JP2009194639A - 通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】受信回路入力に重畳した送信周波数変調信号の漏洩成分を高精度にキャンセルすることができる通信装置を提供すること。
【解決手段】通信装置は、入力された第１のベースバンド信号を第１の変調方式で変調して、送信周波数の変調信号に変換する送信回路と、第２の変調方式で変調された受信周波数の受信信号を、第２のベースバンド信号に復調する受信回路と、送信回路から出力された送信周波数の変調信号をアンテナに導き、アンテナで受信された受信信号を受信回路に導くアンテナ共用器と、送信回路に入力される第１のベースバンド信号及び受信回路で復調して得られた第２のベースバンド信号から、アンテナ共用器で受信回路側に漏洩した送信周波数の変調信号の成分をキャンセルするためのキャンセル信号を生成して、当該キャンセル信号を受信回路に出力するキャンセル信号生成回路とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線通信システムの少なくとも一部で同時送受信を行う通信装置に係り、特に、受信信号に漏洩した送信信号をキャンセルする通信装置に関する。

携帯電話等の移動体通信端末による無線通信では、様々な無線通信方式が用いられている。様々な無線通信方式のうち、例えばＷ−ＣＤＭＡ方式では、送信周波数と受信周波数でそれぞれ異なった周波数が用いることにより、送信と受信を同時に行う同時送受信による無線通信が行われる。

図６は、同時送受信が可能な無線通信方式で通信を行う携帯電話端末の一例を示すブロック図である。図６に示す携帯電話端末ＡＡ１は、送信回路ＡＡ２と、受信回路ＡＡ３と、アンテナ共用器ＡＡ４と、アンテナＡＡ５とを備える。

送信回路ＡＡ２は、図示しないベースバンド部から出力される送信ベースバンド信号を変調し、送信信号を出力する。送信回路ＡＡ２は、変調器ＡＡ６、帯域通過フィルタＡＡ７、及び電力増幅器ＡＡ８等を有する。

受信回路ＡＡ３は、アンテナ共用器ＡＡ４から入力された受信信号を復調して、図示しないベースバンド部に受信ベースバンド信号を出力する。受信回路ＡＡ３は、低雑音増幅器ＡＡ９、復調器ＡＡ１１、及びチャネル選択フィルタＡＡ１２等を有する。

アンテナ共用器ＡＡ４は、送信回路ＡＡ２から出力された送信信号をアンテナＡＡ５に導き、同時に、アンテナＡＡ５で受信された受信信号を受信回路ＡＡ３に導く。アンテナ共用器ＡＡ４は、送信信号を通過させるが受信信号は阻止する送信用フィルタＡＡ１３と、受信信号を通過させるが送信信号は阻止する受信用フィルタＡＡ１４とを有する。

次に、携帯電話端末ＡＡ１の動作について説明する。携帯電話端末ＡＡ１は、送信動作と受信動作を同時に行う同時送受信動作を行う。まず、送信動作について説明する。変調器ＡＡ６は、図示しないベースバンド部から出力される送信ベースバンド信号を変調し、送信周波数変調信号を出力する。変調器ＡＡ６から出力された送信周波数変調信号は、帯域通過フィルタＡＡ７により受信周波数帯域の雑音が抑圧された後、電力増幅器ＡＡ８で増幅され、アンテナ共用器ＡＡ４を介してアンテナＡＡ５から放射される。

なお、アンテナ共用器ＡＡ４に入力された送信周波数変調信号は、送信用フィルタＡＡ１３を通過し、アンテナＡＡ５に導かれると共に、その一部は受信用フィルタＡＡ１４にも印加される。しかし、送信周波数の信号は、受信フィルタＡＡ１４の通過帯域外にあるため、受信用フィルタＡＡ１４を通過しない。

次に、受信動作について説明する。アンテナＡＡ５で受信された受信周波数変調信号は、アンテナ共用器ＡＡ４に入力される。アンテナ共用器ＡＡ４に入力された受信周波数変調信号は、受信用フィルタＡＡ１４を通過し、受信回路ＡＡ３の低雑音増幅器ＡＡ９に導かれると共に、その一部は送信用フィルタＡＡ１３にも印加される。しかし、受信周波数変調信号は、送信フィルタＡＡ１３の通過帯域外にあるため、送信用フィルタＡＡ１３を通過しない。

入力された受信周波数変調信号は、低雑音増幅器ＡＡ９で増幅され、復調器ＡＡ１１により受信ベースバンド信号に復調される。さらに、復調された受信ベースバンド信号は、チャネル選択フィルタＡＡ１２によって隣接チャネル信号が除去された後、図示しないベースバンド部に出力される。

特開平１−１７４０１８号公報 特開２００３−２７３７７０号公報

しかし、上記説明した携帯電話端末ＡＡ１では、送信周波数と受信周波数が近接している場合、受信用フィルタＡＡ１４による送信周波数での抑圧量が不十分となり、送信周波数変調信号の一部が受信回路ＡＡ３へ漏洩する。受信回路ＡＡ３へ漏洩した送信周波数変調信号は、受信周波数変調信号に対する妨害波となり、低雑音増幅器ＡＡ９又は復調器ＡＡ１１を飽和させ、利得抑圧を生じさせる。その結果、受信機としての雑音指数が劣化する。

この問題に対し、特許文献１や特許文献２等では、送信周波数変調信号の一部を分岐し、振幅及び位相を調整した信号により、受信回路入力に重畳した送信周波数変調信号の漏洩成分をキャンセルする。図７は、特開２００３−２７３７７０に開示されている、送信周波数変調信号の漏洩成分をキャンセルする携帯電話端末を示すブロック図である。しかし、当該携帯電話端末では、送信側に挿入される方向性結合器１８による損失が増大するため、送信回路２で必要とされるパワーの増大を招く。

また、近年の高速データ通信への要求を実現するため、広帯域変調信号を採用する無線通信方式が増えている。しかし、それらの無線通信方式に特許文献１や特許文献２に開示された構成を適用すると、アンテナ共用器の周波数特性が無視できず、送信周波数変調信号の漏洩成分をキャンセルする効果が低下する。

一般にフィルタでは、遮断帯域での良好な抑圧特性を実現するため、遮断帯域に減衰極を配置する。図８は、図６に示した携帯電話端末のアンテナ共用器ＡＡ４が有する受信用フィルタＡＡ１４の特性例を示す図である。図８に示すように、受信用フィルタＡＡ１４の通過帯域である受信周波数帯に比べて、遮断帯域である送信周波数帯は利得及び群遅延の偏差が大きいため、キャンセル対象である送信周波数変調信号の漏洩成分は、元の送信周波数変調信号に波形歪みが重畳されてしまう。このため、キャンセル信号の振幅及び位相をいかに制御しても、受信信号内の漏洩成分がキャンセルしきれず残留する。

図９は、受信用フィルタＡＡ１４の周波数特性例及び理想矩形スペクトルを持つ送信周波数変調信号の漏洩成分をキャンセルしたときの残留成分を示す図である。なお、特性の軌跡が重なることで図の可視性が下がるため、送信周波数変調信号の漏洩成分、キャンセル信号及び残留成分はオフセットをかけて表示している。変調信号の帯域幅が狭い場合、変調信号帯域内でのフィルタ応答（利得、群遅延）は一定と近似することができる。図９中に示した変調信号帯域幅ＢＷの信号は、送信周波数変調信号の漏洩成分をキャンセルする携帯電話端末の構成を適用すると、漏洩成分のキャンセル効果としての抑圧量は１９．３ｄＢが得られる。

ここで、変調信号帯域幅を１０倍の１０ＢＷとする。キャンセル効果が低下する原因である利得及び群遅延の偏差は、一般に帯域幅が広がるほど大きくなる。図９の例では、キャンセル信号の振幅及び位相を最適制御した場合でも、漏洩成分のキャンセル効果としての抑圧量は３．８ｄＢしか得られない。

本発明の目的は、無線通信システムの少なくとも一部で同時送受信を行う通信方式において、送信回路の損失増大を回避しつつ、受信回路入力に重畳した送信周波数変調信号の漏洩成分を高精度にキャンセルすることができる通信装置を提供することである。

本発明は、入力された第１のベースバンド信号を第１の変調方式で変調して、送信周波数の変調信号に変換する送信回路と、第２の変調方式で変調された受信周波数の受信信号を、第２のベースバンド信号に復調する受信回路と、前記送信回路から出力された前記送信周波数の変調信号をアンテナに導き、前記アンテナで受信された前記受信信号を前記受信回路に導くアンテナ共用器と、前記送信回路に入力される前記第１のベースバンド信号及び前記受信回路で復調して得られた前記第２のベースバンド信号から、前記アンテナ共用器で前記受信回路側に漏洩した前記送信周波数の変調信号の成分をキャンセルするためのキャンセル信号を生成して、当該キャンセル信号を前記受信回路に出力するキャンセル信号生成回路と、を備える通信装置を提供する。

上記通信装置では、前記受信回路は、前記送信周波数の変調信号の漏洩成分を含む受信信号と、前記キャンセル信号生成回路から入力された前記キャンセル信号とを合成する結合器を備える。

上記通信装置では、前記キャンセル信号生成回路は、前記第２のベースバンド信号から、前記送信周波数の変調信号の漏洩成分のベースバンド信号を検出する検出回路と、前記検出回路により検出された前記漏洩成分のベースバンド信号の位相に基づいて、前記第１のベースバンド信号の位相を制御する移相回路と、前記移相回路によって位相が制御された前記第１のベースバンド信号を前記第１の変調方式で変調する変調器と、前記検出回路により検出された前記漏洩成分のベースバンド信号の振幅に基づいて、前記変調器により変調された信号の振幅を制御する増幅器と、を有し、前記増幅器から出力される信号が、前記キャンセル信号である。

上記通信装置では、前記検出回路は、ゼロＩＦに変換した受信信号から、前記漏洩成分をアンダーサンプルにより抽出する。

上記通信装置では、前記検出回路は、前記受信信号の帯域内に存在する外来妨害信号を除去するフィルタを有する。

上記通信装置では、前記キャンセル信号生成回路は、前記第２のベースバンド信号が占める周波数帯域を複数の帯域に分割し、各周波数帯域の信号の振幅及び位相を検出する検出回路と、前記第１のベースバンド信号が占める周波数帯域を複数の帯域に分割する帯域分割部と、前記検出回路により検出された各周波数帯域の信号の位相に基づいて、帯域分割部によって分割された各周波数帯域の信号の位相を制御する移相回路と、前記移相回路によって位相が制御された各周波数帯域の信号を結合する帯域結合部と、前記帯域結合部で得られた信号を前記第１の変調方式で変調する変調器と、前記検出回路により検出された各周波数帯域の信号の位相に基づいて、前記変調器により変調された信号の振幅を制御する増幅器と、を有し、前記増幅器から出力される信号が、前記キャンセル信号である。

本発明に係る通信装置によれば、送信回路の損失増大を回避しつつ、受信回路入力に重畳した送信周波数変調信号の漏洩成分をキャンセルすることができ、漏洩成分に起因する受信回路の特性劣化を回避することができる。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態の携帯電話端末を示すブロック図である。なお、図１において、図６に示した携帯電話端末ＡＡ１の構成要素と対応する部分には同一符号を付した。図１に示す携帯電話端末ＡＥ１は、送信回路ＡＡ２と、受信回路ＡＥ２と、アンテナ共用器ＡＡ４と、アンテナＡＡ５と、キャンセル信号生成回路ＡＥ３とを備える。

送信回路ＡＡ２は、図示しないベースバンド部から出力される送信ベースバンド信号を変調し、送信信号を出力する。送信回路ＡＡ２は、変調器ＡＡ６、帯域通過フィルタＡＡ７、及び電力増幅器ＡＡ８等を有する。

受信回路ＡＥ２は、アンテナ共用器ＡＡ４から入力された受信信号を復調して、図示しないベースバンド部に受信ベースバンド信号を出力する。受信回路ＡＥ２は、結合器ＡＥ４、低雑音増幅器ＡＡ９、復調器ＡＡ１１、及びチャネル選択フィルタＡＡ１２等を有する。なお、結合器ＡＥ４と低雑音増幅器ＡＡ９の前後の順番は変更しても良い。

アンテナ共用器ＡＡ４は、送信回路ＡＡ２から出力された送信信号をアンテナＡＡ５に導き、同時に、アンテナＡＡ５で受信された受信信号を受信回路ＡＥ２に導く。アンテナ共用器ＡＡ４は、送信信号を通過させるが受信信号は阻止する送信用フィルタＡＡ１３と、受信信号を通過させるが送信信号は阻止する受信用フィルタＡＡ１４とを有する。

キャンセル信号生成回路ＡＥ３は、受信回路ＡＥ２が受信した信号から、送信回路ＡＡ２に起因する漏洩成分を検出し、漏洩成分をキャンセルする信号を生成する。キャンセル信号生成回路ＡＥ３は、検出回路ＡＥ５、制御回路ＡＥ６、移相回路ＡＥ７、変調器ＡＥ８、及び可変利得増幅器ＡＥ９を有する。キャンセル信号生成回路ＡＥ３が有する各構成要素については後述する。キャンセル信号生成回路ＡＥ３によって生成された漏洩成分をキャンセルする信号は、受信回路ＡＥ２の結合器ＡＥ４の第２の入力に導かれる。

次に、携帯電話端末ＡＥ１の動作について説明する。携帯電話端末ＡＥ１は、送信動作と受信動作を同時に行う同時送受信動作を行う。まず、送信動作について説明する。変調器ＡＡ６は、図示しないベースバンド部から出力される送信ベースバンド信号を変調し、送信周波数変調信号を出力する。変調器ＡＡ６から出力された送信周波数変調信号は、帯域通過フィルタＡＡ７により受信周波数帯域の雑音が抑圧された後、電力増幅器ＡＡ８で増幅され、アンテナ共用器ＡＡ４を介してアンテナＡＡ５から放射される。

なお、アンテナ共用器ＡＡ４に入力された送信周波数変調信号は、送信用フィルタＡＡ１３を通過し、アンテナＡＡ５に導かれると共に、その一部は受信用フィルタＡＡ１４にも印加される。ここで、送信周波数変調信号は、一部が受信用フィルタＡＡ１４を通過して、受信回路ＡＥ２に漏洩する。

次に、受信動作について説明する。アンテナＡＡ５で受信された受信周波数変調信号は、アンテナ共用器ＡＡ４に入力される。アンテナ共用器ＡＡ４に入力された受信周波数変調信号は、受信用フィルタＡＡ１４を通過し、受信回路ＡＥ２の結合器ＡＥ４の第１の入力に導かれると共に、その一部は送信用フィルタＡＡ１３にも印加される。しかし、受信周波数変調信号は、送信フィルタＡＡ１３の通過帯域外にあるため、送信用フィルタＡＡ１３を通過しない。

結合器ＡＥ４は、第１の入力に印加された受信周波数変調信号及び送信周波数変調信号の漏洩成分と、キャンセル信号生成回路ＡＥ３から第２の入力に印加された信号とを合成し、低雑音増幅器ＡＡ９に出力する。なお、説明のため、送信開始直後のキャンセル信号生成回路ＡＥ３の出力は０であり、結合器ＡＥ４の出力は受信用フィルタＡＡ１４を通過した成分のみとする。

結合器ＡＥ４からの出力信号は、低雑音増幅器ＡＡ９で増幅され、復調器ＡＡ１１により受信ベースバンド信号に復調される。さらに、復調された受信ベースバンド信号は、チャネル選択フィルタＡＡ１２によって隣接チャネル信号および送信周波数漏洩成分が除去された後、図示しないベースバンド部に出力される。

本実施形態では、復調器ＡＡ１１によって復調された受信ベースバンド信号は、キャンセル信号生成回路ＡＥ３が有する検出回路ＡＥ５にも入力される。検出回路ＡＥ５は、受信ベースバンド信号から送信周波数変調信号の漏洩成分の振幅及び位相を検出し、制御回路ＡＥ６に出力する。

図２は、キャンセル信号生成回路ＡＥ３が有する検出回路ＡＥ５の第１の内部構成例を示すブロック図である。図２に示すように、検出回路ＡＥ５は、ＡＤ変換器ＡＦ１、復調器ＡＦ２、およびフィルタＡＦ３等を有する。

受信回路ＡＥ２の復調器ＡＡ１１に入力される受信周波数変調信号を「ＲｘＩ＊ｃｏｓ（２πｆＲｘｔ）−ＲｘＱ＊ｓｉｎ（２πｆＲｘｔ）」、送信周波数変調信号の漏洩成分を「ＬｋＩ＊ｃｏｓ（２πｆＴｘｔ）−ＬｋＱ＊ｓｉｎ（２πｆＴｘｔ）」とする。なお、「ｆＲｘ」は受信周波数、「ｆＴｘ」は送信周波数とする。また、「ｆＴｘ＜ｆＲｘ」の関係を有し、送信周波数変調信号の漏洩成分の帯域幅を「ＢＷ」とする。

ここで、復調器ＡＡ１１が直交復調器であるとして、同相側の出力は、（ｆＴｘ＋ｆＲｘ）成分を無視すると、
［ＲｘＩ＊ｃｏｓ（２πｆＲｘｔ）−ＲｘＱ＊ｓｉｎ（２πｆＲｘｔ）＋ＬｋＩ＊ｃｏｓ（２πｆＴｘｔ）−ＬｋＱ＊ｓｉｎ（２πｆＴｘｔ）］＊２ｃｏｓ（２πｆＲｘｔ）
＝ＲｘＩ＋ＬｋＩ＊ｃｏｓ（２πｆＴＲｔ）＋ＬｋＱ＊ｓｉｎ（２πｆＴＲｔ） …（１）
となる。ここで、「ｆＴＲ＝ｆＲｘ−ｆＴｘ」である。

なお、Ｗ−ＣＤＭＡを例に取ると、１０＊ｌｏｇ｛（ＬｋＩ＾２＋ＬｋＱ＾２）／（ＲｘＩ＾２＋ＲｘＱ＾２）｝は８０ｄＢ前後になるので、ＲｘＩの成分は十分小さいとして以降の検討では無視する。ただし、受信信号の近傍に強電界妨害波が存在している場合もあるので、復調器ＡＡ１１の出力から検出回路ＡＥ５への信号ラインにフィルタを挿入し、妨害波の影響軽減を図ってもよい。

なお、同相側の出力に送信周波数漏洩信号の同相および直交成分が含まれているので、復調器ＡＡ１１の直交側の出力は使用しない。

キャンセル信号生成回路ＡＥ３が有する検出回路ＡＥ５内のＡＤ変換器ＡＦ１のサンプル周波数をｆｓとする。ここで、ｆｓ／２＞ｆＴＲ＋ＢＷ／２なるｆｓを選択することで、折り返し雑音の重畳を回避し、送信周波数漏洩信号に起因する妨害波成分を抽出する事ができる。

ＡＤ変換器ＡＦ１の出力は、復調器ＡＦ２により復調され、フィルタＡＦ３により周波数２ｆＴＲの折り返し成分を除去されて、送信周波数変調信号の漏洩成分のベースバンド信号ＬｋＩ，ＬｋＱに変換され、制御回路ＡＥ６に出力する。

図３は、キャンセル信号生成回路ＡＥ３が有する検出回路ＡＥ５の第２の内部構成例を示すブロック図である。なお、図２に相当する部分には同一符号を付した。図３に示すように、検出回路ＡＥ５ｂは、ＡＤ変換器ＡＦ１ｂ、復調器ＡＦ２ｂ、及びフィルタＡＦ３ｂ等を有する。

キャンセル信号生成回路ＡＥ３が有する検出回路ＡＥ５ｂ内のＡＤ変換器ＡＦ１ｂのサンプル周波数をｆｓｂとし、
「ＢＷ／２＜ｆＴＲ−ｎｆｓｂ＜ｆｓｂ−ＢＷ／２」
を満たす整数ｎが存在するようなｆｓｂを選択すれば、アンダーサンプル効果により、ＡＤ変換器ＡＦ１ｂの出力は、「ＬｋＩ＊ｃｏｓ（２πｆＴＲ’ｔ）＋ＬｋＱ＊ｓｉｎ（２πｆＴＲ’ｔ）」と等価となる。なお、ｆＴＲ’＝ｆＴＲ−ｎｆｓｂである。

ここで、帯域幅ＢＷの変調信号を折り返し雑音の影響を回避してサンプルするため、ｆｓｂ＞２ＢＷであることが要求される。しかし、図２に記載の構成と比較して、ＡＤ変換器のサンプル周波数を下げることができるので、回路の低消費電力化を果たすことができる。

図４は、キャンセル信号生成回路ＡＥ３が有する検出回路ＡＥ５の第３の内部構成例を示すブロック図である。なお、図２に相当する部分には同一符号を付した。図４に示すように、検出回路ＡＥ５ｃは、ＡＤ変換器ＡＦ１ｃ、及び復調器ＡＦ２ｃ等を有する。

キャンセル信号生成回路ＡＥ３が有する検出回路ＡＥ５ｃ内のＡＤ変換器ＡＦ１ｃのサンプル周波数をｆｓｃとする。
「ＢＷ／２＞ｆＴＲ−ｎｆｓｃまたはｆＴＲ−ｎｆｓｃ＜ｆｓｃ−ＢＷ／２」
を満たす整数ｎが存在する場合、ＡＤ変換器ＡＦ１ｃの出力と、
２ｃｏｓ（２πｆＴＲ”ｔ）の乗算結果：
「ＬｋＩ＋ＬｋＩ＊ｃｏｓ（４πｆＴＲ”ｔ）＋ＬｋＱ＊ｓｉｎ（４πｆＴＲ”ｔ）」
は、第１項（ベースバンド成分）と第２項＋第３項（２ｆＴＲ”成分）が重なり、図２および図３で示したような、フィルタによる分離ができない。なお、ｆＴＲ“＝ｆＴＲ−ｎｆｓｃである。

ここで、上記乗算結果（ａ）と、復調器ＡＡ１１の直交側のサンプル出力と、
−２ｓｉｎ（２πｆＴＲ”ｔ）の乗算結果（ｄ）を加算することで、２ｆＴＲ”成分を除去し、ベースバンド成分ＬｋＩを得ることができる。同様に、復調器ＡＡ１１の同相側のサンプル出力と２ｓｉｎ（２πｆＴＲ”ｔ）の乗算結果（ｂ）および復調器ＡＡ１１の直交側のサンプル出力と２ｃｏｓ（２πｆＴＲ”ｔ）の乗算結果（ｃ）を加算することで、２ｆＴＲ”成分を除去し、ベースバンド成分ＬｋＱを得ることができる。

以上のような構成をとる事で、ｆＴＲが異なる複数の帯域についても、ｆｓを変えることなく対応することができる。

制御回路ＡＥ６は、送信ベースバンド信号の位相及び検出回路ＡＥ５が検出した送信周波数変調信号の漏洩成分のベースバンド信号の位相から、結合器ＡＥ４の出力において、受信用フィルタＡＡ１４を通過した送信周波数変調信号の漏洩成分の位相とキャンセル信号生成回路ＡＥ３から出力されるキャンセル信号の位相の差が１８０°となるような角度情報φを移相回路ＡＥ７へ出力する。

移相回路ＡＥ７は、入力された送信ベースバンド信号を角度φだけ回転させて、変調器ＡＥ８に出力する。送信ベースバンド信号をＴｘＩ及びＴｘＱとし、移相回路ＡＥ７の出力をＴｘＩｒ及びＴｘＱｒとすると、両者の関係は以下のようになる。
ＴｘＩｒ＝ＴｘＩ＊ｃｏｓφ−ＴｘＱ＊ｓｉｎφ …（２）
ＴｘＱｒ＝ＴｘＩ＊ｓｉｎφ＋ＴｘＱ＊ｃｏｓφ …（３）

なお、移相回路ＡＥ７による上記移相処理は、ベースバンド領域において計算処理により行うものであるが、特許文献１（特開平１−１７４０１８号公報）で説明されている、高周波領域における可変位相器による処理によって実現してもよい。

変調器ＡＥ８は、移相回路ＡＥ７の出力を変調する。変調器ＡＥ８から出力された変調信号は、可変利得増幅器ＡＥ９で増幅された後、結合器ＡＥ４の第２の入力に印加される。

また、制御回路ＡＥ６は、送信ベースバンド信号の振幅及び検出回路ＡＥ５が検出した送信周波数変調信号の漏洩成分のベースバンド信号の振幅から、結合器ＡＥ４の出力において、受信用フィルタＡＡ１４を通過した送信周波数変調信号の漏洩成分の振幅とキャンセル信号生成回路ＡＥ３から出力されるキャンセル信号の振幅が等しくなるような利得制御情報を可変利得増幅器ＡＥ９へ出力する。可変利得増幅器ＡＥ９は、制御回路ＡＥ６から入力された利得制御情報に基づいて、変調器ＡＥ８から出力された変調信号を増幅する。

以上説明したように、本実施形態の携帯電話端末によれば、アンテナ共用器ＡＡ４で受信回路ＡＥ２への入力信号に重畳した送信周波数変調信号の漏洩成分をキャンセルするため、漏洩成分に起因する受信回路の特性劣化を回避することができる。また、図７に示した送信周波数変調信号の漏洩成分をキャンセルする携帯電話端末と比較すると、本実施形態の携帯電話端末では、送信側に方向性結合器を設ける必要がないため、送信回路で必要とされるパワーの増大を回避することができる。その結果、消費電力を低減できる。

（第２の実施形態）
図５は、第２の実施形態の携帯電話端末を示すブロック図である。なお、図５において、図１に示した携帯電話端末ＡＥ１の構成要素と対応する部分には同一符号を付した。図５に示す携帯電話端末ＡＧ１は、送信回路ＡＡ２と、受信回路ＡＥ２と、アンテナ共用器ＡＡ４と、アンテナＡＡ５と、キャンセル信号生成回路ＡＧ２とを備える。送信回路ＡＡ２、受信回路ＡＥ２、アンテナ共用器ＡＡ４、及びアンテナＡＡ５に関しては、第１の実施形態と同様であるため説明を省略する。

キャンセル信号生成回路ＡＧ２は、フーリエ変換（ＤＦＴ）回路ＡＧ３、検出回路ＡＥ５、制御回路ＡＧ４、ＤＦＴ回路ＡＧ５、移相回路ＡＧ６、利得可変回路ＡＧ８、逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ）回路ＡＧ７、変調器ＡＥ８、及び可変利得増幅器ＡＥ９を有する。検出回路ＡＥ５、変調器ＡＥ８及び可変利得増幅器ＡＥ９に関しては、第１の実施形態と同様であるため説明を省略する。

検出回路ＡＥ５は、第１の実施形態と同様の動作により送信周波数変調信号の漏洩成分ＬｋＩおよびＬｋＱを検出し、ＤＦＴ回路ＡＧ５に印加する。ＤＦＴ回路ＡＧ５によりＮ個の離散スペクトルに変換された送信周波数変調信号の漏洩成分は、制御回路ＡＧ４において、同じくＤＦＴ回路ＡＧ３によりＮ個の離散スペクトルに変換された送信ベースバンド信号と各周波数成分毎に振幅および位相を比較される。

制御回路ＡＧ４は、ＤＦＴ回路ＡＧ３およびＤＦＴ回路ＡＧ５の出力を元に、各周波数成分において、受信用フィルタＡＡ１４を通過した送信周波数変調信号の漏洩成分の位相とキャンセル信号生成回路ＡＥ３から出力されるキャンセル信号の位相の差が、結合器ＡＥ４の出力において１８０°となるような角度情報φｉ（ｉ＝１〜Ｎ）を移相回路ＡＧ６へ出力する。

また、制御回路ＡＧ４は、ＤＦＴ回路ＡＧ３およびＤＦＴ回路ＡＧ５の出力を元に、各周波数成分において、受信用フィルタＡＡ１４を通過した送信周波数変調信号の漏洩成分の振幅とキャンセル信号生成回路ＡＥ３から出力されるキャンセル信号の振幅の差Ｇｉ（ｉ＝１〜Ｎ）を利得可変回路ＡＧ８へ出力する。

移相回路ＡＧ６は、送信ベースバンド信号を各周波数成分毎に角度φｉだけ回転させて、利得可変回路ＡＧ８に出力する。

利得可変回路ＡＧ８は、ＡＧ８の出力信号を各周波数成分毎に利得Ｇｉだけ変化させ、各周波数成分における振幅比が、送信周波数変調信号の漏洩成分の振幅比と等しくなるよう制御する。

利得可変回路ＡＧ８の出力は、ＩＤＦＴ回路ＡＧ７に印加される。

ＩＤＦＴ回路ＡＧ７は、逆フーリエ変換を行うことによって、利得可変回路ＡＧ８から出力された離散スペクトルを時間軸信号ＴｘＩｓおよびＴｘＱｓに変換し、変調器ＡＥ８および可変利得増幅器ＡＥ９によりキャンセル信号に変換する。

なお、可変利得増幅器ＡＥ９の利得は、結合器ＡＥ４の出力において、受信用フィルタＡＡ１４を通過した送信周波数変調信号の漏洩成分の振幅とキャンセル信号生成回路ＡＥ３から出力されるキャンセル信号の振幅が等しくなるような値を取る。

なお、ＯＦＤＭやＳＣ−ＦＤＭＡといったマルチキャリア系の変調方式を採用する通信装置では、ＤＦＴ回路ＡＧ３、ＡＧ５およびＩＤＦＴ回路ＡＧ７を変復調回路と共用、または同一構成とすることで、回路規模の縮小あるいは回路設計工数の削減効果を得ることができる。

以上説明したように、本実施形態の携帯電話端末によれば、周波数帯域を細分化した帯域毎に位相の制御を行うことができるため、より正確に送信周波数変調信号の漏洩成分をキャンセルすることができる。

本発明に係る通信装置は、無線通信システムの少なくとも一部で同時送受信を行う通信装置等として有用である。特に、ＬＴＥ等のデータ通信方式や、ＯＦＤＭ送信回路、ＭＩＭＯへの適用が考えられる。

第１の実施形態の携帯電話端末を示すブロック図 キャンセル信号生成回路ＡＥ３が有する検出回路ＡＥ５の第１の内部構成例を示すブロック図 キャンセル信号生成回路ＡＥ３が有する検出回路ＡＥ５の第２の内部構成例を示すブロック図 キャンセル信号生成回路ＡＥ３が有する検出回路ＡＥ５の第３の内部構成例を示すブロック図 第２の実施形態の携帯電話端末を示すブロック図 同時送受信が可能な無線通信方式で通信を行う携帯電話端末の一例を示すブロック図 特開２００３−２７３７７０に開示されている、送信周波数変調信号の漏洩成分をキャンセルする携帯電話端末を示すブロック図 図６に示した携帯電話端末のアンテナ共用器ＡＡ４が有する受信用フィルタＡＡ１４の特性例を示す図 受信用フィルタＡＡ１４の周波数特性例及び理想矩形スペクトルを持つ送信周波数変調信号の漏洩成分をキャンセルしたときの残留成分を示す図

符号の説明

ＡＡ１ 携帯電話端末
ＡＡ２ 送信回路
ＡＡ３ 受信回路
ＡＡ４ アンテナ共用器
ＡＡ５ アンテナ
ＡＡ６ 変調器
ＡＡ７ 帯域通過フィルタ
ＡＡ８ 電力増幅器
ＡＡ９ 低雑音増幅器
ＡＡ１１ 復調器
ＡＡ１２ チャネル選択フィルタ
ＡＡ１３ 送信用フィルタ
ＡＡ１４ 受信用フィルタ
ＡＥ１ 携帯電話端末
ＡＥ２ 受信回路
ＡＥ３ キャンセル信号生成回路
ＡＥ４ 結合器
ＡＥ５ 検出回路
ＡＥ６ 制御回路
ＡＥ７ 移相回路
ＡＥ８ 変調器
ＡＥ９ 可変利得増幅器
ＡＦ１ ＡＤ変換器
ＡＦ２ 復調器
ＡＦ３ フィルタ
ＡＦ４ 振幅計算回路
ＡＦ５ 位相計算回路
ＡＧ１ 携帯電話端末
ＡＧ２ キャンセル信号生成回路
ＡＧ３ 検出回路
ＡＧ４ 制御回路
ＡＧ５ ＦＦＴ回路
ＡＧ６ 移相回路
ＡＧ７ ＩＦＦＴ回路

Claims (6)

1. 入力された第１のベースバンド信号を第１の変調方式で変調して、送信周波数の変調信号に変換する送信回路と、
   第２の変調方式で変調された受信周波数の受信信号を、第２のベースバンド信号に復調する受信回路と、
   前記送信回路から出力された前記送信周波数の変調信号をアンテナに導き、前記アンテナで受信された前記受信信号を前記受信回路に導くアンテナ共用器と、
   前記送信回路に入力される前記第１のベースバンド信号及び前記受信回路で復調して得られた前記第２のベースバンド信号から、前記アンテナ共用器で前記受信回路側に漏洩した前記送信周波数の変調信号の成分をキャンセルするためのキャンセル信号を生成して、当該キャンセル信号を前記受信回路に出力するキャンセル信号生成回路と、
   を備えることを特徴とする通信装置。
2. 請求項１に記載の通信装置であって、
   前記受信回路は、
   前記送信周波数の変調信号の漏洩成分を含む受信信号と、前記キャンセル信号生成回路から入力された前記キャンセル信号とを合成する結合器を備えることを特徴とする通信装置。
3. 請求項１又は２に記載の通信装置であって、
   前記キャンセル信号生成回路は、
   前記第２のベースバンド信号から、前記送信周波数の変調信号の漏洩成分のベースバンド信号を検出する検出回路と、
   前記検出回路により検出された前記漏洩成分のベースバンド信号の位相に基づいて、前記第１のベースバンド信号の位相を制御する移相回路と、
   前記移相回路によって位相が制御された前記第１のベースバンド信号を前記第１の変調方式で変調する変調器と、
   前記検出回路により検出された前記漏洩成分のベースバンド信号の振幅に基づいて、前記変調器により変調された信号の振幅を制御する増幅器と、を有し、
   前記増幅器から出力される信号が、前記キャンセル信号であることを特徴とする通信装置。
4. 請求項３に記載の通信装置であって、
   前記検出回路は、ゼロＩＦに変換した受信信号から、前記漏洩成分をアンダーサンプルにより抽出することを特徴とする通信装置。
5. 請求項３又は４に記載の通信装置であって、
   前記検出回路は、前記受信信号の帯域内に存在する外来妨害信号を除去するフィルタを有することを特徴とする通信装置。
6. 請求項１又は２に記載の通信装置であって、
   前記キャンセル信号生成回路は、
   前記第２のベースバンド信号が占める周波数帯域を複数の帯域に分割し、各周波数帯域の信号の振幅及び位相を検出する検出回路と、
   前記第１のベースバンド信号が占める周波数帯域を複数の帯域に分割する帯域分割部と、
   前記検出回路により検出された各周波数帯域の信号の位相に基づいて、帯域分割部によって分割された各周波数帯域の信号の位相を制御する移相回路と、
   前記移相回路によって位相が制御された各周波数帯域の信号を結合する帯域結合部と、
   前記帯域結合部で得られた信号を前記第１の変調方式で変調する変調器と、
   前記検出回路により検出された各周波数帯域の信号の位相に基づいて、前記変調器により変調された信号の振幅を制御する増幅器と、を有し、
   前記増幅器から出力される信号が、前記キャンセル信号であることを特徴とする通信装置。

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