JP6340118B2 - 回り込み伝送路推定装置及び回り込みキャンセラ - Google Patents

Description

本発明は、第一の空中線に到来した到来波の再送信に供される第二の空中線からその第一の空中線に至る回り込み伝送路を推定する回り込み伝送路推定装置に関する。

従来、ＡＭ方式のラジオ放送波をトンネル内等に再放送する中継装置では、例えば、図９に示すように、アンテナ４１に到来した放送波は、受信部４２によって所定の中間周波信号（またはベースバンド信号）に変換され、さらに、送信部４３によって所望の周波数の再放送波に変換されてアンテナ４４から再送信されていた。

また、このような従来の中継装置では、上記再放送波は、周波数が放送波と同じ、またはほぼ同じである場合には、アンテナ４４からアンテナ４１への回り込みを軽減することによってトンネル内において良好な品質によるラジオ放送の試聴を可能とするために、例えば、以下の事項（ａ）〜（ｃ）の全てまたは一部が人手を介して図られていた。

（ａ）アンテナ４１、４４の双方または何れか一方の位置や姿勢の調整
（ｂ）受信部４２および送信部４３の総合的な利得や移相量の調整
（ｃ）再放送波の周波数の微調整

なお、本発明に関連する先行技術としては、以下に列記する特許文献１、２および非特許文献１があった。

（１）「受信アンテナと、キャンセル用信号にキャンセルパラメータを乗算して生成したレプリカ信号と受信信号とを、無線周波帯、中間周波帯、ベースバンドの少なくとも１つで合成し、その合成信号からベースバンド合成信号を得て出力するキャリヤ合成部と、上記ベースバンド合成信号の復調処理を行って得られたデータ信号を用いて送信信号と、上記キャンセル用信号とを生成する送信部と、上記送信信号を送出する送信アンテナ部と、上記キャンセルパラメータと上記キャンセル用信号との積の信号と、上記受信信号の差の信号のパワーを小さくするように、上記ベースバンド合成信号と、上記キャンセル信号と、ステップ係数との積を前回の上記キャンセルパラメータに加算することにより逐次更新された上記キャンセルパラメータを算出して、算出されたキャンセルパラメータを上記キャリア合成部に出力するパラメータ制御部とを含む」ことによって、「送信波にパイロット信号の重畳や変調のような擾乱を加えずに干渉をキャンセルし、また精度のよいキャンセル制御を行える」点に特徴があるブースタ装置・・・特許文献１

（２）「所定の周波数チャネルのサブキャリア信号を多重化して含むＯＦＤＭ信号の伝送路特性を測定する伝送路特性測定器において、受信したＯＦＤＭ信号のスペクトルの逆数に基づいて伝送路特性を測定する」ことによって、「中継処理開始後の伝送路特性の変化にもより迅速に対応することができる」点に特徴がある伝送路特性測定器・・・特許文献２

（３）「直接中継方式ブースタ方式が適用され、不感地でサービスを行う方式やその領域の大小によって装置を使い分ける」ことによって、「移動通信方式における不感地における通信サービスを経済的かつ簡便に提供可能とする」点に特徴がある周波数オフセットブースタ・・・非特許文献１

特許２８７８４５８号公報 特許３７１３２１１号公報

ＮＴＴ ＤｏｃｏｍｏテクニカルジャーナルＶｏｌ．５ Ｎｏ．１ ページ１５〜１８

ところで、上述した従来例では、人手を介して行われる既述の事項（ａ）〜（ｃ）の何れについても、現地に担当員が赴かなければ実現できず、多くの工数や費用を要する場合が多かった。

さらに、これらの事項（ａ）〜（ｃ）は、法令上の制限や運用者の要求の範囲で達成されなければならないために、作業が繁雑となる場合が多かった。

本発明は、既存の放送方式等の制約の下で、始動や再始動だけではなく、環境や経年に応じた特性の変動にも柔軟に適応し、かつ精度よく安定に回り込みの経路の伝送路推定を実現できる回り込み伝送路推定装置を提供することを目的とする。

請求項１に記載の発明では、制御手段は、第一の空中線に到来した到来波の再送信または中継の下で第二の空中線から放射される送信波の搬送波周波数または位相を、前記到来波の搬送波周波数または位相に対して単一の周波数シフト量または単一の位相シフト量だけシフトさせる。推定手段は、前記再送信を行う系と、前記第二の空中線から前記第一の空中線に至る回り込みの経路との総合的な特性を示し、かつ前記第一の空中線で受信した受信波の複数の異なる搬送波周波数または複数の異なる位相が個別に反映された複数の式からなる連立方程式の解として、前記経路の伝送路推定を行う。

すなわち、第二の空中線から放射された送信波が第一の空中線に回り込む経路の伝送路推定は、その送信波の搬送波周波数の偏差が許容される限度内において、第一の空中線に到来した到来波との互換性が損なわれることなく、精度よく実現される。

請求項２に記載の発明では、制御手段は、前記第一の空中線に到来した前記到来波である第一の到来波の再送信または中継の下で前記第二の空中線から放射される前記送信波の搬送波周波数を前記第一の到来波の周波数ｆｒ１と異なる値ｆｒ１′に設定する。推定手段は、前記再送信を行う系と、前記第二の空中線から前記第一の空中線に至る回り込みの経路との総合的な特性を示し、かつ前記第一の到来波と共に前記第一の空中線に到来した前記第一の到来波と別の第二の到来波の周波数ｆｒ２と、前記値ｆｒ１′とが個別に反映された複数の式からなる連立方程式の解として、前記経路の伝送路推定を行う。

すなわち、第二の空中線から放射された送信波が第一の空中線に回り込む経路の伝送路推定は、その送信波の搬送波周波数の偏差が許容される限度内において、第一の空中線に到来した到来波との互換性が損なわれることなく、精度よく実現される。

請求項３に記載の発明では、制御手段は、前記第一の空中線に到来した前記到来波の再送信または中継の下で前記第二の空中線から放射される前記送信波の搬送波周波数を前記到来波の搬送波周波数に対して所定の値Δｆシフトさせる。推定手段は、前記再送信または前記中継の再帰的な反復により前記値Δｆが順次積算された複数ｐの異なる値ｆｔ１〜ｆｔｐが個別に反映され、かつ前記再送信を行う系と、前記第二の空中線から前記第一の空中線に至る回り込みの経路との総合的な特性を示す複数ｐの式からなる連立方程式の解として、前記経路の伝送路推定を行う。

すなわち、第二の空中線から放射された送信波が第一の空中線に回り込む経路の伝送路推定は、その送信波の搬送波周波数の偏差が許容される限度内において、第一の空中線に到来した到来波との互換性が損なわれることなく、精度よく実現される。

請求項４に記載の発明では、制御手段は、前記第一の空中線に到来した前記到来波の再送信または中継の下で前記第二の空中線から放射される前記送信波に、前記到来波の位相に対する所定の値Δφの移相と、かつ前記再送信または前記中継の再帰的な反復の回数に基づく変調とを施す。推定手段は、前記回数毎に前記到来波を個別に識別し、前記反復の下で前記移相が順次施された複数ｐの異なる値φｔ１〜φｔｐが個別に反映され、かつ前記再送信を行う系と、前記第二の空中線から前記第一の空中線に至る回り込みの経路との総合的な特性を示す複数ｐの式からなる連立方程式の解として、前記経路の伝送路推定を行う。

すなわち、第二の空中線から放射された送信波が第一の空中線に回り込む経路の伝送路推定は、その送信波の搬送波周波数の偏差が許容される限度内において、第一の空中線に到来した到来波との互換性が損なわれることなく、精度よく実現される。

請求項５に記載の発明では、回り込みキャンセラは、第一の空中線に到来した到来波の再送信に供される第二の空中線から前記第一の空中線に至る回り込みを相殺または抑圧し、請求項１、２、３、４の何れか１項に記載の伝送路推定装置と、前記伝送路推定装置によって行われた伝送路推定の結果を前記相殺または前記抑圧に適用する回り込みキャンセル支援手段とを備える。

このような構成の回り込みキャンセラでは、第一の空中線に到来した到来波の再送信に供される第二の空中線から前記第一の空中線に至る回り込みを相殺または抑圧する回り込みキャンセラにおいて、伝送路推定装置は、請求項１ないし請求項４の何れか１項に記載される。回り込みキャンセル支援手段は、前記伝送路推定装置によって行われた伝送路推定の結果を前記相殺または前記抑圧に適用する。

すなわち、回り込みは、その回り込みの経路について請求項１ないし請求項４の何れか１項に記載の伝送路推定装置によって求められた伝送路推定の結果が適用されることによって、相殺されまたは抑圧される。

したがって、本発明が適用された伝送系や無線伝送系では、構成が大幅に変更されることなく安価に、高い伝送品質が達成される。

本発明が適用された伝送系や無線伝送系では、構成が大幅に変更されることなく安価に、高い伝送品質が達成される。

本発明が適用された伝送系や無線伝送系では、仕様や性能、ならびに関係する法令上の制限の下で多様な無線周波数に柔軟に適応可能となる。

本発明が適用された伝送系や無線伝送系によれば、様々な制約や環境に対する柔軟な適応が可能となる。

したがって、本発明によれば、安価に付加価値および総合的な信頼性が高められ、かつ様々な系に対する柔軟な適応が可能となる。

本発明の一実施形態を示す図である。 本実施形態において行われる主要な処理のフローチャートである。 本実施形態の動作を説明する図である。 本実施形態の構成の他の態様を示す図（１／５）である。 本実施形態の構成の他の態様を示す図（２／５）である。 本実施形態の構成の他の態様を示す図（３／５）である。 本実施形態の構成の他の態様を示す図（４／５）である。 本実施形態の構成の他の態様を示す図（５／５）である。 従来の中継装置の構成例を示す図である。

以下、図面に基づいて本発明の実施形態について詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態を示す図である。
図において、図９に示すものと機能および構成が同じものについては、同じ符号を付与し、ここでは、その説明を省略する。受信部４２および送信部４３については、本実施形態では、図示を省略する。
本実施形態と図９に示す従来例との構成の相違点は、以下の点にある。

（１）受信部４２の後段に加算器１１が配置される。
（２）送信部４３の前段に乗算器１２が配置される。
（３）乗算器１２の出力と加算器１１の加数入力との間にトランスバーサルフィルタ１３が配置される。

（４）加算器１１の出力に接続された第一の入力を個別に有するＤＦＴ部１４、１５、１６
（５）これらのＤＦＴ部１４、１５、１６の出力がタップ係数更新部１７の第一、第二および第三の入力に接続される。

（６）タップ係数更新部１７の第一の出力がトランスバーサルフィルタ１３の係数入力に接続される。
（７）タップ係数更新部１７の第二の出力が周波数オフセット制御部１８に入力され、その周波数オフセット制御部１８の出力が乗算器１２の乗数入力に接続される。

図２は、本実施形態において行われる主要な処理のフローチャートである。
図３は、本実施形態の動作を説明する図である。
以下、図１〜図３を参照して本実施形態の動作を説明する。

本明細書では、簡単のため親局（上位局）からの送信波の搬送波周波数ｆ_０を「０」とする等価低域系にて説明することとする。実際の装置においても周波数変換して搬送波周波数を零として扱う場合が多い。アンテナ４１に到来した放送波Ｘ（ｆ）と後述する回り込み波Ｃ（ｆ）Ｙ（ｆ）とは共に、図示されない周波数変換器によって信号Ｚ（ｆ）に変換されて加算器１１に入力される。加算器１１は、トランスバーサルフィルタ１３によって後述するように算出され、かつ更新される複素信号を上記信号Ｚ（ｆ）に加算することによって複素信号Ｗ（ｆ）を生成する。その複素信号Ｗ（ｆ）は、周波数オフセット制御部１８によって生成された周波数Δｆ_２または（Δｆ_２＋ｋ）の局発信号と乗算器１２によって乗じられることによって、再送信波Ｙ（ｆ）に変換され、アンテナ４４を介して再送信される。

このような再送信波Ｙ（ｆ）は、上記アンテナ４１に到来し、回り込み伝送路Ｃ（ｆ）を通り、回り込み波Ｃ（ｆ）Ｙ（ｆ）として回り込む。
本発明の特徴は、本実施形態では、ＤＦＴ部１４、１５、１６、タップ係数更新部１７、トランスバーサルフィルタ１３、乗算器１２および周波数オフセット制御部１８が後述するように連係することによって行う処理の手順にある。

〔本実施形態の原理〕
以下、このような処理の手順に先行して、本実施形態の原理を説明する。
放送波Ｘ（ｆ）の搬送波成分に対応する信号Ｚ（ｆ）の搬送波成分の線スペクトルＺ（０）は、図３（ａ）に示すように、その搬送波成分のレベルＡと位相θ_０とに対して、一般に、下式（１）で表される。
Ｚ（０）＝Ａ・ｅｘｐ（ｊθ_０）・・・（１）

上記周波数オフセット制御部１８によって設定される周波数がΔｆ_２である状態における信号Ｙ（ｆ）の周波数Δｆ_２における線スペクトル（すなわち、再送信信号の搬送波成分の線スペクトル）Ｙ（Δｆ_２）は、周波数オフセット制御部１８において周波数オフセットΔｆ_２が付加されると、同時に位相θ_２が付加されるので、次式で表される。
Ｙ（Δｆ_２）＝Ａ・ｅｘｐ｛ｊ（θ_０＋θ_２）｝

同様に、周波数オフセット制御部１８において周波数オフセット（Δｆ_２＋ｋ）が付加されると、同時に位相θ_２が付加されるので、信号Ｙ（ｆ）の周波数（Δｆ_２＋ｋ）における線スペクトル（すなわち、再送信信号の搬送波成分の線スペクトル）Ｙ（Δｆ_２＋ｋ）は、次式で表される。
Ｙ（Δｆ_２＋ｋ）＝Ａ・ｅｘｐ｛ｊ（θ_０＋θ_２）｝

但し、周波数オフセットΔｆ_２を付加した場合と、周波数オフセット（Δｆ_２＋ｋ）が付加した場合とで位相θ_２は一致させておく。

また、上記周波数オフセット制御部１８によって設定される周波数が（Δｆ_２＋ｋ）とΔｆ_２とである状態における回り込み波それぞれと、上記信号Ｚ（ｆ）の搬送波成分の線スペクトルＺ（Δｆ_２＋ｋ）、Ｚ（Δｆ_２）は、図３（ｂ），（ｃ）にそれぞれ示すように、以下に列記する値に対して、下記（２），（３）で与えられる。

アンテナ４４からアンテナ４１への回り込み波は、再送信波と回り込み伝送路により表され、時間領域では
∫ｙ（τ）ｃ（ｔ−τ）ｄτ
として表され、周波数領域では
Ｙ（ｆ）・Ｃ（ｆ）
で表される。

以下、回り込み伝送路のインパルス応答値ｃ（ｔ）
ｃ（ｔ）＝ρｅｘｐ（ｊθ）δ（ｔ−τ）
として説明する。但し、ρ、θ、およびτはそれぞれ回り込み伝送路の振幅比、位相、および伝搬遅延時間を表す。

回り込み伝送路のインパルス応答ｃ（ｔ）に対応する周波数特性（伝達関数）Ｃ（ｆ）は、ｃ（ｔ）をフーリエ変換することで得られ、次式
Ｃ（ｆ）＝ρｅｘｐ（ｊθ）ｅｘｐ（−ｊ２πｆτ）
で表される。

ここで回り込み波をキャンセルしていない状態では、Ｙ（ｆ）は受信信号Ｗ（ｆ）＝Ｚ（ｆ）に周波数オフセット制御部１８において周波数オフセットΔｆ_２を付加した信号であるので、
Ｙ（ｆ）＝Ｚ（ｆ−Δｆ_２）ｅｘｐ（ｊθ_２）
であり、
Ｚ（ｆ）＝Ｘ（ｆ）＋Ｃ（ｆ）・Ｙ（ｆ）
である。すなわち、周波数（Δｆ_２＋ｋ）、および周波数Δｆ_２における線スペクトルＺ（Δｆ_２＋ｋ）、およびＺ（Δｆ_２）がそれぞれ得られる。
Ｚ（Δｆ_２＋ｋ）＝Ａ・ｅｘｐ（ｊθ_０）・ρｅｘｐ｛ｊ（θ＋θ_２）｝・ｅｘｐ｛−ｊ２π（Δｆ_２＋ｋ）τ｝・・・（２）
Ｚ（Δｆ_２）＝Ａ・ｅｘｐ（ｊθ_０）・ρｅｘｐ｛ｊ（θ＋θ_２）｝・ｅｘｐ（−ｊ２πΔｆ_２τ）・・・（３）

したがって、上式（１）、（２）の両辺の比と、上式（１）、（３）の両辺の比とは、それぞれ下式（４）、（５）で表される。
Ｚ（Δｆ_２＋ｋ）／Ｚ（０）＝ρｅｘｐ｛ｊ（θ＋θ_２）｝・ｅｘｐ｛−ｊ２π（Δｆ_２＋ｋ）τ｝・・・（４）
Ｚ（Δｆ_２）／Ｚ（０）＝ρｅｘｐ｛ｊ（θ＋θ_２）｝・ｅｘｐ（−ｊ２π（Δｆ_２）τ）・・・（５）

これらの式（４）、（５）より、回り込み波の伝搬遅延時間τ、並びに振幅ρ、および位相θを算出する。

τ＝−１／（２πｋ）・ｔａｎ^−１［Ｉｍ｛Ｚ（Δｆ_２＋ｋ）／Ｚ（Δｆ_２）｝／Ｒｅ｛Ｚ（Δｆ_２＋ｋ）／Ｚ（Δｆ_２）｝］・・・（６）
ρ＝｜Ｚ（Δｆ_２）／Ｚ（０）｜
ρ＝｜Ｚ（Δｆ_２＋ｋ）／Ｚ（０）｜
のいずれか（以下、「式（７）」と表記する。）により振幅ρが算出される。
また、既に算出した遅延時間τも用いて
θ＋θ_２ ＝ｔａｎ^−１［Ｚ（Δｆ_２）／｛Ｚ（０）・ρｅｘｐ（−ｊ２πΔｆ_２τ）｝］
θ＋θ_２ ＝ｔａｎ^−１［Ｚ（Δｆ_２＋ｋ）／｛Ｚ（０）・ρｅｘｐ（−ｊ２π（Δｆ_２＋ｋ）τ）｝］
のいずれか（以下、「式（８）」と表記する。）により位相θが算出される。

振幅ρと位相θについては、
ρｅｘｐ｛ｊ（θ＋θ_２）｝＝Ｚ（Δｆ_２）／｛Ｚ（０）ｅｘｐ（−ｊ２πΔｆ_２τ）｝
ρｅｘｐ｛ｊ（θ＋θ_２）｝＝Ｚ（Δｆ_２＋ｋ）／｛Ｚ（０）ｅｘｐ（−ｊ２π（Δｆ_２＋ｋ）τ）｝
のいずれか（以下、「式（９）」と表記する。）により、振幅と位相を含めた複素数値として算出してもよい。

ここで、回り込み波の位相θを算出する際にθ_２が加算されているが、θ_２は既知であるので、式（８）からはθ_２を差し引くことでθが得られ、式（９）からはθ_２に対応するｅｘｐ（−ｊθ_２）を乗算することで回り込み波の振幅ρと位相θを含めた複素数値ρｅｘｐ（ｊθ）が得られる。

〔本実施形態における各部の連係〕
周波数オフセット制御部１８は、既述の周波数（Δｆ_２＋ｋ）、Δｆ_２を時系列に順次に所定のインターバルで与える。但し、周波数（Δｆ_２＋ｋ）、Δｆ_２の順番は逆でも良い。

乗算器１２は、このような局部発振器信号（もしくは、数値制御発振器（Ｎｕｍｅｒｉｃａｌｌｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒｓ：ＮＣＯ）、ダイレクトデジタルシンセサイザ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ：ＤＤＳ）等の信号）に亘って複素信号Ｗ（ｆ）の周波数をシフトさせる。

一方、ＤＦＴ部１４、１５、１６は、複素信号Ｗ（ｆ）（放送波Ｘ（ｆ）と上記再送信波Ｙ（ｆ）の回り込み成分Ｃ（ｆ）・Ｙ（ｆ）とが加算されている。回り込みキャンセル動作が開始された後は、回り込み波のキャンセル波も加算されている。）を離散フーリエ変換することにより、上記周波数（Δｆ_２＋ｋ）、Δｆ_２、０にそれぞれ対応したその複素信号Ｗ（ｆ）の搬送波成分の線スペクトルを求める。

タップ係数更新部１７は、これらの線スペクトルに基づいて上式（６）に示す算術演算を行うことにより、アンテナ４４からアンテナ４１に回り込んだ回り込み波の伝搬遅延時間τを算出する（図２ステップＳ１）。

タップ係数更新部１７は、これらの線スペクトルに基づいて上式（７），（８）に示す算術演算を行うことにより、上記の搬送波成分から、既述の周波数オフセットΔｆ_２と周波数オフセット（Δｆ_２＋ｋ）より、回り込み波の振幅ρおよび位相θを求める（図２ステップＳ２）。

タップ係数更新部１７は、このようにして求められた伝搬遅延時間τ、並びに振幅ρ、および位相θを示すインパルス応答に相当するタップ係数を求める（図２ステップＳ３）。

タップ係数更新部では、式（７）、および（８）（もしくは式（７）、および（８）と等価な式（９））により算出された回り込み波の遅延時間τ、並びに振幅比ρ、および位相θ（厳密には、更新２回目以降は回り込み波をキャンセルした後のキャンセル残差）を示すインパルス応答ｒ（ｔ）を用いて（更新初回（１回目）はｒ（τ）＝ρｅｘｐ（ｊθ）、ｒ（ｔ）＝０．０（ｔ≠τ））、各遅延時間ｔに対応するタップ係数を例えば、
ｈ（ｔ）＝ｈ（ｔ）−μ・ｒ（ｔ）・・・（１０）
等の適応的な更新式によってタップ係数を更新する。ここでのμは０＜μ≦１．０を満たす更新係数である。但し、式（１０）によりタップ係数を更新する際には、回り込み波キャンセルを開始した後はＷ（ｆ）＝Ｚ（ｆ）ではなくなるので、式（７）および式（８）ではＺ（ｆ）に替えてＷ（ｆ）を用いて計算をする。

トランスバーサルフィルタ１３は、乗算器１２によってアンテナ４４の給電点に与えられる再送信波Ｙ（ｆ）に、上記タップ係数に基づく濾波処理を施すことによって、アンテナ４４からアンテナ４１に至る再送信波Ｙ（ｆ）の回り込みの抑圧（キャンセル）を可能とする帰還信号を加算器１１に与える。

したがって、放送波Ｘ（ｆ）には本来的に含まれないパイロット信号等が再送信波Ｙ（ｆ）に重畳されることなく、さらに、そのパイロット信号の重畳に付帯するハードウェアが備えられることなく、アンテナ４４からアンテナ４１に至る回り込みの抑圧が図られる。

なお、本実施形態では、周波数オフセット制御部１８によって設定される周波数（Δｆ_２＋ｋ）、Δｆ_２は、始動時に所定のインターバルで一回だけ切り替えられるが、双方の偏差は、法令の制限内に維持されている。

しかし、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、以下に列記する要件の全てが成立するならば、上記周波数は、３通り以上の値に設定されてもよい。

（１）少なくとも１つの周波数オフセット（以下、「特定の周波数」という。）は、本実施形態の定常的な稼働状態において適用される。

（２）このような特定の周波数に応じてアンテナ４４から再送信される再送信波Ｙ（ｆ）と、既述の放送波Ｘ（ｆ）との間における周波数偏差は、上記法令の制限内で許容される限度内に抑える。

（３）上記特定の周波数以外の周波数に対応してアンテナ４４から再送信される再送信波Ｙ（ｆ）の全てまたは一部のレベルは、上記法令の制限内において送信が許容される値に設定され、このような値と上記レベルとの差は、既知の値として予め与えられる。

（４）既述の遅延時間τ、並びに振幅ρ、および位相θは、上記３通り以上の信号に個別に対応した式の内、少なくとも２本から構成される１組の連立方程式の解として算出され、あるいは複数組の連立方程式により算出される。

また、本実施形態では、再送信波Ｙ（ｆ）の周波数は、周波数オフセット制御部１８が既述の周波数を（Δｆ_２＋ｋ）とΔｆ_２とのそれぞれに設定することによって、始動時に所定のインターバルで一回だけ切り替えられる。

しかし、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、上記周波数（Δｆ_２＋ｋ）、Δｆ_２に応じてアンテナ４４から再送信される再送信波の何れの周波数も法令の制限内に抑えられる場合には、これらの周波数は、所定の周期やインターバルで（Δｆ_２＋ｋ）とΔｆ_２とに交互に設定されてもよい。

さらに、本実施形態では、周波数オフセット制御部１８によって周波数（Δｆ_２＋ｋ）、Δｆ_２が交互に切り替えられて設定されている。
しかし、本発明は、このような構成に限定されず、例えば、以下の通りに構成されてもよい。
（１）周波数オフセット制御部１８によって設定される周波数は、一定のΔｆ_２のみに固定される。
（２）連立方程式（４）、（５）に含まれる項ｋは、回り込み波がアンテナ４１に再帰的に到来してアンテナ４４から再送信されることによって生じるΔｆ_２またはその整数倍の値として与えられる。
（３）上記連立方程式（４）、（５）に、このような項ｋが適用されることによって、本実施形態の作用効果が同様に達成される。

また、本実施形態では、本発明は、中波帯における既存のＡＭ放送方式に適応し、かつトンネル内に放送波を再放送するために用いられる回り込みキャンセラに適用されている。

しかし、本発明はこのような構成に限定されず、再送信波Ｙ（ｆ）の回り込みの抑圧や軽減が要求され、かつ占有帯域に単一の搬送波の成分を示す線スペクトルが含まれる方式の伝送系や無線伝送系であれば、周波数帯や変調方式の如何にかかわらず適用可能である。

さらに、本実施形態の主要部は、図１にブロック図として示すように、既述の信号処理をディジタル領域で行うＦＰＧＡ等の専用ハードウェアあるいは汎用のディジタルシグナルプロセッサで構成され得る。

しかし、本発明はこのような構成に限定されず、所定の性能、精度および応答性が確保されるならば、上記信号処理の何れの部位も等価な処理を行うアナログ回路で代替可能である。

また、本実施形態では、連立方程式（４）、（５）は、既述の上式（１）、（２）の両辺の比と、上式（１）、（３）の両辺の比とがとられることによって与えられている。

しかし、本発明は、このような構成に限定されず、例えば、再送信波Ｙ（ｆ）の周波数に代えて位相が複数通りに可変されることによって、連立方程式（４）、（５）に代わる連立方程式が与えられる場合には、その連立方程式の解は、如何なる数値計算法やアルゴリズムに基づいて求められてもよい。

なお、このように周波数に代えて位相が複数通りに可変される構成は、以下の通りに、「回り込み波がアンテナ４１に再帰的に到来してアンテナ４４から再送信される過程では、アンテナ４１の給電点から加算器１１および乗算器１２を介してアンテナ４４の給電点に至る区間の移相量Φが個々の再送信波の位相に反映される」ことの活用が図られる構成で代替されてもよい。
（１）移相量Φが一定の値に設定される。
（２）上述した「連立方程式（４）、（５）に代わる連立方程式」には、上記「可変される位相」は、位相θ_２の２通りの値は、既述の移相量Φまたはその整数倍の値として与えられる。
（３）このような連立方程式を確実に有無ために、再帰的に送信される再送信波には、「その再帰的な送信の回数の識別を可能とする情報の重畳、またはその情報による変調」が施される。

また、本実施形態は、既述の構成に限定されず、例えば、以下に列記する態様（ａ）〜（ｄ）の何れで構成されてもよい。
（ａ）図４に示すように、ＤＦＴ部１６は、その入力が乗算器１２の出力に接続され、既述の周波数Δｆ_２、および周波数（Δｆ_２＋ｋ）の線スペクトルを求める。なお、このような構成では、既述の伝搬遅延時間τ算出する式（６）は下式で代替される。
τ＝−１／（２πｋ）・ｔａｎ^−１［Ｉｍ［｛Ｗ（Δｆ_２＋ｋ）Ｙ（Δｆ_２）｝／｛Ｙ（Δｆ_２＋ｋ）Ｗ（Δｆ_２）｝］／Ｒｅ［｛Ｗ（Δｆ_２＋ｋ）Ｙ（Δｆ_２）｝／｛Ｙ（Δｆ_２＋ｋ）Ｗ（Δｆ_２）｝］］

振幅ρを算出する既述の式（７）は、下式で代替される。
ρ＝｜Ｗ（Δｆ_２）／Ｙ（Δｆ_２）｜
ρ＝｜Ｗ（Δｆ_２＋ｋ）／Ｙ（Δｆ_２＋ｋ）｜
また、位相θを算出する既述の式（８）は下式で代替される。

θ＝ｔａｎ^−１［Ｉｍ［Ｗ（Δｆ_２）／｛Ｙ（Δｆ_２）・ρｅｘｐ（−ｊ２πΔｆ_２τ）｝］／Ｒｅ［Ｗ（Δｆ_２）／｛Ｙ（Δｆ_２）・ρｅｘｐ（−ｊ２πΔｆ_２τ）｝］］
θ＝ｔａｎ^−１［Ｉｍ［Ｗ（Δｆ_２＋ｋ）／｛Ｙ（Δｆ_２＋ｋ）・ρｅｘｐ（−ｊ２π（Δｆ_２＋ｋ）τ）｝］／Ｒｅ［Ｗ（Δｆ_２＋ｋ）／｛Ｙ（Δｆ_２＋ｋ）・ρｅｘｐ（−ｊ２π（Δｆ_２＋ｋ）τ）｝］

振幅ρと位相θについては、
ρｅｘｐ（ｊθ）＝Ｗ（Δｆ_２）／｛Ｙ（Δｆ_２）・ｅｘｐ（−ｊ２πΔｆ_２τ）｝
ρｅｘｐ（ｊθ）＝Ｗ（Δｆ_２＋ｋ）／｛Ｙ（Δｆ_２＋ｋ）・ｅｘｐ（−ｊ２π（Δｆ_２＋ｋ）τ）｝
のいずれかにより、振幅と位相を含めた複素数値として算出してもよい。

（ｂ）図５に示すように、ＤＦＴ部１４、１５、１６は、何れも既述の信号Ｗ（ｆ）を取り込み、それぞれ周波数零、周波数Δｆ_２ 、周波数（Δｆ_２＋ｋ）の線スペクトルを求める。なお、このような構成では、既述の式（１０）は、下式で代替される。
ｈ（ｔ）＝−ｒ（ｔ）

（ｃ）図６に示すように、ＤＦＴ部１４、１５の入力に既述の信号Ｚ（ｆ）が入力され、それぞれ周波数Δｆ_２、周波数（Δｆ_２＋ｋ）の線スペクトルを求める。さらに、ＤＦＴ部１６の入力は乗算器１２の出力に接続され、周波数Δｆ_２の線スペクトルを求める。なお、このような構成では、既述の式（１０）は、下式で代替される。
ｈ（ｔ）＝−ｒ（ｔ）

（ｄ）図７に示すように、ＤＦＴ部１４、１５、１６は既述の信号Ｚ（ｆ）を取り込んで周波数零、周波数Δｆ_２、周波数（Δｆ_２＋ｋ）をそれぞれ求め、タップ係数更新部１７はこれらに基づいて回り込み波の遅延時間を算出する。ＤＦＴ１４Ａ、１５Ａ、１６Ａは複素信号Ｗ（ｆ）を取り込んで周波数零、周波数Δｆ_２、周波数（Δｆ_２＋ｋ）をそれぞれ求め、タップ係数更新部１７はこれらに基づいて回り込み波の振幅および位相を算出して適宜更新する。

また、本実施形態は、以下の通りに構成されてもよい。
（１）図８に示すように、ＤＦＴ部１４、１５、１６に代えてＤＦＴ部１４Ａ、１５Ａ、１６Ａがそれぞれ備えられ、かつタップ係数更新部１７および周波数オフセット制御部１８に代えてタップ係数更新部１７Ａおよび周波数オフセット制御部１８Ａがそれぞれ備えられた点で、図１に示す実施形態と異なる。

（２）周波数オフセット制御部１８Ａは、既述の周波数Δｆ_２を乗算器１２に与え続けるが、既述の周波数（Δｆ_２＋ｋ）を生成することはない。
（３）アンテナ４１には、既述の放送波Ｘ（ｆ）と、再送信波Ｙ（ｆ）の回り込み成分Ｃ（ｆ）・Ｙ（ｆ）とに併せて、その放送波Ｘ（ｆ）の周波数ｆとは異なるが既知である周波数ｆ′の放送波Ｘ′（ｆ′）が到来する。

（４）ＤＦＴ部１４Ａ、１５Ａ、１６Ａは、これらの周波数の差δｆ（＝ｆ′−ｆ）に対して定まる値（Δｆ_２＋δｆ）を既述の周波数（Δｆ_２＋ｋ）と見なし（すなわち、ｆ_２＝δｆとみなし）、かつ複素信号Ｗ（ｆ）を離散フーリエ変換することにより、上記周波数（Δｆ_２＋ｋ）、Δｆ_２、０にそれぞれ対応したその複素信号Ｗ（ｆ）の搬送波成分の線スペクトルを求める。

（５）タップ係数更新部１７Ａは、以下に列記するように、図１に示す実施形態に示すタップ係数更新部１７と同様に、以下の処理を行う。

（５−１）上述した線スペクトルに基づいて上式（６）に示す算術演算を行うことにより、アンテナ４４からアンテナ４１に回り込んだ回り込み波の伝搬遅延時間τを算出する（図２ステップＳ１）。

（５−２）これらの線スペクトルに基づいて上式（７），（８）に示す算術演算を行うことにより、上記の搬送波成分から、既述の周波数オフセットΔｆ_２と周波数オフセット（Δｆ_２＋ｋ）とより、回り込み波の振幅ρおよび位相θを求める（図２ステップＳ２）。

（５−３）このようにして求められた伝搬遅延時間τ、並びに振幅ρ、および位相θを示すインパルス応答に相当するタップ係数を求める（図２ステップＳ３）。

すなわち、図８に示す構成では、周波数オフセット制御部１８Ａが１通りだけの周波数（＝Δｆ_２）を生成し、かつ既述の周波数（Δｆ_２＋ｋ）として、アンテナ４１に到来することが自明である放送波Ｘ′（ｆ′）の周波数ｆ′に基づく換算が可能な値が適用されることによって、図１に示す実施形態と同様に連立方程式が得られる。

したがって、図１に示す実施形態に比べて、性能や応答性が低下することくなく構成が簡略化され、しかも、再送信波の周波数が一定に保たれる。
なお、図８に示す構成では、アンテナ４４からアンテナ４１に至る回り込み経路の伝送路推定が４つ以上の未知数として求められるべき場合には、これらの未知数を解として与える連立方程式は、２つ以上の放送波の既知の周波数に基づいて求められてもよい。

また、本発明は、上述した実施形態に限定されず、本発明の範囲において多様な実施形態の構成が可能であり、構成要素の全てまたは一部に如何なる改良が施されてもよい。

１１ 加算器
１２ 乗算器
１３ トランスバーサルフィルタ
１４，１４Ａ，１５，１５Ａ，１６，１６Ａ ＤＦＴ部
１７，１７Ａ タップ係数更新部
１８，１８Ａ 周波数オフセット制御部
４１，４４ アンテナ
４２ 受信部
４３ 送信部

Claims (5)

1. 第一の空中線に到来した到来波の再送信または中継の下で第二の空中線から放射される送信波の搬送波周波数または位相を、前記到来波の搬送波周波数または位相に対して単一の周波数シフト量または単一の位相シフト量だけシフトさせる制御手段と、
   前記再送信を行う系と、前記第二の空中線から前記第一の空中線に至る回り込みの経路との総合的な特性を示し、かつ前記第一の空中線で受信した受信波の複数の異なる搬送波周波数または複数の異なる位相が個別に反映された複数の式からなる連立方程式の解として、前記経路の伝送路推定を行う推定手段と
   を備えたことを特徴とする回り込み伝送路推定装置。
2. 請求項１に記載の回り込み伝送路推定装置において、
   前記制御手段は、
   前記第一の空中線に到来した前記到来波である第一の到来波の再送信または中継の下で前記第二の空中線から放射される前記送信波の搬送波周波数を前記第一の到来波の周波数ｆｒ１と異なる値ｆｒ１′に設定し、
   前記推定手段は、
   前記再送信を行う系と、前記第二の空中線から前記第一の空中線に至る回り込みの経路との総合的な特性を示し、かつ前記第一の到来波と共に前記第一の空中線に到来した前記第一の到来波と別の第二の到来波の周波数ｆｒ２と、前記値ｆｒ１′とが個別に反映された複数の式からなる連立方程式の解として、前記経路の伝送路推定を行う
   ことを特徴とする回り込み伝送路推定装置。
3. 請求項１に記載の回り込み伝送路推定装置において、
   前記制御手段は、
   前記第一の空中線に到来した前記到来波の再送信または中継の下で前記第二の空中線から放射される前記送信波の搬送波周波数を前記到来波の搬送波周波数に対して所定の値Δｆシフトさせ、
   前記推定手段は、
   前記再送信または前記中継の再帰的な反復により前記値Δｆが順次積算された複数ｐの異なる値ｆｔ１〜ｆｔｐが個別に反映され、かつ前記再送信を行う系と、前記第二の空中線から前記第一の空中線に至る回り込みの経路との総合的な特性を示す複数ｐの式からなる連立方程式の解として、前記経路の伝送路推定を行う
   ことを特徴とする回り込み伝送路推定装置。
4. 請求項１に記載の回り込み伝送路推定装置において、
   前記制御手段は、
   前記第一の空中線に到来した前記到来波の再送信または中継の下で前記第二の空中線から放射される前記送信波に、前記到来波の位相に対する所定の値Δφの移相と、かつ前記再送信または前記中継の再帰的な反復の回数に基づく変調とを施し、
   前記推定手段は、
   前記回数毎に前記到来波を個別に識別し、前記反復の下で前記移相が順次施された複数ｐの異なる値φｔ１〜φｔｐが個別に反映され、かつ前記再送信を行う系と、前記第二の空中線から前記第一の空中線に至る回り込みの経路との総合的な特性を示す複数ｐの式からなる連立方程式の解として、前記経路の伝送路推定を行う
   ことを特徴とする回り込み伝送路推定装置。
5. 第一の空中線に到来した到来波の再送信に供される第二の空中線から前記第一の空中線に至る回り込みを相殺または抑圧する回り込みキャンセラであって、
   請求項１、２、３、４の何れか１項に記載の伝送路推定装置と、
   前記伝送路推定装置によって行われた伝送路推定の結果を前記相殺または前記抑圧に適用する回り込みキャンセル支援手段と
   を備えたことを特徴とする回り込みキャンセラ。