 다중 접근) 무선 통신 시스템의 수신기에서 초기 캐리어 주파수 옵셋을 추정하는 장치 및 데이터 수신 방법에 관한 것이다.

최근 4세대 이동 통신의 실현을 위하여 각계 각층에서 심도 있는 연구가 진행 중에 있다. IEEE 802.16d/e, WiBro, WiMAX 표준 규격 등에 따른 4세대 이동 통신에서는 위성망 뿐만 아니라 무선랜망, 디지털 오디오 방송 및 비디오 방송망 등이 유기적으로 연동되는 하나의 단일망으로 통합되며, 이에 따라 사용자가 어떠한 망에서라도 최선의 상태로 원할한 서비스를 받을 수 있게 된다.

단말기(Portable Subscriber Station)는 기지국(Radio Access Station) 시스템으로부터 받는 프리앰블 신호를 처리하여 시스템을 동기화시킴으로써 기지국 시스템과 통신할 수 있다. 즉, 하향 링크(DL: Down Link) 구간의 초기에 프리앰블 신호가 기지국 시스템으로부터 전송되고, 이에 따라 단말기는 프리앰블 신호를 기반으로 시스템을 동기화시킴으로써 후속 셀 탐색을 통하여 해당 기지국 시스템으로부터 프리앰블 신호 뒤에 전송된 데이터를 복조한다.

도 1은 일반적인 무선 통신 시스템(100)을 설명하기 위한 도면이다. 일반적인 무선 통신 시스템(100)에서 송신 데이터는 송신기의 변조기(modulator)(110)에서 일정 방식에 따라 변조된 후 Tx(transmitter) 회로(120)를 거쳐 캐리어에 실려 채널을 통해 전송된다. 채널을 통해 전송되는 신호는 AWGN(Additive White Gaussian Noise: 가산성 백색 가우스 잡음)의 영향을 받아 수신기의 수신(Rx; receiver) 회로(150)에 수신된다. 수신 회로는 수신한 신호를 주파수 다운 변환하여 기저 대역 신호로 변환하고, 복조기(demodulator)(160)는 변환된 기저 대역 신호를 복조함으로써 수신 데이터가 얻어진다.

TDD 방식의 OFDMA 시스템에서는, 예를 들어, 복조기(160)가 하향 링크(DL) 구간의 초기에 존재하는 프리앰블 신호로부터 시스템을 동기화시키고 후속 셀 탐색을 통하여 프리앰블 신호 뒤에 전송된 데이터를 복조한다. 기지국 시스템으로부터 전송되는 데이터를 수신하기 위하여 단말기 시스템을 동기화시키는 방법에는, 주파수 영역(domain)에서 초기 캐리어 주파수 옵셋을 추정하는 방법이 있을 수 있다. 그러나, 주파수 영역 추정 방법은 FFT(Fast Fourier Transform) 타이밍을 위하여 초기 동기화 과정이 이루어진 후에 사용될 수 있기 때문에, 초기 동기화 과정 후 정밀 주파수 옵셋을 추정하는 데 파일럿(pilot) 심볼을 이용할 수 있다. 여기서, 초기 동기화 과정, 즉, 초기 캐리어 주파수 옵셋 추정은 시간 영역에서 추정된다.

즉, 시간 영역에서 동일한 주파수 옵셋이 반복된 샘플들에 존재하면 해당 옵셋 차이가 추정될 수 있고, 이러한 프리앰블의 반복된 훈련 심볼(training symbol)의 패턴 특성을 이용하여 초기 캐리어 주파수 옵셋 추정을 위한 일반적인 장치(200)가 도 2에 도시되어 있다.

도 2에서, 수신된 신호 r(t)가 샘플링되고 소정의 레지스터(210)에 저장되면, N 번째마다 반복된 신호 샘플들, 예를 들어, r(n)과 r(n+N), r(n+1)과 r(n+N+1),..., r(n+d)과 r(n+N+d) 등이 공액 복소수 연산기들(211, 213,...,215)과 승산기들(212, 214,...,216)에서 처리되고, 상기 승산기들(212, 214,...,216)에서 승산된 값들로부터 합산/평균 연산기(220)는 그 값들을 합산하고 평균하여 일정값을 얻을 수 있다. 이에 따라, 연산기(230)는 상기 합산/평균 연산기(220)에서 획득된 값의 arctan를 취함으로써, 위상 옵셋값을 얻을 수 있고, 이에 따라 승산 기(240)는 위상 옵셋값에 -1/2πN을 곱하여 주파수 옵셋 값 D_f를 획득한다.

예를 들어, IEEE 802.16d/e 표준 규격에 따른 OFDMA 시스템에서, 송수신되는 신호는 도 3과 같이, CP(Cyclic Prefix) 구간을 제외한 하향 링크(DL) 구간 초기의 프리앰블 심볼(1024 서브 캐리어들)에 따라 시간 영역(time domain)에서 3번(3 times)의 반복되는 주기적 특성을 가진다. 도 4에서 1024 서브 캐리어들은 좌우의 86개씩의 서브 캐리어들을 가지는 가드 인터벌(guard interval: GI) 구간 외의 프리앰블 852 서브 캐리어들이 3개의 세그먼트로 분리되어 송수신되는 구성을 가진다. 이때, 1024 서브 캐리어들은 도 4와 같이 341.3 서브 캐리어씩 주기적 특성을 가진다. 여기서, 두 개의 제로(zero) 서브 캐리어와 함께 한 개의 제로아닌(non-zero) 서브 캐리어로 전송되는 1024 서브 캐리어들이 샘플링될 때, 샘플링된 반복 샘플들은 세그먼트 번호에 따라 서로 다른 위상 옵셋을 가지고 나타난다(experience).

따라서, 도 2와 같은 평균 메커니즘과 위상 보상 방법에 따라 주파수 옵셋을 계산하는 종래의 주파수 옵셋 추정기(200)에서는, 평균 메커니즘에 사용되는 샘플수의 선정에 제약조건이 있다는 점을 반영하지 않아 추정된 주파수 옵셋이 부정확하다는 문제점이 있다. 또한, 종래의 주파수 옵셋 추정기(200)에서는, 공액 복소수 연산기들(211, 213,...,215), 승산기들(212, 214,...,216), 합산/평균 연산기(220) 등 많은 하드웨어와 소프트웨어 자원들이 요구되어 링크 성능을 저하시킨다는 문제점이 있다. 따라서, 세그먼트 마다 정확한 주파수 옵셋이 추정될 수 있 도록 적은 자원으로 처리하여 시스템을 동기화시킬 수 있는 장치가 요구된다.

따라서, 본 발명은 상술한 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은, 정확한 주파수 옵셋 추정을 위한 구현 솔루션을 단순화하고 효율적인 계위 공유(scalable sharing) 구조를 기반으로 초기 프레임 경계 검출 등의 과정과 양립될 수 있는 초기 캐리어 주파수 옵셋 추정 장치를 가지는 OFDMA 무선 통신 시스템 수신기의 동기화 장치를 제공하는 데 있다.

또한, 본 발명의 다른 목적은, OFDMA 기반 기술에 따른 서브 캐리어들의 세그먼트 번호에 따라 다른 위상 옵셋을 가지면서 정수아닌 반복 샘플 패턴의 특성을 가지는 하향 링크 프리앰블을 평균화 기법으로 효율적으로 처리하여 셀탐색의 기초가 되는 정확한 캐리어 주파수 옵셋을 추정하는 방법을 제공하는 데 있다.

상기와 같은 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일면에 따른 캐리어 주파수 옵셋 추정 및 보상 장치는, 직교 주파수 분할 다중화 방식을 이용한 시스템에서, 수신 신호와 상기 수신 신호의 일정 시간 지연된 신호를 상관 윈도우 구간에 대하여 상관 연산하는 제1 수단; 및 상기 상관 결과 값을 위상값으로 변환하고 상기 변환된 값을 프리앰블 세그먼트 번호에 따라 위상 보상하여 초기 캐리어 주파수 옵셋 값을 추정하는 제2 수단을 포함하고, 상기 상관 윈도우 구간은 상기 수신 신호의 초기 프레임 경계에 따라 정해진 일정 위치로부터 CP 길이와 프리앰블 시퀀스 반복길이를 기반으로 정해지는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명의 일면에 따른 무선 통신 시스템 수신기를 위한 동기화기는, 수신 신호의 현재 샘플값과 상기 수신 신호를 샘플링하고 반복 위치까지 딜레이시킨 샘플의 공액 복소수 연산값에 대한 승산값을 누적하여 상기 누적된 값들을 기반으로 한 상관값이 최대가되는 위치를 초기 프레임 경계 인덱스로서 계산하는 프레임 경계 검출기; 및 상기 초기 프레임 경계 인덱스에서의 해당 최대 상관값에 대한 arctan 값을 기반으로 프리앰블의 제1 세그먼트, 제2 세그먼트, 및 제3 세그먼트-상기 세그먼트는 프리앰블을 구성하는 서브 캐리어 셋(set)임-에 대한 위상 옵셋값들을 추정하고, 상기 추정된 위상 옵셋값들을 소정 값들로 정규화하여 상기 프리앰블의 각 세그먼트에 대한 초기 캐리어 주파수 옵셋 값을 생성하는 캐리어 주파수 옵셋 추정기를 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명의 일면에 따른 무선 통신 시스템을 위한 수신기는, OFDM 기반 RF 신호를 수신하여 기저 대역 신호로 변환하는 수신 회로; 및 상기 기저대역 신호로 변환되어 수신되는 신호를 샘플링한 값들을 기반으로 프리앰블의 끝을 나타내는 초기 프레임 경계 인덱스를 계산하고, 상기 초기 프레임 경계 인덱스에서 계산되는 위상 옵셋값을 기반으로 프리앰블의 제1 세그먼트, 제2 세그먼트, 및 제3 세그먼트-상기 세그먼트는 프리앰블을 구성하는 서브 캐리어 셋(set)임-에 대한 위상 옵셋값들을 추정하며, 상기 추정된 위상 옵셋값들로부터 상기 프리앰블의 각 세그먼트에 대한 초기 캐리어 주파수 옵셋 값을 계산하여 다운 링크의 시작 위치를 알리는 동기 신호를 생성하는 동기화기를 포함하고, 상기 동기 신호에 따라 상기 수신되는 기저대역 신호를 동기화하여 상기 동기화된 신호로부터 본래의 송신 데이터를 획득하기 위한 복조를 수행하는 것을 특징으로 한다.

상기와 같은 본 발명의 다른 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일면에 따른 캐리어 주파수 옵셋 추정 및 보상 방법은, 직교 주파수 분할 다중화 방식을 이용한 시스템에서, 수신 신호와 상기 수신 신호의 일정 시간 지연된 신호를 상기 수신 신호의 초기 프레임 경계에 따라 정해진 일정 위치로부터 CP(Cycle Prefix) 길이와 프리앰블 시퀀스 반복길이를 기반으로 정해지는 상관 윈도우 구간에 대하여 상관(correlation) 연산하는 단계; 및 상기 상관 결과 값을 위상값으로 변환하고 상기 변환된 값을 프리앰블 세그먼트 번호에 따라 위상 보상하여 초기 캐리어 주파수 옵셋 값을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명의 일면에 따른 무선 통신 시스템을 위한 동기화 방법은, OFDM 기반 RF 신호를 수신하여 기저 대역 신호로 변환하는 단계; 상기 기저대역 신호로 변환되어 수신되는 신호를 샘플링한 값들을 기반으로 프리앰블의 끝을 나타내는 초기 프레임 경계 인덱스를 계산하는 단계; 상기 초기 프레임 경계 인덱스에서 계산되는 위상 옵셋값을 기반으로 프리앰블의 제1 세그먼트, 제2 세그먼트, 및 제3 세그먼트-상기 세그먼트는 프리앰블을 구성하는 서브 캐리어 셋(set)임-에 대한 위상 옵셋값들을 추정하는 단계; 상기 추정된 위상 옵셋값들로부터 상기 프리앰블의 각 세그먼트에 대한 초기 캐리어 주파수 옵셋 값을 계산하여 다운 링크의 시작 위치를 알리는 동기 신호를 생성하는 단계; 및 상기 동기 신호에 따라 상기 수신되는 기저대역 신호를 동기화하여 상기 동기화된 신호로부터 본래의 송신 데이터를 획득하기 위한 복조를 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

이하 첨부 도면들 및 첨부 도면들에 기재된 내용들을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세하게 설명하지만, 본 발명이 실시예들에 의해 제한되거나 한정되는 것은 아니다. 각 도면에 제시된 동일한 참조부호는 동일한 부재를 나타낸 다.

위에서 기술한 바와 같이, IEEE 802.16d/e 표준 규격에 따른 OFDMA 시스템에서, 송수신되는 신호는 도 3과 같이, CP(Cyclic Prefix) 구간을 제외한 하향 링크(DL) 구간 초기의 프리앰블 심볼(1024 서브 캐리어들)에 따라 시간 영역(time domain)에서 3번(3 times)의 반복되는 주기적 특성을 가진다. 초기 캐리어 주파수 옵셋 추정을 위하여 위와 같은 프리앰블 내의 반복된 훈련 심볼(training symbol)의 패턴 특성이 이용될 수 있다. 즉, 시간 영역에서 동일한 주파수 옵셋이 반복된 샘플들에 존재하면 해당 옵셋 차이가 추정될 수 있다.

도 4에서 1024 프리앰블 서브 캐리어들은 341.3 서브 캐리어씩 주기적 특성을 가지고, 여기서 두 개의 제로(zero) 서브 캐리어와 함께 한 개의 제로아닌(non-zero) 서브 캐리어로 구성되어 전송된 1024 서브 캐리어들이 샘플링될 때, 샘플링된 반복 샘플들은 세그먼트 번호에 따라 서로 다른 위상 옵셋을 가진다. 세그먼트 마다 위상옵셋이 다른 이와 같은 샘플 특성에서도, 초기 캐리어 주파수 옵셋을 정확하게 추정하고 보상하여, 셀 탐색에서 셀 ID 및 세그먼트 번호를 정확하게 추정할 수 있게 함으로써, 시스템을 동기화시킬 수 있다.

예를 들어, 수신된 신호 r(t)에서 n 시간의 샘플 신호 r(n) 및 (n+N) 시간의 샘플 신호 r(n+N)은 [수학식 1]과 같이 나타낼 수 있다. [수학식 1]에서 n및 n+N은 타이밍 인덱스, D_f는 주파수 옵셋, 및 x()는 신호 크기이다.

여기서, 위상 옵셋 값 2πD_fN은 [수학식 2]와 같이 N 번째에서 반복되는(repeated) 샘플 r(n+N)에 대한 공액 복소수 연산을 이용하여 얻어질 수 있다. 즉, [수학식 2]와 같은 연산에 따라 얻어지는 실수값 Re{}와 허수값 Im{}의 관계에서 얻어지는 -tan(2πD_fN) 값을 기초로 [수학식 3]과 같이 주파수 옵셋 값 D_f가 얻어진다.

여기서, 프리앰블 서브 캐리어들은 시간 영역에서 세그먼트 번호에 따라 다른 위상 옵셋을 가지고, 도 3과 같이 정수아닌 반복 샘플 패턴의 특성을 가진다. 본 발명에서는 이와 같은 기지국으로부터 단말기로의 하향 링크 프리앰블의 정수아닌 반복 샘플 패턴에 대하여 평균화 기법에 정수 811 상관 윈도우 길이를 이용하여 초기 프레임 경계 인덱스(l)을 추정한다. 즉, [수학식 4]와 같이, 수신된 신호 r(t)의 샘플값들이 341 샘플마다 반복된다고 가정하여 그만큼 딜레이된 샘플 r(l+n+341)에 대한 공액 복소수 연산을 이용하며, 이때 r^*(l+n)과 r(l+n+341)의 곱에 대한 811 누적값들을 아규먼트(argument: arg)으로 한 상관값에 따라 초기 프레임 경계(l)와 위상 옵셋을 추정한다. 이에 따라, 상기 추정된 위상 옵셋을 정규화(α)함으로써 해당 세그먼트에 대한 초기 캐리어 주파수 옵셋 θ₀가 획득될 수 있다. 상기 초기 캐리어 주파수 옵셋 θ₀는 세그먼트 번호가 0 인 경우에 해당된다. 여기서, 정수 811 상관 윈도우 길이는 프리앰블의 정수 아닌 반복 패턴의 특성을 회피하고, 평균 메커니즘을 적절히 사용하기 위하여, CP 구간의 128 샘플, 프리앰블의 341 샘플과 다음 342 샘플을 모두 합한 길이에 대한 상관값을 이용하고 있음을 의미한다.

이와 같이 획득된 초기 캐리어 주파수 옵셋은 [수학식 5]와 같이 세그먼트당 나타나는 위상옵셋이 보상됨으로써 나머지 두 세그먼트에 대한 초기 캐리어 주파수 옵셋들 θ₁, θ₂도 추정될 수 있다.

이와 같은 본 발명의 일실시예에 따른 캐리어 주파수 옵셋 추정을 기반으로 시스템을 동기화할 수 있는 수신기(500)가 도 5에 도시되어 있다. 도 5를 참조하면, 상기 수신기(500)는 수신 회로(510), CP(Cyclic Prefix) 제거부(520), FFT(Fast Fourier Transform) 유니트(530), 채널 추정 및 보상부(540), 복조기(550), 디인터리버(deinterleaver)(560), 디코더(decoder)(570) 및 초기 동기화부(580)를 포함한다.

AWGN(Additive White Gaussian Noise: 가산성 백색 가우스 잡음)의 영향을 받으면서 채널로부터 안테나를 통하여 수신되는 OFDM 기반 RF 신호는 상기 수신 회로(510)에서 주파수 다운 변환되어 기저 대역 신호 r(t)로 변환된다. 상기 수신 회로(510)의 출력 r(t)으로부터 상기 초기 동기화부(580)는 프리앰블 신호를 처리하여 시스템을 동기시키기 위한 동기 신호(SYNC)를 생성한다. 이에 따라, 상기 동기 신호(SYNC)는 기지국에서 단말기로의 다운 링크가 시작됨을 알리는 타이밍 위치일 수 있고, 이를 기초로 상기 CP 제거부(520)는 프리앰블 신호 앞에 붙는 CP(Cyclic Prefix)를 제거할 수 있다.

이와 같이 상기 동기 신호(SYNC)에 상기 수신되는 기저대역 신호 r(t)가 동기 될 수 있고, 이에 따라 후속하는 상기 FFT 유니트(530), 상기 채널 추정 및 보상부(540), 상기 복조기(550), 상기 디인터리버(560), 및 상기 디코더(570)에 의하여 상기 동기화된 기저대역 신호 r(t)로부터 본래의 송신 데이터를 얻을 수 있다. 이외에도 상기 초기 동기화부(580) 내의 셀 탐색기(583)는 셀 ID와 상기 각 세그먼트의 실질적인 번호를 탐색할 수 있다.

수신 심볼에 대한 FFT(Fast Fourier Transform)을 수행하는 상기 FFT 유니트(530), 위상 옵셋등을 수행하여 채널을 좀더 정밀 추정하는 상기 채널 추정 및 보상부(540), QAM, QPSK 등 일정 변조 방식에 따라 수신 심볼을 복조하는 상기 복조기(550), 수신 데이터를 디인터리빙하고 디코딩하는 상기 디인터리버(560) 및 상기 디코더(570)에 대해서는 구체적인 설명을 생략한다.

또한, 상기 수신기는(500)는 IEEE 802.16d/e 표준 규격에 따른 OFDMA 기반의 무선 통신 시스템에 적용될 수 있다. 그러나, 이에 한정되지 않고, 상기 수신기는(500)는 WiBro, WiMAX 표준 규격을 적용한 시스템과 4세대 이동 통신을 위한 다른 시스템에도 적용될 수 있을 것이다.

특히, 기지국으로부터 단말기로의 하향 링크(Down Link: DL)와 단말기로부터 기지국으로의 상향 링크(Up Link: UL)에서 비대칭적으로 데이터를 전송하여 전송 속도를 향상시키는 TDD 방식의 휴대인터넷 시스템에서, 본 발명에 따른 초기 동기화에 의하여 고속으로 대용량의 데이터를 송수신할 수 있는 신뢰성을 보장하여 서비스 품질을 높이기 위하여 상기 초기 동기화부(580)가 적용되었다.

도 2와 같은 종래의 주파수 옵셋 추정기(200)에서는 많은 하드웨어와 소프트웨어 자원들이 요구되어 링크 성능을 저하시킬 수 있지만, 상기 초기 동기화부(580)는 구현 솔루션을 단순화하고 효율적인 계위 공유(scalable sharing), 즉, 저속 시스템으로부터 고속 시스템까지 공통적으로 공유될 수 있는 구조를 기반으로 초기 프레임 경계 검출 등의 과정과 양립될 수 있도록 초기 캐리어 주파수 옵셋을 추정하고 시스템을 동기화한다.

즉, 상기 초기 동기화부(580)에서는 상기 기저대역 신호로 변환되어 수신되는 신호 r(t)를 샘플링한 값들을 기반으로 프리앰블의 끝을 나타내는 초기 프레임 경계 인덱스(l)를 계산하고, 상기 초기 프레임 경계 인덱스(l)에서 계산되는 위상 옵셋값(PHO)을 기반으로 3가지 세그먼트(제1 세그먼트, 제2 세그먼트, 제3 세그먼트)에 대한 위상 옵셋값들을 추정한다. 또한, 상기 초기 동기화부(580)는 위와 같이 추정된 위상 옵셋값들로부터 각 세그먼트에 대한 초기 캐리어 주파수 옵셋 값(θ₀/θ₁/θ₂)을 계산하여 보상하고 동기 신호(SYNC)를 생성한다. 이러한 의미에서 상기 초기 동기화부(580)는 초기 캐리어 주파수 옵셋 추정 및 보상 장치에 해당할 수 있다.

상기 초기 동기화부(580)를 설명하기 위한 도면이 도 6에 도시되어 있다. 도 6을 참조하면, 상기 초기 동기화부(580)는 프레임 경계 검출기(581), 주파수 옵셋 추정기(582), 및 셀 탐색기(583)를 포함한다.

상기 프레임 경계 검출기(581)는 수신 신호 r(t)의 현재 샘플값(예를 들어, r(342))과 상기 수신 신호 r(t)를 샘플링하고 반복 위치(예를 들어, 341 샘플)까지 딜레이시킨 샘플(예를 들어, r(1))의 공액 복소수(complex conjugate) 연산값에 대한 승산값을 누적하여 상기 누적된 값들을 기반으로 한 상관값이 최대인 위치를 초기 프레임 경계 인덱스(l)로서 계산한다. 이때, 상기 프레임 경계 검출기(581)는 최근에 누적된 811 개의 상기 누적값들의 절대치 또는 그 절대치의 제곱을 기반으로 한 상관값을 이용한다. 즉, 상기 수신 신호 r(t)의 프리앰블 신호가 끝날 때 최근에 누적된 811 개의 상기 누적값들의 절대치 또는 그 절대치의 제곱을 기반으로 한 상기 상관값이 최대가 되고, 이때의 위치를 나타내는 상기 초기 프레임 경계 인덱스(l)가 획득된다. 상기 프레임 경계 검출기(581)에 대한 구체적인 설명은 도 7에서 후술된다.

한편, 상기 주파수 옵셋 추정기(582)는 상기 프레임 경계 검출기(581)에서 획득된 상기 초기 프레임 경계 인덱스(l)에서의 해당 최대 상관값 C(l)에 대한 arctan 값(PHO)을 기반으로 OFDM 기반의 3가지 세그먼트에 대한 위상 옵셋값들을 추정하고, 상기 추정된 위상 옵셋값들을 소정 값들로 정규화하여 각 세그먼트에 대한 초기 캐리어 주파수 옵셋 값(θ₀/θ₁/θ₂)을 생성한다. 즉, 상기 캐리어 주파수 옵셋 추정기(582)는, 상기 최대 상관값 C(l)에 대한 arctan 값(PHO)을 정규화한 값을 제1 세그먼트(예를 들어, Segment 0)에 대한 초기 캐리어 주파수 옵셋 값(θ₀)으로 생성할 수 있다. 또한, 상기 최대 상관값 C(l)에 대한 arctan 값(PHO)보다 2π/3 큰 위상값을 정규화한 값을 제2 세그먼트(예를 들어, Segment 1)에 대한 초기 캐리어 주파수 옵셋 값(θ₁)으로 생성하며, 상기 최대 상관값 C(l)에 대한 arctan 값(PHO)보다 2π/3 작은 위상값을 정규화한 값을 제3 세그먼트(예를 들어, Segment 2)에 대한 초기 캐리어 주파수 옵셋 값(θ₂)으로 생성할 수 있다. 여기서, 상기 초기 캐리어 주파수 옵셋 값들(θ₀/θ₁/θ₂)에 대한 각 세그먼트의 정확한 번호는 상기 셀 탐색기(583)에서 식별될 수 있다.

상기 셀 탐색기(583)는 상기 정규화에 따라 획득된 상기 초기 캐리어 주파수 옵셋 값(θ₀/θ₁/θ₂)을 기반으로 주파수 옵셋을 보상하여 동기 신호(SYNC)를 생성한다. 즉, 상기 초기 캐리어 주파수 옵셋 값(θ₀/θ₁/θ₂)이 생성되는 타이밍 인덱스인 상기 초기 프레임 경계 인덱스(l)는 상기 수신 신호 r(t)의 프리앰블 신호가 끝날 때를 나타낸다. 따라서, 상기 셀 탐색기(583)는 상기 초기 프레임 경계 인덱스(l)로부터 프리앰블 신호 길이, 예를 들어, 1024 서브 캐리어 앞선 위치나 CP가 시작되는 위치를 계산하여 그 위치들에서 트리거되는 신호를 상기 동기 신호로서 할 수 있다. 이와 같은 동기 신호가 계산된 후에, 시스템의 필요한 유니트에 전달되면 후속 프로세서에서 복조가 이루어진다.

또한, 상기 셀 탐색기(583)는 이와 같이 생성되는 상기 초기 캐리어 주파수 옵셋 값(θ₀/θ₁/θ₂)과 프리앰블 경계 인덱스(l)에 따라 상기 수신 신호 r(t)가 동기화되면, 상기 수신 신호 r(t)로부터 셀 ID와 상기 각 세그먼트의 정확한 번호(SEGNO 0,1,2)를 식별할 수 있다. 즉, 상기 주파수 옵셋 추정기(582)에서 생성되는 상기 초기 캐리어 주파수 옵셋 값들(θ₀/θ₁/θ₂) 각각은 정확하게 어떤 세그먼트 번호에 해당하는 값 인지 알 수 없으므로, 상기 셀 탐색기(583)는 상기 초기 캐리어 주파수 옵셋 값들(θ₀/θ₁/θ₂)을 참조하면서 소정 알고리즘에 따라 상기 수신 신호 r(t)의 프리앰블을 처리하고 미리 알려져 있는 프리앰블 값들과 비교하여, 상기 세그먼트의 정확하고 실질적인 번호(SEGNO 0,1,2)를 판단한다. 또한, 상기 셀 탐색기(583)는 상기 초기 캐리어 주파수 옵셋 값(θ₀/θ₁/θ₂)을 참조하면서 상기 수신 신호 r(t)를 분석하여 셀(기지국 또는 섹터) ID(Identification)를 식별할 수 있다. 이와 같은 상기 셀 탐색기(583)의 동작에 따라 해당 기지국과 연결되면, 상기 수신기(500)의 후속 회로들(520~570)은 프리앰블 뒤에 따라오는 데이터를 복조하여 출력한다. 상기 디코더(570)의 출력은 후속 프로세서에서 비디오 또는 오디오 재생을 위한 처리 과정을 거쳐 사용자에게 출력되거나, 소정 압축 과정을 거쳐 메모리에 저장 될 수 있다.

도 7은 도 6의 프레임 경계 검출기(581)와 캐리어 주파수 옵셋 추정기(582)의 구체적인 블록도이다. 도 7을 참조하면, 상기 프레임 경계 검출기(581)은 필터(710), 누적부(720), 상관값 출력부(730), 및 최대값 계산부(740)을 포함한다. 또한, 상기 캐리어 주파수 옵셋 추정기(582)는 arctan 계산부(760), 위상 옵셋 추정부(770), 승산기(780) 및 디멀티플렉스(demultiplexer)(790)를 포함한다. 상기 프레임 경계 검출기(581)와 상기 캐리어 주파수 옵셋 추정기(582)의 구체적인 동작 설명을 위하여 도 8의 흐름도가 참조된다.

상기 필터(710)는 기저대역 신호 r(t) 또는 그 샘플값을 수신하면(도 8의 S810), 현재 샘플값(예를 들어, r(342))과 프리앰블의 반복 특성을 반영한 일정 시간(예를 들어, 341 샘플) 이전의 샘플(예를 들어, r(1))의 공액 복소수 연산값(예를 들어, r^*(1))에 대한 승산값을 연산한다(도 8의 S820). 이를 위하여, 상기 필터(710)는 쉬프트레지스터(shift register)(711), 공액기(conjugator)(712) 및 승산기(713)를 포함한다.

상기 쉬프트레지스터(711)는 수신 신호 r(t)에 대한 샘플 값을 저장한다. 상기 쉬프트레지스터(711)의 버퍼 사이즈는 342 샘플 크기를 가진다. 상기 공액기(712)는 상기 쉬프트레지스터(711)에서 지연되어 순차로 출력되는 샘플, r(1), r(2), r(3),... 대하여 공액 복소수 연산값(예를 들어, r^*(1))을 계산한다. 상기 승산기(713)는 현재 샘플값(예를 들어, r(342))과 상기 공액기(712) 출력을 승산한다(도 8의 S820).

이에 따라, 상기 누적부(720)는 상기 승산기(713)에서 연산된 값들을 순차로 누적한다(도 8의 S830). 상기 누적부(720)는 누적값 계산부(721), 제1 레지스터(722) 및 제2 레지스터(723)를 포함한다. 여기서, 상기 누적값 계산부(721)는 상기 필터(710)로부터 출력되는 현재 승산값과 이전까지 누적된 값을 합산하고 상기 필터(710)로부터 출력되는 811 샘플 이전의 승산값을 상기 합산 결과로부터 뺀다(도 8의 S830). 이때, 상기 이전까지 누적된 값을 제공하기 위하여 상기 제1 레지스터(722)는 상기 누적값 계산부(721) 출력을 한 샘플 지연시켜 상기 누적값 계산부(721)로 피드백한다. 또한, 상기 누적값 계산부(721)가 상기 필터(710)로부터 출력되는 811 샘플 이전의 승산값을 뺄수 있도록 하기 위하여, 상기 제2 레지스터(723)는 상기 필터(710)로부터 출력되는 승산값을 811 샘플 후에 상기 누적값 계산부(721)에 제공한다. 여기서, 상기 제1 레지스터(722) 및 상기 제2 레지스터(723)는 해당 동작을 위하여 일정 클럭 신호에 따라 동작하는 쉬프트레지스터 형태일 수 있다.

이에 따라, 상기 상관값 출력부(730)는 상기 누적부(720)에서 최근에 누적된 811 개의 누적된 값들의 절대치 또는 그 절대치의 제곱을 연산하여 상기 연산된 값을 상기 상관값으로서 상기 최대값 계산부(740)로 출력한다(도 8의 S840). 상기 최대값 계산부(740)는 상기 최대값 계산부(740)로부터의 상기 상관값이 최대가 되는 위치를 상기 초기 프레임 경계 인덱스(l)로서 생성할 수 있다(도 8의 S850). 상기 상관값이 최대가 되는 위치는 상기 수신 신호 r(t)의 프리앰블 신호가 끝날 때에 해당할 수 있다.

한편, 상기 캐리어 주파수 옵셋 추정기(582)에서 상기 arctan 계산부(760)는 상기 초기 프레임 경계 인덱스(l)에서의 상기 최대 상관값 C(l)에 대한 arctan를 연산한다(도 8의 S860). 상기 초기 프레임 경계 인덱스(l)에서의 상기 최대 상관 값 C(l)을 출력하기 위하여, 도 7과 같이, 하나의 버퍼(750)을 이용할 수 있고, 또는 상기 초기 프레임 경계 인덱스(l)에서의 상기 최대 상관값 C(l)이 상기 상관값 출력부(730)에 출력되어 상기 arctan 계산부(760)로 입력되도록 할 수도 있다.

상기 위상 옵셋 추정부(770)는 상기 arctan 계산부(760)에서 연산된arctan값(PHO)으로부터 3가지 세그먼트에 대한 위상 옵셋값들을 추정한다. 이를 위하여, 상기 위상 옵셋 추정부(770)는 감산기(771), 합산기(772) 및 멀티플렉스(multiplexer)(773)를 포함한다. 상기 감산기(771)는 상기 연산된arctan값(PHO)으로부터 2π/3를 뺀다. 상기 합산기(772)는 상기 연산된arctan값(PHO)에 2π/3를 더한다. 이에 따라, 상기 멀티플렉스(773)는 상기 연산된arctan값(PHO), 상기 감산기(771) 출력, 및 상기 합산기(772) 출력 중 어느 하나를 선택하여 해당 세그먼트에 대한 위상 옵셋값을 출력한다(도 8의 S870). 상기 위상 옵셋값 선택을 위한 제어 신호는(SEGNO 0,1,2)는 셀 탐색기(583)로부터 입력된다.

한편, 상기 캐리어 주파수 옵셋 추정기(582)에서 상기 승산기(780)는 상기 위상 옵셋 추정부(770)에서 추정된 위상 옵셋값들 각각에 [수학식 6]과 같이 소정 값을 곱하여 정규화한다(도 8의 S880). [수학식 6]에서 F_s 는 샘플링 주파수이다.

이에 따라, 상기 디멀티플렉스(790)는 상기 승산기(780) 출력을 셀 탐색기(583)로부터의 제어 신호(SEGNO 0,1,2)에 따라 각 세그먼트별로 셀 탐색기(583)에 출력한다(도 8의 S890).

이와 같이, 상기 캐리어 주파수 옵셋 추정기(582)는, 상기 최대 상관값 C(l)에 대한 arctan 값(PHO)을 기반으로 3가지 위상 옵셋값들을 추정하고, 상기 추정된 3가지 위상 옵셋값들을 정규화하여 각 세그먼트별 초기 캐리어 주파수 옵셋 값(θ₀/θ₁/θ₂) 을 셀 탐색기(583)로 출력한다.

이와 같이, 상기 프레임 경계 검출기(581)는 수신 신호 r(t)와 상기 수신 신호 r(t)의 일정 시간 지연된 신호를 상관 윈도우 구간(예를 들어, 811 샘플 구간)에 대하여 상관 연산하는 수단에 해당하고, 여기서, 상기 상관 윈도우 구간은 상기 수신 신호 r(t)의 초기 프레임 경계(l)에 따라 정해진 일정 위치(예를 들어, CP가 시작되는 타이밍)로부터 CP 길이와 프리앰블 시퀀스 반복길이를 기반으로 정해진다. 예를 들어, 여기서는 프리앰블 시퀀스 반복길이가 정수가 아니므로, 평균을 취하기 위하여 CP 구간의 128 샘플, 프리앰블의 최초 341 샘플과 다음 342 샘플을 모두 합한 811 샘플 길이를 상관 윈도우 구간으로 설정하였다.

또한, 상기 캐리어 주파수 옵셋 추정기(582)는 상기 프레임 경계 검출기(581)로부터의 상기 상관 결과 값을 위상값으로 변환하고 상기 변환된 값을 프리앰블 세그먼트 번호에 따라 위상 보상하여 초기 캐리어 주파수 옵셋 값을 추정하는 수단에 해당한다. 여기서, 상기 세그먼트 번호가 1 이면 - 2π/3 위상 보상되고, 상기 세그먼트 번호가 2 이면 2π/3 위상 보상된다.

위와 같은 과정에 따라 3-탭(tap) 다중 경로 페이딩 채널에서 초기 주파수 옵셋을 1KHz로 가정하여 캐리어 주파수 옵셋 에러에 대한 시뮬레이션 한 결과가 도 9에 도시되어 있다. 각 세그먼트별(seg0/1/2)로 SNR(Signal-to-Noise) -10 ~ +20 dB에서 사이에서 SNR 증가에 따라 정규화된 캐리어 주파수 옵셋 에러가 감소함을 알 수 있다. 특히, 시스템 성능을 좌우하는 3dB 이상에서는 0.05KHz 이하의 작은 주파수 옵셋 에러가 나타남을 알 수 있고, 이에 따라 수신 성능과 서비스의 품질을 향상시킬 수 있을 것으로 기대된다.

위에서 기술한 바와 같이, 본 발명의 일실시예에 따른 OFDMA 무선 통신 시스템 수신기(500)의 동기화 장치(580)에서는, 프레임 경계 검출기(581)가 수신 신호 r(t)를 샘플링하고 딜레이시킨 값들의 공액 복소수 연산을 통하여 얻어지는 811 개의 누적값들을 기반으로 한 상관값이 최대가되는 초기 프레임 경계 인덱스(l)을 찾으면, 캐리어 주파수 옵셋 추정기(582)는 상기 초기 프레임 경계 인덱스(l)에서의 해당 최대 상관값 C(l)의 arctan 값(PHO)을 제1 세그먼트(SEGNO 0)에 대한 위상 옵셋값(PHO)으로 추정하고 이로부터 ±(2π/3) 위상 차이있는 제2 및 제3 세그먼트(SEGNO 1,2)에 대한 위상 옵셋값들을 추정하며, 상기 추정된 3가지 위상 옵셋값들을 소정 값들로 정규화하여 각 세그먼트에 대한 초기 캐리어 주파수 옵셋 값(θ₀/θ₁/θ₂)으로 출력한다.

본 명세서에서 개시된 방법 및 장치에서 사용되는 기능은 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록 매체에 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드로서 구현하는 것이 가능하다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록 매체는 컴퓨터 시스템에 의하여 읽혀질 수 있는 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록장치를 포함한다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록 매체의 예로는 ROM, RAM, CD-ROM, 자기 테이프, 플로피디스크, 광데이터 저장장치 등이 있으며 또한 캐리어 웨이브(예를 들어 인터넷을 통한 전송)의 형태로 구현되는 것도 포함한다. 또한, 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록 매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템에 분산되어 분산방식으로 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드가 저장되고 실행될 수 있다.

이상과 같이 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다. 그러므로, 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

본 발명에 따른 OFDMA 무선 통신 시스템 수신기의 동기화 장치 및 방법은, 시간영역에서 세그먼트 번호와 독립적으로 하향 링크 프리앰블을 효율적으로 처리하여 정확한 초기 캐리어 주파수 옵셋을 추정하므로, IEEE 802.16d/e, WiBro, WiMAX 표준 규격 등에 따른 단말에 적용시 셀 탐색이 용이하여 수신 성능과 서비스의 품질을 향상시킬 수 있다. 이와 같은 본 발명에 따른 동기화 장치는 초기 프레임 경계 검출 등의 과정과 양립될 수 있는 계위 공유(scalable sharing) 구조를 기 반으로 하므로, 하드웨어나 소프트웨어의 적은 솔루션을 통해 용이하게 실현될 수 있다.

Claims

직교 주파수 분할 다중화 방식을 이용한 시스템에서 캐리어 주파수 옵셋을 추정 및 보상하는 방법으로서,

수신 신호와 상기 수신 신호의 일정 시간 지연된 신호를 상기 수신 신호의 초기 프레임 경계에 따라 정해진 일정 위치로부터 CP(Cycle Prefix) 길이와 프리앰블 시퀀스 반복길이를 기반으로 정해지는 상관 윈도우 구간에 대하여 상관(correlation) 연산하는 단계; 및

상기 상관 결과 값을 위상값으로 변환하고 상기 변환된 값을 프리앰블 세그먼트 번호에 따라 위상 보상하여 초기 캐리어 주파수 옵셋 값을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 캐리어 주파수 옵셋 추정 및 보상 방법.
제1항에 있어서,

상기 초기 프레임 경계를 나타내는 위치는 상기 수신 신호와 상기 지연된 신호에 근거한 상관 연산의 최대값을 나타내는 위치인 것을 특징으로 하는 캐리어 주파수 옵셋 추정 및 보상 방법.
제1항에 있어서,

상기 일정 시간은 341 샘플 구간인 것을 특징으로 하는 캐리어 주파수 옵셋 추정 및 보상 방법.
제1항에 있어서,

상기 정해진 상관 윈도우 구간의 길이는 811 샘플 구간인 것을 특징으로 하는 캐리어 주파수 옵셋 추정 및 보상 방법.
제1항에 있어서,

상기 위상 보상값은 상기 세그먼트 번호가 1 이면 - 2π/3 이고, 상기 세그먼트 번호가 2 이면 2π/3 인 것을 특징으로 하는 캐리어 주파수 옵셋 추정 및 보상 방법.
제1항에 있어서,

상기 추정된 초기 캐리어 주파수 옵셋을 이용하여 주파수 옵셋을 보상하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 캐리어 주파수 옵셋 추정 및 보상 방법.
제1항에 있어서,

상기 상관 연산에서 상기 수신 신호의 일정 시간 지연된 신호의 공액 복수값이 상기 수신 신호와 연산되는 것을 특징으로 하는 캐리어 주파수 옵셋 추정 및 보상 방법.
제1항에 있어서, 상기 초기 캐리어 주파수 옵셋을 추정하는 단계에서,

상기 위상 보상후 정규화 변수값을 이용하여 정규화를 수행하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 캐리어 주파수 옵셋 추정 및 보상 방법.
직교 주파수 분할 다중화 방식을 이용한 시스템에서 캐리어 주파수 옵셋을 추정 및 보상하는 장치로서,

수신 신호와 상기 수신 신호의 일정 시간 지연된 신호를 상관 윈도우 구간에 대하여 상관 연산하는 제1 수단; 및

상기 상관 결과 값을 위상값으로 변환하고 상기 변환된 값을 프리앰블 세그먼트 번호에 따라 위상 보상하여 초기 캐리어 주파수 옵셋 값을 추정하는 제2 수단을 포함하고,

상기 상관 윈도우 구간은 상기 수신 신호의 초기 프레임 경계에 따라 정해진 일정 위치로부터 CP 길이와 프리앰블 시퀀스 반복길이를 기반으로 정해지는 것을 특징으로 하는 캐리어 주파수 옵셋 추정 및 보상 장치.
제9항에 있어서, 상기 제2 수단은,

상기 세그먼트 번호가 1 이면 - 2π/3 위상 보상하고, 상기 세그먼트 번호가 2 이면 2π/3 위상 보상하는 것을 특징으로 하는 캐리어 주파수 옵셋 추정 및 보상 장치.
수신 신호의 현재 샘플값과 프리앰블의 반복 특성을 반영한 상기 수신 신호의 일정 시간 이전의 샘플의 공액 복소수 연산값에 대한 승산값을 누적하여 상기 누적된 값들을 기반으로 한 상관값이 최대가되는 위치를 초기 프레임 경계 인덱스로서 계산하는 프레임 경계 검출기; 및

상기 초기 프레임 경계 인덱스에서의 해당 최대 상관값에 대한 arctan 값을 기반으로 프리앰블의 제1 세그먼트, 제2 세그먼트, 및 제3 세그먼트-상기 세그먼트는 프리앰블을 구성하는 서브 캐리어 셋(set)임-에 대한 위상 옵셋값들을 추정하고, 상기 추정된 위상 옵셋값들을 소정 값들로 정규화하여 상기 프리앰블의 각 세그먼트에 대한 초기 캐리어 주파수 옵셋 값을 생성하는 캐리어 주파수 옵셋 추정기를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템 수신기를 위한 초기 동기화기.
제11항에 있어서,

상기 정규화에 따라 획득된 상기 초기 캐리어 주파수 옵셋 값들을 기반으로 동기 신호를 생성하고, 상기 수신 신호로부터 셀 ID(Identification)와 상기 프리앰블의 각 세그먼트의 번호를 탐색하는 셀 탐색기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템 수신기를 위한 초기 동기화기.
제12항에 있어서,

상기 셀 탐색기는 상기 캐리어 주파수 옵셋 추정기로부터 출력되는 상기 각각의 초기 캐리어 주파수 옵셋 값을 참조하여 상기 프리앰블의 각 세그먼트의 번호를 탐색하고, 해당 세그먼트 번호에 따른 상기 초기 캐리어 주파수 옵셋 값에 따라 상기 수신 신호로부터 셀 ID를 탐색하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템 수신기를 위한 초기 동기화기.
제11항에 있어서, 상기 프레임 경계 검출기는,

상기 수신 신호의 샘플링 값을 341샘플만큼 딜레이시킨 샘플의 공액 복소수(complex conjugate) 연산값을 이용하고, 최근에 누적된 811 개의 상기 누적값들의 절대치 또는 그 절대치의 제곱을 기반으로 한 상관값을 계산하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템 수신기를 위한 초기 동기화기.
제11항에 있어서, 상기 캐리어 주파수 옵셋 추정기는,

상기 최대 상관값에 대한 arctan 값을 정규화한 값을 상기 프리앰블의 제1 세그먼트에 대한 초기 캐리어 주파수 옵셋 값으로 생성하고,

상기 최대 상관값에 대한 arctan 값보다 2π/3 큰 위상값을 정규화한 값을 상기 프리앰블의 제2 세그먼트에 대한 초기 캐리어 주파수 옵셋 값으로 생성하며,

상기 최대 상관값에 대한 arctan 값보다 2π/3 작은 위상값을 정규화한 값을 상기 프리앰블의 제3 세그먼트에 대한 초기 캐리어 주파수 옵셋 값으로 생성하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템 수신기를 위한 초기 동기화기.
제11항에 있어서,

상기 수신 신호의 프리앰블 신호가 끝날 때 최근에 누적된 811 개의 상기 누 적값들의 절대치 또는 그 절대치의 제곱을 기반으로 한 상기 상관값이 최대가 되어 상기 초기 프레임 경계 인덱스가 획득되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템 수신기를 위한 초기 동기화기.
제11항에 있어서, 상기 프레임 경계 검출기는,

상기 현재 샘플값과 상기 반복 위치까지 딜레이시킨 샘플의 공액 복소수 연산값에 대한 승산값을 연산하는 필터;

상기 승산값을 누적하는 누적부;

상기 누적된 값들의 절대치 또는 그 절대치의 제곱을 연산하여 상기 연산된 값을 상기 상관값으로 출력하는 상관값 출력부; 및

상기 상관값이 최대가되는 위치를 상기 초기 프레임 경계 인덱스로서 생성하는 최대값 계산부를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템 수신기를 위한 초기 동기화기.
제17항에 있어서, 상기 필터는,

상기 샘플 값을 딜레이시키고 저장하는 쉬프트레지스터;

상기 공액 복소수 연산값을 계산하는 공액기; 및

상기 승산값을 연산하는 승산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템 수신기를 위한 초기 동기화기.
제17항에 있어서, 상기 누적부는,

상기 필터로부터 출력되는 현재 승산값과 이전까지 누적된 값을 합산하고 상기 필터로부터 출력되는 811 샘플 이전의 승산값을 상기 합산 결과로부터 빼는 누적값 계산부;

상기 누적값 계산부 출력을 한 샘플 지연시켜 상기 이전까지 누적된 값을 제공하는 제1 레지스터; 및

상기 필터로부터 출력되는 승산값을 811 샘플만큼 지연시켜 상기 811 샘플 이전의 승산값을 제공하는 제2 레지스터를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템 수신기를 위한 초기 동기화기.
제11항에 있어서, 상기 캐리어 주파수 옵셋 추정기는,

상기 최대 상관값에 대한 arctan를 연산하는 arctan 계산부;

상기 연산된arctan값으로부터 상기 프리앰블의 각 세그먼트에 대한 위상 옵셋값들을 추정하는 위상 옵셋 추정부;

상기 추정된 위상 옵셋값들 각각에 소정 값을 곱하여 정규화하는 승산기; 및

상기 승산기 출력을 상기 각 세그먼트별로 출력하는 디멀티플렉스를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템 수신기를 위한 초기 동기화기.
제20항에 있어서, 상기 승산기에서 정규화를 위한 상기 소정 값은,

수학식 F_s/(2π*341)(여기서, F_s 는 샘플링 주파수)에 의하여 결정된 값인 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템 수신기를 위한 초기 동기화기.
제20항에 있어서, 상기 위상 옵셋 추정부는,

상기 연산된arctan값으로부터 2π/3를 빼는 감산기;

상기 연산된arctan값에 2π/3를 더하는 합산기; 및

상기 연산된arctan값, 상기 감산기 출력, 및 상기 합산기 출력 중 어느 하나를 선택하여 해당 세그먼트에 대한 위상 옵셋값을 출력하는 멀티플렉스를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템 수신기를 위한 초기 동기화기.
OFDM 기반 RF 신호를 수신하여 기저 대역 신호로 변환하는 수신 회로; 및

상기 기저대역 신호로 변환되어 수신되는 신호를 샘플링한 값들을 기반으로 프리앰블의 끝을 나타내는 초기 프레임 경계 인덱스를 계산하고, 상기 초기 프레임 경계 인덱스에서 계산되는 위상 옵셋값을 기반으로 프리앰블의 제1 세그먼트, 제2 세그먼트, 및 제3 세그먼트-상기 세그먼트는 프리앰블을 구성하는 서브 캐리어 셋(set)임-에 대한 위상 옵셋값들을 추정하며, 상기 추정된 위상 옵셋값들로부터 상기 프리앰블의 각 세그먼트에 대한 초기 캐리어 주파수 옵셋 값을 계산하고, 동기 신호를 생성하는 동기화기를 포함하고,

상기 동기 신호에 따라 상기 수신되는 기저대역 신호를 동기화하여 상기 동기화된 신호로부터 본래의 송신 데이터를 획득하기 위한 복조를 수행하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템을 위한 수신기.
제23항에 있어서, 상기 수신기는,

IEEE 802.16d/e, WiBro, 및 WiMAX 시스템 중 적어도 하나의 시스템에 이용되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템을 위한 수신기.
OFDM 기반 RF 신호를 수신하여 기저 대역 신호로 변환하는 단계;

상기 기저대역 신호로 변환되어 수신되는 신호를 샘플링한 값들을 기반으로 프리앰블의 끝을 나타내는 초기 프레임 경계 인덱스를 계산하는 단계;

상기 초기 프레임 경계 인덱스에서 계산되는 위상 옵셋값을 기반으로 프리앰블의 제1 세그먼트, 제2 세그먼트, 및 제3 세그먼트-상기 세그먼트는 프리앰블을 구성하는 서브 캐리어 셋(set)임-에 대한 위상 옵셋값들을 추정하는 단계;

상기 추정된 위상 옵셋값들로부터 상기 프리앰블의 각 세그먼트에 대한 초기 캐리어 주파수 옵셋 값을 계산하여 동기 신호를 생성하는 단계; 및

상기 동기 신호에 따라 상기 수신되는 기저대역 신호를 동기화하여 상기 동기화된 신호로부터 본래의 송신 데이터를 획득하기 위한 복조를 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템을 위한 데이터 수신 방법.
제25항에 있어서,

상기 기저대역 신호로 변환되어 수신되는 신호의 현재 샘플값과 반복 위치까지 딜레이시킨 샘플의 공액 복소수 연산값에 대한 승산값을 누적하여 상기 누적된 값들을 기반으로 한 상관값이 최대가되는 위치를 상기 초기 프레임 경계 인덱스로 서 계산하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템을 위한 데이터 수신 방법.
제26항에 있어서,

상기 초기 프레임 경계 인덱스에서의 해당 최대 상관값에 대한 arctan 값을 기반으로 상기 프리앰블의 각 세그먼트에 대한 위상 옵셋값들을 추정하고, 상기 추정된 위상 옵셋값들을 소정 값들로 정규화하여 상기 프리앰블의 각 세그먼트에 대한 초기 캐리어 주파수 옵셋 값을 생성하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템을 위한 데이터 수신 방법.
제27항에 있어서,

상기 정규화에 따라 획득된 상기 초기 캐리어 주파수 옵셋 값들을 기반으로 상기 동기 신호를 생성하고, 상기 수신 신호로부터 셀 ID와 상기 프리앰블의 각 세그먼트의 번호를 탐색하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템을 위한 데이터 수신 방법.
제27항에 있어서,

상기 기저대역 신호로 변환되어 수신되는 신호의 샘플링 값을 341 샘플만큼 딜레이시킨 샘플의 공액 복소수 연산값을 이용하고, 최근에 누적된 811 개의 상기 누적값들의 절대치 또는 그 절대치의 제곱을 기반으로 한 상관값을 이용하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템을 위한 데이터 수신 방법.
제27항에 있어서,

상기 최대 상관값에 대한 arctan 값을 정규화한 값을 상기 프리앰블의 제1 세그먼트에 대한 초기 캐리어 주파수 옵셋 값으로 생성하는 단계;

상기 최대 상관값에 대한 arctan 값보다 2π/3 큰 위상값을 정규화한 값을 상기 프리앰블의 제2 세그먼트에 대한 초기 캐리어 주파수 옵셋 값으로 생성하는 단계; 및

상기 최대 상관값에 대한 arctan 값보다 2π/3 작은 위상값을 정규화한 값을 상기 프리앰블의 제3 세그먼트에 대한 초기 캐리어 주파수 옵셋 값으로 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템을 위한 데이터 수신 방법.