KR19980703715A - 다중캐리어 변조 시스템의 결합 주파수 오프셋과 타이밍 추정을 위한 방법 및 그 장치 - Google Patents

다중캐리어 변조 시스템의 결합 주파수 오프셋과 타이밍 추정을 위한 방법 및 그 장치 Download PDF

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Abstract

MCM 신호를 송수신하여 수신 신호를 복조하기에 앞서 주파수 오프셋과 타이밍 부정합을 결정 및 정정하기 위한 송수신기 시스템 및 그 방법이 개시되었다. 원하는 정보에 대응하는 심볼이 전송되기 전에 복수의 단일톤 신호가 전송된다. 수신기는 이들 복수의 단일톤 신호를 수신하고, 주파수 오프셋 및 타이밍 부정합을 추정하며, 이에 따라서 샘플링 신호를 복조하기 이전에 샘플러와 샘플링 신호를 정정하기 위한 주파수 오프셋 및 타이밍 추정기를 구비한다.

Description

다중캐리어 변조 시스템의 결합 주파수 오프셋과 타이밍 추정을 위한 방법 및 그 장치
텔레비전, 라디오, 전화기와 같은 많은 신호 전송 시스템에 있어서, 디지털 신호 방식이 전통적인 아날로그 방식에 비해 바람직한 선택이 되고 있다. 예를 들어, 디지털 오디오 방송(DAB)은 유럽에서 라디오 신호의 송수신에 사용되는 디지털 시스템이다. 본 발명의 디지털 신호 방식은 다중 주파수를 통한 정보의 전송, 즉 다중캐리어 전송 방식에 관한 것이다. 이들 다중 주파수는 변조라고 하는 처리를 통해 전송용 단일 신호로 결합되고, 또한 서로 다른 주파수에 실려 운반된 정보를 검색하기 위한 수신기에서 복조라고 하는 처리에 의해 분리된다. 이들 작업들은 전체로서 다중캐리어 변조(Multicarrier Modulation : MCM)로 주지되어 있다.
MCM 방식에서, 직교형 주파수 분할 다중 방식(Orthogonal Frequency Division Multiplexing : OFDM)은 전송할 심볼 스트림을 데이터 심볼의 블록으로 분할한다. 각 데이터 심볼 블록은 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform : IFFT)을 취함으로써 다른 심볼 블록으로 변환된다. 실제 전송되는 것은 바로 이 심볼 블록이다. MCM은 전화기 모뎀 분야에서 연구되어 왔고, 최근에는 DAB의 효과적인 변조 방식으로서 연구되고 있다. MCM에 관한 보다 상세한 설명은 John A. C. Bingham 저, Multicarrier Modulation for Data Transmission: An Idea Whose Time Has Come, IEEE Communications Magazine, pp. 5-14(1990년 5월)에 기술되어 있다.
다중캐리어 디지털 신호 시스템에서의 중요한 추정 기준은 개별 캐리어 주파수를 정확하게 그리고 가능한 한 빠르게 식별하는 능력이다. 주파수를 정확히 얻는 데에 지연이 발생하면 시스템의 성능이 저하된다. 예를 들어, 다중캐리어 디지털 신호를 수신하도록 설계된 라디오나 텔레비전 세트는 개별 캐리어 주파수를 식별하는 데에 많은 지연이 있는데, 이들 시스템에서 채널을 변경할 때 사람들은 가능한 한 빨리 화면과 음향이 나타나기를 원한다. 그러나, 새로 튜닝된 채널에서 화면과 음향을 수신하는 데에 걸리는 시간을 결정하는 중요한 요소는 수신기에서 개별 캐리어 주파수를 식별하는데 소모되는 시간 지연이다. 본 발명은 개별 캐리어 주파수를 빠르고 정확하게 식별하기 위한 장치 및 그 방법에 관한 것이다.
본 발명을 이해하는 데에 MCM 방식에 관한 다음의 기초 지식이 도움이 될 것이다. MCM 전송된 심볼은
[수학식 1]
와 같이 표현될 수 있는데. 여기서 ak는 복소 정보 심볼 시퀀스(complex information symbol sequence)이고, T는 정보 심볼 주기이고, N은 본 방식에서 사용되는 직교 캐리어의 개수이고, 이들 각각은 T초마다 샘플링되며, NT는 MCM 심볼주기이다. 파라미터(N, T)는 각 응용 시스템에서 요구되는 비트 전송속도를 만족시키도록 정해진다. 예를 들어, S. N. Hulyalkar 저, MCM Design for Transmission of Digitally-Compressed Television Signals in a Simulcast Terrestrial Channel PLB Technical Note TN-92-012에는 디지털 압축된 텔레비전 신호를 지상파 채널을 통해 전송하기 위한 MCM 방식이 기술되어 있다(여기서 N=1024, NT=127.19㎲).
채널 왜곡, 잡음, 주파수 오프셋, 타이밍 오차 등이 없다면, 전송된 정보 시퀀스는 수신기에서 수신 신호를 매 T초마다 샘플링하여 N개의 샘플을 수신한 후 이 수신 시퀀스에 N점 FFT를 실행함으로써 완벽하게 복구할 수 있다. 수신기에서 FFT는 N개 캐리어 주파수의 각각에 대하여 정합 필터(matched filter)와 같이 동작한다. 수신된 신호를 적절히 복조하고 전송된 정보 시퀀스를 복구하기 위해서, 전송된 캐리어의 직교성이 수신기에서도 유지되어야 한다. 그러나, 실제 시스템에서는 심볼간 간섭(Intersymbol interference : ISI), 수신기 주파수 오프셋, 그리고 타이밍 오차에 의해 전송된 캐리어의 직교성이 파괴되게 되고, 이를 보상해주지 않는다면 성능이 크게 저하된다.
심볼간 간섭을 다루는 주지의 기술은 각 전송 심볼의 서두에 유도 구간(guard interval)을 삽입하는 것이다. A. Alard 와 R. Lassalle 저의 Principle of Modulation and Channel Coding for Digital Broadcasting for Mobile Receivers EBU Review, No.224(1987년 8월)를 참조하라. 텔레비전 신호와 같은 다중경로 시스템에서, 수신기는 직접 신호 및 이와 동일한 신호의 하나이상의 지연반사 신호를 이들 다중신호의 합으로 검출한다. 유도 구간을 통해 수신기는 이 신호를 분해하여 직접 신호만을 정확히 검출해낸다.
전송 데이터를 정확히 얻어내기 위해서는 주파수 오프셋과 타이밍 동기 또한 중요하다. 주파수 오프셋은 전송 중에 캐리어 주파수에 위상 천이가 발생하고 수신기 주파수와 전송 주파수간의 정합이 완벽하지 못할 때에 발생한다. 이 위상 천이로 인하여 캐리어는 직교성을 상실한다. 캐리어 주파수들 사이의 간격은 채널 대역폭에 비해 본질적으로 대단히 작으므로, 채널 대역폭에 비해 미소한 주파수 오프셋에 대해서도 그 허용 범위는 대단히 작다. 캐리어로부터 전송 데이터를 적절히 얻기 위해서, 수신기는 이 주파수 오프셋을 보상하여야 한다.
주파수 오프셋의 정정에 있어서, 수신기의 FFT 동작 이전에 주파수 오프셋을 판단 및 정정하는 것이 유리하다. 이를 통해 수신기는 캐리어의 정확한 주파수로 빨리 집중하여 수신 신호를 처리할 수 있게 된다. 그러나, 주파수 오프셋을 정정하기 전에 FFT 동작을 수행하는 경우에는, 주파수 오프셋의 판단 및 정정은 지연된다.
수신기와 인입 신호를 적절히 동기하기 위해서는, 수신기는 비트 전송속도를 알아야 하는데, 이를 통해 신호 수신기에 수신기는 인입 신호를 적절한 샘플링 구간(T)에서 샘플링한다. 그러나, 타이밍에 관련된 것은 샘플링 구간(T)만이 아니다. 수신기는 각 심볼 주기(NT)의 개시를 나타내는 샘플을 알아야 한다. 심볼 주기와 샘플러(sampler) 사이의 정렬이 적절하지 않는 경우에는, 샘플링 윈도우(sampling window)가 서로 겹치게 되어, 심볼 주기 하나의 심볼만을 처리하는 것이 아니라, 여러 심볼 주기에 걸쳐 검출된 심볼들이 마치 한 심볼 주기의 일부분인 것처럼 처리된다. 각 심볼 주기의 서두를 판단하는 것을 심볼 동기(symbol synchronization)라고 부른다. 심볼 동기와 샘플링 구간(T)의 정확한 파악을 시간 동기(time synchronization)라고 부른다. 그러나, MCM 시스템에 있어서 주파수 오프셋과 시간 동기의 중요성은 그다지 다루어지지 않아왔다.
주파수 오프셋 추정을 위한 한 가지 방법이 P. H. Moose, A Techniques for Orthogonal Frequency Division Multiplexing Frequency Offset Correction, IEEE Transaction on Communication Vol. 42 No.10 (1994년 10월)에 기술되어 있다. 그러나, Moose는 완벽한 타이밍 정보에 의존하고 있다. 즉, 수신기가 T를 정확히 알고 있다고 가정하였는데, 이는 실제 상황에서는 가증하지 않다.
타이밍 부정합을 보상하지 않으면 수신기의 인입 검출능력에 심각한 영향을 준다. 하나의 심볼 주기를 통해 수신된 MCM 신호를 가정한다. 유도 구간과 주파수 오프셋, 그리고 가산형 백색 가우시언 잡음(additive white Gaussian noise : AWGN)을 감안하면, 수신 신호는
[수학식 2]
와 같이 표현할 수 있다. 여기서, Hk는 k번째 캐리어에서 채널의 주파수 응답이고, ε은 주파수 오프셋, 그리고 w(t)는 복소수 AWGN이다. 이 신호는 수신기에 의해 주기(T+ΔT)와 초기 오프셋(τ)으로 샘플링된다. 클록 오차(ΔT)는 심볼 주기 내에 N개의 샘플을 얻을 수 있도록 충분히 작다고 가정한다. 심볼 주기(NT) 상에서 r(t)를 시간 [n(T+ΔT)+τ]에서 샘플링한 값은
[수학식 3]
와 같이 표현된다.
심볼 동기가 이루어져 수신기가 각 심볼 주기의 서두를 표시하는 샘플을 알게 되었다고 가정하면, rn의 FFT는
[수학식 4, 5]
와 같이 표현된다.
본 기술 분야의 지식이 있는 자는 각 샘플(Rn)이 직접 신호 성분(Sn)과 간섭 성분(In), 그리고 AWGN 성분(Wn)으로 구성되어 있다는 것을 알 수 있다. 신호 성분(Sn)과 간섭 성분(In)은 각각
[수학식 6]
[수학식 7]
과 같이 표현된다. 본 기술 분야의 지식이 있는 자는 수학식(7)로부터 주파수 오프셋(ε)과 샘플링 구간 부정합(ΔT)으로 인한 간섭은 k 캐리어 모두가 관련된 시변 콘벌루션(time-varying convolution)으로 나타난다는 것을 알 수 있다. 다시 말하면, 캐리어의 직교성이 파괴되었다. 데이터 스트림(ak)이 독립적이고 동일하게 배치되어 있고 채널이 ISI가 없다고 가정하면, 신호대 간섭비(signal-to-interference-ratio : SIR)는
[수학식 8]
와 같이 표현할 수 있다. 주파수 오프셋(ε)이 영(0)인 경우에는 위의 콘벌류션이 시변이므로 SIR(n)은 n의 함수이고, 이 때 SIR은
[수학식 9]
와 같이 근사화될 수 있다. 따라서, 아주 작은 타이밍 오차, 예컨대 10-4단위의 오차라도 SIR을 현저히 감소시킬 수 있다는 것이 명확하다. 실제로는 영(0)이 아닌 ΔT를 영(0)이라고 가정하고 정정하지 않는 경우에는, 수신기의 성능은 좋지 못할 것이다. 더욱이, 그 효과는 주파수 오프셋(ε)의 경우와는 달리 모든 캐리어에 대하여 균일하지 않다. 이러한 사실은 수학식(9)로부터 알 수 있는데, 이 식에 따르면 타이밍 부정합이 존재하는 경우 SIR은 n의 함수라는 것이 명확하다. 따라서, 수신기에 있어서 ΔT/T를 추정하여 SIR을 개선시킬 수 있는 정확한 타이밍 복구 방식을 채용한다는 것은 대단이 중요하다.
본 발명은 다중캐리어 변조형 신호(multicarrier modulated signals)의 송수신에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 수신된 신호를 복조하기에 앞서 수신기에서 주파수 오프셋과 타이밍 부정합을 추정 및 정정하기 위한 시스템 및 그 방법을 제공한다.
도 1은 본 발명에 따른 주파수 오프셋 보상과 타이밍 추정을 나타내는 MCM 수신기의 블록도.
도 2는 본 발명의 송수신기에 대하여 사용되는 데이터 구조.
도 3은 본 발명에 따른 주파수 오프셋 보상과 타이밍 추정 과정을 나타내는 블록도.
따라서, 본 발명의 목적은 MCM 신호를 송수신하기 위한 송수신 시스템으로서 수신된 신호를 복조하기 이전에 주파수 오프셋 및 타이밍 부정합을 결정 및 정정하는 송수신 시스템을 제공하는 것이다. 상기 목적에 추가하여, 데이터 전송 이전에 복수의 단일톤 신호(single tone signals)를 먼저 전송하는 시스템, 방법 및 데이터 구조를 제공하였다. 수신기는 상기 복수의 단일톤 신호를 수신하고, 주파수 오프셋 및 타이밍 부정합을 추정하며, 이에 따라서 샘플링 신호의 복조 과정 이전에 샘플러와 샘플링 신호를 정정하기 위한 주파수 오프셋 및 타이밍 추정기를 구비한다.
수신된 신호를 복조하기 이전에 주파수 오프셋과 타이밍 부정합을 결정 및 정정하기 위한 방법이 또한 제공되었다. 본 방법은 전제부(preamble)를 구비한 데이터를 전송하는 단계를 포함하는데, 상기 전제부는 수신기에 의해 주파수 오프셋 및 타이밍 부정합을 추정하는데에 사용되는 복수의 단일톤 신호를 포함한다. 추정된 타이밍 부정합은 수신기의 샘플러 요소의 정정을 위해 타이밍 제어 장치로 입력되고, 상기 추정된 주파수 오프셋은 샘플링 심볼의 정정을 위해 주파수 제어 장치로 입력된다. 부정합은 수신된 신호를 복조하기 이전에 정정된다.
도 1은 MCM 수신기의 블록도를 도시한다. 신호가 수신되면, 아날로그 디지털 변환기(11)는 인입 아날로그 신호를 T초의 구간으로 샘플링한다. 수신된 아날로그 신호를 디지털화한 후, 널 검출 블록(Null Detect block : 12)은 도 2에 도시된 바와 같은 널 심볼을 검출한다. 상기 디지털화된 신호는 블록(13)으로도 입력되는데, 이 블록(13)에서는 힐버트 변환 필터(Hilbert transform filter)가 수신된 실신호(real signal)를 복소수 형태로 변환한다. 그리고 나서, 신호는 블록(14)으로 입력되는데, 블록(14)은 널 검출 블록(12)의 출력을 각 데이터 블록의 제 1심볼을 대략적으로 나타내는 표식으로서 사용한다. 유도 제거 블록(14)은 각 심볼 앞에 존재하는 유도 구간을 제거한다. 신호가 블록(14)을 나오고, 수신기의 FFT 연산을 수행하기 이전에 샘플러의 단일 주파수 오프셋과 타이밍 부정합이 동시에 계산된다. 타이밍 동기 정보(ΔT/T)는 타이밍 제어 블록(16)에 입력되고, 주파수 오프셋(ε)은 주파수 제어 블록(18)으로 입력된다. 이들 제어 블록은 위상잠금 루프(phase-locked loop)와 같은 표준 구성요소로 구현할 수 있다.
곱셈기(19)에서, 블록(15)으로부터 수신된 추정값에 기초하여 주파수 오프셋을 보상하기 위해 수신 신호를 조정한다. 이때, 아날로그-디지털 변환기(11)는 ΔT/T에 대하여 정정되고, 샘플링 신호의 주파수 오프셋은 보상된다. 이제, 수신기는 블록(20)에서 동기 및 보상된 신호에 대한 FFT를 얻는다. 심볼 동기기 및 채널 추정기(21)는 FFT블록(20)의 출력으로부터 심볼(S3, S4)를 얻어 각 심볼 주기의 시작을 판단하고 또한 각 캐리어의 주파수 응답(Hk)을 추정한다. 심볼 동기는 유도 제거 블록(14)으로 입력되어 널 검출 블록(12)으로부터의 정보와 함께 사용되어 다음 심볼 주기의 시작을 판단하는 데에 사용된다. 추정된 주파수 응답(Hk)은 등화기(22)로 입력되는데, 등화기(22)는 각각의 캐리어 주파수에 있어서 각 데이터 심볼의 최대가능성 표현(maximum likelihood representation)을 결정한다.
주파수 오프셋 보상과 타이밍 동기가 동시에 그리고 수신기의 FFT 동작 이전에 일어나는 본 발명의 송수신 시스템에서는 둘 이상의 단일톤 심볼이 전송용 정보를 선행하는(preceeding) 특정 데이터 구조가 채용된다. 도 2는 본 발명에서 사용되는 바람직한 한 가지 데이터 구조를 도시하는데, 다섯 개의 심볼로 구성되는 전제부에 이어서 전송할 정보의 데이터 시퀀스가 이어진다. 제 1심볼은 널 심볼인데, 각 심볼 주기의 시작 지점을 대략적으로 나타내기 위해 사용된다. 간단한 에너지 검출기가 널 심볼에서 S1로의 급격한 에너지 증가를 검출하고, 이로써 각 데이터 블록의 제 1심볼을 대략적으로 나타낸다.
널 심볼에 이어서 서로 상이한 주파수를 갖는 단일톤 심볼(S1, S2)가 이어지는데, 이들 심볼은 길이(NT)의 연속된 데이터 구간을 통해 전송되고 길이(NgT)의 유도 구간에 의해 구분된다. 심볼(S1, S2)의 주파수는 각각 M1/NT와 H2/NT로 표현할 수 있다. 후술하는 바와 같이, M1과 M2는 비교적 작은 값을 갖는데, 그 차이는 크다. 그리고, S1과 S2에 이어서 심볼(S3, S4)가 연속되는데, 이들 심볼은 데이터 심볼의 모든 캐리어 주파수를 포함하고 심볼 동기를 위해 사용된다. 마지막으로, S3과 S4에 이어서 원하는 정보에 대응하는 심볼들이 연속된다.
전송 데이터의 전단에 단일톤 심볼을 연결함으로써, 수신 심볼에 대하여 FFT를 수행하기 전에 주파수 오프셋과 타이밍 부정합을 결정할 수 있는데, 이는 이들 심볼들은 복조를 필요로 하지 않기 때문이다. S1과 S2를 사용하여 주파수 오프셋과 타이밍 부정합을 추정하는 매커니즘을 후술하는 바와 같이. 심볼 주기동안 수신된 샘플은 수학식(3)에 나타낸 바와 같이
[수학식 10]
로 표현할 수 있다. 여기서,
[수학식 11]
S1과 S2에 있어서, 각각의 심볼 주기동안 수신된 샘플 시퀀스는 각각
[수학식 12]
[수학식 13]
과 같이 표현할 수 있다. 이들 시퀀스는 주파수 오프셋 및 타이밍 추정기 블록(15)으로 입력된다. 도 3에 도시된 바와 같이, 추정기(15)는 블록(31)에서 시작하는데, 이 블록에서 각 심볼 주기의 샘플을 절반으로 분할하고 S1과 S2의 샘플로부터 다음과 같은 샘플 벡터를 형성한다.
[수학식 14]
[수학식 15]
[수학식 16]
[수학식 17]
S1과 S2가 각각의 길이가 NT인 연속 심볼이지만, 이들 심볼 사이에 존재하는 길이(NgT)의 유도 구간에 의해, S2는 시간(N+Ng)T에 처음으로 샘플링된다.
주파수 오프셋과 타이밍 부정합을 추정하기 위해서, 정밀한 심볼 동기는 필요치 않다. 더욱이 정밀 심볼 동기에 사용되는 심볼(S3, S4)들이 다중캐리어로 변조되었으므로 심볼 동기를 정밀하게 하기 위해서는 S3과 S4를 복조하여야 하는데, 본 발명의 목적은 복조 과정 이전에 주파수 오프셋과 타이밍 부정합을 추정하는 것이다. 오히려, 각 벡터의 길이가 N/2로부터, 벡터(R1a, R1b)가 S1에 대응하는 샘플링 구간에서의 샘플을 갖고 벡터(R1a, R1b)가 S2에 대응하는 샘플링 구간에서의 샘플을 갖는다는 것을 보장할 수 있는 값으로 감소한다면 대략적으로 심볼 동기로도 충분하다. 실제 사용되는 벡터 길이는 추정의 분산(variance)에 영향을 미치기는 하지만, 추정기의 본질, 즉 최대 가능성 추정(maximum-likelihood estimation)에는 영향을 주지 않는다.
수학식(12)와 수학식(13)으로부터, 각 심볼에 대한 벡터 사이의 상관 관계는 다음과 같다;
[수학식 18]
[수학식 19]
M1과 M2가 짝수라고 가정하면, t19항과 t20항은 1이 되고 벡터 관계는 다음과 같이 다시 표현할 수 있다:
[수학식 20]
[수학식 21]
이때,
[수학식 22]
[수학식 23]
라고 한다. 따라서, 추정기(15)는 블록(32)에 도시된 바와 같이 θ1과 θ2의 최대 가능성 추정을 계산할 수 있는데, 그 값은 아래와 같다:
[수학식 24]
[수학식 25]
최대 가능성 추정은 일관 추정(consistent estimate)이다. 즉, 어떤 함수의 추정 값, 예컨대 θ1과 θ2의 추정값을 다른 함수, 예컨대 추정된 θ1과 θ2의 주파수 오프셋(ε)과 타이밍 부정합(ΔT/T)을 추정하는 데에도 사용할 수 있고, θ1과 θ2의 추정값으로부터 ε과 ΔT/T의 추정값도 얻을 수 있다. ε과 ΔT/T의 최대 가능성 추정은 블록(33)에서 각각 다음과 같이 계산된다:
[수학식 26]
이 방식으로 추정할 수 있는 ε의 범위는 추정 과정에 사용되는 벡터의 길이를 줄임으로써 증가시킬 수 있다. ΔT/T이 작고 벡터 길이가 N/2일 경우, 명확히 추정할 수 있는 ε의 범위는 │ε│1이다. 이들 추정값에 도달하기 위한 수학 연산은 곱셈기, 가산기, 그리고 룩업 테이블용 판독가능 메모리와 같은 특정의 물리적 구성요소를 사용하거나 소프트웨어 명령어를 실행하는 범용/전용 마이크로프로세서를 사용하여 구현할 수 있다.
전술한 바와 같이, 주파수 오프셋과 타이밍 부정합의 추정은 정확한 심볼 동기 및 FFT 연산을 실행하기 이전에 이루어지고, 따라서 추정 과정을 지연시키지 않는다. 더욱이, 최대가능성 추정을 적용하므로, 신호대 잡음비(SNR)가 낮은 경우에도 대단히 효율적으로 추정이 이루어진다.
주파수, 오프셋, 그리고 클록 오차를 함께 추정하므로, 주파수 오프셋과 타이밍 부정합 추정에 관한 결합적 크래머-라오(Cramer-Rao) 하한(CRLB)은 다음과 같이 주어진다:
[수학식 27]
[수학식 28]
상기 크래머-라오 하한은 어떤 문제에 있어서 최상의 추정기에 대한 분산값이다. 더욱이 상기 분산 표현은 하한으로서가 아니라 정확한 분산값으로도 사용할 수 있는데, 이는 최대가능성 추정은 크래머-라오 하한을 만족시키기 때문이다. 크래머-라오 하한에 관한 보다 상세한 사항은 J. M. Mendel 저, Lessons in Digital Estimation Theory, (1987)에 기술되어 있다.
전술한 바와 같이, M1과 M2를 어떻게 선택할 것인지는 설계상의 중요한 문제이다. 수학식(26)과 수학식(27)은 주파수 오프셋(ε)과 타이밍 부정합(ΔT/T)에 관한 하한을 낮은 값으로 만들기 위해서는 M1과 M2의 값을 서로 멀리 떨어지도록 선택하여야 한다. 또한, M1과 M2는 상대적으로 작은 값이어야 한다. 본 기술 분야에서 지식이 있는 자는 추정 분산을 최소화하기 위한 적절한 M1과 M2값을 용이하게 실험 및 확인할 수 있다. 주파수 대역 모서리로 인한 왜곡이나 특정 주파수에서의 공지의 간섭과 같은 다른 요인 또한 최적의 M1과 M2값을 선택하는 데에 영향을 줄 것이다. 예를 들어, 디지털 압축 텔레비전 신호를 지상파 채널을 통해 전송하는데 있어서 고려중인 MCM 방식(N=1024, NT=127.19㎲)에 있어서, 최상의 M1, M2는 시뮬레이션을 통해 각각 100과 400이다. 일반적으로, M1과 M2값은 그 때 그 때마다 시뮬레이션이나 실제 실험을 통해 결정한다.
지금까지 본 발명의 원리를 설명하였다. 본 기술 분야에서 지식을 갖는 자는 본 명세서에서 명시적으로 기술하지는 않았지만 본 발명의 원리를 구현하는 많은 변경을 가할 수 있는 바, 이러한 변경은 모두 본 발명의 본질 및 범위에 포함된다.

Claims (10)

  1. 다중캐리어 변조형 디지털 신호를 송수신하기 위한 전송 시스템에 있어서,
    데이터를 다중캐리어 변조형 신호로서 전송하는 송신기로서, 상기 송신기는 복수개의 서로 다른 단일톤 신호를 상기 다중캐리어 변조형 데이터 신호에 우선하여 전송하는 수단을 포함하며, 상기 다중캐리어 변조형 데이터 신호와 상기 우선하는 단일톤 신호는 데이터 구조로 이루어진 송신기; 및
    상기 데이터 구조를 수신하기 위한 수신기로서, 상기 수신기는 상기 변조형 디지털 신호의 변조에 우선하여 상기 복수개의 서로 다른 단일톤 신호를 검색하는 검색 수단과 상기 수신기의 주파수 오프셋과 타이밍 부정합을 추정하기 위한 추정 수단 및 상기 추정한 주파수 오프셋과 타이밍 부정합을 보상하기 위해 상기 수신기를 조정하는 조정 수단을 포함하는 수신기로 이루어진 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  2. 제 1항에 있어서, , 상기 복수개의 서로 다른 단일톤 신호는 두 개의 서로 다른 단일톤 신호로 이루어진 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 데이터 구조는 널(null) 심볼과, 상기 두 개의 서로 다른 단일톤 신호 및 상기 다중캐리어 변조형 데이터 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  4. 제 3항에 있어서, 상기 데이터 구조는 널 심볼과, 상기 두 개의 서로 다른 단일톤 신호, 상기 수신기의 심볼 동기용의 하나 또는 그 이상의 다중캐리어 변조형 신호 및 상기 다중캐리어 변조형 데이터 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  5. 복수개의 서로 다른 단일톤 신호가 부가되어 있는 다중캐리어 변조형 신호를 수신하고, 상기 다중캐리어 변조형 신호를 복조하기에 앞서 주파수 오프셋과 타이밍 부정합을 보상하기 위한 수신기에 있어서,
    상기 다중캐리어 변조형 신호를 복조하기에 앞서 상기 서로 다른 단일톤 신호를 검색하고 상기 샘플러의 상기 주파수 오프셋과 상기 타이밍 부정합을 추정하기 위한 주파수 오프셋 및 타이밍 추정기;
    상기 추정한 타이밍 부정합을 수신함과 아울러 그에 따라 상기 수신기의 상기 타이밍 부정합을 저감하는 타이밍 제어 기구; 및
    상기 추정한 주파수 오프셋을 수신함과 아울러 그에 따라서 상기 검출한 다중캐리어 변조형 신호를 조정하기 위한 주파수 제어 기구를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  6. 제 5항에 있어서, 상기 복수개의 서로 다른 단일톤 신호를 제 1단일톤 신호와 제 2단일톤 신호를 이루어진 것을 특징으로 하는 수신기.
  7. 제 6항에 있어서, 상기 복수개의 서로 다른 단일톤 신호의 각각의 N개의 샘플을 심볼 주기에 대해 검출하기 위한 샘플러(sampler)를 배치하고, 상기 단일톤 신호 각각은 상기 심볼 주기의 역수값의 우수배에 해당하는 주파수를 갖고,
    상기 주파수 오프셋 및 타이밍 부정합 추정기는,
    상기 서로 다른 단일톤 신호 각각을 전체 4개의 샘플 벡터중에서 제 1 및 제 2샘플 벡터로 분할하기 위한 수단으로서, 상기 제 1샘플 벡터는 각각 상기 단일톤 신호의 상기 샘플의 제 1부분을 구비하고 상기 제 2샘플 벡터는 각각 상기 단일톤 신호의 상기 샘플의 제 2부분을 구비하는 단일톤 신호 분할 수단;
    상기 제 1단일톤 신호의 상기 제 2샘플 벡터의 변환치와 상기 제 1단일톤 신호의 상기 제 1샘플 벡터의 곱의, 실수부에 대한 허수부의 비에 대한 제 1역 탄젠트(inverse tangent)를 계산하기 위한 수단 및 상기 제 2단일톤 신호의 상기 제 2샘플 벡터의 변환치와 상기 제 2단일톤 신호의 상기 제 1샘플 벡터의 곱의, 실수부에 대한 허부수의 비에 대한 제 2역 탄젠트를 계산하기 위한 수단;
    상기 제 1역 탄젠트와 상기 제 2곱셈치와의 곱과 상기 제 2역 탄젠트와 상기 곱셈치와의 곱 간의 차에 대한 상기 제 1 및 제 2곱셈치간의 차와 π의 곱과 상기 제 1 및 제 2역 탄젠트 간의 차의 합의 비로서 상기 추정된 주파수 오프셋을 계산하기 위한 수단; 및
    상기 제 1 및 제 2배수 간의 차에 대한 상기 제 1 및 제 2배수 간의차와 π의 곱 대한 비로서 상기 추정된 타이밍 부정합을 계산하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 단일톤 신호 각각에 대해 상기 제 1샘플 부분과 상기 제 2샘플 부분은 서로 속하지 않는 잔여의 샘플군을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  9. 복수의 서로 다른 단일톤 신호가 부가된 다중캐리어 변조형 신호를 수신하고 상기 다중캐리어 변조형 신호를 복조하기에 앞서 주파수 오프셋과 타이밍 부정합을 보상하기 위한 방법에 있어서,
    상기 다중캐리어 변조형 신호를 복조하기에 앞서 상기 서로 다른 단일톤 신호를 검색하는 단계;
    주파수 오프셋과 타이밍 부정합을 추정하는 단계;
    상기 추정 단계에 따라 상기 타이밍 부정합을 저감하는 단계;
    상기 추정한 주파수 오프셋에 따라 상기 수신된 다중캐리어 변조형 신호를 조정하는 단계; 및
    상기 수신된 다중캐리어 변조형 신호를 복조하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 복수의 단일톤 신호가 우선하는 복수의 변조형 캐리어를 포함하는 다중캐리어 변조형 신호로서, 상기 단일톤 신호의 개수는 상기 변조형 캐리어의 개수보다 적은 것을 특징으로 하는 다중캐리어 변조형 신호.
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