JP5524345B2 - 相互変調歪みの打ち消しの集積回路、通信ユニットおよび方法 - Google Patents
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Description
[先行技術文献]
[特許文献]
[特許文献1]米国特許出願公開第2008/0232268号明細書
[非特許文献]
[非特許文献1]DUFRENE, Adaptive IP2 calibration scheme for direct-conversion receivers, Radio and Wireless Symposium, pp. 111-114, 2006 IEEE
[非特許文献2]APARIN, An Integrated LMS Adaptive Filter of TX Leakage for CDMA Receiver Front Ends, IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, pp. 1171-1182, VOL. 41, NO. 5, MAY 2006
適応打ち消し器の正確な実装における重要な因子は、送信ベースバンド回路から受信ベースバンド回路へのIMD2経路のモデル化である。ここで図5を参照するに、これを達成するための二次相互変調歪み(IMD2)基本モデル500の構成例が呈示される。
A(t)cos{ωtxt+φtx(t)} [1]
と表現できる。ここで、
Aは送信電波周波数信号の包絡線または振幅変調された成分であり、
ωtxは送信電波周波数信号の搬送波周波数であり、
φtxは送信電波周波数信号の位相変調された成分である。
A2/2 [2]
に比例するベースバンド信号と、
0.5A2(t)cos{2ωtxt+2φtx(t)} [3]
に比例する送信搬送波周波数の二倍にある電波周波数項から構成される出力につながる。
IMD2=A2(a2I+ja2Q) [4]
につながる。
ある例示的な実施形態では、二次相互変調歪み成分の打ち消しは、たとえば最小平均二乗(LMS: least mean square)適応推定器の形の適応推定器によって実行される。LMSの式の一般的な形は次によって与えられうる:
^付きのθ(n)はm番目のサンプル・インデックスにおけるパラメータ推定値のM×1の行ベクトルであり;
Mは推定されるべきパラメータの数であり;
εは推定誤差であり;
μは収束の速さとノイズ拒否のトレードオフのために選ばれうるきざみサイズ(step-size)または適応レートである。
上で議論した基本推定アルゴリズムは、特に非IM2 DCオフセットに起因する現実世界の不完全性があるいくつかの状況においては失敗することがある。全(2トーン)IMD2電力の−3dBまたは50%がDCにはいるWCDMAについては(最終的なベースバンド電力に対するWCDMA IMD2電力についてはさらに大きな割合)、本発明の発明者は、他のDCオフセットが本物のIMD2 DC成分のふりをし、それにより推定値を損ない、潜在的に劣化した打ち消し性能につながることがありうると判別した。上記のLMS推定器は、すべての非IMD効果は基準信号と無相関であるという基本原理に基づいている。DCはその源に関わりなく常にDCと相関し、よって非IMD2 DCはIMD2 DCと相関する。他のDCオフセットが十分大きければ、IM2推定器は深刻なバイアスを受け、結果として打ち消し器の失敗となる。
HPF誤差Δε(n)がLMS推定器内で局所的に使われるだけであり、一方、ε(n)は補正されたまたはIM2打ち消しされた出力として電波/モデム・ラインアップの残りの部分について使われることを強調しておくことは有用である。このようにして、HPF効果は有利には推定器内でのみ発生する。その代わり、Δε(n)がIM2打ち消しされた出力として使われ、モデムの残りの部分に入力された場合、高域通過フィルタ処理効果は、望まれる信号の低周波数成分を除去することによって、潜在的に信号SNRを劣化させることがありうる。
図4に戻って参照するに、例示的なLMS適応推定器458への/からの主要な構成ブロックおよび入力/出力信号が示されている。打ち消しされたまたは補正された出力454、456は、DC推定‐補正段466によって高域通過フィルタ処理され、LMSエンジン468に加えられる誤差信号として使われる。
適応レート(adaptation rate)μ 470は、推定値が収束する速さを、よって適応推定器458がノイズを阻止する能力を制御する。適応レートμ 470が大きいほど、収束速度は速くなるが、ノイズ阻止は貧弱になり、逆に適応レートμ 470が小さいほど、収束速度は遅くなるが、ノイズ阻止はよくなる。送信AM二乗信号に相関していないすべての受信された「I」および「Q」信号は、適応推定器458にとってはノイズとして見える。このノイズ・レベルが増大するにつれて、適応レートμ 471は比例して小さくされるべきである。そのような無相関ノイズは、アナログ・フロントエンドにおける熱雑音、データ変換器量子化ノイズといった明らかな源から、また望まれる受信信号自身
例示的な適応レート・ブロックの固定点実装が図4に示されている。上述した例では、当技術分野で既知の典型的なAGCパワー検出モジュールが使用されてもよいことが構想されており、よって本稿では簡単のためこれ以上説明はしない。一例では、LUT 470は、たとえば1/√xの形でμ0からμ0√10-30/20までの30dB範囲にまたがる符号なし12b値を用いて記憶されてもよい。
実際の送信‐受信IMD2経路と打ち消しモデルの間の時間非整列は、アナログ・フィルタとそのデジタル・モデルの等価物の間の位相不一致によって起こりうる。加えて、いずれかの経路における説明のつかないレジスタ遅延のためにさらなる時間遅延不一致が起こりうる。IMD2-FIRフィルタの適応的な構造はいくつかの事例ではそのような時間非整列の補正をすることもあるが、それは、純粋なレイテンシーまたは一定のグループ遅延不一致を補償するには最も効率的な機構ではない。たとえば、タップ〔取り出し口〕の数を任意に増やすことによって、任意の非整列が補正できる。しかしながら、この手法は、実際のフィルタ自身のみならず、適応LMS推定器にもにさらなる複雑さを加え、またその収束時間も長くなる。よって、本稿に記載されるいくつかの例では、時間非整列を補正するために専用の時間整列ブロックが含められる。
ファームウェアまたはハードウェア・ベースの実装またはソフトウェア/ファームウェア・ベースの調整アルゴリズムは、ピーク相関の原理に対する拡張に基づく。自己調整整列システムの例における基本原理は、実際の出力と推定される出力の間の時間非整列が、Tsを共通の根底にあるサンプリング周期として、kTsであるとすると、対応する相互相関は遅延kにおいて最大またはピークになるという事実に基づいている。その際、時間非整列は、十分細かい精度に相互相関を分解し、どの遅延値で相関が最大になるかを確立することによって、測定される。しかしながら、本原理のこの従来の適用は、議論の余地はあるものの適応FIRフィルタ・タップ数を増すのと同じくらいコスト高であるハードウェア効率の悪い実装につながることがありうる。たとえば、±2チップの範囲にわたってチップ期間の1/16よりよい精度で非整列を分解するためには、2×16×2の乗算および加算構造を必要とする。
ε=rxy(−1)−rxy(1) [22]
から定義する。
ε=rxy(−1)−rxy(1)+rxy(−2)−rxy(2) [23]
とする。
ここで、
nは現在のインデックス;
Lは1チップ期間に対応するインデックス・オフセットである。
Ai 2はSRRC入力振幅二乗信号であり、
ckはSRRCフィルタ714のk番目の係数である、ことを考えると、
進んだ信号A2(n+2L)およびA2(n+L)に対する近似が、SRRCフィルタ自身の中で用いられている回帰器または遅延線から入手できる。
Claims (14)
- 無線通信ユニットであって:
直交ベースバンド送信信号を処理して、無線送信のための第一の電波周波数信号を生成するよう構成された送信機と;
第二の電波周波数信号を受信し、該第二の電波周波数信号を直交ベースバンド受信信号に変換するよう構成された受信機と;
前記送信機および前記受信機をアンテナに結合するよう構成された選択性要素であって、それにより、前記第一の電波周波数信号の縮小された部分が前記第二の電波周波数信号中に導入され、それにより前記ベースバンド受信信号中の二次相互変調歪み成分を生成する、選択性要素とを有しており;
さらにベースバンド処理モジュールとを有しており、前記ベースバンド処理モジュールは:
前記直交ベースバンド送信信号および直交ベースバンド受信信号を受領し;
前記直交ベースバンド受信信号の少なくとも一つの信号成分に基づいて、前記直交ベースバンド送信信号の各直交部分に対して、独立な利得および位相調節を適用して、各直交部分に対応する独立した打ち消し信号を形成し;
前記独立した打ち消し信号を前記少なくとも一つの加算モジュールに加えるよう構成されており、前記受信機は、前記直交ベースバンド受信信号に打ち消し信号を加えるよう構成された少なくとも一つの加算モジュールを有する、
ことを特徴とする無線通信ユニット。 - 前記ベースバンド処理モジュールが、複数の独立な適応フィルタを有することを特徴とする、請求項1記載の無線通信ユニット。
- 前記複数の独立な適応フィルタが、前記直交ベースバンド受信信号と前記直交ベースバンド送信信号の間のミスマッチ誤差を補償するよう構成されたマルチタップ有限インパルス応答(FIR)フィルタを有することを特徴とする、請求項2記載の無線通信ユニット。
- 請求項1記載の無線通信ユニットであって、さらに:
前記適応推定器モジュールに動作可能に結合され、前記ベースバンド受信信号のオンチャネル・パワー・レベルを測定するよう構成されたパワー測定モジュールを有しており、
前記適応推定器モジュールは、前記ベースバンド受信信号の測定されたオンチャネル・パワー・レベルに基づいて、前記打ち消し信号を生成することにおいて前記適応推定器モジュールによって使用されるべき適応レートを決定するよう構成されたベースバンド処理モジュールを有することを特徴とする、
無線通信ユニット。 - 前記ベースバンド処理モジュールが、前記打ち消し信号が二次相互変調歪み成分を打ち消すよう、相関していないノイズ成分を無視するよう構成されることを特徴とする、請求項4記載の無線通信ユニット。
- 請求項1記載の無線通信ユニットであって、前記受信機が、前記加算モジュールに動作可能に結合されたアナログ‐デジタル変換器を有していており、さらに
前記受信機内に位置され、前記加算モジュールから出力された信号をフィルタ処理するよう構成されたデジタル・フィルタを有しており、
前記適応推定器モジュールは出力されたフィルタ処理された信号およびベースバンド送信信号を受領し、それに基づいて前記打ち消し信号を生成するよう構成されている、
ことを特徴とする無線通信ユニット。 - 前記デジタル・フィルタがデジタル隣接チャネル・フィルタであることを特徴とする、請求項6記載の無線通信ユニット。
- 前記デジタル隣接チャネル・フィルタがマッチング・フィルタを含むことを特徴とする、請求項7記載の無線通信ユニット。
- 請求項1記載の無線通信ユニットであって、さらに:
前記第一のベースバンド送信信号と前記打ち消し信号のそれぞれの少なくとも一つのタップの相互相関を実行して、両者の間の時間差を表す誤差信号を生成するよう構成されたコントローラ・モジュールと;
前記コントローラ・モジュールに動作可能に結合され、前記誤差信号を使って、前記第一のベースバンド送信信号、前記打ち消し信号の群からの少なくとも一つに加えられる時間遅延を設定するよう構成された制御可能な遅延要素とを有する、
ことを特徴とする無線通信ユニット。 - 前記コントローラ・モジュールが、いくつかの遅延点において評価された二つの信号の間の相互相関を実行するよう構成されていることを特徴とする、請求項9記載の無線通信ユニット。
- 前記コントローラ・モジュールは、前記誤差信号が最小になるまで、前記制御可能な遅延要素を調節するよう構成されていることを特徴とする、請求項9記載の無線通信ユニット。
- 前記無線通信ユニットが集積回路内に配されていることを特徴とする、請求項1記載の無線通信ユニット。
- 無線通信ユニットにおいて二次相互変調歪み成分を小さくする方法であって:
直交ベースバンド送信信号を処理して、無線送信のための第一の電波周波数信号を生成する段階と;
前記第一の電波周波数信号の、ベースバンド受信信号において二次相互変調歪み成分を生成する縮小された部分を含む第二の電波周波数信号を受信する段階と;
前記第二の電波周波数信号を直交ベースバンド受信信号に変換する段階と;
前記直交ベースバンド受信信号の少なくとも一つの信号成分に基づいて、前記直交ベースバンド送信信号の各直交部分に対して、独立な利得および位相調節を適用して、各直交部分に対応する独立した打ち消し信号を形成する段階と;
前記独立した打ち消し信号を前記直交ベースバンド受信信号に加えて、前記二次相互変調歪み成分を小さくする段階とを含む、
ことを特徴とする方法。 - 複数のマルチタップ有限インパルス応答(FIR)フィルタを設定することによって、前記直交ベースバンド受信信号と前記直交ベースバンド送信信号の間のミスマッチ誤差を補償する段階をさらに含むことを特徴とする、
請求項13記載の方法。
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