KR101467252B1 - 낮은 복잡도의 ｏｆｄｍ 정수 주파수 옵셋 추정 방법, 이를 이용한 ｏｆｄｍ 정수 주파수 옵셋 추정 장치 및 ｏｆｄｍ 수신기 시스템 - Google Patents

낮은 복잡도의 ｏｆｄｍ 정수 주파수 옵셋 추정 방법, 이를 이용한 ｏｆｄｍ 정수 주파수 옵셋 추정 장치 및 ｏｆｄｍ 수신기 시스템 Download PDF

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KR101467252B1 KR1020130140685A KR20130140685A KR101467252B1 KR 101467252 B1 KR101467252 B1 KR 101467252B1 KR 1020130140685 A KR1020130140685 A KR 1020130140685A KR 20130140685 A KR20130140685 A KR 20130140685A KR 101467252 B1 KR101467252 B1 KR 101467252B1
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ofdm
integer
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윤석호
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성균관대학교산학협력단
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Abstract

본 발명의 낮은 복잡도의 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 방법은, 수신 OFDM 심볼을 구성하는 N 개의 수신 부반송파 성분들 중에 G 개의 수신 부반송파 성분들을 주파수 천이 및 중첩하여 N 개의 결합 부반송파 성분들을 생성하는 단계, 결합 부반송파 성분과 국부 훈련 심볼들을, 1차 정수 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00199
에 관하여 동기 위상 범위 구간 별로 상관 연산한 구간 상관값들을 합산하여 1차 상관값들을 도출하고, 가장 큰 1차 상관값을 나타내는 정수 주파수 옵셋 후보값 d을 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00200
로 산출하는 단계 및 부반송파 성분과 국부 훈련 심볼들을, 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00201
에 기초한 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00202
에 관하여 동기 위상 범위 구간 별로 상관 연산한 구간 상관값들을 합산하여 2차 상관값들을 도출하고, 가장 큰 2차 상관값을 나타내는 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00203
을 2차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00204
으로 산출하는 단계를 포함할 수 있다.

Description

낮은 복잡도의 ＯＦＤＭ 정수 주파수 옵셋 추정 방법, 이를 이용한 ＯＦＤＭ 정수 주파수 옵셋 추정 장치 및 ＯＦＤＭ 수신기 시스템{METHOD FOR ESTIMATING OFDM INTEGER FREQUENCY OFFSET, OFDM INTEGER FREQUENCY OFFSET ESTIMATOR AND OFDM RECEIVER SYSTEM}
본 발명은 OFDM 복조 기술에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 기술에 관한 것이다.
직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 신호는 다중 경로의 페이딩(fading)에 강인하고, 주파수 효율이 높은 장점으로 인해 WiFi, Long Term Evolution (LTE), IEEE 802.16 등의 고속 무선통신에 대한 표준들에서 물리 계층 표준 기술로 널리 활용되고 있다.
OFDM 신호는 주파수 영역에서 변복조를 수행하며, 특히 부반송파(sub-carrier)에 정보를 실어서 전송한다.
수신 측의 오실레이터의 불안정성 또는 도플러 효과에 의해 반송파 (carrier)에 발생하는 주파수 옵셋(frequency offset)은 불가피한데, 이러한 주파수 옵셋은 OFDM 신호가 주파수에 정보를 부호화하는 만큼 OFDM 신호의 복조 시에 오류의 절대적 원인이 된다. 주파수 옵셋이 올바르게 추정되고 보상되지 않는다면, OFDM 심볼은 주파수 영역에서 주파수 옵셋만큼 천이(shift)되면서 반송파의 직교성이 파괴되어 복조를 불가능하게 만들거나 또는 전혀 다른 정보를 가지는 심볼로 복조될 수 있다.
주파수 옵셋은 부반송파 간격의 정수배로 표현되는 정수 주파수 옵셋과 부반송파 간격 이내의 값으로 표현되는 소수 주파수 옵셋으로 구분된다. 정수 주파수 옵셋과 소수 주파수 옵셋은 OFDM 신호에 미치는 영향이 서로 다르고, 각기 추정하는 방법이 다르기에 독립적으로 추정을 수행한다. 일반적으로 소수 주파수 옵셋을 먼저 추정한 후, 이를 보상하여 정수 주파수 옵셋을 추정한다.
일반적으로 OFDM 주파수 옵셋의 추정과 보상은 송신 측과 수신 측에서 모두 사전에 알고 있는 훈련 심볼들을 가지고 수행한다.
송신 측에서 OFDM 훈련 심볼을 IFFT(inverse fast Fourier transform)를 통해 생성하여 송출한다. 소수 주파수 옵셋은 주지의 방법으로 완벽하게 추정 및 보상되었다고 가정하면, 수신 측은 수신된 수신 OFDM 심볼에 대해, 사전에 알고 있는 국부(local) 훈련 심볼들을 복수의 주파수 옵셋 후보값들을 가지고 천이한 국부 심볼들과 상관 연산하여, 가장 큰 상관 결과를 도출하는 주파수 옵셋 후보값에 따라 정수 주파수 옵셋을 추정한다.
이때, 아래 비특허문헌 [1]의 종래 기술은 시간 옵셋이 존재하는 경우에 정수 주파수 옵셋을 올바르게 추정하지 못하는 문제가 있었고, 비특허문헌 [2]의 종래 기술은 시간 옵셋의 영향을 극복할 수 있지만 높은 복잡도의 연산을 필요로 하는 문제가 있었다.
따라서, 시간 옵셋의 영향을 극복하면서 종래의 주파수 옵셋 추정 기법의 문제점인 높은 복잡도를 해소하기 위한 새로운 정수 주파수 옵셋 추정 방법이 필요하다.
[1] Nogami, H.; Nagashima, T., "A frequency and timing period acquisition technique for OFDM systems," Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, 1995. PIMRC'95. Wireless: Merging onto the Information Superhighway., Sixth IEEE International Symposium on , vol.3, no., pp.1010,, 27-29 Sept. 1995 [2] Keukjoon Bang; Namshin Cho; Jaehee Cho; Heeyoung Jun; Kwangchul Kim; Hyuncheol Park; Daesik Hong, "A coarse frequency offset estimation in an OFDM system using the concept of the coherence phase bandwidth," Communications, IEEE Transactions on , vol.49, no.8, pp.1320,1324, Aug 2001
본 발명이 해결하고자 하는 과제는 낮은 복잡도의 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 방법, 이를 이용한 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 장치 및 OFDM 수신기 시스템을 제공하는 데에 있다.
본 발명이 해결하고자 하는 과제는 복잡도와 추정 정확도 사이에 절충할 수 있는 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 방법, 이를 이용한 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 장치 및 OFDM 수신기 시스템을 제공하는 데에 있다.
본 발명의 해결과제는 이상에서 언급된 것들에 한정되지 않으며, 언급되지 아니한 다른 해결과제들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확히 이해될 수 있을 것이다.
본 발명의 일 측면에 따른 낮은 복잡도의 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 방법은,
수신 OFDM 심볼을 구성하는 N 개의 수신 부반송파들 중에 G 개의 수신 부반송파 성분들을 주파수 천이 및 중첩하여 N 개의 결합 부반송파 성분들을 생성하는 단계;
상기 결합 부반송파 성분과 국부 훈련 심볼들을, 1차 정수 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00001
에 관하여 동기 위상 범위 구간 별로 상관 연산한 구간 상관값들을 합산하여 1차 상관값들을 도출하고, 가장 큰 1차 상관값을 나타내는 정수 주파수 옵셋 후보값 d을 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00002
로 산출하는 단계; 및
상기 부반송파 성분과 국부 훈련 심볼들을, 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00003
에 기초한 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00004
에 관하여 동기 위상 범위 구간 별로 상관 연산한 구간 상관값들을 합산하여 2차 상관값들을 도출하고, 가장 큰 2차 상관값을 나타내는 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00005
을 2차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00006
으로 산출하는 단계를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따라, 복수 개의 수신 부반송파 성분들을 주파수 천이 및 중첩하여 만드는 상기 결합 부반송파 성분
Figure 112013105215822-pat00007
은 다음 수학식
Figure 112013105215822-pat00008
에 따라 생성되며,
여기서
Figure 112013105215822-pat00009
은 모듈로-N 연산으로서 N으로 나눈 나머지이고, g는 0≤g≤G인 정수로서 결합 부반송파 성분
Figure 112013105215822-pat00010
을 생성하기 위해 천이 및 중첩 결합되는 수신 부반송파 성분들의 인덱스일 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00011
은 다음 수학식
Figure 112013105215822-pat00012
에 따라 연산되며,
여기서,
Figure 112013105215822-pat00013
은 1차 주파수 옵셋 추정값이고, 1차 정수 주파수 옵셋 후보값들 d는
Figure 112013105215822-pat00014
로서
Figure 112013105215822-pat00015
개 이며,
Figure 112013105215822-pat00016
은 모듈로-N 연산으로서 N으로 나눈 나머지를 의미하고,
Figure 112013105215822-pat00017
은 켤레 복소수 연산자이며, Bc는 동기 위상 범위 CPB 값이고, K=N/Bc이고,
Figure 112013105215822-pat00018
는 f(x)를 최대로 만드는 x 값을 의미할 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 2차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00019
은 다음 수학식
Figure 112013105215822-pat00020
에 따라 연산되며,
여기서,
Figure 112013105215822-pat00021
는 2차 정수 주파수 옵셋 추정값이고, 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00022
은 G 개일 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 동기 위상 범위는 다음 수학식
Figure 112013105215822-pat00023
에 의해 정의되며,
여기서, Bc는 동기 위상 범위의 값이고,
Figure 112013105215822-pat00024
는 당해 OFDM 수신기 시스템이 추정 가능한 최대의 시간 옵셋 값일 수 있다.
본 발명의 다른 측면에 따른 낮은 복잡도의 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 장치는,
수신 OFDM 심볼을 구성하는 N 개의 수신 부반송파들 중에 G 개의 수신 부반송파 성분들을 주파수 천이 및 중첩하여 N 개의 결합 부반송파 성분들을 생성하는 결합 부반송파 생성부;
상기 결합 부반송파 성분과 국부 훈련 심볼들을, 1차 정수 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00025
에 관하여 동기 위상 범위 구간 별로 상관 연산한 구간 상관값들을 합산하여 1차 상관값들을 도출하고, 가장 큰 1차 상관값을 나타내는 정수 주파수 옵셋 후보값 d을 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00026
로 산출하는 1차 정수 주파수 옵셋 추정부; 및
상기 부반송파 성분과 국부 훈련 심볼들을, 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00027
에 기초한 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00028
에 관하여 동기 위상 범위 구간 별로 상관 연산한 구간 상관값들을 합산하여 2차 상관값들을 도출하고, 가장 큰 2차 상관값을 나타내는 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00029
을 2차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00030
으로 산출하는 2차 정수 주파수 옵셋 추정부를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따라, 복수 개의 수신 부반송파 성분들을 주파수 천이 및 중첩하여 만드는 상기 결합 부반송파 성분
Figure 112013105215822-pat00031
은 다음 수학식
Figure 112013105215822-pat00032
에 따라 생성되며,
여기서
Figure 112013105215822-pat00033
은 모듈로-N 연산으로서 N으로 나눈 나머지이고, g는 0≤g≤G인 정수로서 결합 부반송파 성분
Figure 112013105215822-pat00034
을 생성하기 위해 천이 및 중첩 결합되는 수신 부반송파 성분들의 인덱스일 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00035
은 다음 수학식
Figure 112013105215822-pat00036
에 따라 연산되며,
여기서,
Figure 112013105215822-pat00037
은 1차 주파수 옵셋 추정값이고, 1차 정수 주파수 옵셋 후보값들 d는
Figure 112013105215822-pat00038
로서
Figure 112013105215822-pat00039
개 이며,
Figure 112013105215822-pat00040
은 모듈로-N 연산으로서 N으로 나눈 나머지를 의미하고,
Figure 112013105215822-pat00041
은 켤레 복소수 연산자이며, Bc는 동기 위상 범위 CPB 값이고, K=N/Bc이고,
Figure 112013105215822-pat00042
는 f(x)를 최대로 만드는 x 값을 의미할 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 2차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00043
은 다음 수학식
Figure 112013105215822-pat00044
에 따라 연산되며,
여기서,
Figure 112013105215822-pat00045
는 2차 정수 주파수 옵셋 추정값이고, 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00046
은 G 개일 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 동기 위상 범위는 다음 수학식
Figure 112013105215822-pat00047
에 의해 정의되며,
여기서, Bc는 동기 위상 범위의 값이고,
Figure 112013105215822-pat00048
는 당해 OFDM 수신기 시스템이 추정 가능한 최대의 시간 옵셋 값일 수 있다.
본 발명의 또 다른 측면에 따른 OFDM 수신기 시스템은,
무선 신호를 안테나를 통해 수신하는 무선 수신부;
수신된 무선 신호를 기저대역 신호로 변환하는 하향 변환부;
상기 기저대역 신호가 OFDM 변조된 훈련 심볼을 포함할 경우에, 수신 훈련 심볼과 국부 훈련 심볼을 이용하여 기저대역 신호의 주파수 옵셋 및 시간 옵셋을 추정하고, 추정된 주파수 옵셋 및 시간 옵셋에 따라 상기 기저대역 신호의 주파수 편이 및 지연을 보상하는 동기화부; 및
주파수 옵셋 및 시간 옵셋이 보상된 기저대역 신호로부터 데이터를 복원하는 디코딩부를 포함하고,
상기 동기화부는,
주파수 옵셋 중 정수 주파수 옵셋을 추정하기 위해, 수신 OFDM 심볼을 구성하는 N 개의 수신 부반송파들 중에 G 개의 수신 부반송파 성분들을 중첩하여 N 개의 결합 부반송파 성분들을 생성하고,
결합 부반송파 성분과 국부 훈련 심볼들을 1차 정수 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00049
에 관하여 CPB 동기 위상 범위 구간 별로 상관 연산한 구간 상관값들을 합산하여 1차 상관값들을 도출하고, 가장 큰 1차 상관값을 나타내는 정수 주파수 옵셋 후보값 d을 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00050
로 산출하며,
부반송파 성분과 국부 훈련 심볼들을 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00051
에 기초한 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00052
에 관하여 CPB 동기 위상 범위 구간 별로 상관 연산한 구간 상관값들을 합산하여 2차 상관값들을 도출하고, 가장 큰 2차 상관값을 나타내는 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00053
을 2차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00054
으로 산출하도록 동작하는 것을 특징으로 하는 OFDM 수신기 시스템.
본 발명의 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 방법, 이를 이용한 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 장치 및 OFDM 수신기 시스템에 따르면, 기존의 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 방법에 비해, 복잡도를 낮출 수 있고 추정에 필요한 연산량도 크게 줄일 수 있다.
본 발명의 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 방법, 이를 이용한 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 장치 및 OFDM 수신기 시스템에 따르면, 복잡도를 낮춤에 따른 연산량의 감소와 추정 정확도 성능의 저하 사이에 절충점을 쉽게 찾을 수 있어, 다양한 통신 조건 및 수요자들의 요구에 유연하게 대처할 수 있다.
본 발명의 효과는 이상에서 언급된 것들에 한정되지 않으며, 언급되지 아니한 다른 효과들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 방법을 예시한 순서도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 방법에서 상관 연산 결과 G 개의 대략적 정수 주파수 옵셋 후보들이 도출되는 것을 예시한 그래프이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 장치를 예시한 블록도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 수신기 시스템을 예시한 블록도이다.
도 5 내지 도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 방법의 성능을 종래의 기법들의 성능과 비교한 그래프들이다.
본문에 개시되어 있는 본 발명의 실시예들에 대해서, 특정한 구조적 내지 기능적 설명들은 단지 본 발명의 실시예를 설명하기 위한 목적으로 예시된 것으로, 본 발명의 실시예들은 다양한 형태로 실시될 수 있으며 본문에 설명된 실시예들에 한정되는 것으로 해석되어서는 아니 된다.
이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명하고자 한다. 도면상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조부호를 사용하고 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.
본 발명의 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 방법을 설명하기에 앞서, 먼저 통상적인 OFDM 훈련 심볼을 이용한 정수 주파수 옵셋 추정 방법을 설명한다.
인버스 고속 푸리에 변환(IFFT)을 통해 생성된 OFDM 훈련 심볼의 n 번째 훈련 심볼 샘플 zn은 다음 수학식 1과 같이 표현된다.
Figure 112013105215822-pat00055
여기서, Zk는 k 번째 부반송파에 실린 훈련 심볼이고, N은 부반송파의 개수이다. 송신 측에서 n 번째 훈련 심볼 샘플 zn을 송출하면, 송신 측과 수신 측 사이의 전파 환경이나 송신 측 및 수신 측의 상대적 운동 속도에 따라, 또는 송신 측과 수신 측 사이의 내부 클럭(clock) 오차, 주파수 발진기의 발진 주파수 오차 등으로 인해, 수신 측에서 수신된 수신 신호는 시간 옵셋과 주파수 옵셋을 가지게 된다.
시간 옵셋과 주파수 옵셋을 각각 n0 및 f0라고 하면, 수신 측에 수신된 수신 신호의 n 번째 수신 샘플 rn은 다음 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112013105215822-pat00056
여기서,
Figure 112013105215822-pat00057
은 평균은 0이고 분산은
Figure 112013105215822-pat00058
인 복소 덧셈꼴 백색 가우시안 잡음 샘플을 의미한다.
수학식 2에서 수신 샘플 rn에 포함된 주파수 옵셋은 부반송파 간격에 의해 정규화된 값이고, 시간 옵셋은 샘플 간격에 의해 정규화된 값을 가진다.
정규화된 주파수 옵셋 f0는 정수 성분인 정수 주파수 옵셋
Figure 112013105215822-pat00059
와 소수 성분인 소수 주파수 옵셋 ff로 나타낼 수 있다. 소수 주파수 옵셋은 추정 방법이나 효과, 영향이 정수 주파수 옵셋과 전혀 다르므로, 본 발명에서는 논외로 하고, 별도의 방법으로 완벽하게 추정 및 보상되었다고 가정한다.
수신 샘플 rn을 고속 푸리에 변환(FFT)하여 수신 OFDM 심볼들을 복원할 때에, 수신 OFDM 심볼의 k 번째 부반송파 성분
Figure 112013105215822-pat00060
는 다음 수학식 3과 같이 표현된다.
Figure 112013105215822-pat00061
여기서, Wk는
Figure 112013105215822-pat00062
에 대한 FFT 출력의 k 번째 성분이다.
수학식 1에서 송신 신호의 k 번째 부반송파 zn에는 훈련 심볼
Figure 112013105215822-pat00063
이 실려 있지만, 수신 신호의 k 번째 부반송파
Figure 112013105215822-pat00064
에는 정수 주파수 옵셋
Figure 112013105215822-pat00065
때문에
Figure 112013105215822-pat00066
가 존재한다.
정수 주파수 옵셋
Figure 112013105215822-pat00067
은 가능한 부반송파들 중 하나이고 부반송파들의 개수는 N이므로, N 개의 정수 주파수 옵셋 후보값들이 존재한다.
앞서 설명하였듯이, 정수 주파수 옵셋을 추정하기 위해 국부 훈련 심볼 Z를 N 개의 정수 주파수 옵셋 후보값들만큼 위상 천이한 N 개의 국부 훈련 심볼
Figure 112013105215822-pat00068
을 수신 OFDM 심볼에 상관 연산한다. 이때, 시간 옵셋이 클 경우에는 상관 값이 크게 감소하므로, 상관값이 최대인 주파수 옵셋 후보값을 정확히 판별하기 어렵게 된다.
비특허문헌 [2]에 따르면, 시간 옵셋의 영향을 극복하기 위해 상관 값이 단조 증가하는 범위인 동기 위상 범위(coherence phase bandwidth, CPB)를 이용할 수 있다. 즉, 매 정수 주파수 옵셋 후보값마다, CPB에 의해 전체 상관 구간을 K (K=N/Bc) 개의 하위 상관 구간들로 나누고, 각 하위 상관 구간들에서 얻은 상관 값들을 합산함으로써, 해당 정수 주파수 옵셋 후보값에 상응하는 상관값을 얻는다.
동기 위상 범위(CPB) Bc은 다음 수학식 4와 같이 정의된다.
Figure 112013105215822-pat00069
여기서,
Figure 112013105215822-pat00070
는 OFDM 수신기 시스템이 다룰 수 있는 최대의 시간 옵셋 값, 즉, 정수 주파수 옵셋의 추정 및 보상이 완료된 다음 단계에서 시간 옵셋 추정을 수행할 때에, 추정 가능한 최대의 시간 옵셋 값이다.
만약 실제 시간 옵셋이 수학식 4에서 정의된 CPB 값 이내일 경우에는 시간 옵셋이 어느 정도 있더라도 상관값에 미치는 영향이 미미하므로 시간 옵셋의 존재에도 불구하고 주파수 옵셋이 적절히 추정될 수 있다.
그러나 시간 옵셋이 CPB보다 크면 시간 옵셋은 상관값을 크게 감소시키므로 주파수 옵셋이 적절히 추정될 수 없다.
이에 따라, 시간 옵셋이 수학식 4에서 정의되는 동기 위상 범위보다 작다고 가정한 상태에서 주파수 옵셋 추정을 논의한다.
종래의 비특허문헌 [2] 등에 따르면, 이러한 CPB Bc를 이용하여 정수 주파수 옵셋 추정을 위해 다음 수학식 5와 같이 N 개의 천이된 국부 훈련 심볼들
Figure 112013105215822-pat00071
과 수신 심볼
Figure 112013105215822-pat00072
을 동기 위상 범위 구간 별로 상관 연산한 구간 상관값들의 합산에 따른 상관값들 중에서 가장 큰 상관값을 나타내는 어떤 정수 주파수 옵셋 후보값 d를 정수 주파수 옵셋 추정값으로 산출할 수 있다.
Figure 112013105215822-pat00073
여기서,
Figure 112013105215822-pat00074
는 정수 주파수 옵셋 추정값이고, d는 정수 주파수 옵셋 후보값으로서 {0, 1, ..., N-1} 중 하나의 양의 정수이고,
Figure 112013105215822-pat00075
은 모듈로-N 연산(modulo-N)으로서 N으로 나눈 나머지를 의미하며,
Figure 112013105215822-pat00076
은 켤레 복소수 연산자이며, K=N/Bc이다.
Figure 112013105215822-pat00077
는 f(x)를 최대로 만드는 x 값을 의미한다.
수학식 5는 먼저 어느 정수 주파수 옵셋 후보값 d를 특정하고, N 개의 부반송파 성분들을 각각 Bc 개의 부반송파 성분들로 구성되는 K 개(0≤m≤K-1)의 상관 구간들로 분할한 다음, m 번째 상관 구간에서, Bc 개(0≤k≤Bc-1)의 국부 훈련 심볼
Figure 112013105215822-pat00078
들을 수신 심볼
Figure 112013105215822-pat00079
과 반복적으로 상관 연산한다.
수학식 5의 상관 연산에 따르면, 정확한 정수 주파수 옵셋이
Figure 112013105215822-pat00080
일 때, 후보값
Figure 112013105215822-pat00081
일 때 최대의 상관값이 얻어지고, 특히, N이 클수록
Figure 112013105215822-pat00082
일 때 상관값과 나머지 상관값들의 차이도 커진다.
하지만, 수학식 5의 상관 연산에 따르면, N 개의 정수 주파수 옵셋 후보값들에 대한 상관값 연산을 위해서는, 실수 승산이 4N2 회 필요하고, 실수 합산은 2N2+2N(N-1)=4N2-1 회 필요하다. 예를 들어, N=1024이면, 1 백만 회 이상의 실수 승산이 필요하다.
이러한 고도의 복잡도를 줄이기 위한 본 발명의 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 방법을 예시하기 위해 도 1을 참조하면, 도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 방법을 예시한 순서도이다.
도 1에서, 먼저, 단계(S11)에서, 수신 OFDM 심볼을 구성하는 N 개의 수신 부반송파 성분들 중에 G 개의 수신 부반송파 성분들
Figure 112013105215822-pat00083
(0≤g≤G-1)을 주파수 천이 및 중첩하여 N 개의 결합 부반송파 성분
Figure 112013105215822-pat00084
(k는 0≤k≤N-1인 정수)들을 생성한다.
구체적으로, 복수 개의 수신 부반송파 성분들을 중첩하여 만드는 새로운 결합 부반송파 성분
Figure 112013105215822-pat00085
은 다음 수학식 6과 같이 정의될 수 있다.
Figure 112013105215822-pat00086
여기서 G는 결합 부반송파 성분
Figure 112013105215822-pat00087
을 생성하기 위해 천이 및 중첩 결합되는 수신 부반송파 성분들의 개수이다.
Figure 112013105215822-pat00088
은 모듈로-N 연산으로서 N으로 나눈 나머지이고, g는 0≤g≤G인 정수로서 결합 부반송파 성분
Figure 112013105215822-pat00089
을 생성하기 위해 천이 및 중첩 결합되는 수신 부반송파 성분들
Figure 112013105215822-pat00090
의 인덱스이다.
매 k마다
Figure 112013105215822-pat00091
부터
Figure 112013105215822-pat00092
까지 G 개의 수신 부반송파 성분들
Figure 112013105215822-pat00093
이 주파수 영역에서 천이된 후 결합되어 N 개의 결합 부반송파 성분들
Figure 112013105215822-pat00094
을 형성한다.
이어서, 단계(S12)에서, 다음 수학식 7과 같이, 결합 부반송파 성분
Figure 112013105215822-pat00095
와 국부 훈련 심볼들
Figure 112013105215822-pat00096
을 1차 정수 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00097
에 관하여 CPB 동기 위상 범위 구간 별로 상관 연산한 구간 상관값들을 합산하여 1차 상관값들을 도출하고, 가장 큰 1차 상관값을 나타내는 정수 주파수 옵셋 후보값 d을 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00098
로 산출할 수 있다.
Figure 112013105215822-pat00099
여기서,
Figure 112013105215822-pat00100
은 1차 주파수 옵셋 추정값이고, 1차 정수 주파수 옵셋 후보값들 d는
Figure 112013105215822-pat00101
로서
Figure 112013105215822-pat00102
개 이다.
Figure 112013105215822-pat00103
은 모듈로-N 연산으로서 N으로 나눈 나머지를 의미하며,
Figure 112013105215822-pat00104
은 켤레 복소수 연산자이며, Bc는 수학식 4와 같이 정의되는 동기 위상 범위 CPB 값이고, K=N/Bc이다.
Figure 112013105215822-pat00105
는 f(x)를 최대로 만드는 x 값을 의미한다.
따라서, 연산할 후보값 d가
Figure 112013105215822-pat00106
개에 불과하므로, 수학식 7의 1차 상관값 연산이
Figure 112013105215822-pat00107
회 반복되면 1차적으로 1차 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00108
이 산출된다. 이때, 수학식 6에 의해 하나의 1차 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00109
은 실제로는 G 개의 수신 부반송파 성분들을 대표한다. 따라서, 1차 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00110
은 다음 단계에서 2차 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00111
이 된다.
수학식 7을 수학식 5와 비교하면, 수학식 5는 모든 수신 부반송파 성분들의 각각을 국부 훈련 심볼과 상관 연산을 먼저 하고 그 다음에 상관 연산 결과들을 합산하는 절차라고 표현할 수 있는 반면, 수학식 7은 수신 부반송파 성분들 G 개를 묶어 결합 부반송파 성분으로 합산하고, 그 다음에 결합 부반송파 성분의 각각을 국부 훈련 심볼과 상관 연산하는 절차라고 표현할 수 있다.
상관 연산은 사칙 연산에 기반하는 선형 연산이므로, 파형들의 상관 연산 결과들을 합산하여 얻은 결과는, 합산된 파형들을 상관 연산하여 얻은 결과와 반드시 동일하다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 방법에서 정규화된 1차 상관값들을 예시한 그래프이다. 1차 상관 연산 결과 G 개의 정수 주파수 옵셋 후보값들이 도출되는 것을 예시한 그래프이다.
도 2를 참조하면, 정확한 정수 주파수 옵셋이
Figure 112013105215822-pat00112
=256일 때, G = 5로 설정하고 수학식 7의 1차 상관값 연산을 수행한 결과, 256에 인접한 5 개의 정수 주파수 옵셋 후보값 위치에서 5 개의 피크들이 나타난다.
이때, 5 개의 피크들 중 어떤 것을 최종적인 2차 정수 주파수 옵셋 추정값으로 선정해야 할지는 아직 확실히 알 수 없고, 다만 이들 5 개 중에 2차 정수 주파수 옵셋 추정값으로 선정할 2차 후보값이 존재한다고 말할 수 있다.
다시 도 1로 돌아와서, 단계(S13)에서, 다음 수학식 8과 같이, 부반송파 성분
Figure 112013105215822-pat00113
와 국부 훈련 심볼들
Figure 112013105215822-pat00114
을 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00115
에 기초한 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00116
에 관하여 CPB 동기 위상 범위 구간 별로 상관 연산한 구간 상관값들을 합산하여 2차 상관값들을 도출하고, 가장 큰 2차 상관값을 나타내는 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00117
을 2차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00118
으로 산출할 수 있다.
Figure 112013105215822-pat00119
여기서,
Figure 112013105215822-pat00120
는 2차 정수 주파수 옵셋 추정값이다.
수학식 8은 연산할 후보값
Figure 112013105215822-pat00121
가 G개에 불과하므로, 수학식 7의 1차 상관값 연산
Figure 112013105215822-pat00122
회와 수학식 8의 2차 상관값 연산 G회를 합하여 총
Figure 112013105215822-pat00123
회의 상관값 연산으로 2차 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00124
이 산출된다.
수학식 7과 수학식 8에 결부되는 실수 승산은
Figure 112013105215822-pat00125
회이고, 실수 합산은
Figure 112013105215822-pat00126
회로서, 수학식 5의 상관 연산에서 실수 승산이 4N2 회 및 실수 합산이 2N2+2N(N-1)=4N2-1 회 필요한 것에 비해, 복잡도가 대략 1/G 정도로 대단히 줄어들었음을 알 수 있다.
특별한 경우로서, G=1이라면, 비특허문헌 [2]의 기법과 동일하게 될 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 장치를 예시한 블록도이다.
도 3을 참조하면, OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 장치(30)는 결합 부반송파 생성부(31), 1차 정수 주파수 옵셋 추정부(32) 및 2차 정수 주파수 옵셋 추정부(33)를 포함한다.
구체적으로 결합 부반송파 생성부(31)는, 상술한 수학식 6에 따라, 수신 OFDM 심볼을 구성하는 N 개의 수신 부반송파 성분들 중에 G 개의 수신 부반송파 성분들
Figure 112013105215822-pat00127
(0≤g≤G-1)을 중첩하여 N 개의 결합 부반송파 성분
Figure 112013105215822-pat00128
(k는 0≤k≤N-1인 정수)들을 생성한다.
이어서, 1차 정수 주파수 옵셋 추정부(32)는, 상술한 수학식 7과 같이, 결합 부반송파 성분
Figure 112013105215822-pat00129
와 국부 훈련 심볼들
Figure 112013105215822-pat00130
을 1차 정수 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00131
에 관하여 CPB 동기 위상 범위 구간 별로 상관 연산한 구간 상관값들을 합산하여 1차 상관값들을 도출하고, 가장 큰 1차 상관값을 나타내는 정수 주파수 옵셋 후보값 d을 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00132
로 산출할 수 있다.
다음으로 2차 정수 주파수 옵셋 추정부(33)는, 상술한 수학식 8과 같이, 부반송파 성분
Figure 112013105215822-pat00133
와 국부 훈련 심볼들
Figure 112013105215822-pat00134
을 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00135
에 기초한 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00136
에 관하여 CPB 동기 위상 범위 구간 별로 상관 연산한 구간 상관값들을 합산하여 2차 상관값들을 도출하고, 가장 큰 2차 상관값을 나타내는 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00137
을 2차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00138
으로 산출할 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 수신기 시스템을 예시한 블록도이다.
도 4를 참조하면, OFDM 수신기 시스템(40)은 RF 수신부(41), 하향 변환부(42), 동기화부(43) 및 디코딩부(44)를 포함한다.
RF 수신부(41)는 무선 신호를 안테나를 통해 수신하고, 수신된 무선 신호는 하향 변환부(42)에서 기저대역 신호로 변환된다.
동기화부(43)는 기저대역 신호가 OFDM 변조된 훈련 심볼을 포함할 경우에, 수신 훈련 심볼과 국부 훈련 심볼을 이용하여 기저대역 신호의 주파수 옵셋 및 시간 옵셋을 추정하고, 추정된 주파수 옵셋 및 시간 옵셋에 따라 기저대역 신호를 보상한다.
구체적으로, 동기화부(43)는, 주파수 옵셋 중 정수 주파수 옵셋을 추정하기 위해, 수신 OFDM 심볼을 구성하는 N 개의 수신 부반송파 성분들 중에 G 개의 수신 부반송파 성분들을 중첩하여 N 개의 결합 부반송파 성분들을 생성한다.
이어서, 동기화부(43)는, 상술한 수학식 7과 같이, 결합 부반송파 성분과 국부 훈련 심볼들을 1차 정수 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00139
에 관하여 CPB 동기 위상 범위 구간 별로 상관 연산한 구간 상관값들을 합산하여 1차 상관값들을 도출하고, 가장 큰 1차 상관값을 나타내는 정수 주파수 옵셋 후보값 d을 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00140
로 산출할 수 있다.
다음으로 동기화부(43)는, 상술한 수학식 8과 같이, 부반송파 성분과 국부 훈련 심볼들을 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00141
에 기초한 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00142
에 관하여 CPB 동기 위상 범위 구간 별로 상관 연산한 구간 상관값들을 합산하여 2차 상관값들을 도출하고, 가장 큰 2차 상관값을 나타내는 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
Figure 112013105215822-pat00143
을 2차 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112013105215822-pat00144
으로 산출할 수 있다.
디코딩부(44)는 주파수 옵셋 및 시간 옵셋이 보상된 기저대역 신호로부터 데이터를 복원한다.
도 5 내지 도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 방법의 성능을 종래의 기법들의 성능과 비교한 그래프들이다.
도 5 내지 도 7을 참조하면, 모의 실험을 위해 N=1024, Bc=32, nt=16, ε=20이며, OFDM 심볼의 순환 프리픽스(cyclic prefix) 길이는 16 샘플로 설정된다.
도 5 내지 도 7은 시간 옵셋이 각각 0, 4 및 8 샘플인 경우에 적정 추정 확률(correct estimation probability) 성능을 나타내며, 적정 추정 확률은 정수 주파수 옵셋 추정값이 실제 정수 주파수 옵셋일 확률을 의미한다.
비특허문헌에 제시된 종래 기술 [1]은 시간 옵셋이 없는 도 5에서 실제로 가장 좋은 성능을 보이며 SNR이 낮아도 좋은 성능을 보이지만, 도 6 및 도 7에서 시간 옵셋이 존재하자 모든 SNR에서 정수 주파수 옵셋을 전혀 추정하지 못하는 것을 볼 수 있다.
비특허문헌에 제시된 종래 기술 [2]는 시간 옵셋이 없는 도 5에서 상당히 좋은 성능을 보이며, 시간 옵셋이 존재하는 도 6 및 도 7에서는, 제대로 동작하지 못하는 종래 기술 [1]을 대신하여, 가장 좋은 성능을 보인다. 또한, 시간 옵셋이 동기 위상 범위 내에 존재하는 한, 거의 시간 옵셋이 존재하더라도 성능이 유지된다.
그러나, 앞서 언급하였듯이, 종래 기술 [2]는 정수 주파수 옵셋 추정 시의 연산 복잡도가 매우 높다.
이에 비해, 본 발명은 시간 옵셋이 없는 도 5와 시간 옵셋이 존재하는 도 6 및 도 7에서, 동일한 SNR을 기준으로 볼 때, G가 커질수록 점점 성능이 낮아지만, G 값이 커질수록 연산량이 급격히 줄어든다.
실제 통신 환경에서 SNR의 값은 주어지거나 또는 쉽게 추정될 수 있으므로, 주어진 SNR 하에서, 그리고 오류 확률이 허용되는 범위 내에서 G 값을 유연하게 결정하여 복잡도를 낮추면서도 적정 수준의 성능을 유지할 수 있다.
예를 들어, SNR이 -5 dB인 양호한 통신 환경에서는, 연산 복잡도가 큰 종래 기술 [2] 대신, G = 8로 설정한 본 발명의 정수 주파수 옵셋 추정 기법을 이용하더라도 충분한 비트 오류율(BER) 성능을 얻을 수 있으면서, 정수 주파수 옵셋 추정을 위해 요구되는 연산 자원이 약 1/8로 감소할 수 있다.
이에 따라 동일한 성능의 하드웨어를 가지고 좀 더 빠르게 정수 주파수 옵셋 추정을 수행하는 OFDM 수신기 시스템, 또는 좀 더 저렴하고 연산 성능이 낮은 하드웨어를 가지고 동등한 복조 성능을 보이는 OFDM 수신기 시스템을 구성할 수 있다.
본 실시예 및 본 명세서에 첨부된 도면은 본 발명에 포함되는 기술적 사상의 일부를 명확하게 나타내고 있는 것에 불과하며, 본 발명의 명세서 및 도면에 포함된 기술적 사상의 범위 내에서 당업자가 용이하게 유추할 수 있는 변형예와 구체적인 실시예는 모두 본 발명의 권리범위에 포함되는 것이 자명하다고 할 것이다.
또한, 본 발명에 따른 장치는 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체에 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드로서 구현하는 것이 가능하다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 컴퓨터 시스템에 의하여 읽힐 수 있는 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록장치를 포함한다. 기록매체의 예로는 ROM, RAM, 광학 디스크, 자기 테이프, 플로피 디스크, 하드 디스크, 비휘발성 메모리 등을 포함한다. 또한 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템에 분산되어 분산방식으로 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드가 저장되고 실행될 수 있다.
30 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 장치
31 결합 부반송파 생성부
32 1차 정수 주파수 옵셋 추정부
33 2차 정수 주파수 옵셋 추정부
40 OFDM 수신기 시스템
41 RF 수신부
42 하향 변환부
43 동기화부
44 디코딩부

Claims (11)

  1. 수신 OFDM 심볼을 구성하는 N 개의 수신 부반송파 성분들 중에 G 개의 수신 부반송파 성분들을 주파수 천이 및 중첩하여 N 개의 결합 부반송파 성분들을 생성하는 단계;
    상기 결합 부반송파 성분과 국부 훈련 심볼들을, 1차 정수 주파수 옵셋 후보값
    Figure 112013105215822-pat00145
    에 관하여 동기 위상 범위 구간 별로 상관 연산한 구간 상관값들을 합산하여 1차 상관값들을 도출하고, 가장 큰 1차 상관값을 나타내는 정수 주파수 옵셋 후보값 d을 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
    Figure 112013105215822-pat00146
    로 산출하는 단계; 및
    상기 부반송파 성분과 국부 훈련 심볼들을, 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
    Figure 112013105215822-pat00147
    에 기초한 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
    Figure 112013105215822-pat00148
    에 관하여 동기 위상 범위 구간 별로 상관 연산한 구간 상관값들을 합산하여 2차 상관값들을 도출하고, 가장 큰 2차 상관값을 나타내는 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
    Figure 112013105215822-pat00149
    을 2차 정수 주파수 옵셋 추정값
    Figure 112013105215822-pat00150
    으로 산출하는 단계를 포함하는 낮은 복잡도의 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 방법.
  2. 청구항 1에 있어서, 복수 개의 수신 부반송파 성분들을 주파수 천이 및 중첩하여 만드는 상기 결합 부반송파 성분
    Figure 112013105215822-pat00151
    은 다음 수학식
    Figure 112013105215822-pat00152

    에 따라 생성되며,
    여기서
    Figure 112013105215822-pat00153
    은 모듈로-N 연산으로서 N으로 나눈 나머지이고, g는 0≤g≤G인 정수로서 결합 부반송파 성분
    Figure 112013105215822-pat00154
    을 생성하기 위해 천이 및 중첩 결합되는 수신 부반송파 성분들의 인덱스인 것을 특징으로 하는 낮은 복잡도의 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 방법.
  3. 청구항 2에 있어서, 상기 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
    Figure 112013105215822-pat00155
    은 다음 수학식
    Figure 112013105215822-pat00156

    에 따라 연산되며,
    여기서,
    Figure 112013105215822-pat00157
    은 1차 주파수 옵셋 추정값이고, 1차 정수 주파수 옵셋 후보값들 d는
    Figure 112013105215822-pat00158
    로서
    Figure 112013105215822-pat00159
    개 이며,
    Figure 112013105215822-pat00160
    은 모듈로-N 연산으로서 N으로 나눈 나머지를 의미하고,
    Figure 112013105215822-pat00161
    은 켤레 복소수 연산자이며, Bc는 동기 위상 범위 CPB 값이고, K=N/Bc이고,
    Figure 112013105215822-pat00162
    는 f(x)를 최대로 만드는 x 값을 의미하는 것을 특징으로 하는 낮은 복잡도의 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 방법.
  4. 청구항 3에 있어서, 상기 2차 정수 주파수 옵셋 추정값
    Figure 112013105215822-pat00163
    은 다음 수학식
    Figure 112013105215822-pat00164

    에 따라 연산되며,
    여기서,
    Figure 112013105215822-pat00165
    는 2차 정수 주파수 옵셋 추정값이고, 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
    Figure 112013105215822-pat00166
    은 G 개인 것을 특징으로 하는 낮은 복잡도의 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 방법.
  5. 청구항 1 내지 청구항 4 중 어느 한 청구항에서, 상기 동기 위상 범위는 다음 수학식
    Figure 112013105215822-pat00167

    에 의해 정의되며,
    여기서, Bc는 동기 위상 범위의 값이고,
    Figure 112013105215822-pat00168
    는 당해 OFDM 수신기 시스템이 추정 가능한 최대의 시간 옵셋 값인 것을 특징으로 하는 낮은 복잡도의 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 방법.
  6. 수신 OFDM 심볼을 구성하는 N 개의 수신 부반송파 성분들 중에 G 개의 수신 부반송파 성분들을 주파수 천이 및 중첩하여 N 개의 결합 부반송파 성분들을 생성하는 결합 부반송파 생성부;
    상기 결합 부반송파 성분과 국부 훈련 심볼들을, 1차 정수 주파수 옵셋 후보값
    Figure 112013105215822-pat00169
    에 관하여 동기 위상 범위 구간 별로 상관 연산한 구간 상관값들을 합산하여 1차 상관값들을 도출하고, 가장 큰 1차 상관값을 나타내는 정수 주파수 옵셋 후보값 d을 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
    Figure 112013105215822-pat00170
    로 산출하는 1차 정수 주파수 옵셋 추정부; 및
    상기 부반송파 성분과 국부 훈련 심볼들을, 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
    Figure 112013105215822-pat00171
    에 기초한 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
    Figure 112013105215822-pat00172
    에 관하여 동기 위상 범위 구간 별로 상관 연산한 구간 상관값들을 합산하여 2차 상관값들을 도출하고, 가장 큰 2차 상관값을 나타내는 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
    Figure 112013105215822-pat00173
    을 2차 정수 주파수 옵셋 추정값
    Figure 112013105215822-pat00174
    으로 산출하는 2차 정수 주파수 옵셋 추정부를 포함하는 낮은 복잡도의 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 장치.
  7. 청구항 6에 있어서, 복수 개의 수신 부반송파 성분들을 주파수 천이 및 중첩하여 만드는 상기 결합 부반송파 성분
    Figure 112013105215822-pat00175
    은 다음 수학식
    Figure 112013105215822-pat00176

    에 따라 생성되며,
    여기서
    Figure 112013105215822-pat00177
    은 모듈로-N 연산으로서 N으로 나눈 나머지이고, g는 0≤g≤G인 정수로서 결합 부반송파 성분
    Figure 112013105215822-pat00178
    을 생성하기 위해 천이 및 중첩 결합되는 수신 부반송파 성분들의 인덱스인 것을 특징으로 하는 낮은 복잡도의 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 장치.
  8. 청구항 7에 있어서, 상기 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
    Figure 112013105215822-pat00179
    은 다음 수학식
    Figure 112013105215822-pat00180

    에 따라 연산되며,
    여기서,
    Figure 112013105215822-pat00181
    은 1차 주파수 옵셋 추정값이고, 1차 정수 주파수 옵셋 후보값들 d는
    Figure 112013105215822-pat00182
    로서
    Figure 112013105215822-pat00183
    개 이며,
    Figure 112013105215822-pat00184
    은 모듈로-N 연산으로서 N으로 나눈 나머지를 의미하고,
    Figure 112013105215822-pat00185
    은 켤레 복소수 연산자이며, Bc는 동기 위상 범위 CPB 값이고, K=N/Bc이고,
    Figure 112013105215822-pat00186
    는 f(x)를 최대로 만드는 x 값을 의미하는 것을 특징으로 하는 낮은 복잡도의 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 장치.
  9. 청구항 8에 있어서, 상기 2차 정수 주파수 옵셋 추정값
    Figure 112013105215822-pat00187
    은 다음 수학식
    Figure 112013105215822-pat00188

    에 따라 연산되며,
    여기서,
    Figure 112013105215822-pat00189
    는 2차 정수 주파수 옵셋 추정값이고, 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
    Figure 112013105215822-pat00190
    은 G 개인 것을 특징으로 하는 낮은 복잡도의 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 장치.
  10. 청구항 6 내지 청구항 9 중 어느 한 청구항에서, 상기 동기 위상 범위는 다음 수학식
    Figure 112013105215822-pat00191

    에 의해 정의되며,
    여기서, Bc는 동기 위상 범위의 값이고,
    Figure 112013105215822-pat00192
    는 당해 OFDM 수신기 시스템이 추정 가능한 최대의 시간 옵셋 값인 것을 특징으로 하는 낮은 복잡도의 OFDM 정수 주파수 옵셋 추정 장치.
  11. 무선 신호를 안테나를 통해 수신하는 무선 수신부;
    수신된 무선 신호를 기저대역 신호로 변환하는 하향 변환부;
    상기 기저대역 신호가 OFDM 변조된 훈련 심볼을 포함할 경우에, 수신 훈련 심볼과 국부 훈련 심볼을 이용하여 기저대역 신호의 주파수 옵셋 및 시간 옵셋을 추정하고, 추정된 주파수 옵셋 및 시간 옵셋에 따라 상기 기저대역 신호의 주파수 편이 및 지연을 보상하는 동기화부; 및
    주파수 옵셋 및 시간 옵셋이 보상된 기저대역 신호로부터 데이터를 복원하는 디코딩부를 포함하고,
    상기 동기화부는,
    주파수 옵셋 중 정수 주파수 옵셋을 추정하기 위해, 수신 OFDM 심볼을 구성하는 N 개의 수신 부반송파 성분들 중에 G 개의 수신 부반송파 성분들을 중첩하여 N 개의 결합 부반송파 성분들을 생성하고,
    결합 부반송파 성분과 국부 훈련 심볼들을 1차 정수 주파수 옵셋 후보값
    Figure 112013105215822-pat00193
    에 관하여 CPB 동기 위상 범위 구간 별로 상관 연산한 구간 상관값들을 합산하여 1차 상관값들을 도출하고, 가장 큰 1차 상관값을 나타내는 정수 주파수 옵셋 후보값 d을 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
    Figure 112013105215822-pat00194
    로 산출하며,
    부반송파 성분과 국부 훈련 심볼들을 1차 정수 주파수 옵셋 추정값
    Figure 112013105215822-pat00195
    에 기초한 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
    Figure 112013105215822-pat00196
    에 관하여 CPB 동기 위상 범위 구간 별로 상관 연산한 구간 상관값들을 합산하여 2차 상관값들을 도출하고, 가장 큰 2차 상관값을 나타내는 2차 정수 주파수 옵셋 후보값
    Figure 112013105215822-pat00197
    을 2차 정수 주파수 옵셋 추정값
    Figure 112013105215822-pat00198
    으로 산출하도록 동작하는 것을 특징으로 하는 OFDM 수신기 시스템.
KR1020130140685A 2013-11-19 2013-11-19 낮은 복잡도의 ｏｆｄｍ 정수 주파수 옵셋 추정 방법, 이를 이용한 ｏｆｄｍ 정수 주파수 옵셋 추정 장치 및 ｏｆｄｍ 수신기 시스템 KR101467252B1 (ko)

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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20210077516A (ko) * 2019-12-17 2021-06-25 서울대학교산학협력단 와이파이 송수신기 간의 채널상태정보를 이용한 실내 재실자의 일상생활 활동 인식 방법

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10091044B2 (en) * 2014-07-17 2018-10-02 Conversant Intellectual Property Management Inc. System and method for frequency synchronization of Doppler-shifted subcarriers
US9787508B2 (en) 2015-12-02 2017-10-10 Samsung Electronics Co., Ltd. Computing system with communication link mechanism and method of operation thereof
US10382244B2 (en) 2017-02-14 2019-08-13 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method for providing time offset and frequency offset estimation for vehicle to everything communication system
CN109660478B (zh) * 2018-12-10 2021-01-29 长安大学 一种基于改进的Park频域训练序列的定时频率同步方法
US10999116B1 (en) * 2019-10-17 2021-05-04 Sirius Xm Radio Inc. Dynamic trigger compensation in OFDM systems
CN112615643B (zh) * 2021-01-04 2022-02-25 航天科工防御技术研究试验中心 一种用于大频偏状态下的接收端信号捕获方法及相关设备
CN113346975B (zh) * 2021-06-22 2023-03-31 Oppo广东移动通信有限公司 小区搜索方法及装置、芯片、设备、存储介质

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20080107368A (ko) * 2006-02-09 2008-12-10 소니 가부시끼 가이샤 Ｏｆｄｍ 복조 장치 및 방법
KR20090131543A (ko) * 2008-06-18 2009-12-29 성균관대학교산학협력단 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 차동 결합을 이용한정수 주파수 옵셋 추정 방법 및 그 장치
US8306094B1 (en) * 2004-05-19 2012-11-06 Marvell International Ltd. MIMO-OFDM receiver processing

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3940414B2 (ja) * 2002-08-28 2007-07-04 富士通株式会社 受信装置及びそのフレームタイミング検出方法
US20090080547A1 (en) * 2005-08-22 2009-03-26 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Base station apparatus and mobile station apparatus
US7649963B2 (en) * 2006-03-29 2010-01-19 Posdata Co., Ltd. Apparatus for estimating and compensating carrier frequency offset and data receiving method in receiver of wireless communication system
US8401546B2 (en) * 2010-04-26 2013-03-19 Ecole De Technologie Superieure Universal acquisition and tracking apparatus for global navigation satellite system (GNSS)

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8306094B1 (en) * 2004-05-19 2012-11-06 Marvell International Ltd. MIMO-OFDM receiver processing
KR20080107368A (ko) * 2006-02-09 2008-12-10 소니 가부시끼 가이샤 Ｏｆｄｍ 복조 장치 및 방법
KR20090131543A (ko) * 2008-06-18 2009-12-29 성균관대학교산학협력단 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 차동 결합을 이용한정수 주파수 옵셋 추정 방법 및 그 장치

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20210077516A (ko) * 2019-12-17 2021-06-25 서울대학교산학협력단 와이파이 송수신기 간의 채널상태정보를 이용한 실내 재실자의 일상생활 활동 인식 방법
KR102397311B1 (ko) * 2019-12-17 2022-05-13 서울대학교 산학협력단 와이파이 송수신기 간의 채널상태정보를 이용한 실내 재실자의 일상생활 활동 인식 방법

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US20150172089A1 (en) 2015-06-18
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