KR100489409B1 - 무선 통신시스템의 송수신기 성능을 개선하기 위한 방법 - Google Patents

Abstract

무선 통신시스템의 송신기와 수신기의 성능을 개선하기 위한 방법이 개시되어 있다. 이러한 본 발명은 무선 통신시스템의 송수신기의 성능을 개선시키기 위한 방식들을 제안하고 있다. 일 예로서, 본 발명은 고주파수(RF) 송수신단 신호처리 과정에서 야기될 수 있는 I/Q 불균형을 추정 및 보상하기 위한 방식을 제안한다. 다른 예로서, 본 발명은 무선 통신시스템의 송수신기의 성능을 개선시키기 위해 반송파 옵셋을 추정하고 보상하기 위한 방식을 제안한다. 또 다른 예로서, 본 발명은 무선 통신시스템의 송수신기의 성능을 개선시키기 위해 적응 알고리즘 방식에 따라 채널임펄스응답(CIR)을 추정하는 방식을 제안한다.

Description

무선 통신시스템의 송수신기 성능을 개선하기 위한 방법 {METHOD FOR IMPROVING A PERFORMANCE OF TRANSMITTER AND RECEIVER IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEMS}

본 발명은 통신시스템의 신호 처리에 관한 것으로, 특히 무선 통신시스템의 송신기와 수신기의 성능을 개선하기 위한 방법에 관한 것이다.

잘 알려진 바와 같이, 무선 혹은 유선 통신시스템은 크게 송신기(Transmitter)와 수신기(Receiver), 그리고 상기 송신기와 수신기를 연결하는 통신 채널로 이루어진다. 이러한 통신시스템의 성능, 즉 송수신기의 성능을 개선하기 위한 방식들에는 여러 가지가 방식들이 있다. 예를 들어, I/Q 불균형(imbalance), DC 옵셋(offset), 반송파 옵셋(carrier offset), 채널임펄스응답(CIR: Carrier Impulse Response) 등을 추정하고 보상하는 방식들은 송수신기의 성능을 개선하기 위한 방식들이다.

일 예로, 통신시스템의 송신기와 수신기를 통해 송수신되는 신호는 구성요소들의 불완전한 특성으로 인하여 불균형이 발생할 수 있다. 구체적으로 말하면, 무선 통신시스템의 고주파수 전단(Radio Frequency Front End)은 동위상(In-phase)성분의 신호를 송수신하는 제1 송수신 경로(혹은 I채널)와 직각위상(Quadrature-phase)성분의 신호를 송수신하는 제2 송수신 경로(혹은 Q채널)로 구분되며 상기 각 경로에는 믹서(mixer)나 주파수 합성기(frequency synthesizer) 등이 포함되는데, 상기 믹서나 주파수 합성기의 불완전한 특성으로 인해 I채널을 통해 송수신되는 신호와 Q채널을 통해 송수신되는 신호의 사이에는 소위 "I/Q 불균형"이 발생한다.

상기 I/Q 불균형은 동위상 성분과 직각위상 성분간에 크기(amplitude)나 이득(gain)이 차이가 나거나 혹은 동위상 성분과 직각위상 성분간에 위상(phase)이 정확히 90도(°) 가 차이가 나지 않고 어느 정도의 위상 왜곡이 있는 경우를 말한다. 예를 들어, 송신기에서 디지털 신호 처리된 기저대역(baseband) 신호는 캐리어 변조 혹은 상향 변환(up-conversion)을 위해 RF 믹서를 거치게 되는데, 상기 RF 믹서의 불완전한 특성으로 인해 송신기 I/Q 불균형으로 불리우는 신호의 왜곡이 발생할 수 있다. 다른 예로, 수신기의 안테나에 수신된 신호는 캐리어 복조 혹은 하향 변환(down-conversion)을 위해 RF 믹서를 거치게 되는데, 상기 RF 믹서의 불완전한 특성으로 인해 수신기 I/Q 불균형으로 불리우는 신호의 왜곡이 발생할 수 있다.

이러한 송신기 및 수신기의 I/Q 불균형은 모두 신호의 왜곡을 의미하는 것이므로 통신시스템의 성능을 열화시키는 주요한 원인이 된다. 따라서 통신시스템의 성능을 개선하기 위해서는 I/Q 불균형을 추정하고 이를 보상할 필요가 있다. 이러한 필요에 따라 I/Q 불균형을 추정하고 보상하는 종래기술에 따른 장치의 구성이 도 1에 도시되어 있다. 예를 들어, 상기 도 1의 구성은 문헌 Jack P. F. Glas, "Digital IQ imbalance compensation in a low-IF receiver", P1461~P1466, IEEE, 1998.에 도시되어 있다.

상기 도 1을 참조하면, 종래기술에 따른 I/Q 불균형의 추정 및 보상은 수신기의 I/Q 불균형 만을 추정 및 보상하는 구조이다. 이때 I/Q 불균형을 추정하기 위해 수신기의 동위상 이득 불균형 성분은 ()(137)로 모델링되고, 수신기의 직각위상 이득 불균형 성분은 ()(139) 로 모델링되고, 수신기의 동위상 위상 불균형 성분은 ()(134) 로 모델링되고, 수신기의 직각위상 위상 불균형 성분은 ()(135) 로 모델링된다.

이러한 수신기의 I/Q 불균형 모델로부터 추정되는 수신기의 이득 불균형 성분 및 위상 불균형 성분은 다음의 <수학식 1> 및 <수학식 2>와 같이 구해진다.

상기 <수학식 1> 및 <수학식 2>에서, 중간 매개 변수들 , , , 는 다음의 수학식들과 같이 근사적으로 구해진다.

상기 <수학식 1> 및 <수학식 2>와 같이 구한 I/Q 불균형 추정값들을 이용하여 수신 신호를 보상하기 위하여 도 1에 도시된 승산기(144)와 승산기(146)에는 각각 보상값들 , 이 제공된다. 이때 보상값들 , 은 다음의 <수학식 7> 및 <수학식 8>과 같이 주어진다.

이상에서 살펴본 종래기술에 의한 I/Q 불균형 추정 및 보상 방법은 다음과 같은 문제점이 있다.

첫째, I/Q 불균형 추정 및 보상은 수신기에서만 이루어지기 때문에, 송신기의 I/Q 불균형은 추정 및 보상되지 않는다.

둘째, 수신기의 I/Q 불균형의 추정 과정에 있어서 중간 매개 변수들 , , , 가 근사적으로 구해지는데, 이러한 근사적 접근 방법은 추정 오류를 발생시킬 수 있으며 결국 시스템의 성능 저하를 가져온다.

셋째, 종래 기술에서는 저주파 중간주파수(IF: Intermediate Frequency) w_{ d } 를 사용하는데, 이는 I/Q 불균형을 추정 및 보상하기 위해 것이라기 보다는 송신기의 구조가 저주파 중간 주파수를 사용하는 구조로 되어 있기 때문이다. 이와 같이 저주파 중간주파수를 사용하는 목적은 후술될 본 발명과 같이 I/Q 불균형을 보상하기 위한 것이 아니라, 수신기 구조 자체가 저주파 중간주파수를 사용하는 구조로 되어 있다는 사실에 유의할 필요가 있다. 참고적으로, 본 발명에서 저주파 중간주파수는 I/Q 불균형을 추정하기 위한 목적으로 사용되며, 추정이 완료된 후에는 기저 대역 혹은 임의의 중간 주파수를 사용할 수 있다.

한편, 통신시스템에서 송신기의 국부 발진기와 수신기의 국부 발진기 사이의 주파수 및 위상 차이에 의해 반송파 옵셋이 발생할 수 있다. 이러한 반송파 옵셋은 수신기의 성능과 안정적인 동작을 위해 반드시 제거될 필요가 있다. 이러한 필요에 따라 종래에는 일반적으로 반송파 옵셋을 추정하고 보상하기 위하여 궤환 루프 방식이 사용되었다. 구체적으로 말하면, 반송파의 주파수 옵셋을 추정하고 보상하기 위해서 주파수동기루프(FLL: Frequency Locked Loop)가 사용되고, 반송파의 주파수 옵셋과 위상 옵셋을 보상하기 위해 위상동기루프(PLL: Phase Locked Loop)가 사용되었다. 일반적으로 PLL이 사용된 것이며, PLL의 수렴 속도를 빠르게 하기 위하여 FLL이 보조적으로 사용된 것이다.

그러나 상기 궤환 루프 방식을 사용할 경우에는 궤환 루프의 수렴 시간이 오래 걸린다는 문제점이 있다. 특히, 이러한 수렴 시간은 짧은 패킷에 대해 빠른 시간 안에 반송파 옵셋을 보상해야 하는 패킷 통신에서 문제가 된다. 무선 랜(Wireless LAN(Local Area Network))과 같은 패킷 통신 방식에서는 프리앰블(preamble)의 길이가 짧기 때문에 FLL 및 PLL의 고속 수렴이 필요하다. 즉, 패킷의 프리앰블의 앞부분에서 PLL의 수렴이 이루어져야 한다. 그러나 수렴속도를 빠르게 하기 위해 루프 대역폭(loop bandwidth)을 넓히면 낮은 신호대잡음비(SNR: Signal-to-Noise Ratio)에서 루프가 불안정해지는 문제가 발생하며, 결과적으로 시스템의 성능이 급격히 열화된다는 문제가 있다.

다른 한편, 유선 및 무선 통신시스템에서 송신 신호는 "채널" 혹은 "통신채널"을 통과하여 수신기에 도착하게 된다. 무선 통신시스템에서 통신 채널의 대표적인 예로는 "다중 경로 채널" 등을 들 수 있다. 일반적으로 통신 채널은 비선형적인 특성을 가지며, 이러한 통신 채널을 통과한 송신 신호는 통신 채널의 특성에 따라 심하게 왜곡이 된다. 따라서 수신기에서 통신 채널의 특성을 알 수 있으면 신호 처리를 효율적으로 할 수 있을 것이다.

도 10은 종래 기술에 따라 채널임펄스응답(CIR: Channel Impulse Response)을 추정하기 위한 장치의 구성을 보여주는 도면이다. 이 구성은 적응 알고리즘(adaptive algorithm)을 이용하여 CIR을 추정하는 예를 나타내고 있으며, 이러한 통신채널, 채널 혹은 CIR의 추정에는 대표적으로 채널정합필터(CMF: Channel Matched Filter)가 사용될 수 있다.

상기 도 10을 참조하면, 수신신호(1001) r_n(k)(1002)는 'k'번째 시간에서의 'n'번째 CIR 계수와 대응하는 샘플로 나타낸다. 이 수신신호(1002)는 감산기(1014)에서 CIR 추정기의 출력인 (1013)의 출력신호와 차이를 계산하여 오차신호 e(k)(1015)를 만든다. CIR 추정기의 출력은 다음과 같이 얻어진다. 사전에 알고 있는 훈련 데이터(1003)는 매 샘플마다 동작하는 지연기를 거쳐 각각 [s1(1004), s2(1007), · · · , s3(1010)]과 같이 지연된 신호를 형성한다. 각 지연된 신호들은 CIR 계수 [f1(1005), f2(1008), · · · , fn, · · · , fN(1011)]와 각각 승산기 (1006, 1009, · · · , 1012)에서 곱하여진 후 가산기 (1013)에서 더하여 'k'번째 CIR 추정기의 출력을 얻을 수 있다.

한편, 오차신호 e(k)를 이용하여 계수 조절기(1016)에서는 다음 수학식 f_n(k+1) = f_n(k) + u x e(k) x con j(r_n(k))의 연산을 통하여 (k+1) 시간에서 CIR 추정 계수 f(k+1)=[f1, f2, · · · , fn, , fN]를 계산하여 CIR 계수를 업데이트(update)한다. 상기 수학식에서 u는 LMS 알고리즘의 스텝 사이즈(step size)로 스칼라(scalar)의 값을 가지며, conj(.)는 복소 공액(complex conjugate)을 나타낸다. 이상과 같은 CIR을 구하는 동작은 오차신호가 원하는 값 이하로 되거나 CIR 추정에 주어진 시간이 지날 때까지 계속된다.

전술한 바와 같은 적응 알고리즘을 이용한 CIR 추정 방식은 좋은 성능을 보인다. 그러나 다음과 같은 문제점을 가진다. 즉, 적응 알고리즘 방식이 그러하듯 CIR 계수 추정을 위해서는 많은 훈련 데이터를 필요로 한다. 따라서 CIR 계수 추정에 많은 시간이 소요되며, 다른 문제점으로는 패킷 전송인 경우 훈련데이터에 해당하는 프리앰블의 길이가 짧기 때문에, 즉 훈련데이터의 양이 적기 때문에 CIR 추정을 올바르게 할 수가 없다.

따라서 본 발명의 목적은 통신시스템에서 송수신기의 성능을 개선시키기 위하여 송수신 신호의 불균형에 의한 신호의 왜곡을 제거하는 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 통신시스템의 송신기 및 수신기에서 발생하는 신호의 불균형을 추정하고 보상하기 위한 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 통신시스템에서 신호의 불균형을 추정하기 위해 사용되는 중간 매개 변수들을 정확하게 구하고 그에 따라 신호의 불균형을 추정 및 보상하는 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 통신시스템에서 송수신기의 성능을 개선시키기 위하여 반송파의 옵셋을 추정하고 보상하는 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 통신시스템에서 송수신기의 성능을 개선시키기 위하여 CIR 특성을 추정하는 방법을 제공함에 있다.

이러한 목적들을 달성하기 위한 본 발명은 무선 통신시스템의 송수신기의 성능을 개선시키기 위한 방식들을 제안하고 있다. 일 예로서, 본 발명은 RF 송수신단 신호처리 과정에서 야기될 수 있는 I/Q 불균형을 추정 및 보상하기 위한 방식을 제안한다. 다른 예로서, 본 발명은 무선 통신시스템의 송수신기의 성능을 개선시키기 위해 반송파 옵셋을 추정하고 보상하기 위한 방식을 제안한다. 또 다른 예로서, 본 발명은 무선 통신시스템의 송수신기의 성능을 개선시키기 위해 적응 알고리즘 방식에 따라 CIR을 추정하는 방식을 제안한다.

본 발명의 제1 방식에 따르면, 송신을 위한 디지털 신호를 미리 설정된 반송파 주파수의 제1 반송파 및 상기 제1 반송파와 90도 위상 차이를 가지는 제2 반송파로 각각 처리하여 동위상성분 송신 신호 및 직각위상성분 송신 신호를 각각 출력하는 제1 송신 경로 및 제2 송신 경로를 포함하고, 상기 동위상성분 송신 신호 및 상기 직각위상성분 송신 신호를 가산하여 아날로그 신호로서 송신하는 송신기와; 상기 송신기로부터의 아날로그 신호를 상기 제1 반송파 및 상기 제2 반송파로 각각 처리하여 동위상성분 수신 신호 및 직각위상성분 수신 신호를 각각 출력하는 제1 수신 경로 및 제2 수신 경로를 포함하는 수신기로 구성되는 통신시스템에서; 상기 동위상성분 수신 신호와 상기 직각위상성분 수신 신호간의 불균형을 추정하기 위한 방법과, 상기 동위상성분 송신 신호와 상기 직각위상성분 송신 신호간의 이득의 불균형을 추정하기 위한 방법과, 상기 동위상성분 송신 신호와 상기 직각위상성분 송신 신호간의 위상의 불균형을 추정하기 위한 방법을 제안하는 것을 특징으로 한다.

상기 제1 방식의 제1 견지에 따르면, 동위상성분 수신 신호와 직각위상성분 수신 신호간의 불균형을 추정하기 위한 방법은: 상기 제1 수신 경로의 이득이 "1 "일 때 상기 제2 수신 경로의 이득이 () 이고, 상기 제1 수신 경로의 위상이 "0 "일 때 상기 제2 수신 경로의 위상이 ( ) 인 것으로 상기 수신기를 모델화하는 과정과; 상기 송신기에서 상기 디지털 신호를 상기 반송파 주파수(w_{ c } )와 미리 설정된 중간주파수()의 합에 의해 정해지는 주파수의 제3 반송파에 의해 처리하여 교정신호로서 상기 제1 송신 경로를 통해 송신하는 과정과; 상기 모델화된 수신기에서 상기 송신기로부터의 교정신호를 수신하고, 상기 제1 수신 경로 및 상기 제2 수신 경로상에서 상기 수신된 교정신호를 각각 처리함에 의해 구해지는 동위상성분 수신 교정 신호와 직각위상성분 수신 교정 신호를 표현하고, 상기 표현된 동위상성분 수신 교정 신호와 상기 표현된 직각위상성분 수신 교정 신호의 합에 의해 수신 교정 신호를 표현하는 과정과; 상기 표현된 수신 교정신호의 실수 성분과 허수 성분을 각각 제1 변수( ) 및 제2 변수( )로 정의하고, 상기 표현된 수신 교정신호에 대한 복소 공액의 실수 성분과 허수 성분을 각각 제3 변수() 및 제4 변수()로 정의하는 과정과; 상기 정의된 변수들을 하기의 수학식들에 각각 적용함에 의해 수신 이득 불균형 추정값 ()과 수신 위상 불균형 추정값 ()을 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

,

상기 제1 방식의 제2 견지에 따르면, 동위상성분 송신 신호와 직각위상성분 송신 신호간의 이득의 불균형을 추정하기 위한 방법은: 상기 제1 송신 경로의 이득이 "1 "일 때 상기 제2 송신 경로의 이득이 () 이고, 상기 제1 송신 경로의 위상이 "0 "일 때 상기 제2 송신 경로의 위상이 ( ) 인 것으로 상기 송신기를 모델화하는 과정과; 상기 모델화된 송신기에서 상기 디지털 신호를 상기 반송파 주파수()와 미리 설정된 중간주파수()의 합에 의해 정해지는 주파수의 제3 반송파에 의해 처리하여 제1 이득 교정신호로서 상기 제1 송신 경로를 통해 송신하는 과정과; 상기 수신기에서 상기 송신기로부터의 상기 제1 이득 교정신호를 수신하고, 상기 제1 수신 경로 및 상기 제2 수신 경로상에서 상기 수신된 제1 이득 교정신호를 각각 처리함에 의해 구해지는 제1 동위상성분 수신 교정 신호와 제1 직각위상성분 수신 교정 신호를 표현하고, 상기 표현된 제1 동위상성분 수신 교정 신호와 상기 표현된 제1 직각위상성분 수신 교정 신호의 합에 의해 제1 수신 교정 신호를 표현하는 과정과; 상기 표현된 제1 수신 교정신호에 대한 복소 공액의 실수 성분과 허수 성분을 각각 제1 변수() 및 제2 변수()로 정의하는 과정과; 상기 모델화된 송신기에서 상기 디지털 신호를 상기 반송파 주파수()와 상기 중간주파수()의 합과, 상기 제2 송신 경로의 이득 ()와, 상기 제2 송신 경로의 위상 ( )가 고려되어 정해지는 주파수의 제4 반송파에 의해 처리하여 제2 이득 교정신호로서 상기 제2 송신 경로를 통해 송신하는 과정과; 상기 수신기에서 상기 송신기로부터의 상기 제2 이득 교정신호를 수신하고, 상기 제1 수신 경로 및 상기 제2 수신 경로상에서 상기 수신된 제2 이득 교정신호를 각각 처리함에 의해 구해지는 제2 동위상성분 수신 교정 신호와 제2 직각위상성분 수신 교정 신호를 표현하고, 상기 표현된 제2 동위상성분 수신 교정 신호와 상기 표현된 제2 직각위상성분 수신 교정 신호의 합에 의해 제2 수신 교정 신호를 표현하는 과정과; 상기 표현된 제2 수신 교정신호에 대한 복소 공액의 실수 성분과 허수 성분을 각각 제3 변수() 및 제4 변수()로 정의하는 과정과; 상기 정의된 변수들을 하기의 수학식에 적용함에 의해 송신 이득 불균형 추정값 ()을 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

상기 제1 방식의 제3 견지에 따르면, 동위상성분 송신 신호와 직각위상성분 송신 신호간의 위상의 불균형을 추정하기 위한 방법은: 상기 제1 송신 경로의 이득이 "1 "일 때 상기 제2 송신 경로의 이득이 () 이고, 상기 제1 송신 경로의 위상이 "0 "일 때 상기 제2 송신 경로의 위상이 () 인 것으로 상기 송신기를 모델화하는 과정과; 상기 모델화된 송신기에서 상기 디지털 신호를 상기 반송파 주파수()와 미리 설정된 중간주파수()의 합에 의해 정해지는 주파수의 제3 반송파에 의해 처리하여 상기 제1 송신 경로상의 제1 위상 교정신호를 생성하고, 또한 상기 반송파 주파수()와, 상기 중간주파수()의 합과, 상기 제2 송신 경로의 이득 ()와, 상기 제2 송신 경로의 위상 ()가 고려되어 정해지는 주파수의 제4 반송파에 의해 처리하여 상기 제2 송신 경로상의 제2 위상 교정신호를 생성하고, 상기 제1 위상 교정신호와 상기 제2 위상 교정신호를 가산하여 가산된 위상 교정신호를 송신하는 과정과; 상기 수신기에서 상기 송신기로부터의 상기 위상 교정신호를 수신하고, 상기 제1 수신 경로 및 상기 제2 수신 경로상에서 상기 수신된 위상 교정신호를 각각 처리함에 의해 구해지는 동위상성분 수신 교정 신호와 직각위상성분 수신 교정 신호를 표현하고, 상기 표현된 동위상성분 수신 교정 신호와 상기 표현된 직각위상성분 수신 교정 신호의 합에 의해 수신 교정 신호를 표현하는 과정과; 상기 표현된 수신 교정신호에 대한 복소 공액의 실수 성분과 허수 성분을 각각 제1 변수() 및 제2 변수()로 정의하는 과정과; 상기 정의된 변수들을 하기의 수학식에 적용함에 의해 송신 위상 불균형 추정값 ()를 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

본 발명의 제2 방식에 따르면, 송신 국부발진기를 구비하는 송신기와, 상기 송신 국부발진기에 대응하는 수신 국부발진기와 주파수동기루프(FLL)와 위상동기루프(PLL)를 구비하는 수신기를 포함하고, 상기 주파수동기루프는, 제1 입력 신호에 대한 주파수 에러를 검출하는 주파수에러 검출기와, 상기 주파수에러 검출기의 출력을 필터링하는 제1 루프 필터와, 상기 제1 루프 필터의 출력을 누적하는 누적기와, 상기 누적기의 출력에 대응하는 신호를 주파수 보상신호로서 발진하는 제1 발진기와, 상기 제1 입력 신호를 상기 주파수 보상신호에 따라 보상하여 주파수 옵셋이 보상된 신호를 상기 주파수에러 검출기로 출력하는 주파수 보상기로 구성되고, 상기 위상동기루프(PLL)는, 제2 입력 신호에 대한 위상 에러를 검출하는 위상에러 검출기와, 상기 위상에러 검출기의 출력을 필터링하는 제2 루프 필터와, 상기 제2 루프 필터의 출력에 대응하는 신호를 위상 보상신호로서 발진하는 제2 발진기와, 상기 제2 입력 신호를 상기 위상 보상신호에 따라 보상하여 위상 옵셋이 보상된 신호를 상기 위상에러 검출기로 출력하는 위상 보상기로 구성되는 통신시스템에서, 상기 송신 국부발진기와 상기 수신 국부발진기 사이의 주파수 및 위상 옵셋을 제거하기 위하여 상기 주파수동기루프 및 상기 위상동기루프의 구동을 제어하는 방법은, 미리 설정된 시간 구간 단위로 입력되는 수신 신호에 대해 상기 설정된 시간 구간보다 작은 제1 구간에서 초기 주파수 옵셋을 추정하는 과정과, 상기 제1 구간에서 상기 추정된 초기 주파수 옵셋을 상기 누적기의 초기값으로 설정하고 상기 주파수동기루프를 획득 모드 및 추적 모드로 순차적으로 구동시키는 과정과, 상기 제1 구간에서 상기 주파수동기루프가 상기 추적 모드로 구동이 완료되었을 때 상기 누적기의 초기값을 상기 제2 루프 필터의 초기값으로 제공하고 상기 주파수 보상기에 의해 보상된 신호로부터 추정되는 위상 옵셋을 상기 제2 발진기의 초기값으로 제공한 후 상기 위상동기루프를 획득 모드로 구동시키는 과정과, 상기 제1 구간 및 상기 설정된 시간 구간중 상기 제1 구간 이외의 제2 구간에서 상기 위상동기루프를 추적 모드로 구동시키는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

본 발명의 제3 방식에 따르면, 송신기와, 수신기와, 통신채널로 이루어지는 통신시스템에서, 상기 통신채널의 채널임펄스응답(CIR)을 추정하기 위한 방법은, 수신되는 신호 열을 제1 속도로 버퍼에 저장하는 과정과, 미리 주어진 훈련데이터 열로부터 미리 설정된 샘플들로 이루어지는 신호 열을 생성하는 과정과, 상기 생성된 신호 열의 각 샘플들과 미리 주어지는 CIR 계수들을 각각 곱하고 그 곱셈 결과들을 가산하는 과정과, 상기 버퍼에 저장된 신호 열을 상기 제1 속도보다 높은 제2 속도로 엑세스하여 상기 가산 결과와 가산하고 그 가산 결과를 오차 신호로서 생성하는 과정과, 상기 오차 신호를 이용하여 상기 CIR 계수들을 업데이트하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

전술한 바와 같은 내용은 당해 분야 통상의 지식을 가진 자는 후술되는 본 발명의 구체적인 설명으로 보다 잘 이해할 수 있도록 하기 위하여 본 발명의 특징들 및 기술적인 장점들을 다소 넓게 약술한 것이다.

본 발명의 청구범위의 주제를 형성하는 본 발명의 추가적인 특징들 및 장점들이 후술될 것이다. 당해 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 동일한 목적들을 달성하기 위하여 다른 구조들을 변경하거나 설계하는 기초로서 발명의 개시된 개념 및 구체적인 실시예가 용이하게 사용될 수도 있다는 사실을 인식하여야 한다. 당해 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 또한 발명과 균등한 구조들이 본 발명의 가장 넓은 형태의 사상 및 범위로부터 벗어나지 않는다는 사실을 인식하여야 한다.

이하 본 발명의 바람직한 실시예의 상세한 설명이 첨부된 도면들을 참조하여 설명될 것이다. 도면들 중 참조번호들 및 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 참조번호들 및 부호들로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다.

하기에서 설명될 본 발명은 유선 혹은 무선 통신시스템, 특히 무선 통신시스템의 송수신기의 성능을 개선시키는 기술에 관련한 것임을 밝혀두는 바이다. 일 예로서, 무선 통신시스템의 송수신기의 성능을 개선시키기 위해 RF 송수신단 신호처리 과정에서 야기될 수 있는 I/Q 불균형을 추정 및 보상하기 위한 방식이 개시되어 있다. 이러한 본 발명에 따른 동작을 위한 통신시스템은 도 2에 도시된 바와 같이 구성된다. 즉, 도 2는 본 발명의 실시예에 따른 I/Q 불균형 추정 및 보상을 위한 송신기 및 수신기를 포함하는 장치의 구성을 보여주는 도면이다. 이러한 본 발명의 실시예에 따른 동작은 수신기에서의 I/Q 불균형을 추정 및 보상하기 위한 제1 실시예와, 송신기에서의 I/Q 불균형을 추정 및 보상하기 위한 제2 실시예로 구분되어 설명될 것이다. 다른 예로서, 무선 통신시스템의 송수신기의 성능을 개선시키기 위해 반송파 옵셋을 추정하고 보상하기 위한 방식이 개시되어 있다. 이 방식은 도 7 내지 도 9와 관련되어 설명될 것이다. 상기 도 7과 도 8은 반송파 옵셋을 추정하고 보상하기 위한 FLL 및 PLL의 구성을 각각 도시하고 있다. 상기 도 9는 본 발명의 실시예에 따라 반송파 옵셋을 추정하고 보상하기 위한 동작의 처리 흐름을 도시하고 있다. 이 실시예는 제3 실시예로서 설명될 것이다. 또 다른 예로서, 무선 통신시스템의 송수신기의 성능을 개선시키기 위해 적응 알고리즘 방식에 따라 CIR을 추정하는 방식이 개시되어 있다. 이 방식은 도 11에 도시된 바와 같은 장치에 의해 수행되며, 이 장치에 의한 수행 결과가 도 12에 도시되어 있다. 이 실시예는 제4 실시예로서 설명될 것이다.

A. 발명의 개요

본 발명의 각 실시예들을 구체적으로 설명하기에 앞서서 각 실시예들의 특징을 간단하게 살펴보면 다음과 같다.

(A-1). 제1 및 제2 실시예들

본 발명의 제1 및 제2 실시예들에서는 무선 통신시스템의 송수신단 신호처리 과정에서 야기될 수 있는 송신기(TX)의 I(In-phase)/Q(Quadrature-phase) 불균형이나 수신기(RX)의 I/Q 불균형을 추정(estimation) 및 보상(compensation)하기 위한 효과적인 방안을 제안한다. 통신시스템에서 송수신 RF 전단부의 불완전한 신호처리에 의해서 야기되는 I/Q 불평형이 존재하는 경우에는 데이터 복조 성능이 열화된다. 이러한 경우에는 본 발명에서 제안한 I/Q 불평형 추정 및 보상 방법을 이용하면 데이터 복조 성능 개선이 가능하다.

이와 같은 I/Q 불균형으로 인한 시스템 성능 열화를 개선하기 위한 본 발명의 제1 실시예는 수신기 RF의 불완전한 신호처리에 의해서 야기되는 I/Q 불균형을 추정하고 이를 보상하는 방법에 관한 것이고, 제2 실시예는 송신기 RF의 불완전한 신호처리에 의해서 야기되는 I/Q 불평형을 추정하고 이를 보상하는 방법에 관한 것이다.

(A-2). 제3 실시예

본 발명의 제3 실시예에서는 통신 시스템의 송수신기의 국부 발진기사이의 주파수 및 위상 차이에 의해 발생하는 반송파 옵셋을 고속으로 추정하고 보상하는 방식이 제안된다. 본 발명에서 제안한 새로운 방식의 반송파 옵셋 추정 및 보상기는 궤환 루프 구조를 사용하며 FLL과 PLL에 모두 적용 가능한 방식으로서 FLL과 PLL의 수렴 속도를 향상시켜 고속으로 반송파 옵셋을 추정하고 보상하는 구조이다. 제안된 방식의 고속 반송파 옵셋 추정 및 보상기를 사용하면 종래의 방식에 비해 고속으로 반송파 옵셋을 추정 및 보상할 수 있다.

(A-3). 제4 실시예

본 발명의 제4 실시예서는 고속 반복화 처리 기법을 이용한 CIR(channel impulse response) 추정 방식이 제안된다. 이 방식은 통신채널의 임펄스 응답을 추정하기 위해 동일한 훈련데이터(training data)를 고속으로 처리하여 반복적으로 이용하는 것이다. 적응 알고리즘 방식의 일종으로 널리 알려진 LMS(Least Mean Square)나 RLS(Recursive Least Square) 방식 등을 이용하여 CIR을 추정하기 위해서는 일반적으로 많은 훈련 데이터가 필요하다. 그러나 패킷(packet) 통신과 같은 경우에는 많은 훈련 데이터를 전송할 수가 없으므로 성능 좋은 CIR 추정을 위해 어려운 점이 있었다. 그러나 본 발명의 고속 반복화 처리 기법을 이용하여 동일한 훈련 데이터를 고속 및 반복화 처리를 하여 성능 좋은 등화 계수 추출이 가능하다.

먼저, 본 발명의 실시예에 따른 동작을 구체적으로 설명함에 있어서 사용되는 삼각함수 공식들을 정리하면 하기의 <표 1>과 같다.

B. 제1 및 제2 실시예들

다음에, 본 발명의 실시예에 따른 동작을 위한 통신시스템의 구성을 설명하면 다음과 같다.

상기 도 2를 참조하면, 통신시스템은 송신기와, 수신기를 포함한다.

상기 송신기는 송신을 위한 디지털 신호를 미리 설정된 반송파 주파수()의 제1 반송파() 및 상기 제1 반송파와 90도(°) 위상 차이를 가지는 제2 반송파()로 각각 처리하여 동위상성분(In-phase) 송신 신호 및 직각위상성분(Quadrature-phase) 송신 신호를 각각 출력하는 제1 송신 경로 및 제2 송신 경로를 포함하고, 상기 동위상성분 송신 신호 및 상기 직각위상성분 송신 신호를 가산하여 아날로그 신호로서 송신한다. 상기 제1 송신 경로는 디지털신호 처리기(Digital Signal Processor)(201)로부터의 I채널 디지털 신호 를 아날로그 변환하는 디지털/아날로그(D/A: Digital-to-Analog) 변환기(209)와, 상기 D/A 변환기(209)의 출력을 저역통과필터링하는 저역통과필터(LPF: Low Pass Filter)(211)와, 상기 저역통과필터(211)의 출력과 주파수 합성기(215)에 의해 생성되는 반송파를 혼합하여 RF 대역의 동위상성분 송신신호를 출력하는 믹서(222)를 포함한다. 제2 송신 경로는 상기 디지털신호 처리기(201)로부터의 Q채널 디지털 신호 를 아날로그 변환하는 D/A 변환기(210)와, 상기 D/A 변환기(210)의 출력을 저역통과필터링하는 저역통과필터(LPF)(212)와, 상기 저역통과필터(212)의 출력과 상기 주파수 합성기(215)에 의해 생성되는 반송파를 혼합하여 RF 대역의 직각위상성분 송신신호를 출력하는 믹서(223)를 포함한다. 상기 믹서(222)로부터의 동위상성분 송신신호와 상기 믹서(223)로부터의 직각위상성분 송신신호는 가산기(221)에 의해 가산되어 아날로그 신호로서 안테나(도시하지 않음)를 통해 송신된다. 참조부호 (225)는 송신기와 수신기 경로 사이의 랜덤 위상(random noise) 성분을 나타낸다.

상기 주파수 합성기(215)는 제1 반송파()(216), 제2 반송파() (217), 제3 반송파()(218), 제4 반송파()(219)를 생성한다. 본 발명의 실시예에 따른 I/Q 불균형 추정 동작시 상기 제1 반송파(216)와 상기 제3 반송파(218)가 사용되며, 상기 추정 동작이 완료된 이후에 상기 제2 반송파(217)와 상기 제4 반송파(219)가 사용된다. 이러한 동작을 위해 스위치들(220,221)이 구비된다. 상기 스위치(220)는 상기 제1 반송파(216)와 상기 제2 반송파(217)를 선택적으로 상기 믹서(222)로 제공한다. 상기 스위치(221)는 상기 제3 반송파(218)와 상기 제4 반송파(219)를 선택적으로 상기 믹서(223)로 제공한다.

미설명한 승산기들(205,207)과 가산기(206)는 송신기의 I/Q 이득 불균형을 보상하기 위한 구성요소들이고, 승산기(214)는 송신기의 I/Q 위상 불균형을 보상하기 위한 구성요소이다. 상기 승산기(208)는 Q채널 디지털 신호()를 입력하고 이 입력 신호에 이득 불균형 보상을 위한 값()(207)을 승산한다. 상기 승산기(208)의 출력은 상기 D/A 변환기(210)로 제공된다. 상기 승산기(205)는 Q채널 디지털 신호()를 입력하고 이 입력 신호에 이득 불균형 보상을 위한 값( )(204)을 승산한다. 상기 가산기(206)는 상기 승산기(205)의 출력에 I채널 디지털 신호()를 가산한다. 상기 가산기(206)의 출력은 상기 D/A 변환기(209)로 제공된다. 상기 승산기(214)는 상기 저역통과필터(212)의 출력에 송신기의 I/Q 위상 불균형 보상을 위한 값()(213)을 승산한다. 상기 승산기(214)의 출력은 상기 믹서(223)로 제공된다.

상기 수신기는 상기 송신기로부터의 아날로그 신호를 상기 제1 반송파() 및 상기 제2 반송파()로 각각 처리하여 동위상성분 수신 신호 및 직각위상성분 수신 신호를 각각 출력하는 제1 수신 경로 및 제2 수신 경로를 포함한다. 상기 제1 수신 경로는 믹서(231), 저역통과필터(238), 아날로그/디지털(A/D: Analog-to-Digital) 변환기(240)를 포함한다. 상기 믹서(231)는 안테나(도시하지 않음)를 통해 수신되는 신호를 입력하고 이 수신 신호를 주파수 합성기(233)에 의해 생성되는 반송파()와 혼합하여 중간주파수(IF: Intermediate Frequency) 대역의 신호를 출력한다. 상기 저역통과필터(238)는 상기 믹서(231)의 출력을 저역통과필터링한다. 상기 A/D 변환기(240)는 상기 저역통과필터(238)로부터의 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다. 상기 A/D 변환기(240)의 출력신호는 동위상 수신신호 로서 디지털 신호 처리기(249)로 제공된다.

상기 제2 수신 경로는 믹서(232), 저역통과필터(239), A/D 변환기(241)를 포함한다. 상기 믹서(232)는 안테나(도시하지 않음)를 통해 수신되는 신호를 입력하고 이 수신 신호를 주파수 합성기(233)에 의해 생성되는 반송파()와 혼합하여 IF 신호를 출력한다. 상기 저역통과필터(239)는 상기 믹서(232)의 출력을 저역통과필터링한다. 상기 A/D 변환기(241)는 상기 저역통과필터(239)로부터의 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다. 상기 A/D 변환기(241)의 출력신호는 직각위상 수신신호 로서 디지털 신호 처리기(249)로 제공된다.

미설명한 승산기들(243,245)과 가산기(246)는 수신기의 I/Q 이득 불균형을 보상하기 위한 구성요소들이고, 승산기(236)는 수신기의 I/Q 위상 불균형을 보상하기 위한 구성요소이다. 상기 승산기(243)는 상기 A/D 변환기(241)로부터의 신호를 입력하고 이 입력 신호에 이득 불균형 보상을 위한 값()(242)을 승산한다. 상기 승산기(242)의 출력은 상기 가산기(246)로 제공된다. 상기 승산기(245)는 상기 A/D 변환기(240)로부터의 신호를 입력하고 이 입력 신호에 이득 불균형 보상을 위한 값()(244)을 승산한다. 상기 가산기(246)는 상기 승산기(245)의 출력에 상기 승산기(243)의 출력은 가산한다. 상기 가산기(246)의 출력은 상기 직각위상 수신신호 로서 디지털 신호 처리기(249)로 제공된다. 상기 승산기(236)는 상기 믹서(232)의 출력에 수신기의 I/Q 위상 불균형 보상을 위한 값( )(237)을 승산한다. 상기 승산기(236)의 출력은 상기 저역통과필터(239)로 제공된다.

전술한 바와 같은 구성은 송신기 I/Q 불균형과 수신기 I/Q 불균형이 존재하는 경우로 가정한 것이다. 송신기 I/Q 불균형은 송신(TX) 위상 불균형 성분 (218,219)과 TX 이득 불균형 ()(213)로 나타냈으며, 이들 성분은 불완전한 RF 특성으로 인해 생긴 성분으로 이상적인 경우에는 = 0 및 () = 1이 되어야 한다. 마찬가지로, 수신기 I/Q 불균형은 RX 위상 불균형 성분 (235)과 RX 이득 불균형 () (237)로 나타냈으며, 이들 성분은 불완전한 RF 특성으로 인해 생긴 성분으로 이상적인 경우에는 = 0 및 () = 1이 되어야 한다. (216,218)는 저주파 중간주파수(low IF frequency)로 I/Q 불균형의 추정을 위해 사용되는 주파수로 I/Q 불균형 추정 및 보상이 완료된 후에는 사용되지 않는다.

송신기의 주파수 합성기(215)의 출력 신호들중 I/Q 불균형 추정시 사용되는 [(216), (218)]과 추정완료 후 정상동작 시 사용되는 [ (217), (219)]는 본 발명의 설명을 위한 실시예로 사용한 것으로, 이들 신호 대신에 각각 [(216), (218)] 및 [(217), (219)]의 조합을 사용한다고 하여도 후술되는 설명에 따른 본 발명과 동일한 효과가 얻어질 수 있다는 사실에 유의하여야 한다. 마찬가지로, 수신기의 주파수 합성기(233)의 출력 신호들중에서 [(234), (235)]는 본 발명의 설명을 위한 실시예로 사용한 것으로, 이들 신호 대신에 각각 [ (234), (235)]의 조합을 사용한다고 하여도 후술되는 설명에 따른 본 발명과 동일한 효과가 얻어질 수 있다는 사실에 유의하여야 한다.

이하 본 발명의 실시예에 따라 통신시스템의 I/Q 불균형을 추정하고 보상하는 동작들이 설명될 것이다. 상기 도 2에 도시된 송신기 및 수신기 모두에 I/Q 불균형이 존재하는 경우에는 먼저 수신기의 I/Q 불균형을 추정 및 보상한 후에 송신기의 I/Q 불균형을 추정 및 보상할 필요가 있다. 후술될 실시예 1은 수신기의 I/Q 불균형을 추정 및 보상하는 동작에 관련한 것이며, 실시예 2는 송신기의 I/Q 불균형을 추정 및 보상하는 동작에 관련한 것이다.

후술될 실시예들을 설명함에 있어서, 수신기의 I/Q 불균형을 추정하는 경우에는 상기 제1 수신 경로의 이득이 "1 "일 때 상기 제2 수신 경로의 이득이 () 이고, 상기 제1 수신 경로의 위상이 "0 "일 때 상기 제2 수신 경로의 위상이 () 인 것으로 수신기가 모델화된다. 반면에, 송신기의 I/Q 이득 불균형을 추정하는 경우에는 상기 제1 송신 경로의 이득이 "1 "일 때 상기 제2 송신 경로의 이득이 () 이고, 상기 제1 송신 경로의 위상이 "0 "일 때 상기 제2 송신 경로의 위상이 ( ) 인 것으로 송신기가 모델화된다. 또한, 송신기의 I/Q 위상 불균형을 추정하는 경우에도 상기 제1 송신 경로의 이득이 "1 "일 때 상기 제2 송신 경로의 이득이 () 이고, 상기 제1 송신 경로의 위상이 "0 "일 때 상기 제2 송신 경로의 위상이 () 인 것으로 송신기가 모델화된다.

실시예 1 : 수신기 I/Q 불균형의 추정 및 보상

(1.1) 발명의 구성 및 동작

도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따른 I/Q 불균형을 추정 및 보상하는 동작의 처리 흐름을 보여주는 도면으로, 수신기 I/Q 불균형을 추정 및 보상하는 동작의 처리 흐름을 보여주고 있다.

상기 도 3을 참조하면, 301단계에서는 I/Q 불균형을 추정 및 보상하기 위해 송수신기는 교정 모드(calibration mode)로 설정되고, 각 보상값들은 다음과 같이 초기화된다. 즉, =1, =0, =1, =0. 302단계에서 송신기는 수신 교정(RX calibration) 신호를 생성하여 송신한다. 이때 수신기 I/Q 불균형을 추정 및 보상하고자 할 때 송신기의 I/Q 불균형의 영향이 나타나지 않도록 동위상 성분의 송신 신호만을 생성하여 전송한다. 즉, 주파수 합성기(215)에서 생성되는 신호들중 "()" 성분(216,218)은 교정 모드(calibration mode)에서 생성되고, "()" 성분(217, 219)은 교정이 완료되고 정상적인 동작을 할 때 생성되도록 제어된다.

수신기 I/Q 불균형 추정 및 보상을 위해 송신기에서 생성되는 RX 교정 신호와 수신기에서 수신되는 RX 교정 신호는 각각 하기의 <수학식 9> 및 <수학식 10>과 같다.

상기 <수학식 10>의 신호가 <수학식 9>의 신호와 차이가 나는 것은 도 2의 송신기에서 출력되는 신호에 송수신 경로간 랜덤 위상 성분(225)이 더해져서 수신기에서 수신되기 때문이다. 여기서, 는 저주파 중간주파수(low IF frequency)로 I/Q 불균형의 추정을 위해 사용되는 주파수이다.

303단계에서는, 수신 신호들에 대해 믹서들(231,232)에 의해 하향 변환(down-conversion)이 수행되고, 저역통과필터들(238,239)에 의해 저역통과필터링이 수행되고, A/D 변환기들(240,241)에 의해 저역통과필터들(238,239)의 출력 아날로그 신호들이 디지털 신호들로 변환된다. 이때의 신호들이 하기의 <수학식 12>, <수학식 13>에 각각 나타낸 바와 같은 동위상성분의 기저대역 수신 신호 및 직각위상성분의 기저대역 수신신호이다. 하기의 <수학식 11>은 <수학식 12> 및 <수학식 13>에 나타낸 바와 같은 기저대역 수신신호의 합을 나타낸다.

상기 <수학식 12> 및 <수학식 13>에서, 는 송신 및 수신 경로(path)간의 랜덤 위상 성분을 나타내고, 은 수신기의 위상 불균형 성분을 나타내고, ()은 수신기의 이득 불균형 성분을 나타낸다.

304단계에서는 하기의 <수학식 14> 내지 <수학식 17>에 나타낸 바와 같이 중간 매개 변수들이 정의된다. 이에 대한 계산은 수신 디지털 신호 처리기(249)에서 수행된다. <수학식 14>는 제1 변수, <수학식 15>는 제2 변수, <수학식 16>은 제3 변수, <수학식 17>은 제4 변수를 나타낸다.

상기 <수학식 16> 및 <수학식 17>에서, 신호는 의 복소 공액(complex conjugate)을 나타낸다. 상기 <수학식 14> 내지 <수학식 17>에서 이중 주파수(double frequency) 성분은 의 몇 주기에 대해서 저역통과필터링이나 평균화(averaging)함으로써 제거 가능하다고 하면, 상기 <수학식 14> 내지 <수학식 17>은 하기의 <수학식 18> 내지 <수학식 21>과 같이 나타낼 수 있다. 즉, 상기 <수학식 14> 내지 <수학식 17>의 출력은 저역통과필터를 통과하여 이중 주파수 성분을 제거하거나 혹은 이중 주파수 성분을 제거하기 위해서 몇 주기에 대해서 평균하는 것도 가능하다는 의미이다.

305단계 및 306단계에서는 각각 RX 이득 불균형 성분 ( ) 와 RX 위상 불균형 성분 을 계산하는 동작들이 수행된다. 이 과정을 보다 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.

상기 <수학식 18>의 제1 변수와 <수학식 20>의 제3 변수를 더하면 하기의 <수학식 22>가 구해진다. 상기 <수학식 19>의 제2 변수와 <수학식 21>의 제4 변수를 더하면 하기의 <수학식 23>이 구해진다. 상기 <수학식 18>의 제1 변수로부터 <수학식 20>의 제3 변수를 빼면 하기의 <수학식 24>가 구해진다. 상기 <수학식 19>의 제2 변수로부터 <수학식 21>의 제4 변수를 빼면 하기의 <수학식 25>가 구해진다.

상기 <수학식 22>에 의해 구해지는 와 상기 <수학식 23>에 의해 구해지는 를 상기 <수학식 24>에 대입하면 하기의 <수학식 26>이 구해지고, 상기 <수학식 22>에 의해 구해지는 와 상기 <수학식 23>에 의해 구해지는 를 상기 <수학식 25>에 대입하면 하기의 <수학식 27>이 구해진다.

상기 <수학식 26> 및 <수학식 27>에 각각 제곱(squaring)을 취하고 각 식을 더하면 하기의 <수학식 28>이 구해진다.

상기 <수학식 28>로부터 하기의 <수학식 29>과 같은 RX 이득 불균형 성분 ()이 구해진다.

상기 <수학식 26>을 상기 <수학식 27>로 나누면 하기의 <수학식 30>이 구해진다.

상기 <수학식 30>으로부터 하기의 <수학식 31>이 구해지고, 이로부터 <수학식 32>가 구해진다. 즉, RX 위상 불균형 성분 이 구해진다.

지금까지 수신 I/Q 불균형을 추정하기 위해 RX 이득 불균형과 RX 위상 불균형을 구하는 305단계 및 306단계에 대한 구체적인 과정이 설명되었다.

다음에, 307단계에서는 상기 추정한 RX 이득 및 위상 성분을 이용하여 RX I/Q 불균형을 보상하기 위한 값들을 계산하는 과정이 수행된다. 하기의 <수학식 33> 및 <수학식 34>는 RX I/Q 불균형을 보상하기 위한 값들 (도 2의 242) 및 (244)을 나타낸다.

마지막으로, 308단계에서는 상기 구해진 보상값들을 실제로 적용하여 수신 신호에 대해 I/O 불균형을 보상하는 동작이 수행된다.

전술한 바와 같이, RX I/Q 불균형에 의한 신호의 왜곡을 추정하고 상기 <수학식 33> 및 <수학식 34>를 이용하여 수신 신호를 보상하면 RX I/Q 불균형의 영향이 제거될 수 있음은 보상된 직각위상 성분의 신호를 나타내는 하기의 <수학식 35>를 잘 보면 알 수 있을 것이다. RX I/Q 불균형에 대한 추정이 완료되고 보상값이 구해지면 308단계에서 상기 구해진 보상값을 이용하여 RX I/Q 불균형이 보상되고, 309단계에서 RX 교정 동작이 종료된다.

도 4는 RX I/Q 불균형 추정 및 보상 효과를 보여주는 도면으로, 도 4a 및 도 4b로 구성된다. 상기 도 4a는 RX I/Q 불균형이 존재하는 통신시스템에서 RX I/Q 불균형을 제거하지 않은 경우에 대한 성상(constellation)이고, 도 4b는 본 발명의 실시예에 따라 RX I/Q 불균형을 추정 및 보상한 후 구해지는 성상이다.

(1.2) 발명의 효과

본 발명의 실시예에서 제안하는 수신기 I/Q 불균형을 추정 및 보상하는 방법을 이용하면 불완전한 수신기 RF 특성으로 말미암아 야기되는 RX I/Q 불균형을 효과적으로 제거할 수 있고, 결과적으로 시스템의 데이터 복조 성능을 크게 향상시킬 수 있다는 이점이 있다.

실시예 2 : 송신기 I/Q 불균형 추정 및 보상

(2.1) 발명의 구성 및 동작

도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따른 I/Q 불균형을 추정 및 보상하는 동작의 처리 흐름을 보여주는 도면으로, 송신기의 I/Q 불균형을 추정 및 보상하는 동작의 처리 흐름을 보여주고 있다. 송신기 및 수신기 모두 I/Q 불균형이 존재하는 경우에는 먼저 수신기의 I/Q 불균형을 추정 및 보상한 후에 송신기의 I/Q 불균형을 추정 및 보상할 필요가 있다. 따라서 송신기의 I/Q 불균형을 추정 및 보상을 수행할 때에는 수신기의 I/Q 불균형이 없거나 보상되었다고 가정한다.

상기 도 5를 참조하면, 501단계에서는 TX I/Q 불균형을 추정 및 보상하기 위해 송수신기는 교정 모드(calibration mode)로 설정되고, 각 보상값들은 다음과 같이 초기화된다. 즉, , , 과 은 해당하는 값이 적용된다.

502단계에서 송신기는 송신 동위상 이득 교정(TX In-phase gain calibration) 신호를 생성하여 송신한다. 즉, 주파수 합성기(215)에서 생성되는 신호들중 "()" 성분 (216,218)은 교정 모드에서 생성되고, "()" 성분(217,219)은 교정이 완료되고 정상적인 동작을 할 때 생성되도록 제어된다.

또한, 송신기 I/Q 불균형 추정 및 보상을 위해 502단계에서 수신기는 TX 동위상 이득 교정 신호를 수신한다. 송신기에서 생성되는 TX 동위상 이득 교정 신호와 수신기에서 수신되는 TX 동위상 이득 교정 신호는 각각 하기의 <수학식 36> 및 <수학식 37>과 같다.

상기 <수학식 37>의 신호가 <수학식 36>의 신호와 차이가 나는 것은 도 2의 송신기에서 출력되는 신호에 송수신 경로간 랜덤 위상 성분(225)이 더해져서 수신기에서 수신되기 때문이다. 여기서, 는 저주파 중간주파수(low IF frequency)로 I/Q 불균형의 추정을 위해 사용되는 주파수이다.

503단계에서는, 수신 신호들에 대해 믹서들(231,232)에 의해 하향 변환(down-conversion)이 수행되고, 저역통과필터들(238,239)에 의해 저역통과필터링이 수행되고, A/D 변환기들(240,241)에 의해 저역통과필터들(238,239)의 출력 아날로그 신호들이 디지털 신호들로 변환된다. 이때의 신호들이 하기의 <수학식 39>, <수학식 40>에 각각 나타낸 바와 같은 동위상성분의 기저대역 수신 신호 및 직각위상성분의 기저대역 수신신호이다. 하기의 <수학식 38>은 <수학식 39> 및 <수학식 40>에 나타낸 바와 같은 기저대역 수신신호의 합을 나타낸다.

상기 <수학식 39> 및 <수학식 40>에서, 는 송신 및 수신 경로간의 랜덤 위상 성분을 나타낸다.

504단계에서는 하기의 <수학식 41> 및 <수학식 42>에 나타낸 바와 같이 중간 매개 변수들이 정의된다. 이에 대한 계산은 수신 디지털 신호 처리기(249)에서 수행되다. <수학식 41>은 제1 변수를 나타내고, <수학식 42>는 제2 변수를 나타낸다.

505단계에서 송신기는 송신 직각위상 이득 교정(TX Quadrature-phase gain calibration) 신호를 생성하여 송신한다. 또한, 송신기 I/Q 불균형 추정 및 보상을 위해 505단계에서 수신기는 TX 직각위상 이득 교정 신호를 수신한다. 송신기에서 생성되는 TX 직각위상 이득 교정 신호와 수신기에서 수신되는 TX 직각위상 이득 교정 신호는 각각 하기의 <수학식 43> 및 <수학식 44>와 같다.

상기 <수학식 43> 및 <수학식 44>에서, 는 송신 및 수신 경로간의 랜덤 위상 성분을 나타내고, 는 송신기의 위상 불균형 성분을 나타내고, () 는 송신기의 이득 불균형 성분을 나타낸다.

506단계에서는, 수신 신호들에 대해 믹서들(231,232)에 의해 하향 변환(down-conversion)이 수행되고, 저역통과필터들(238,239)에 의해 저역통과필터링이 수행되고, A/D 변환기들(240,241)에 의해 저역통과필터들(238,239)의 출력 아날로그 신호들이 디지털 신호들로 변환된다. 이때의 신호들이 하기의 <수학식 45>, <수학식 46>에 각각 나타낸 바와 같은 동위상성분의 기저대역 수신 신호 및 직각위상성분의 기저대역 수신신호이다.

507단계에서는 로 두고, 하기의 <수학식 47> 및 <수학식 48>에 나타낸 바와 같이 중간 매개 변수들이 정의된다. 이에 대한 계산은 수신 디지털 신호 처리기(249)에서 수행된다. <수학식 47>은 제3 변수를 나타내고, <수학식 48>은 제4 변수를 나타낸다.

508단계에서는 상기 <수학식 41>과 <수학식 42>, 그리고 <수학식 47>과 <수학식 48>을 이용하여 TX 이득 불균형 성분 ()가 구해진다.

509단계에서 송신기는 TX 위상 교정 신호를 송신하고, 수신기는 상기 송신된 TX 위상 교정 신호를 수신한다. 송신기에서 생성되는 TX 위상 교정 신호와 수신기에서 수신되는 TX 위상 교정 신호는 각각 하기의 <수학식 50> 및 <수학식 51>과 같다.

상기 <수학식 51>의 신호가 <수학식 50>의 신호와 차이가 나는 것은 도 2의 송신기에서 출력되는 신호에 송수신 경로간 랜덤 위상 성분(225)이 더해져서 수신기에서 수신되기 때문이다.

510단계에서는, 수신 신호들에 대해 믹서들(231,232)에 의해 하향 변환(down-conversion)이 수행되고, 저역통과필터들(238,239)에 의해 저역통과필터링이 수행되고, A/D 변환기들(240,241)에 의해 저역통과필터들(238,239)의 출력 아날로그 신호들이 디지털 신호들로 변환된다. 이때의 신호들이 하기의 <수학식 52>, <수학식 53>에 각각 나타낸 바와 같은 동위상성분의 기저대역 수신 신호 및 직각위상성분의 기저대역 수신신호이다.

511단계에서는 로 두고, 하기의 <수학식 54> 및 <수학식 55>에 나타낸 바와 같이 중간 매개 변수들이 정의된다. 이에 대한 계산은 수신 디지털 신호 처리기(249)에서 수행된다. <수학식 54>는 제1 변수를 나타내고, <수학식 55>은 제2 변수를 나타낸다.

상기 <수학식 54> 및 <수학식 55>에서, θ 및 A 는 RX I/Q 불균형 교정 과정을 통해 알 수 있는 값이다. 따라서 512단계에서는 TX 위상 불균형 성분 가 하기의 <수학식 56> 혹은 <수학식 57>을 이용하여 구해질 수 있다.

만약, 상기 <수학식 57>을 이용하는 경우 TX 위상 불균형 성분 는 하기의 <수학식 58>과 같이 계산된다.

지금까지 TX I/Q 불균형을 추정하기 위해 TX 이득 불균형과 TX 위상 불균형을 구하는 508단계 및 512단계에 대한 과정이 설명되었다.

다음에, 513단계에서는 상기 추정한 TX 이득 및 위상 성분을 이용하여 TX I/Q 불균형을 보상하기 위한 값들을 계산하는 과정이 수행된다. 하기의 <수학식 59> 및 <수학식 60>은 TX I/Q 불균형을 보상하기 위한 값들 (도 2의 207) 및 (204)를 나타낸다.

마지막으로, 514단계에서는 상기 구해진 보상값들을 실제로 적용하여 송신 신호에 대해 I/O 불균형을 보상하는 동작이 수행된다.

전술한 바와 같이, TX I/Q 불균형에 의한 신호의 왜곡을 추정하고 <수학식 59> 및 <수학식 60>을 이용하여 송신 신호를 보상하면 TX I/O 불균형의 영향이 제거될 수 있음은 영향을 제거할 수 있음은 보상된 송신 신호를 나타내는 하기의 <수학식 61>을 잘 보면 알 수 있을 것이다. TX I/Q 불균형에 대한 추정이 완료되고 보상값이 구해지면 514단계에서 상기 구해진 보상값을 이용하여 TX I/Q 불균형이 보상되고, 515단계에서는 TX 교정 동작이 종료된다.

도 6은 TX I/Q 불균형 추정 및 보상 효과를 보여주는 도면으로, 도 6a 및 도 6b로 구성된다. 상기 도 6a는 TX I/Q 불균형이 존재하는 통신시스템에서 TX I/Q 불균형을 제거하지 않은 경우에 대한 성상(constellation)이고, 도 6b는 본 발명의 실시예에 따라 TX I/Q 불균형을 추정 및 보상한 후 구해지는 성상이다.

(2.2) 발명의 효과

본 발명의 실시예에서 제안하는 송신기 I/Q 불균형을 추정 및 보상하는 방법을 이용하면 불완전한 송신기 RF 특성으로 말미암아 야기되는 TX I/Q 불균형을 효과적으로 제거할 수 있고, 결과적으로 시스템의 송신 성능을 크게 향상시킬 수 있다는 이점이 있다.

C. 제3 실시예

(3.1) 발명의 구성 및 동작

본 발명의 제3 실시예는 송수신기간의 주파수 및 위상 옵셋이 존재하는 경우 이 주파수 및 위상 옵셋을 제거하기 위해서 수신 신호의 어느 한 구간을 이용하여 그 구간에 대해 FLL(Frequency Locked Loop)및 PLL(위상 Locked Loop)을 반복해서 적용하는 방식으로 "고속 반복화 반송파 옵셋 추정 및 보상" 방식이다.

도 9는 본 발명에서 제안하는 "고속 반복화 반송파 옵셋 추정 및 보상" 방식의 동작 절차를 보인 것이다. 상기 도 9의 동작 절차는 도 7의 FLL과 도 8의 PLL을 사용하여 구동한다. 즉, 본 발명의 방식과 종래 기술을 비교하면 FLL과 PLL의 구조는 동일하나, 종래 기술에서는 FLL/PLL을 주어진 입력 수신신호를 수신신호의 속도로 한번 처리하는 것에 비해, 본 발명은 입력 수신신호의 일정 부분을 고속으로 반복하여 사용하여 FLL/PLL을 구동시키는 절차가 다르다.

상기 도 9에 도시된 처리 흐름은 송신 국부발진기를 구비하는 송신기와, 상기 송신 국부발진기에 대응하는 수신 국부발진기와 주파수동기루프(FLL)와 위상동기루프(PLL)를 구비하는 수신기를 포함하는 통신시스템에서, 상기 송신 국부발진기와 상기 수신 국부발진기 사이의 주파수 및 위상 옵셋을 제거하기 위하여 상기 주파수동기루프 및 상기 위상동기루프의 구동을 제어하는 방법의 흐름을 도시하고 있다.

상기 도 7을 참조하면, 상기 주파수동기루프(FLL)는 주파수 보상기(Frequency Compensator)(701)과, 주파수에러 검출기(Frequency Error Detector)(702)와, 루프 필터(loop filter)(703)와, 누적기(Accumulator)(704)와, 지연기(Delayer)(705)와, 수치제어발진기(Numerically Controlled Oscillator) (706)를 포함한다. 상기 주파수에러 검출기(702)는 입력되는 수신 신호에 대한 주파수 에러를 검출한다. 상기 루프 필터(703)는 상기 주파수에러 검출기(702)의 출력을 필터링한다. 상기 누적기(704)는 상기 루프 필터(703)의 출력을 누적한다. 상기 지연기(705)는 상기 누적기(704)의 출력을 지연시켜 출력한다. 상기 수치제어 발진기(706)는 상기 지연기(705)를 통한 상기 누적기(704)의 출력에 대응하는 신호를 주파수 보상신호로서 발진한다. 상기 주파수 보상기(701)는 상기 입력되는 수신 신호를 상기 주파수 보상신호에 따라 보상하여 주파수 옵셋이 보상된 신호를 상기 주파수에러 검출기(701)로 출력한다.

상기 도 8을 참조하면, 상기 위상동기루프(PLL)는 위상 보상기(Phase Compensator)(801)과, 위상에러 검출기(Phase Error Detector)(802)와, 루프 필터(803)와, 지연기(Delayer)(804)와, 수치제어발진기(Numerically Controlled Oscillator)(805)를 포함한다. 상기 위상에러 검출기(802)는 입력되는 수신 신호에 대한 위상 에러를 검출한다. 상기 루프 필터(803)는 상기 위상에러 검출기(802)의 출력을 필터링한다. 상기 지연기(804)는 상기 루프 필터(803)의 출력을 지연시켜 출력한다. 상기 수치제어발진기(805)는 상기 지연기(804)를 통한 상기 루프 필터(803)의 출력에 대응하는 신호를 위상 보상신호로서 발진한다. 상기 위상 보상기(801)는 입력되는 수신 신호를 상기 위상 보상신호에 따라 보상하여 위상 옵셋이 보상된 신호를 상기 위상에러 검출기(802)로 출력한다.

상기 도 9를 참조하면, 입력 신호는 수신기의 상관(correlation) 출력 값으로서 입력 신호의 개수는 임의로 정할 수 있으며, 여기서는 12개인 경우(901)에 대해 설명한다. 입력 신호 12개(901)중에서 앞부분의 8개(902)를 입력으로 하여 반복해서 FLL및 PLL을 고속으로 구동시키며, FLL 및 PLL을 고속으로 구동시키는 것은 구간의 12개(901) 중에서 뒷부분의 4개 구간(903)동안에 수행한다. 상기 도 9에서 FLL 및 PLL의 운용 방법을 상세히 설명하면 다음과 같다.

먼저 904단계에서는 AGC(Automatic Gain Control) 된 후의 초기 12심볼(901)중에서 초기 8심볼(902) 구간동안 초기 주파수 옵셋을 추정한다. 이때는 FLL에서 주파수에러검출기(FED: Frequency Error Detector)(702)만을 구동하여 초기 주파수 옵셋을 추정한다. 초기 주파수 옵셋을 추정하는 구간은 8심볼이 수신되는 구간동안 이루어지므로 904단계의 동작에 의한 지연은 없다. 상기 904단계에서 초기 주파수 옵셋을 추정한 후, 905단계에서는 추정된 주파수 옵셋의 FLL의 누적기(ACC: Accumulator)(704)의 초기값으로 설정하여 FLL을 획득(acquisition) 모드로 8심볼 구간(902)동안 구동시킨다. 905단계에서 FLL의 획득(accquisition)을 수행한 후에 906단계에서는 FLL을 8심볼구간(902)에 대해 추적(tracking) 모드로 다시 구동한다. 이때 주파수 옵셋이 보상된 신호(701)을 이용하여 공통 위상을 추정한다. (906)에서 FLL의 추적이 완료된 후 FLL의 ACC(704)의 값을 PLL의 루프필터(loop filter)(803)의 초기값으로 설정하고, 906단계에서 추정한 공통 위상을 PLL의 수치제어 발진기(NCO: Numerically Controlled Oscillator)(805)의 초기값으로 설정한 후 907단계에서 PLL을 획득 모드로 구동시킨다. 907단계에서 PLL의 획득을 완료한 후 908단계에서 8심볼 구간(902)과 4 심볼 구간(903)에서 PLL을 추적 모드로 구동한다. 여기서 904단계, 905단계, 906단계, 907단계, 908단계의 과정들은 여러 번 반복될 수 있다.

(3.2) 발명의 효과

본 발명에서는 PLL이나 FLL 루프에서 사용하는 수신 신호를 버퍼링(buffering)하고 버퍼링된 신호를 고속으로 반복적으로 처리하여 수렴 특성을 개선할 수 있는 반송파 옵셋 추정 및 보상을 위한 FLL과 PLL을 방법을 제안하였다. 제안하는 방법은 FLL과 PLL을 고속으로 수렴시킬 뿐 아니라 처리 지연도 없으므로 기존 방법에 비해 무선랜과 같은 프리앰블 구간이 짧아서 FLL 및 PLL이 안정화를 고속으로 요구하는 시스템에 더욱 효과적이며, 따라서 시스템 성능을 개선시킬 수 있다.

D. 제4 실시예

(4.1) 발명의 구성 및 동작

도 11은 본 발명의 고속 반복화 방식과 적응 알고리즘을 이용한 CIR 추정 방식의 구조를 보인 것이다. 상기 도 11의 기본적인 동작은 도 10과 같다. 그러나 IEEE802.11b에서와 같은 패킷이 짧고 더욱이 프리앰블이 짧은 시스템에서는 훈련 데이터의 양이 작으므로 도 10과 같은 적응 알고리즘 방식의 CIR 추정 방식은 적용이 어렵다. 따라서 본 발명에서는 이러한 경우에 유용한 도 11과 같은 구조를 제안한다.

상기 도 11을 참조하면, 일정한 레이트(rate)(속도 혹은 샘플링 속도)로 수신되는 수신신호(1101)는 버퍼(1117)에 저장된다. 이때 훈련을 위해 버퍼(1117)에 저장되는 수신신호의 개수는 적응 알고리즘 방식을 이용하여 CIR 계수를 훈련할 때 탭(tap) 길이를 고려하여 설정한다. CIR 탭(tap) 길이를 고려하여 설정된 수만큼의 수신신호가 버퍼(1117)에 입력되면 LMS나 RLS와 같은 적응 알고리즘 방식으로 CIR 계수를 훈련한다. 이때 버퍼(1117)에 저장된 수신 신호를 이용하여 훈련을 수행하는 속도는 수신신호(1101)가 입력되는 속도보다 빠르게 동작시킨다. 버퍼(1117)에 저장된 수신신호에 대해 적응 알고리즘의 훈련이 1회 완료되면, 제2회의 훈련을 위하여 버퍼(1117)에 저장된 동일한 수신신호에 대하여 적응 알고리즘의 훈련 과정을 반복하여 수행한다. 적응 알고리즘의 훈련 과정은 원하는 에러(error)로 수렴할 때까지 혹은 수신 패킷을 고려하여 정해진 횟수만큼 반복적으로 수행한다.

적응 알고리즘의 훈련 과정을 예를 들어 설명하면 다음과 같다. 수신신호를 11MHz sample/sec의 속도로 샘플링(sampling) 하였을 때 약 200 샘플 정도가 버퍼(1117)에 저장된다. 200 샘플이 버퍼(1117)에 저장되면 11MHz 보다 빠른 클럭(clock)을 이용하여 훈련을 수행한다. 예를 들어 11MHz 보다 4배 정도가 빠른 클럭을 이용하면 44MHz 클럭으로 버퍼(1117) 엑세스(access) 및 훈련을 수행하게 된다. 200 샘플에 대해 훈련이 1회 완료되면, 버퍼(1117)에 저장된 동일한 200 샘플에 대해서 제2회의 훈련을 수행한다. 동일한 방법으로 원하는 에러가 얻어질 때까지 혹은 정해진 훈련의 수만큼 반복한다.

도 12는 본 발명의 CIR 추정 방식을 이용하여 CIR을 추정한 결과를 보인 것이다. 상기 도 12에서 '동그라미' 신호선은 원래의 "통신채널 혹은 채널"을 나타낸 것이고, '네모' 신호선은 본 발명의 방식을 이용하여 추정한 "통신채널 혹은 채널"을 나타낸다. 본 발명의 방식이 잘 동작함을 알 수 있다.

(4.2) 발명의 효과

본 발명에서 제안한 고속 반복화 방식과 적응 알고리즘을 이용한 CIR 추정 방식을 이용하면 패킷이 짧거나 프리앰블이 짧은 패킷의 시스템에서도 CIR 계수 추정을 위한 훈련을 충분히 수행할 수 있다. 또한 새로운 시스템을 설계할 경우에는 훈련을 위한 패킷의 프리앰블 길이를 짧게 설계하고 본 발명의 방식을 이용하면 전체적인 패킷 설계를 효율적으로 할 수 있으므로 시스템의 처리율(throughput)의 성능을 높일 수 있다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같이 본 발명은 통신시스템의 송수신기의 성능을 개선하기 위하여 I/Q 불균형을 추정/보상하는 방식(제1 및 제2 실시예들), 반송파 옵셋을 추정/보상하는 방식(제3 실시예), CIR을 추정하는 방식(제4 실시예)을 제안한다. 이러한 본 발명의 제1 및 제2 실시예들은 불완전한 수신기 및 송신기의 RF 특성으로 말미암아 야기되는 RX I/Q 불균형 및 TX I/Q 불균형을 효과적으로 제거할 수 있다. 이에 따라 결과적으로 시스템의 데이터 복조 성능 및 송신 성능을 크게 향상시킬 수 있다는 이점이 있다. 이러한 본 발명의 제3 실시예는 종래의 방식에 비해 고속으로 반송파 옵셋을 추정하고 보상할 수 있는 이점이 있다. 이러한 본 발명의 제4 실시예는 고속 반복화 처리 기법을 이용하여 동일한 훈련 데이터를 고속 및 반복화 처리하여 성능 좋은 등화 계수 추출을 가능하게 하는 이점이 있다.

도 1은 종래기술에 따라 무선 통신시스템의 송수신기 성능을 개선하기 위한 송수신 신호 불균형 추정 및 보상 장치의 구성을 보여주는 도면.

도 2는 본 발명의 실시예에 따라 무선 통신시스템의 송수신기 성능을 개선하기 위한 신호 불균형 추정 및 보상 장치의 구성을 보여주는 도면.

도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따른 신호 불균형 추정 및 보상 동작의 처리 흐름을 보여주는 도면.

도 4a 및 도 4b는 본 발명의 제1 실시예에 따른 신호 불균형 추정 및 보상 동작에 의한 영향을 보여주는 도면.

도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따른 신호 불균형 추정 및 보상 동작의 처리 흐름을 보여주는 도면.

도 6a 및 도 6b는 본 발명의 제2 실시예에 따른 신호 불균형 추정 및 보상 동작에 의한 영향을 보여주는 도면.

도 7은 본 발명의 실시예에 따라 무선 통신시스템의 송수신기 성능을 개선하기 위한 반송파 옵셋 추정 및 보상 동작을 위한 주파수동기루프(FLL)의 구성을 보여주는 도면.

도 8은 본 발명의 실시예에 따라 무선 통신시스템의 송수신기 성능을 개선하기 위한 반송파 옵셋 추정 및 보상 동작을 위한 위상동기루프(PLL)의 구성을 보여주는 도면.

도 9는 본 발명의 실시예에 따라 무선 통신시스템의 송수신기 성능을 개선하기 위한 반송파 옵셋 추정 및 보상 동작의 처리 흐름을 보여주는 도면.

도 10은 종래기술에 따른 채널임펄스응답(CIR) 추정 장치의 구성을 보여주는 도면.

도 11은 본 발명의 실시예에 따라 무선 통신시스템의 송수신기 성능을 개선하기 위한 채널임펄스응답(CIR) 추정 장치의 구성을 보여주는 도면.

도 12는 본 발명의 실시예에 따라 채널임펄스응답(CIR)을 추정한 결과를 보여주는 도면.

Claims (17)

1. 송신을 위한 디지털 신호를 미리 설정된 반송파 주파수의 제1 반송파 및 상기 제1 반송파와 90도 위상 차이를 가지는 제2 반송파로 각각 처리하여 동위상성분 송신 신호 및 직각위상성분 송신 신호를 각각 출력하는 제1 송신 경로 및 제2 송신 경로를 포함하고, 상기 동위상성분 송신 신호 및 상기 직각위상성분 송신 신호를 가산하여 아날로그 신호로서 송신하는 송신기와; 상기 송신기로부터의 아날로그 신호를 상기 제1 반송파 및 상기 제2 반송파로 각각 처리하여 동위상성분 수신 신호 및 직각위상성분 수신 신호를 각각 출력하는 제1 수신 경로 및 제2 수신 경로를 포함하는 수신기로 구성되는 통신시스템에서; 상기 동위상성분 수신 신호와 상기 직각위상성분 수신 신호간의 불균형을 추정하기 위한 방법에 있어서:

   상기 제1 수신 경로의 이득이 "1 "일 때 상기 제2 수신 경로의 이득이 ( ) 이고, 상기 제1 수신 경로의 위상이 "0 "일 때 상기 제2 수신 경로의 위상이 () 인 것으로 상기 수신기를 모델화하는 과정과;

   상기 송신기에서 상기 디지털 신호를 상기 반송파 주파수()와 미리 설정된 중간주파수()의 합에 의해 정해지는 주파수의 제3 반송파에 의해 처리하여 교정신호로서 상기 제1 송신 경로를 통해 송신하는 과정과;

   상기 모델화된 수신기에서 상기 송신기로부터의 교정신호를 수신하고, 상기 제1 수신 경로 및 상기 제2 수신 경로상에서 상기 수신된 교정신호를 각각 처리함에 의해 구해지는 동위상성분 수신 교정 신호와 직각위상성분 수신 교정 신호를 표현하고, 상기 표현된 동위상성분 수신 교정 신호와 상기 표현된 직각위상성분 수신 교정 신호의 합에 의해 수신 교정 신호를 표현하는 과정과;

   상기 표현된 수신 교정신호의 실수 성분과 허수 성분을 각각 제1 변수() 및 제2 변수()로 정의하고, 상기 표현된 수신 교정신호에 대한 복소 공액의 실수 성분과 허수 성분을 각각 제3 변수() 및 제4 변수()로 정의하는 과정과;

   상기 정의된 변수들을 하기의 수학식들에 각각 적용함에 의해 수신 이득 불균형 추정값 ()과 수신 위상 불균형 추정값 ()을 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
2. 제1항에 있어서, 상기 제1 변수 및 상기 제2 변수는, 각각 상기 표현된 수신 교정신호()에 를 승산한 결과값의 실수 성분 및 허수 성분임을 특징으로 하는 상기 방법.
3. 제1항에 있어서, 상기 제3 변수 및 상기 제4 변수는, 각각 상기 표현된 수신 교정신호()에 대한 복소 공액()에 를 승산한 결과값의 실수 성분 및 허수 성분임을 특징으로 하는 상기 방법.
4. 제1항에 있어서, 상기 수신기에서 상기 송신기로부터 수신되는 신호를 상기 제2 수신 경로상에서 상기 계산된 수신 이득 불균형 추정값과 상기 수신 위상 불균형 추정값으로 보상하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
5. 송신을 위한 디지털 신호를 미리 설정된 반송파 주파수의 제1 반송파 및 상기 제1 반송파와 90도 위상 차이를 가지는 제2 반송파로 각각 처리하여 동위상성분 송신 신호 및 직각위상성분 송신 신호를 각각 출력하는 제1 송신 경로 및 제2 송신 경로를 포함하고, 상기 동위상성분 송신 신호 및 상기 직각위상성분 송신 신호를 가산하여 아날로그 신호로서 송신하는 송신기와; 상기 송신기로부터의 아날로그 신호를 상기 제1 반송파 및 상기 제2 반송파로 각각 처리하여 동위상성분 수신 신호 및 직각위상성분 수신 신호를 각각 출력하는 제1 수신 경로 및 제2 수신 경로를 포함하는 수신기로 구성되는 통신시스템에서; 상기 동위상성분 송신 신호와 상기 직각위상성분 송신 신호간의 이득의 불균형을 추정하기 위한 방법에 있어서:

   상기 제1 송신 경로의 이득이 "1 "일 때 상기 제2 송신 경로의 이득이 () 이고, 상기 제1 송신 경로의 위상이 "0 "일 때 상기 제2 송신 경로의 위상이 () 인 것으로 상기 송신기를 모델화하는 과정과;

   상기 모델화된 송신기에서 상기 디지털 신호를 상기 반송파 주파수()와 미리 설정된 중간주파수()의 합에 의해 정해지는 주파수의 제3 반송파에 의해 처리하여 제1 이득 교정신호로서 상기 제1 송신 경로를 통해 송신하는 과정과;

   상기 수신기에서 상기 송신기로부터의 상기 제1 이득 교정신호를 수신하고, 상기 제1 수신 경로 및 상기 제2 수신 경로상에서 상기 수신된 제1 이득 교정신호를 각각 처리함에 의해 구해지는 제1 동위상성분 수신 교정 신호와 제1 직각위상성분 수신 교정 신호를 표현하고, 상기 표현된 제1 동위상성분 수신 교정 신호와 상기 표현된 제1 직각위상성분 수신 교정 신호의 합에 의해 제1 수신 교정 신호를 표현하는 과정과;

   상기 표현된 제1 수신 교정신호에 대한 복소 공액의 실수 성분과 허수 성분을 각각 제1 변수() 및 제2 변수()로 정의하는 과정과;

   상기 모델화된 송신기에서 상기 디지털 신호를 상기 반송파 주파수( )와 상기 중간주파수()의 합과, 상기 제2 송신 경로의 이득 ()와, 상기 제2 송신 경로의 위상 ()가 고려되어 정해지는 주파수의 제4 반송파에 의해 처리하여 제2 이득 교정신호로서 상기 제2 송신 경로를 통해 송신하는 과정과;

   상기 수신기에서 상기 송신기로부터의 상기 제2 이득 교정신호를 수신하고, 상기 제1 수신 경로 및 상기 제2 수신 경로상에서 상기 수신된 제2 이득 교정신호를 각각 처리함에 의해 구해지는 제2 동위상성분 수신 교정 신호와 제2 직각위상성분 수신 교정 신호를 표현하고, 상기 표현된 제2 동위상성분 수신 교정 신호와 상기 표현된 제2 직각위상성분 수신 교정 신호의 합에 의해 제2 수신 교정 신호를 표현하는 과정과;

   상기 표현된 제2 수신 교정신호에 대한 복소 공액의 실수 성분과 허수 성분을 각각 제3 변수() 및 제4 변수()로 정의하는 과정과,

   상기 정의된 변수들을 하기의 수학식에 적용함에 의해 송신 이득 불균형 추정값 ()을 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
6. 제5항에 있어서, 상기 제1 변수 및 상기 제2 변수는, 각각 상기 표현된 제1 수신 교정신호()에 대한 복소 공액()에 를 승산한 결과값의 실수 성분 및 허수 성분임을 특징으로 하는 상기 방법.
7. 제5항에 있어서, 상기 제3 변수 및 상기 제4 변수는, 각각 상기 표현된 제2 수신 교정신호()에 대한 복소 공액()에 를 승산한 결과값의 실수 성분 및 허수 성분임을 특징으로 하는 상기 방법.
8. 제5항에 있어서, 상기 송신기에서 상기 제2 송신 경로를 통해 송신되는 신호를 상기 계산된 수신 이득 불균형 추정값으로 보상하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
9. 송신을 위한 디지털 신호를 미리 설정된 반송파 주파수의 제1 반송파 및 상기 제1 반송파와 90도 위상 차이를 가지는 제2 반송파로 각각 처리하여 동위상성분 송신 신호 및 직각위상성분 송신 신호를 각각 출력하는 제1 송신 경로 및 제2 송신 경로를 포함하고, 상기 동위상성분 송신 신호 및 상기 직각위상성분 송신 신호를 가산하여 아날로그 신호로서 송신하는 송신기와; 상기 송신기로부터의 아날로그 신호를 상기 제1 반송파 및 상기 제2 반송파로 각각 처리하여 동위상성분 수신 신호 및 직각위상성분 수신 신호를 각각 출력하는 제1 수신 경로 및 제2 수신 경로를 포함하는 수신기로 구성되는 통신시스템에서; 상기 동위상성분 송신 신호와 상기 직각위상성분 송신 신호간의 위상의 불균형을 추정하기 위한 방법에 있어서:

   상기 제1 송신 경로의 이득이 "1 "일 때 상기 제2 송신 경로의 이득이 () 이고, 상기 제1 송신 경로의 위상이 "0 "일 때 상기 제2 송신 경로의 위상이 () 인 것으로 상기 송신기를 모델화하는 과정과;

   상기 모델화된 송신기에서 상기 디지털 신호를 상기 반송파 주파수()와 미리 설정된 중간주파수()의 합에 의해 정해지는 주파수의 제3 반송파에 의해 처리하여 상기 제1 송신 경로상의 제1 위상 교정신호를 생성하고, 또한 상기 반송파 주파수()와, 상기 중간주파수()의 합과, 상기 제2 송신 경로의 이득 ()와, 상기 제2 송신 경로의 위상 ()가 고려되어 정해지는 주파수의 제4 반송파에 의해 처리하여 상기 제2 송신 경로상의 제2 위상 교정신호를 생성하고, 상기 제1 위상 교정신호와 상기 제2 위상 교정신호를 가산하여 가산된 위상 교정신호를 송신하는 과정과;

   상기 수신기에서 상기 송신기로부터의 상기 위상 교정신호를 수신하고, 상기 제1 수신 경로 및 상기 제2 수신 경로상에서 상기 수신된 위상 교정신호를 각각 처리함에 의해 구해지는 동위상성분 수신 교정 신호와 직각위상성분 수신 교정 신호를 표현하고, 상기 표현된 동위상성분 수신 교정 신호와 상기 표현된 직각위상성분 수신 교정 신호의 합에 의해 수신 교정 신호를 표현하는 과정과;

   상기 표현된 수신 교정신호에 대한 복소 공액의 실수 성분과 허수 성분을 각각 제1 변수() 및 제2 변수()로 정의하는 과정과,

   상기 정의된 변수들을 하기의 수학식에 적용함에 의해 송신 위상 불균형 추정값 ()를 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
10. 제9항에 있어서, 상기 제1 변수 및 상기 제2 변수는, 각각 상기 표현된 제1 수신 교정신호()에 대한 복소 공액()에 를 승산한 결과값의 실수 성분 및 허수 성분임을 특징으로 하는 상기 방법.
11. 제9항에 있어서, 상기 송신기에서 상기 제2 송신 경로를 통해 송신되는 신호를 상기 계산된 수신 위상 불균형 추정값으로 보상하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
12. 송신 국부발진기를 구비하는 송신기와, 상기 송신 국부발진기에 대응하는 수신 국부발진기와 주파수동기루프(FLL)와 위상동기루프(PLL)를 구비하는 수신기를 포함하고, 상기 주파수동기루프는, 제1 입력 신호에 대한 주파수 에러를 검출하는 주파수에러 검출기와, 상기 주파수에러 검출기의 출력을 필터링하는 제1 루프 필터와, 상기 제1 루프 필터의 출력을 누적하는 누적기와, 상기 누적기의 출력에 대응하는 신호를 주파수 보상신호로서 발진하는 제1 발진기와, 상기 제1 입력 신호를 상기 주파수 보상신호에 따라 보상하여 주파수 옵셋이 보상된 신호를 상기 주파수에러 검출기로 출력하는 주파수 보상기로 구성되고, 상기 위상동기루프(PLL)는, 제2 입력 신호에 대한 위상 에러를 검출하는 위상에러 검출기와, 상기 위상에러 검출기의 출력을 필터링하는 제2 루프 필터와, 상기 제2 루프 필터의 출력에 대응하는 신호를 위상 보상신호로서 발진하는 제2 발진기와, 상기 제2 입력 신호를 상기 위상 보상신호에 따라 보상하여 위상 옵셋이 보상된 신호를 상기 위상에러 검출기로 출력하는 위상 보상기로 구성되는 통신시스템에서, 상기 송신 국부발진기와 상기 수신 국부발진기 사이의 주파수 및 위상 옵셋을 제거하기 위하여 상기 주파수동기루프 및 상기 위상동기루프의 구동을 제어하는 방법에 있어서,

    미리 설정된 시간 구간 단위로 입력되는 수신 신호에 대해 상기 설정된 시간 구간보다 작은 제1 구간에서 초기 주파수 옵셋을 추정하는 과정과,

    상기 제1 구간에서 상기 추정된 초기 주파수 옵셋을 상기 누적기의 초기값으로 설정하고 상기 주파수동기루프를 획득 모드로 구동시키는 과정과,

    상기 제1 구간에서 상기 주파수동기루프를 획득 모드로 구동시키는 과정을 입력되는 신호의 속도보다 빠른 클럭을 이용하여 반복적으로 수행하는 과정과,

    상기 제1 구간에서 상기 주파수동기루프를 추적 모드로 구동시키는 과정과,

    상기 제1 구간에서 상기 주파수동기루프를 추적 모드로 구동시키는 과정을 입력되는 신호의 속도보다 빠른 클럭을 이용하여 반복적으로 수행하는 과정과,

    상기 제1 구간에서 상기 주파수동기루프가 상기 추적 모드로 구동이 완료되었을 때 상기 누적기의 초기값을 상기 제2 루프 필터의 초기값으로 제공하고 상기 주파수 보상기에 의해 보상된 신호로부터 추정되는 위상 옵셋을 상기 제2 발진기의 초기값으로 제공한 후 상기 위상동기루프를 획득 모드로 구동시키는 과정과,

    상기 제1 구간에서 상기 위상동기루프를 획득 모드로 구동시키는 과정을 입력되는 신호의 속도보다 빠른 클럭을 이용하여 반복적으로 수행하는 과정과,

    상기 제1 구간에서 상기 위상동기루프를 추적 모드로 구동시키는 과정과,

    상기 제1 구간에서 상기 위상동기루프를 추적 모드로 구동시키는 과정을 입력되는 신호의 속도보다 빠른 클럭을 이용하여 반복적으로 수행하는 과정과,

    상기 제1 구간 및 상기 설정된 시간 구간중 상기 제1 구간 이외의 제2 구간에서 상기 위상동기루프를 추적 모드로 구동시키는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
13. 송신 국부발진기를 구비하는 송신기와, 상기 송신 국부발진기에 대응하는 수신 국부발진기와 주파수동기루프(FLL)를 구비하는 수신기를 포함하고, 상기 주파수동기루프는, 입력 신호에 대한 주파수 에러를 검출하는 주파수에러 검출기와, 상기 주파수에러 검출기의 출력을 필터링하는 루프 필터와, 상기 루프 필터의 출력을 누적하는 누적기와, 상기 누적기의 출력에 대응하는 신호를 주파수 보상신호로서 발진하는 발진기와, 상기 입력 신호를 상기 주파수 보상신호에 따라 보상하여 주파수 옵셋이 보상된 신호를 상기 주파수에러 검출기로 출력하는 주파수 보상기로 구성되는 통신시스템에서, 상기 송신 국부발진기와 상기 수신 국부발진기 사이의 주파수 옵셋을 제거하기 위하여 상기 주파수동기루프의 구동을 제어하는 방법에 있어서,

    미리 설정된 시간 구간 단위로 입력되는 수신 신호에 대해 상기 설정된 시간 구간보다 작은 제1 구간에서 초기 주파수 옵셋을 추정하는 과정과,

    상기 제1 구간에서 상기 추정된 초기 주파수 옵셋을 상기 누적기의 초기값으로 설정하고 상기 주파수동기루프를 획득 모드로 구동시키는 과정과,

    상기 제1 구간에서 상기 주파수동기루프를 획득 모드로 구동시키는 과정을 입력되는 신호의 속도보다 빠른 클럭을 이용하여 반복적으로 수행하는 과정과,

    상기 제1 구간에서 상기 주파수동기루프를 추적 모드로 구동시키는 과정과,

    상기 제1 구간에서 상기 주파수동기루프를 추적 모드로 구동시키는 과정을 입력되는 신호의 속도보다 빠른 클럭을 이용하여 반복적으로 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
14. 송신 국부발진기를 구비하는 송신기와, 상기 송신 국부발진기에 대응하는 수신 국부발진기와 위상동기루프(PLL)를 구비하는 수신기를 포함하고, 상기 위상동기루프(PLL)는, 입력 신호에 대한 위상 에러를 검출하는 위상에러 검출기와, 상기 위상에러 검출기의 출력을 필터링하는 루프 필터와, 상기 루프 필터의 출력에 대응하는 신호를 위상 보상신호로서 발진하는 발진기와, 상기 입력 신호를 상기 위상 보상신호에 따라 보상하여 위상 옵셋이 보상된 신호를 상기 위상에러 검출기로 출력하는 위상 보상기로 구성되는 통신시스템에서, 상기 송신 국부발진기와 상기 수신 국부발진기 사이의 위상 옵셋을 제거하기 위하여 상기 위상동기루프의 구동을 제어하는 방법에 있어서,

    미리 설정된 시간 구간 단위로 입력되는 수신 신호에 대해 상기 설정된 시간 구간보다 작은 제1 구간에서 상기 위상동기루프를 획득 모드로 구동시키는 과정과,

    상기 제1 구간에서 상기 위상동기루프를 획득 모드로 구동시키는 과정을 입력되는 신호의 속도보다 빠른 클럭을 이용하여 반복적으로 수행하는 과정과,

    상기 제1 구간에서 상기 위상동기루프를 추적 모드로 구동시키는 과정과,

    상기 제1 구간에서 상기 위상동기루프를 추적 모드로 구동시키는 과정을 입력되는 신호의 속도보다 빠른 클럭을 이용하여 반복적으로 수행하는 과정과,

    상기 제1 구간 및 상기 설정된 시간 구간중 상기 제1 구간 이외의 제2 구간에서 상기 위상동기루프를 추적 모드로 구동시키는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
15. 송신기와, 수신기와, 통신채널로 이루어지는 통신시스템에서, 상기 통신채널의 채널임펄스응답(CIR)을 추정하기 위한 방법에 있어서,

    수신되는 신호 열을 제1 속도로 버퍼에 저장하는 과정과,

    미리 주어진 훈련데이터 열로부터 미리 설정된 샘플들로 이루어지는 신호 열을 생성하는 과정과,

    상기 생성된 신호 열의 각 샘플들과 미리 주어지는 CIR 계수들을 각각 곱하고 그 곱셈 결과들을 가산하는 과정과,

    상기 버퍼에 저장된 신호 열을 상기 제1 속도보다 높은 제2 속도로 엑세스하여 상기 가산 결과와 가산하고 그 가산 결과를 오차 신호로서 생성하는 과정과,

    상기 오차 신호를 이용하여 상기 CIR 계수들을 업데이트하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
16. 제15항에 있어서, 상기 과정들은 상기 오차 신호가 미리 설정된 값 이하로 될 때까지 수행되는 것을 특징으로 하는 상기 방법.
17. 제15항에 있어서, 상기 과정들은 미리 설정된 시간 동안 수행됨을 특징으로 하는 상기 방법.