TWI524706B - 具有同相正交信號失衡估測及校正技術的無線通信接收器 - Google Patents

具有同相正交信號失衡估測及校正技術的無線通信接收器 Download PDF

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TWI524706B
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Description

具有同相正交信號失衡估測及校正技術的無線通信接收器
本發明係關於無線通信系統，特別係關於根據被處理信號特徵之資訊，以用於改善同相正交信號失衡現象之估測及校正準確度的技術。
在一無線信號接收器當中，類比數位轉換器通常使用低的取樣率。因此，所接收的射頻信號必須先進混頻器降頻後才能進行後續處理。在符合全球移動通信系統(GSM,Global System for Mobile communication)規格的接收器內，正交信號會被降頻為中頻信號，該中頻信號通常可以是零中頻(ZIF)信號或是超低中頻(VLIF)信號。
理論上來說，正交混頻會對鏡像頻段(image band)造成無限地衰減。然而，在現實的案例中，同相與正交信號總是會有些失衡(imbalance)的現象。其原因可能來自於局部震盪器(LO)所提供的信號在震幅與相位之間的不匹配，或者是由於溫度變化以及元器件老化等。同相正交信號的失衡現象會導致不必要的鏡像頻段信號或鏡像信號，以至於所需信號與造成干擾的鏡像頻段信號混和在一起。
當使用超低中頻信號時，來自鄰近載波的信號可以產生非常強的干擾鏡像頻段信號，其強度可以比所需信號強50-100分貝之多。請參見 「在低中頻接收器裡用於處理同相正交信號失衡的先進數位信號處理器」。(Valkama,M；Renfors,M.；“Advanced DSP for I/Q imbalance compensation in a low-IF receiver”,IEEE International Conference on Communications,2000.ICC 2000)然而，使用非零中頻信號的好處之一，在於可以減少閃爍雜訊(flicker noise or 1/f noise)的影響。為了避免會強烈干擾之鏡像頻段信號所導致的問題，接收器需要在同相正交信號線路之間有非常緊密的平衡，或者是使用某種同相正交信號的失衡估算及校正的機制。更進一步來說，在無線信號接收器當中的數位基頻信號處理過程中，實作同相正交信號的失衡估算及校正的機制，比起在類比信號階段處理的解決方案，在消耗功率及使用晶片面積方面較為有利。
某些低中頻信號接收器使用適應性的方法作為同相正交信號的失衡估算及校正的機制，可以參考下列的論文：「在低中頻接收器裡用於處理同相正交信號失衡的先進數位信號處理器」(Valkama,M；Renfors,M.；“Advanced DSP for I/Q imbalance compensation in a low-IF receiver”,IEEE International Conference on Communications,2000.ICC 2000)與「在90奈米CMOS製程的低中頻信號接收器中使用適應性去關聯法以補償同相正交信號的不匹配」(Elahi.I.；Muhammad,K.；Balsara P.T.；“I/Q mismatch compensation using adaptive de-correlation in a low-IF receiver in 90-nm CMOS process”,IEEE Journal of Solid-State Circuits,Feb.2006)。一個較不複雜的解決方案則可見「包含可選頻率元件的非理想類比接收器之同相正交失衡補償」(Mailand,M.；Richter,R.；and Jentschel,H.J.“IQ-imbalance and its compensation for non-ideal analog receivers comprising frequency-selective components”,Adv.Radio Sci.,2006)。
這些已經存在的解決方法並沒有利用被處理信號特徵之資訊來改善同相正交信號失衡現象之估測及校正準確度。再者，根據本發明所提供的較佳實施例，同相正交信號失衡估計與同相正交信號失衡校正各自獨立進行，這種作法不僅僅提高性能表現，還可以減少實作的複雜度。
本發明提供在無線通信接收器內的同相正交信號失衡估測與校正的新方法。這些新技術裡用已傳送信號與已接收信號的特徵資訊，以達到比現有技術更好的校正性能。在本發明中所描述的方法也比先前的解決方法具有實作上的優勢。
根據本發明，接收器計算複數個度量，供特徵化已接收信號的複數個特性。這些度量至少是根據同相正交取樣信號的一區塊進行計算，接著被提供給一處理模組。該處理模組使用這些數值來設定一同相正交信號失衡校正模組，該同相正交信號失衡校正模組在已接收信號被提取傳送資訊之前，對該已接收信號進行校正。該同相正交信號失衡校正模組通常被設定為對同相正交取樣信號的至少一區塊進行校正。
在本發明的一實施例中，被提供給該處理模組的複數個度量包含已接收信號內同相正交信號的功率以及其互相關值。在本發明的更一實施例當中，接收器也計算同相正交取樣信號的直流電偏移。
該處理模組所計算的同相正交信號失衡校正模組之組態值可能是單一複數形式的等化器權重。在計算同相正交信號失衡校正模組之組態值時，該處理模組也可以推導出同相正交信號相位與增益失衡的代表 值。
該處理模組可以使用已接收信號的多個取樣區塊之特性所對應的複數個度量，用於改善所計算之校正組態值的正確性。本發明提供幾種方法，用於結合多個取樣區塊所對應的複數個度量。
該處理模組也可以利用已傳送信號特徵的先驗知識，用於推算同相正交信號失衡校正模組之組態值。可以用已傳送信號之同相信號的功率與正交信號的功率以及其互相關來表示上述先驗知識。
接收器所所知之同相正交信號增益與相位失衡範圍的知識，也可以被該處理模組用來改善同相正交信號失衡校正程序的正確性。
接收器可以設計成，同相正交信號失衡校正模組所校正的同相正交信號的取樣區塊不同於同相正交信號失衡估測模組所估測的同相正交信號的取樣區塊。比方說，同相正交信號失衡估測模組所估測的同相正交信號取樣可以源自一測試信號，該測試信號之特徵已經為該接收器所知，且所推導出來的校正組態值可以用於來自另一不同且未知信號的同相正交信號取樣上。
根據本發明之一個面向，可以在產生度量以特徵化該以接收信號時，對已接收信號進行信號調節(conditioning)的技術。在本發明的一實施例中，上述的信號調節包含對已接收信號上適用一視窗化信號。在另一實施例中，雖然不對已接收信號適用該視窗化信號，但在計算關於該已接收信號特徵之複數個度量時，將視窗化信號的影響包含在內。在本發明的更一實施例當中，適用於已接收信號的信號調節技術是以一數位濾波的形式進行。信號調節的組態值可用於應付接收器處理時的預期缺陷，例如頻 率偏移等。上述信號調節的組態值可以根據如頻率偏移等的已接收信號之特徵而變化。
根據本發明的另一個面向，可以控制已傳送信號的特徵以便符合改善同相正交信號失衡估測的某些設計門檻。在本發明的一實施例中，同時考慮到已傳送信號的頻譜以及用於同相正交信號失衡估測的取樣數量，以便最小化某一成本函數，其表示同相正交信號失衡估測誤差。
110‧‧‧天線
120‧‧‧射頻信號前端
130‧‧‧傳接器
131‧‧‧混頻器
132‧‧‧混頻器
133‧‧‧局部震盪器
134‧‧‧低通濾波器
140‧‧‧數位基頻處理模組
141‧‧‧類比數位轉換器
142‧‧‧數位濾波器
143‧‧‧同相正交信號處理電路
144‧‧‧數位信號處理模組
510‧‧‧數位前端模組
520‧‧‧同相正交信號失衡估測模組
530‧‧‧同相正交信號失衡校正模組
540‧‧‧測試信號產生器
550‧‧‧直流電偏移移除電路
810‧‧‧同相信號功率估測模組
815‧‧‧同相信號權重功率估測模組
820‧‧‧正交信號功率估測模組
825‧‧‧正交信號權重功率估測模組
830‧‧‧同相正交信號關聯估測模組
835‧‧‧同相正交信號權重關聯估測模組
840‧‧‧同相信號直流電偏移估測模組
850‧‧‧正交信號直流電偏移估測模組
860‧‧‧同相信號直流電權重估測模組
870‧‧‧正交信號直流電權重估測模組
900‧‧‧數位濾波器
第一圖為一無線信號接收器的一簡化方塊示意圖。
第二圖顯示第二個鄰近干擾源出現時對同相正交信號失衡所造成的影響。
第三圖為第三代移動通信合作計畫(3GPP)技術標準TS45.005第二鄰近頻道性能所要求的鏡像抑制比(IRR,image reiection ratio)之一示意圖。
第四圖顯示不同的同相正交信號振幅與相位失衡值所對應的鏡像抑制比。
第五圖為具有同相正交信號失衡估測及校正功能之數位前端的數位基頻處理模組之一簡化方塊示意圖。
第六圖為同相正交信號失衡校正模組之一簡化方塊示意圖。
第七圖為同相正交信號失衡估測模組之一簡化方塊示意圖。
第八圖為不特別移除直流電偏移的具有同相正交信號失衡估測及校正功能之數位基頻處理模組之一簡化方塊示意圖。
第九圖為不特別移除直流電偏移的同相正交信號失衡估測模組之一簡化方塊示意圖。
第十圖顯示在固定頻率誤差的情況下使用視窗化技術所導致的鏡像抑制改 善狀況。
第十一圖顯示具有視窗化技術的同相正交信號失衡估測模組之一簡化方塊示意圖。
第十二圖顯示具有濾波功能的同相正交信號失衡估測模組之一簡化方塊示意圖。
第十三圖顯示一帶通濾波器對同相正交信號失衡估測模組之信號頻譜的影響。
第十四圖顯示通過在同相正交信號失衡估測模組之前使用信號調節技術所造成校正後鏡像抑制的情況。
本發明所提供之實施例提供利用被處理信號特徵之資訊來改善一無線信號接收器之同相正交信號失衡現象的估算及校正準確度。透過信號調節、視窗化，以及利用已接收信號或已傳送信號的統計資料，這些技術可被用來提高現有解決方案中鏡像抑制的性能。本發明提供了一些用於改善同相正交信號失衡現象的估算及校正準確度之技術，包含不同模式的同相正交信號失衡現象的估算及同相正交信號失衡現象的校正。上述的處理過程多在數位基頻信號處理階段內進行，以增進晶片面積與功率的使用效率。
第一圖顯示一超低中頻(VLIF)接收器的一簡化方塊示意圖。由天線110所接收的信號被輸入到射頻信號前端120的濾波與放大電路內。所接收的信號接著被提供到傳接器電路130。所接收的信號與局部震盪器133的輸出信號被輸出到兩個混頻器131與132，用於將正交信號降頻為獨 立的同相信號與正交信號。被降頻的信號接著通過低通濾波器134以增進接收器的選擇性並且被提供到數位基頻處理模組140。
這些信號被輸入到類比數位轉換器141，經由數位濾波器142後，再送到同相正交信號處理電路143。數位基頻處理模組140還包含數位信號處理模組144。
在一低中頻接收器的架構內，同相信號與正交信號的相位及振幅的失衡會產生鏡像信號，其可能嚴重干擾到所需信號。對於全球移動通信系統/通用封包無線服務(GPRS)/增強型通用封包無線服務(EGPRS)系統而言，上述的問題相當地嚴重，因為其接收器需要能夠在有強烈的鄰近頻道干擾的情況下還能夠正確地操作。這個問題將描述如下：由天線110所接收的信號可以由下列方程式(1)的數學模型加以描述： 其中w c 表示角載波頻率。
信號u(t)可以包含所需的信號以及干擾信號，其可以如下列方程式所描述： 其中w(t)表示所需的基頻信號，i(t)表示以基頻形式存在的干擾信號，而w i 為干擾信號相對於所需信號的角度頻率。一般來說，信號u(t)也會包含雜訊部分。
所以上述表示接收信號的數學模型可以重新寫成：
局部震盪器的輸出信號可以下列數學模型表示：x Lo (t)=cos(w Lo t)+j×g×sin(w Lo t+θ) 方程式(4)其中w Lo 表示局部震盪器輸出信號的角度頻率，g表示同相正交信號增益的不匹配，θ表示同相正交信號相位的不匹配。如果同相正交信號之間沒有不匹配時，g=1且θ=0。
局部震盪器的輸出信號可以改寫為：
鏡像抑制比(Image Rejection Ration,IRR)可以表示為： 鏡像抑制比的單位是分貝，其代表著在混頻過程中，在頻譜上對鏡像信號所施予的衰減。
經過混頻之後，所接收的信號可以表示為：
假設w IF 表示中頻信號，且w Lo =w IF -w c ，並且忽略會被低通濾波器濾掉的高頻信號，所接收的信號可以進一步表示為：
在上述方程式(8)等號右邊的前一項表示所需信號與干擾信號的總和，而後一項則表示鏡像信號。
上述方程式(8)中所表示的接收信號之數學模型能夠加以展開，以便特別凸顯出所需信號以及其干擾信號的個別貢獻： 上述方程式(9)等號右邊的第一項表示欲被取出的所需信號。第二項則表示鄰近頻道信號所造成的干擾。第三項與第四項分別是所需信號的鏡像信號部分與鄰近頻道信號的鏡像信號部分。
第二圖所示為所接收信號在降頻至140kHz的中頻信號時的頻譜，圖上出現所需信號、所需信號的鏡像信號、鄰近頻道信號、以及鄰近頻道信號的鏡像信號。由此可見，當鄰近頻道信號的強度高於所需信號時，從同相正交信號失衡所導致的鏡像信號將嚴重地干擾到欲被回復的信號。
鏡像信號對所需信號產生的干擾程度不僅僅和鏡像信號的強度相關(其受到鏡像抑制比的影響)，而且還與超低中頻的頻率相關。在第二圖所示的例子當中，超低中頻落於140kHz而鄰近信號距離超低中頻約400kHz。在這種情況下，所需信號與干擾鏡像信號的頻率差距等於260kHz-140kHz=120kHz。如果超低中頻信號為120kHz時，則其頻率差距將增加到280kHz-120kHz=160kHz。因此，對於相同的鏡像信號強度而言，對欲求信號所造成的干擾對於落在120kHz的超低中頻信號要小於落在140kHz的超低中頻信號。
第三圖繪示第三代移動通信合作計畫(3GPP)技術標準TS45.005中，針對120kHz與140kHz的超低中頻，對第二鄰近頻道表現的鏡 像抑制比之規範的示意圖。可以從圖上看出，針對140kHz的超低中頻信號，鏡像抑制比只要超過42分貝就能夠符合技術標準的規範。當120kHz之超低中頻信號的鏡像抑制比為40分貝時，距離技術標準的要求還有四分貝的餘裕。比較這兩個超低中頻信號可知，將超低中頻信號的頻率由140kHz降低到120kHz可以在達到一定性能要求的同時，減少超過六分貝的鏡像抑制比。
因此，對於具有固定鏡像抑制比的接收器而言，如果只考慮到同相正交信號失衡現象時，當超低中頻信號的頻率降低時，可以增加回復所需信號的可靠度。然而，在超低中頻信號的頻率降低時，如閃爍雜訊之類的其他效應，會變得更加顯著。因此，期望將超低中頻信號的頻率盡可能地提高，代之以確保同相正交信號之間非常準確的匹配，或是進行同相正交信號失衡估測與校正以移除該失衡。
第四圖表示於不同之同相正交信號的振幅與相位失衡情況下的鏡像抑制比之示意圖。由此可見，當兩者具有1.0度相位失衡時，儘管具有完美的振幅匹配，但還是無法達到42分貝的鏡像抑制比。當兩者具有0.5度相位失衡時，振幅失衡要小於0.06分貝才能符合42分貝鏡像抑制比的要求。本領域的普通技術人員可以輕易地理解到，要讓傳接器130達到這麼嚴苛的同相正交信號匹配條件是非常具有挑戰性的目標。因此，一般更希望接收器能夠估測並校正同相正交信號的失衡現象，而以下的篇幅係用於提供此種技術。
第五圖顯示在數位基頻信號階段針對同相正交信號進行估測與校正的一簡化方塊示意圖。和第一圖相同，所接收的信號經由射頻前端120與傳接器130之後進入數位基頻處理模組140。所接收信號內的同相信 號與正交信號分別被接入類比數位轉換器141與數位濾波器142。其輸出信號會被輸入到數位前端模組510。任何由傳接器130所產生而且未被消除的直流電偏移(DC offset)，會被直流電偏移移除電路550進一步移除。在使用超低中頻的接收器內，上述的直流電偏移移除電路550可以用帶拒濾波器(notch filter)，其頻率響應的位置係與超低中頻的頻率一致。其輸出的數位信號會輸入同相正交信號失衡估測模組520，其用於根據所接收訊號的一些量化資訊(度量)來產生增益與相位失衡的估測值。數位信號處理模組144使用上述的度量來估測增益與相位失衡，並且計算同相正交信號失衡的校正權重。上述之數位信號處理模組144也可以使用已傳送信號的先驗(a-priori)資訊來改善同相正交信號失衡的校正。
當數位信號處理模組144計算出同相正交信號失衡的校正權重，同相正交信號失衡校正模組530將對已接收信號進行相應的校正。第六圖為同相正交信號失衡校正模組的一簡化方塊示意圖。由於同相正交信號失衡的估測過程與校正過程是完全獨立的，所以可以使用根據另一信號所計算出的校正權重值來校正此已接收信號。這代表著不需要任何緩衝器來儲存此已接收信號，也可以增進同相正交信號失衡的估測與校正之準確度。
假設同相正交信號失衡並不與頻率相關，則同相正交信號失衡校正模組530可根據下列方程式進行校正：z(t)=y(t)+α×y *(t) 方程式(10)其中z(t)表示經過同相正交信號失衡校正後的信號。
經過失衡校正後的信號也可以表示為：
將等化器抽頭(equalizer tap)設為最佳值αopt可供抵銷因為同相正交信號失衡所產生的鏡像信號：
使用最佳等化器權重值之後，經過失衡校正後的信號可以等效於：
此外，也可以在等化器抽頭值內包含增益值的倒數。當使用上述的縮放(scaling)用在等化器參數時，經過失衡校正後的信號可以表示為：
可以從上述兩個方程式中看到，假如預先知道K1與K2係數，則可以完美地校正同相正交信號的失衡現象。由於這兩個度量的值只和同相正交信號的增益失衡g與相位失衡θ有關，如果無線接收器能夠產生這兩個參數的估計值，就有可能校正同相正交信號的失衡現象。本領域的普通技術人員可以輕易地理解到，在一個實際裝置內，不可能完美地估測出同相正交信號的增益及相位失衡程度。同相正交信號失衡校正的準確度直接和估測值的準確度相關。
如上所述，由同相正交信號失衡校正模組530所進行的校正是利用時間連續表示的不同信號。應該可以理解到，上述的表示方法僅用 於清楚地說明本發明。同相正交信號失衡的估測與校正程序的實作方法，是在已接收信號經過取樣之後進行，因此會是在不同時間的信號上操作。
現在要解決的議題是如何估測理想的等化器權重值，或是估測同相正交信號的增益與相位失衡參數的權重。本發明實施例所用的方法是透過自相關(auto-correlation)與互相關(cross-correlation)的估測來推導出同相正交信號的失衡程度。在此方法中，已接收信號y(t)的實數部分可以下列方程式表示：
同樣地，已接收信號y(t)的虛數部分可以下列方程式表示：
可以從上述方程式看出，如果沒有同相正交信號的不匹配，同相信號與正交信號的平均功率將會相同。因此，可以利用此特性來估測同相正交信號的失衡程度。首先，定義以下的方程式：A=E(|Im(y(t))|2) B=E(|Re(y(t))|2) C=E(Re(y(t))Im(y(t))) 方程式(17)其中，上述的期望值E(□)是透過不同的取樣獲得的。
上述的多個度量可以由同相正交信號失衡的函數來表示如下：A=g 2×γ B=γ C=gγ sin θ 方程式(18)其中，γ表示已接收信號在實數與虛數部分的功率，這兩部分的功率被假定 是相同的：
可以運用上述的方程式來提供同相正交信號失衡的一種估測方法：
上述的兩個方程式可以用來推導同相正交信號失衡的參數值。利用這些參數值，就能計算出校正需要的等化器權重。
第七圖所示為同相正交信號失衡估測模組520使用上述方程式之一實施例的一方塊示意圖。可以從圖中看到，模組520內所實作的估測過程使用已接收信號的取樣版本y(n)。同相信號功率估測模組810依照下列方程式產生度量B的一估測值： 其中，N表示在估測過程中所使用的已接收信號取樣的數量。正交信號功率估測模組820依照下列方程式產生度量A的一估測值： 最後，同相正交信號關聯估測模組830計算同相信號與正交信號之間的互相關程度：
上述的三個度量將被提供到數位信號處理模組144，以便推導出將被應用在同相正交信號失衡校正模組530的等化器權重。根據本發 明，同相正交信號失衡的估測與校正通常會於取樣的某區塊上。可以從上述定義A,B,C三個度量的方程式中看到，是在具有N個取樣的區塊上計算這些度量。比方說，這一個具有N個取樣的區塊可以是根據第三代移動通信合作計畫技術標準TS45.002中的「無線電路徑上的多工及多重存取」(Multiplexing and multiple access on the radio path)一節中，關於全球移動通信系統無線電信號之一個叢發(burst)的取樣。然而，本發明之應用並不限定於上述的技術規格以及其後將要說明的各實施例。
另外很重要的是，於同相正交信號失衡校正模組530中被校正的取樣集合，不需要是進行同相正交信號失衡估測的同一個取樣集合。和在先前技術中各參考文獻所使用的方法不一樣，同相正交信號失衡估測模組520與同相正交信號失衡校正模組530可以完全獨立進行作業。此種作法帶來許多好處，包含了降低實作成本，提高估測與校正的性能，還增進了同相正交信號失衡估測與校正程序的設計彈性。
由於同相正交信號失衡的估測與校正可以在不同取樣集合上操作，因此在同相正交信號處理電路143之前的數位基頻處理模組140可以避免暫存已接收信號。在一個適用於全球移動通信系統/通用封包無線服務/增強型通用封包無線服務系統的實施例中，可以利用第n個叢發信號的取樣來估測同相正交信號失衡的程度，並且將其推導出的校正參數應用到第n+1個叢發信號的取樣上。雖然在上述實施例中有延遲的效應，但通常都不會影響到校正的性能，而且可以避免儲存第n個叢發信號的取樣，據此可以減少數位基頻處理模組140所需的記憶體數量。
也可能利用同相正交信號失衡估測模組520與同相正交信號 失衡校正模組530的獨立性來改善性能。比方說，數位信號處理模組144可以在將校正參數採納至同相正交信號失衡校正模組530之前，先合併多個叢發信號的處理結果。數位前端模組510所提供的A,B,C度量可被數位信號處理模組144於多個取樣區塊上加以平均或分別進行累積。這些平均後的度量可以被用來推導出用於數位前端模組510中的等化器增益之估計值。在另一實施例中，也可以從每一個具有N個取樣的區塊中推導出一個等化器增益值，再將這些對應到多個區塊的多個等化器增益值進行平均，然後送入數位前端模組510。在更一實施例中，先針對每一個區塊的K1與K2進行估測，數位信號處理模組144再將多個區塊的多個K1與K2進行平均。平均過後的K1與K2進行可以用來計算進同相正交信號失衡校正模組530所需的等化器權重。
上述合併多個取樣區塊之度量的程序，可以再被用來改善每一取樣區塊所對應估測值的準確性。可以針對每一個被同相正交信號失衡估測模組520所處理的包含N個取樣之區塊建立一個品質標尺，例如信噪比。然後使用多個區塊所對應的品質指標來決定如何結合多個取樣區塊的相關數值。例如，當某些取樣區塊的品質指標值低於某一門檻值時，就不將這些取樣區塊的估測值累積起來。在另一實施例中，還可以根據品質指標的數值給定對應取樣區塊的權重，以便產生一個加權平均值。
在數位信號處理模組144處理A,B,C度量以推導出等化器權重時，還可以使用更多性能改善的技術。一般而言，無線信號接收器往往都知道同相正交信號的增益g與相位失衡θ的可能範圍。因此，數位信號處理模組144可能移除掉超出此先驗範圍的估測值。在另一實施例中，可以 產生同相正交信號的增益與相位失衡估測值的變異值，其可用於決定該取樣批次的估測值是否可以應用在同相正交信號失衡校正模組530的校正。本領域的普通技術人員可以理解到上述的作法不同於參考文獻中同相正交信號失衡估測與校正的閉迴路關係，比方說如前述的「在90奈米CMOS製程的低中頻信號接收器中使用適應性去關聯法以補償同相正交信號的不匹配」(Elahi.I.；Muhammad,K.；Balsara P.T.；“I/Q mismatch compensation using adaptive de-correlation in a low-IF receiver in 90-nm CMOS process”,IEEE Journal of Solid-State Circuits,Feb.2006)。
由於同相正交信號失衡估測模組520與同相正交信號失衡校正模組530可以在不同的取樣集合上操作，可以針對無需由同相正交信號失衡校正模組530進行校正的取樣集合，利用同相正交信號失衡估測模組520進行估測。反之，也有可能令同相正交信號失衡校正模組530進行校正，而無須由同相正交信號失衡估測模組520進行估測。
舉例來說，有可能在某一校準(calibration)階段中使用無需由同相正交處理電路143接收與處理的取樣信號進行同相正交信號失衡的估測。可以在多種情況下進行此一校準程序。比方說，可以在手機製造完成後進行上述的校準程序，得出的同相正交信號失衡的估計值與相關的校正值可以儲存在數位信號處理模組144內供後續使用。在此一實施例中，電子裝置的整個運作過程都採用固定的同相正交信號失衡的校正值。
在另一實施例中，可以在每一次接收資料前進行上述的校準程序。校準程序可以在接收任何資料前，由傳接器130內的測試信號產生器540產生一測試信號。同相正交信號失衡估測模組520會在接收任何資料 前，對該測試信號進行估測，以便由數位信號處理模組144計算出將要用於所接收信號的校正值。上述的做法可以得到非常準確的估測值，但需要以額外的功率消耗作為代價。比方說，傳接器130就需要在接收資料之餘的時間開啟電路並消耗功率。
在更一實施例中，定期的更新並不根據測試信號的取樣進行，但可以如先前所述一般，而是透過同相正交信號處理電路143來對同相正交信號的取樣區塊進行處理。
本領域的普通技術人員可以輕鬆地理解到，可以使用許多方式來結合同相正交信號失衡的估測與校正。比方說，可以使用一個初始化校準程序來推導出一初始化同相正交信號失衡的校正值，並且在較不常接收信號的時間窗內更新上述的初始校正值。上述的接收信號時間窗可以相應於接收一測試信號的時段或是由同相正交信號處理電路143處理信號的時段。在另一實施例中，可以監控同相正交信號失衡校正程序的品質，當品質低於預期時，才更新校正值。可以直接由所接收信號進行估測，或是由間接的量測推導出同相正交信號失衡校正程序的品質。例如，可以預期當手機溫度變化時，會導致同相正交信號失衡校正的結果變差。因此，可以監控溫度，以便決定何時要更新同相正交信號失衡的校正值。
先前段落討論的估測方法之前提，是假定所接收信號y(t)的任何直流電偏移(直流偏壓)可以完全被直流電偏移移除電路550消除。在另一實施例中，如第八圖所示，可以避免掉對直流電偏移的估測與消除。以下的段落將介紹改良過後的估測方法。
在具有直流電偏移的情況下，方程式(15)與方程式(16)的所 接收信號之實數與虛數部分可以表示如下： 其中，E{Re(y(t))}和E{Im(y(t))}為所接收信號y(t)的同相信號與正交信號之直流電偏移。
為了處理已接收信號的直流電偏移，需要根據第九圖的方式改進同相正交信號失衡估測模組520。以先前相同的方式計算A,B，和C度量。同相正交信號失衡估測模組520也需要產生同相信號與正交信號之直流電偏移的估測值。同相信號直流電偏移估測模組840可以根據下列方程式產生對同相信號的直流電偏移之估測值：
同樣地，正交信號直流電偏移估測模組850可以根據下列方程式產生對正交信號的直流電偏移之估測值：
同相正交信號的增益與相位失衡可以用下列關於A,B,C,D,E度量的方程式加以表示：
因此，可以利用數位信號處理模組144根據以下關於A,B,C,D,E度量的計算來估測出同相正交信號的增益與相位失衡：
本發明的以上段落描述了當提供包含D與E的度量時，數位信號處理模組144可以進一步處理同相正交信號失衡估測模組520所提供的度量。
先前對方程式(15)作了許多假定，以便推導出同相正交信號失衡的估測值。接下來，將對上述的假定與估測的收斂性之影響進行分析。了解同相正交信號失衡估測的收斂性質，將可以推導出改善其估測準確性的技術。
可以將沒有同相正交信號失衡現象的已接收信號的數學模型稱為v(t)，其可以用下列方程式表示：
在方程式(18)中，關於A,B,C度量與同相正交信號之增益與相位失衡的關係僅只是近似關係。其確切版本可以表示為：A=g 2 γ I sin2 θ+g 2 γ Q cos2 θ+2g 2 β sin θ cos θ B=γ I C=gγ I sin θ+g β cos θ 方程式(34)
其中，差異值γ I 、γ Q 、β可以定義為：
在先前的討論中，是利用以下的假定來推導出同相正交信號的失衡：γ I =γ Q β=0 方程式(36)
接收器是在發生同相正交信號失衡之後才對已接收信號y(t)進行取樣，因此現在將使用不同時間的(或稱時間離散的)不同信號進行討論。由於使用不同區塊的取樣信號進行同相正交信號失衡的估測，而估測是針對已接收信號的N個取樣進行。因此，同相正交信號失衡估測的收斂速度和下列兩個度量收斂至零的速度有關：
時間離散的信號v(k)可以透過以下頻域的表示法：
此表示方法可以用來計算有關於度量與之平方的以下方程式：
因此，可以使用下列方程式計算這兩個度量的差：
使用上述的方程式，可以表示度量的收斂程度如下：
同樣地，可以推導出以下方程式：
以上的兩個方程式顯示，在一般情況下，當N趨近於無限大的時候，都未必能保證與β度量會趨近於零。所以，在已接收信號不包含任何噪訊，以及對大量取樣區塊進行估測的情況下，都還可能得到差的同相正交信號失衡的估測值。
為了描述或特徵化同相正交信號失衡估測方法的收斂性質，可以定義以下的度量以便提供關於同相正交信號失衡估測方法之前提假定的一誤差指標：
從上述的幾個方程式，顯然地可以得到以下方程式：
接著，可以定義以下兩個向量：
根據柯西-施瓦茲(Cauchy-Schwarz)不等式，可以得知：
據此，可以推導出誤差指標ε的上限：
此外，上述的方程式在以下條件成立時，會變成等式： 從這兩個向量V與的定義來看，α值的唯二可能是1和-1。
因此，誤差指標ε<=1，而且當下列情況發生時，誤差將會是最大：V k =V N-k 或V k =-V N-k ，其中 方程式(50)
這等於是說，當同相正交信號失衡前的信號純粹是實數部分或純粹是虛數部分的時候，估測誤差將會是最大值。這個結果並不令人意外，因為估測方法是基於這樣的假定：當同相正交信號平衡時的實數部分 與虛數部分的平方是相同的。
以上的分析顯示，同相正交信號失衡估測的準確度可以利用已傳送信號(同相正交信號失衡前的信號)的頻譜特性加以描述或特徵化。有許多種方法可以採用此一資訊來增進同相正交信號失衡的估測與校正。首先，可以利用此資訊來設計測試信號，以便得出正確的估測值。在此類實施例當中，由於接收器不可能控制已傳送信號的頻譜特性，接收器只能利用已傳送信號的頻譜特性之先驗資訊來改善同相正交信號失衡的估測正確性。接收器也可能在進行同相正交信號失衡的估測之前，先處理已接收信號，如修改其頻譜特性，進而改善同相正交信號失衡的估測正確性。上述做法的實施方式之一，例如對已接收信號進行濾波，使得同相正交信號失衡估測的誤差指標值降低或最小化。在另類實施例中，可以使用信號調節階段(signal conditioning stage)來協助在已接收信號的同相正交信號取樣上調節一視窗函數(window function)。將在以下篇幅詳述使用不同方法的不同實施例。
從性能分析中發現，當與β度量為零時，估測誤差會是最小值。因此，可以選擇一個能滿足這兩個條件的已傳送信號，來改善同相正交信號失衡估測之正確性。這種做法往往應用在可以進行離線校準的實施例上。
從方程式(48)中可以進一步將上述時域條件表示為，沒有同相正交信號失衡的信號在頻域特性上的等效限制：
選擇滿足上述限制之已傳送信號的一種解決方案是使用一 種純調(pure tone)信號，並且確保估測週期相應於此一測試信號的數個週期。然而，應該理解到使用純調信號並不是滿足確切估測條件的唯一解決方案。例如，可以找出任一組施用於同相與正交信號的正交(orthogonal)的序列以達到上述的要求。估測週期需要對應到正交序列的一些取樣。例如，利用一組阿達瑪(Hadamard)序列調變信號有可能達到改善同相正交信號失衡估測的正確性之目標。可用來訓練同相正交信號失衡校準程序的另一類型信號是哈爾小波(Harr wavelet)的集合。因此，有可能通過仔細地選擇估測程序的已傳送資料，大幅度地改善同相正交信號失衡的收斂特性。
根據本發明一實施例，用於同相正交信號失衡估測的信號是由無線接收器內的傳接器130中之測試信號產生器540內部產生。測試信號是根據上述原理之一產生的。比方說，測試信號產生模組540可以用於產生一載波信號，其頻率取決於用於失衡估測的同相正交信號的取樣個數，其又對應於載波信號周期的一整數倍。然而，在實作上，上述的載波測試信號通常會遭遇到某種先驗形式的未知頻率/相位誤差，而降低了同相正交信號失衡估測的性能。頻率誤差的來源可能是固定的，或是隨著時間而改變。
透過對於度量的理解，可以了解到上述頻率誤差對於測試信號的影響效應。在沒有任何頻率誤差和噪訊的情況下，上述的度量將等於零，且可以預期這樣的測試信號能夠讓同相正交信號失衡估測的結果非常正確。然而，測試信號的任何頻率誤差將導致頻譜洩漏(spectral leakage)，而這將令上述度量的值升高。如同方程式(44)所示，度量值的升高將增加同相正交信號失衡估測的誤差。
然而，可以透過使用視窗化技術來減少同相正交信號失衡估 測的正確性誤差。此類技術可以透過將同相正交信號的取樣y(n)乘以一時域視窗w(n)的取樣。視窗資料為任意的，且可以從幾個已知的視窗化技術形式中選出，如哈密(Hamming)與哈寧(Hanning)。
第十圖描畫出在使用了視窗化技術後，同相正交信號失衡校正所導致的鏡像抑制(IR)的改善。同相正交信號失衡的估測是採用一載波信號的測試信號進行，該載波信號的頻率是所估測的同相正交信號取樣區塊之整數倍。該圖比較了具有載波信號頻率偏移時，採用視窗化技術與不採用視窗化技術時所達成的鏡像抑制效果。可以見到當頻率偏移時，同相正交信號失衡的估測與校正性能降低，進而減少鏡像抑制。然而，也還可以觀察到使用視窗化技術之後的鏡像抑制顯然要高於沒使用視窗化技術的鏡像抑制。對一個2kHz的頻率偏移而言，當使用視窗化技術時，可以達到稍低於80分貝的鏡像抑制效果。如果沒有使用視窗化技術，鏡像抑制大約在45分貝左右。因此，可以看到使用視窗化技術能將鏡像抑制大幅度地提高超過35分貝。
可以將視窗函數應用到已接收的同相正交信號取樣來實作上述的視窗化技術。然而，此種實作方式需要在視窗化及同相正交信號失衡估測之前，先移除已接收信號當中的直流電偏移，而使用視窗化函數也會修改已接收信號的直流電部分。如前所述，這將導致不想要的暫存。在視窗化技術的另一實施例當中，當同相正交信號失衡估測模組520計算要提供到數位信號處理模組144的不同度量時，採用視窗函數所造成的效果，但卻不修改已接收信號的同相正交信號的取樣。
第十一圖顯示某一具備視窗化技術之同相正交信號失衡估 測模組520的實施例，其不需要在同相正交信號失衡估測的校正之前先暫存已接收信號。模組815、825、與835分別是修改過後的模組810、820、與830，其各自在A,B,C度量的運算中加入了視窗化技術。這些模組依照下列三個方程式進行計算：
其中，w(n),n {0,1,...N-1}表示視窗函數的取樣。
同相信號直流電權重估測模組860與正交信號直流電權重估測模組870更分別計算兩個F與G度量如下：
D與E度量的計算和先前的算法相同。
同相正交信號於增益和相位失衡的程度可以由這些度量相關的一組方程式計算如下：g 2×γ=A+D 2 W 2-2DF 方程式(57)
γ=B+E 2 W 2-2EG 方程式(58)
g×γ×sin(θ)=C+DEW 2-EF-DG 方程式(59)
其中，W 2表示視窗函數的平方，而此值為接收器先驗已知的：
數位信號處理模組144可以接著根據同相正交信號失衡估測 模組520所計算出的A,B,C,D,E,F,G度量，估測出同相正交信號增益與相位失衡程度如下：
上述關於使用視窗化技術進行同相正交信號失衡估測的方式，可以適用於缺乏直流電偏移移除電路530的接收器。當在同相正交信號失衡估測進行直流電偏移移除動作時，可以分別由模組815、825、與835所提供的A,B,C度量直接估測增益與相位的失衡程度如下：
本領域的普通技術人員可以輕易理解到在段落【0057】、【0058】、與【0059】中用於改善同相正交信號估測性能的不同方法，也可以在視窗化技術實施時使用。
在段落【0098】中已經說明，可以藉由控制已傳送信號的性質來改善同相正交信號失衡之估測與校正的正確性，例如將方程式(48)中定義的錯誤條件最小化。然而，甚至當無法達成此一條件時，也可以在知道已傳送信號的統計資料的情況下，改善同相正交信號失衡之估測的正確性。先前的估測程序依賴與的兩個假定。然而，需要注意的是，當、、與度量為已知，無須上述的假定，也可以解出方程式(34)： 其中，G I 與G Q 可以定義如下： G I =g cos θ G Q =g sin θ 方程式(66)
當數位信號處理模組144擁有關於已傳送信號的統計資料，特別是以度量、、形式表示的統計資料時，可以在估測同相正交信號之增益與相位失衡時，將此統計資訊與同相正交信號失衡估測模組520所提供的資訊結合。在沒有直流電偏移的情況下，可以根據下列方程式估測G I 與G Q 如下：
一旦G I 與G Q 被推導出來，可以簡單地產生同相正交信號失衡的估測值如下：
上述的方程式組顯示可以利用已傳送信號之統計資料的先驗知識來增進同相正交信號失衡估測的正確性。接收器可能具有已傳送信號之統計資料的先驗知識。在另類的實施例中，傳送器可以將此統計資料傳送給接收器。
在段落【0098】當中已經描述了，在已接收信號上使用視窗化技術可以改善同相正交信號失衡的估測性能。上述的改善不限於使用視窗化技術，而可以透過多個不同的信號調節技術來達成。比方說，可以在已接收信號上使用一低通濾波器作為另一種信號調節的方式。
第十二圖顯示了同相正交信號失衡估測模組520在已接收信 號被數位信號處理模組144用於產生不同的度量之前先進行濾波，以用於估測增益及相位失衡的示意圖。如前所述，不同的度量A,B,C,D,E分別由模組810,820,830,840與850產生。在輸入到各個模組之前，數位濾波器900先對已接收信號y(n)進行濾波。
第十三圖與第十四圖描繪了在失衡估測前對已接收信號進行濾波，以獲得同相正交信號失衡所估測的增益值。第十三圖顯示一實施例，具有帶通濾波器(band-pass filter)的數位濾波器900對已接收信號進行濾波。第十四圖描繪了濾波和非濾波所對應的鏡像抑制比。可以見到在測試的範例中，當估測單一區塊的同相正交信號取樣時，使用濾波器可以將鏡像抑制比從32分貝提高到50分貝。也可以見到此增益基本上和用於同相正交信號失衡估測之平均值的數量無關。
可以使用許多不同方式來設計數位濾波器900。然而，需要注意的是，形成對稱頻率響應的轉換(transformation)的設計較為合適。當轉換滿足對稱頻率響應的條件時，可以證明對已接收信號進行數位濾波的範例可以在某一形式上等同於對已傳送信號進行濾波。如前所述，當方程式(48)所定義的錯誤信號減少時，同相正交信號失衡估測的準確率將會提高。因此，設計數位濾波器900的目的之一，在於最小化以下的度量： 其中，H m m {0,...,N-1}用來表示或特徵化數位濾波器900的頻率響應。
由於上述的轉換必須具有一對稱頻率響應，所以更需要符合以下的限制：
因此，數位濾波器900設計的條件可以表示為： 其中，G m 表示數位濾波器900的頻率響應的平方，也就是G m =|V m |2。
根據方程式(72)的設計條件，有許多不同的方式可以用來設計數位濾波器900。比方說，可以通過模擬來設計這樣的濾波器。另外，可以使用拉格蘭茲乘法(Lagrange multiplier)來解上述的方程式。當使用此種方法時，數位濾波器的頻率響應可以等同如下：
其中，c是一個設計常數，可以自由地加以設定。而數值X與Y為向量，其定義包含下列數值：X m =V m V N-m 方程式(74)
Y m =|V m |2 方程式(75)
根據方程式(73)來設計數位濾波器需要了解已傳送信號的頻率響應。在利用一測試信號來進行同相正交信號失衡估測時，接收器可能得悉此項資訊。
然而，當接收器使用同相正交信號處理電路143來回復信號時，接收器通常無法得悉上述的資訊。在此情況下，仍可使用段落【0117】與【0118】所描述的方式，比方說，將平均值取代已傳送信號的頻率響應值。
接收器也可能儲存多組數位濾波器900的設定值，然後根據對已接收信號的量測值來選擇一種最佳的設定值用於同相正交信號失衡的 估測。比方說，接收器可以偵測是否有強烈的鄰近頻道信號以便選擇使用哪一種設定值。
基本上，只要能夠使得度量的值減少，任何具有真實係數與一頻率響應的數位濾波器，都可以用來改善同相正交信號失衡估測的準確性。
雖然本發明提供了許多關於裝置、系統、與方法的實施例，但這些實施例都不應該用於限定本發明。由於許多修改和結構上的變化都不會偏離權利要求中的裝置、系統、與方法，因此也落在權利要求與其等同的範圍。因此，權利要求的範圍需要以最寬的形式解讀，而與以下的權利要求所描述的裝置、系統、與方法的範圍相符。
110‧‧‧天線
120‧‧‧射頻信號前端
130‧‧‧傳接器
140‧‧‧數位基頻處理模組
141‧‧‧類比數位轉換器
142‧‧‧數位濾波器
143‧‧‧同相正交信號處理電路
144‧‧‧數位信號處理模組
510‧‧‧數位前端模組
520‧‧‧同相正交信號失衡估測模組
530‧‧‧同相正交信號失衡校正模組
540‧‧‧測試信號產生器
550‧‧‧直流電偏移移除電路

Claims (18)

  1. 一種無線通信接收器，包含：一數位基頻處理模組，包含：一數位前端，包含：一同相正交信號失衡估測模組，接收一已接收基頻信號的複數個同相正交信號取樣，以及計算複數個度量，供特徵化該複數個同相正交信號取樣之複數個特性；一數位處理模組，連接至該數位前端，根據該同相正交信號失衡估測模組所提供之該複數個度量之至少一部分而產生複數個估測值，用於特徵化一增益與一相位失衡，其中該數位處理模組使用該複數個估測值來計算一組態，供產生複數個同相正交信號失衡校正值；以及一同相正交信號失衡校正模組，將該數位處理模組所產生之該複數個同相正交信號失衡校正值用於該已接收基頻信號的該複數個同相正交信號取樣，以輸出經過同相正交信號失衡校正後的信號；其中上述之同相正交信號失衡校正模組，根據關聯於該增益與該相位失衡的該複數個估測值其中之一組估測值產生一組同相正交信號失衡校正權重，其中該組同相正交信號失衡校正權重係自該複數個同相正交信號取樣的一第一區塊所產生，而該複數個估測值其中之該組估測值係自該複數個同相正交信號取樣之另一第二區塊所計算而得。
  2. 如申請專利範圍第1項的無線通信接收器，其中上述的同相正交信號失衡估測模組計算有關於該已接收基頻信號的該複數個同相正交信號取樣的複數個功率與互相關估測值，作為該複數個度量之至少一部份。
  3. 如申請專利範圍第2項的無線通信接收器，其中上述的數位處理模組使用下列方程式來計算該增益g的該複數個估測值： 其中，A與B分別表示該複數個度量，用來特徵化有關於該複數個同相信號取樣與該複數個正交信號取樣各別之複數個功率估測值。
  4. 如申請專利範圍第3項的無線通信接收器，其中上述的數位處理模組使用下列方程式來計算該相位失衡θ的該複數個估測值： 其中，C表示該複數個度量，用來特徵化該已接收基頻信號的該複數個同相信號取樣與該複數個正交信號取樣之間之複數個互相關估測值。
  5. 如申請專利範圍第2項的無線通信接收器，其中上述之同相正交信號失衡估測模組更計算該已接收基頻信號的該複數個同相正交信號取樣的複數個直流電偏移作為該複數個度量的至少一部份。
  6. 如申請專利範圍第1項的無線通信接收器，其中該組估測值所對應的該第二區塊與該同相正交信號失衡校正模組所執行校正的該第一區塊不同。
  7. 如申請專利範圍第1項的無線通信接收器，其中上述之同相正交信號失衡校正模組係被用於，根據特徵化該增益與該相位失衡的該複數個估測值，對該複數個同相正交信號取樣的一區塊執行校正，該複數個估測值係基於該複數個同相正交信號取樣的複數個區塊對應之複數組度量而被產生。
  8. 如申請專利範圍第7項的無線通信接收器，其中上述之同相正交信號失衡 估測模組產生該複數個同相正交信號取樣的該複數個區塊各別對應之複數個品質指標，據以權衡該複數個區塊對應之該複數組度量各別之貢獻。
  9. 如申請專利範圍第7項的無線通信接收器，其中上述之已接收基頻信號係由一測試信號產生模組所產生。
  10. 如申請專利範圍第1項的無線通信接收器，其中上述之數位前端更包含一直流電偏移移除電路，用於該同相正交信號失衡估測模組計算出該複數個度量之前，移除該複數個同相正交信號取樣的一直流電偏移。
  11. 如申請專利範圍第1項的無線通信接收器，其中上述之同相正交信號失衡估測模組將該複數個同相正交信號取樣與來自一時域窗的複數個取樣相乘，以減少該複數個度量的一頻率誤差。
  12. 如申請專利範圍第1項的無線通信接收器，其中上述之同相正交信號失衡估測模組更包含一濾波器，在計算該複數個度量之前令該已接收基頻信號通過該濾波器，以減少該已接收基頻信號的該複數個同相正交信號取樣的一衰減。
  13. 如申請專利範圍第12項的無線通信接收器，其中上述之濾波器被設定具有一對稱頻率響應。
  14. 如申請專利範圍第12項的無線通信接收器，其中上述之濾波器係根據由一已傳送信號之一頻率響應所得到的先驗知識所設計。
  15. 如申請專利範圍第12項的無線通信接收器，其中，對應上述之濾波器的一組濾波器設定值係根據一頻道狀況自複數個濾波器設定值來選定。
  16. 如申請專利範圍第1項的無線通信接收器，其中上述之同相正交信號失衡估測模組根據其他信號的存在與否，對該已接收基頻信號進行信號調節。
  17. 如申請專利範圍第1項的無線通信接收器，其中上述之數位處理模組可供該同相正交信號失衡校正模組執行任何步驟之前，自該同相正交信號失衡估測模組接收該複數組度量。
  18. 如申請專利範圍第1項的無線通信接收器，其中上述之同相正交信號失衡校正模組根據由一已傳送信號之特性所得到的先驗知識，產生該複數個同相正交信號失衡校正值。
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