JP2010074417A

JP2010074417A - 無線送信機、受信機および無線送信方法

Info

Publication number: JP2010074417A
Application number: JP2008238463A
Authority: JP
Inventors: Hideki Koyakata; 英樹古舘
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2008-09-17
Filing date: 2008-09-17
Publication date: 2010-04-02
Also published as: US20100067603A1

Abstract

【課題】周波数選択性フェージングによる通信特性の劣化の回避をする。
【解決手段】ＲＦ処理部１４ａおよびＲＦ処理部１４ｂでは、互いに同じ情報を伝送する第１および第２のＯＦＤＭ信号を生成する。生成された第１および第２のＯＦＤＭ信号の合成信号のスペクトルのノッチが発生する周波数に基づいて、第２のＯＦＤＭ信号の位相の制御が位相器１６によって行われる。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線通信に関わり、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing)通信に適用可能な技術である。

無線通信では、アンテナから送信された信号に対して複数の伝搬路が存在するマルチパス環境となることが多い。この場合、伝搬路によって環境が異なるため、受信機に到達する信号の強度や位相が伝搬路に応じて変化し、その結果、フェージングが発生する。周波数選択性フェージングが発生すると、フェージングが発生している周波数やその周辺の周波数では受信レベルが下がるため、受信レベルが低下している周波数領域を使用した通信の品質が劣化する。

特に、ＯＦＤＭ（ＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access）を含む）通信では、周波数選択性フェージングが発生すると、フェージングによって受信レベルが局所的に低下する周波数領域（ノッチ領域）に含まれるサブキャリアを用いて送信されたデータ部分に通信品質の劣化が起こる。

その対策として、ＣＳＴＤ（Cyclic Shift Transmit Diversity）を適用することにより、周波数選択性フェージングのノッチ領域の幅を狭くしてノッチ領域に含まれるサブキャリアの数を減らす試みが行われてきた。図１４は、送信用アンテナ１５（１５ａ、１５ｂ）を２本備える送信機１にＣＳＴＤを適用する場合の例を説明する図である。ＯＦＤＭで送信されるデータは、まず、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）処理部１１で時間領域信号に変換される。その後、送信用アンテナ１５ａから送信される信号では、ＩＦＦＴ後のデータにＣＰ付加部１３によるＣＰ（Cyclic prefix、サイクリックプレフィクス）付加、ＲＦ（Radio Frequency）処理部１４による処理が行われる。一方、送信用アンテナ１５ｂからは、Ｄｅｌａｙ処理部１２において一定の遅延を加えた後で、ＣＰ付加部１３、ＲＦ処理部１４による処理を行って生成された信号が送信される。従って、送信用アンテナ１５ｂから送信される信号は、送信用アンテナ１５ａから送信される信号よりもＤｅｌａｙ処理部１２で加えられた遅延分だけ遅れて受信機４０により受信される。すなわち、送信用アンテナ１５ａと１５ｂから送信された直接波は、一方が遅延しているので擬似的なマルチパスを発生させることになる。このように擬似的マルチパスを生成することによりマルチパスの数を擬似的に増やし、実際のマルチパスで発生している周波数選択性フェージングのノッチ幅を狭めて通信特性を改善している。また、関連する技術として、巡回遅延ダイバシティに関して、いろいろな遅延期間を持つＯＦＤＭシンボルを生成することも開示されている。
特表２００８−５０２２２３号公報

しかし、ＣＳＴＤを適用したダイバシティでは、マルチパスによる影響が小さくフェージングの影響が小さい環境では、Ｄｅｌａｙ処理部１２で付加した遅延により発生した擬似的なマルチパスによって周波数選択性フェージングが起こる。このため、実際のマルチパスによる周波数選択性フェージングの影響が小さい環境においては、Ｄｅｌａｙ処理部１２の処理により擬似的に発生させたマルチパスに起因して発生する周波数選択性フェージングによって、かえって通信特性が劣化してしまうことがある。

本発明では、周波数選択性フェージングによる通信特性の劣化の回避を図ることを目的
とする。

第１の案では、互いに同じ情報を伝送する第１および第２のＯＦＤＭ信号を生成する信号生成部と、前記第１および第２のＯＦＤＭ信号の合成信号のスペクトルに基づいて、前記第２のＯＦＤＭ信号の位相を制御する位相制御部を備える無線送信機を用いる。

周波数選択性フェージングによる通信特性の劣化が回避される。

以下、本実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
＜実施形態（１）＞
〔装置構成〕
図１は、実施形態（１）で用いられる送信機１０と受信機４０の構成の一例を説明する図である。図１では、送信機１０から受信機４０に向けてＯＦＤＭ送信が行われるときの構成を示している。

送信機１０は、ＩＦＦＴ処理部１１、Ｄｅｌａｙ処理部１２、ＣＰ付加部１３（１３ａ、１３ｂ）、ＲＦ処理部１４（１４ａ、１４ｂ）、送信用アンテナ１５（１５ａ、１５ｂ）を備えるほか、位相器１６と位相差制御部１７を備える。

ＩＦＦＴ処理部１１は、送信すべきデータを表す複素シンボルが入力されると、個々のサブキャリア信号を合成したマルチキャリア信号の標本値を生成する。生成された標本値を並直列変換した後のデータのイメージ図を図２（ａ）に示す。以下の説明では、ＩＦＦＴ処理部１１の処理によって１０２４個の標本値が得られるものとし、図２中の番号は、各々の標本値の番号を示す。なお、本明細書および特許請求の範囲において、マルチキャリア信号の標本値を並直列変換した後のデータのことを「ＯＦＤＭ信号」と記載することがある。

図１に例示したように、ＩＦＦＴ処理部１１によってＩＦＦＴ処理が行われた後で、ＯＦＤＭ信号は、送信用の信号を生成する複数のブランチに分けられる。なお、以下の説明では、一例として、送信機１０が２つのブランチを備える場合について説明するが、ブランチの数は３つ以上にすることもできる。

図１の例では、送信用アンテナ１５ａから送信する信号を生成するための第１のブランチは、ＣＰ付加部１３ａ、ＲＦ処理部１４ａ、および送信用アンテナ１５ａを備えている。ＣＰ付加部１３ａにＯＦＤＭ信号が入力されると、ＣＰ付加部１３ａは、伝搬路での信号のシンボル間干渉を抑えるためにサイクリックプレフィクスを付加する。ＣＰ付加部１３は、図２（ｂ）に示すように、ＯＦＤＭ信号の１シンボル中の末尾の標本値をコピーして、そのシンボルの先頭部分に付加する。ここで、付加する標本値の数は実装に合わせて任意に変更することができる。図２（ｂ）の例では、８９６〜１０２３番目の標本値がサイクリックプレフィクスとしてコピーされてＯＦＤＭ信号の先頭に付加されている。

ＣＰ付加部１３による処理が終わると、ＲＦ処理部１４は、ＯＦＤＭ信号をＤ／Ａ変換してアナログ信号を生成し、生成したアナログ信号に搬送波を掛け合わせて搬送帯域の信号を生成する。ここで生成された搬送帯域の信号のことを、「搬送帯域ＯＦＤＭ信号」もしくは「ＯＦＤＭ信号」と記載することがある。さらに、搬送帯域ＯＦＤＭ信号を、その信号が生成されたブランチと対応付けて記載することもある。例えば、第１のブランチで生成された搬送帯域ＯＦＤＭ信号のことを、「第１のブランチの信号」と記載することが
ある。送信用アンテナ１５ａは、ＲＦ処理部１４ａで生成された搬送帯域ＯＦＤＭ信号の送信を行う。

一方、第２のブランチには、ＣＰ付加部１３ｂ、ＲＦ処理部１４ｂ、送信用アンテナ１５ｂの他に、Ｄｅｌａｙ処理部１２、位相器１６および位相差制御部１７が備えられている。Ｄｅｌａｙ処理部１２は、入力されたＯＦＤＭ信号（図２（ｃ））に遅延を加えることによって、第１のブランチの信号がマルチパス環境で送信された状態を擬似的に再現するための信号を生成する。Ｄｅｌａｙ処理部１２は、図２（ｄ）に示すように、入力されたＯＦＤＭ信号の標本値を指定された量だけサイクリックにシフトさせる。図２（ｄ）の例では、Ｄｅｌａｙ＝１であるので、標本値の順番が１つずつ変更され、先頭が１０２３番目の標本値、末尾が１０２２番目の標本値となっている。

Ｄｅｌａｙ処理部１２から出力された信号は位相器１６を経由してＣＰ付加部１３ｂに与えられる。なお、位相器１６および位相差制御部１７の動作については後述する。ＣＰ付加部１３ｂは、Ｄｅｌａｙが付加された信号を受信すると、前述のとおり、サイクリックプレフィクスの付加を行う（図２（ｅ））。図２（ｄ）に示すとおり、ＣＰ付加部１３ｂに与えられた信号に循環遅延が加えられているので、第２のブランチのＣＰ付加部１３ｂが、第１のブランチのＣＰ付加部１３ａと同様の操作を行うと、図２（ｅ）の信号が出力される。ＲＦ処理部１４ｂおよび送信用アンテナ１５ｂの動作は、第１のブランチのＲＦ処理部１４ａおよび送信用アンテナ１５ａについて述べたとおりである。

第１のブランチの信号が送信用アンテナ１５ａから、第２のブランチの信号が送信用アンテナ１５ｂから送信されると、送信機１０と通信可能な受信機４０はそれらの信号を受信する。図３は、受信機４０の受信用アンテナ４１が受信した信号の受信レベルとＣＳＴＤの影響を説明する図である。ＣＳＴＤによって、第２のブランチの信号に第１のブランチの信号に対する遅延を付加した場合は、受信用アンテナ４１が受信する信号のスペクトルは、図３（ｂ）のように変動する。図３（ａ）に示すように、ＣＳＴＤを行わない（Ｄｅｌａｙ＝０）場合は、受信レベルの変動がＣＳＴＤを行っている場合に比べて緩やかになっている。従って、ＣＳＴＤによって、第１のブランチの信号と第２のブランチの信号の周波数選択性フェージングによって受信レベルが低下している領域の幅を狭くすることができる。つまり、受信スペクトルにおけるノッチ領域の幅を狭めることができるので、１つのノッチ領域に含まれるサブキャリアの数を減らすことができる。

なお、「ノッチまたはノッチ領域」は、周波数に対して信号レベルが局所的に低下している領域を指すものとする。従って、ノッチ領域内のサブキャリアによって伝送されるデータに関しては、通信品質が劣化することがある。

そこで、送信機１０では、ＣＳＴＤによる処理に加えて、位相器１６および位相差制御部１７により、第２のブランチの信号の位相の制御を行う。この制御により、第１のブランチの信号と第２のブランチの信号の周波数選択性フェージングによって生じるノッチ位置が、第１および第２のブランチの合成信号の信号帯域の外に位置する環境を作り出すことができる。ノッチ領域が信号帯域の外に位置する場合は、第１および第２のブランチの信号の送信に用いられるサブキャリアのいずれもノッチ領域に含まれないため、周波数選択性フェージングによる通信品質の劣化を避けることができる。なお、以下の説明で用いるスペクトル等を示す図においては、理解を助けるために、信号帯域中のノッチ領域の数が少ない場合について説明しているが、信号帯域中のノッチ領域の数はマルチパスの状況などに応じて変化するものである。

図４は、第２のブランチの信号の位相の制御を説明する図である。本実施形態では、位相の制御を行うときには、図４に示すとおり、ミキサ１８と測定器１９が設置される。ミ
キサ１８は、ＲＦ処理部１４ａで生成された第１のブランチの信号と、ＲＦ処理部１４ｂで生成された第２のブランチの信号を合成する。ミキサ１８によって合成された合成信号は測定器１９に入力され、合成信号の強度が周波数の関数として観測される。ここで、測定器１９は、合成信号の強度を周波数の関数として表すことができる任意のデバイスで構成することができ、例えば、スペクトラムアナライザとすることができる。また、合成信号の強度を、搬送帯域ＯＦＤＭ信号を送信するために使用されるサブキャリアの番号の関数として測定する構成にしても良い。

図５は、第１および第２のブランチの信号の周波数選択性フェージングの特性と合成信号の信号帯域の関係の一例を説明する図である。測定器１９において、（ａ）のようなスペクトルが得られ、信号帯域が（ｂ）で示される帯域である場合、（ａ）のスペクトルの中央部のノッチ領域に含まれるサブキャリアでは通信品質が劣化している。

この場合、位相差制御部１７は、測定器１９で得られたスペクトルのデータを受け取ると、スペクトルのデータからノッチの位置を検出する。その際、位相差制御部１７には、総サブキャリア数（Ｎ）、およびサブキャリアの周波数間隔などノッチの位置を特定するために用いるデータが、適宜、送信機１０が備えるメモリ（図示せず）などから通知される。ノッチ領域が特定されると、位相差制御部１７は、ノッチ領域を信号帯域の外に設定するために、第２のブランチの信号の位相の制御量を算出する。位相の制御量の算出方法については、後で詳しく述べる。

位相差制御部１７は、位相の制御量を求めると、その値を位相器１６に通知する。位相器１６は、通知された制御量に従って、第２のブランチの信号の位相の制御を行う。図６に、位相器１６による位相の制御が行われた後の第１および第２のブランチの信号の周波数選択性フェージングの特性と合成信号の信号帯域の関係の一例を示す。位相器１６による制御が行われると、図６の（ｃ）で示すように、信号帯域とノッチ領域が重なる範囲が小さくなる。その結果、ほとんどのサブキャリアでは、周波数選択性フェージングの影響を避けることができ、周波数選択性フェージングによる通信品質の劣化を避けることができる。

次に、本実施形態で用いられる受信機４０について述べる。受信機４０は、図１もしくは図４に示したとおり、受信用アンテナ４１、ＲＦ処理部４２、ＣＰ除去部４３、およびＦＦＴ処理部４４を備える。

受信用アンテナ４１は、送信機１０からの信号を受信する。受信信号には、図１に示す例では、第１および第２のブランチ信号が含まれている。受信用アンテナ４１からＲＦ処理部４２に信号が出力されると、ＲＦ処理部４２は、入力された信号のダウンコンバージョン処理をした後、Ａ／Ｄコンバータによって、アナログ信号をデジタル信号に変換する。その後、ＣＰ除去部４３が、デジタル信号からサイクリックプレフィクスを除去する。サイクリックプレフィクスが除去されたデータに、ＦＦＴ処理部４４が、離散フーリエ変換（ＦＦＴ、Fast Fourier Transform）処理を行う。ＦＦＴ処理部４４から出力されたデータに対して、復号などの処理が行われ、データが取得される。

〔位相の制御量の算出〕
まず、２つの搬送帯域ＯＦＤＭ信号の間の位相の差を変更すると、周波数選択性フェージングのノッチの位置が変動することについて、具体例を挙げて述べる。なお、以下の説明で記述した信号が観測されるモニタポイントを図１に示す。

ＩＦＦＴ処理部１１において、ＩＦＦＴ処理を行った後のＯＦＤＭ信号をｇ(ｔ)とする。この信号は、第１のブランチのＣＰ付加部１３ａの前のモニタポイント１（図１のＭ１
）や、第２のブランチのＤｅｌａｙ処理部１２の前（モニタポイントＭ２）で観測することができる。

Ｄｅｌａｙ処理部１２において、遅延Δｔが与えられると、信号ｇ(ｔ＋Δｔ)が生成される（モニタポイントＭ３）。なお、この実施例では、Δｔは、１シンボルの信号を送信するために用いる時間と１シンボル内の標本値の数で決まる。例えば、図２（ｄ）の例では、各標本値について１標本値分の位置を変更しているのでΔｔ＝１である。

ｇ(ｔ＋Δｔ)に対して位相器１６で位相をφ（ｒａｄ）変更すると、位相器１６から出力される信号は、式（１）
で表される（モニタポイントＭ４）。

受信機４０は、上述したように、第１および第２のブランチ信号を受信する。よって、伝搬路の影響やＲＦ処理の影響が送信機１０から送信された信号の位相や振幅に与える影響を無視できる場合、受信機４０で受信されてＣＰ除去部４３によるサイクリックプレフィクスの除去が行われた後の信号（モニタポイントＭ５で観測される信号）は式（２）
で表される。ここで、ｇ(ｔ)をフーリエ変換すると、Ｇ(ｆ)となるとする。この場合に
をフーリエ変換した結果は、式（３）で表される。

故に、式（２）で表される合成信号をフーリエ変換した結果（モニタポイントＭ６で観測される信号）は、式（４）
で表される。

つまり、送信機１０からＣＳＴＤによって信号ｇ(ｔ)と
を送信した場合、両方の信号を受信した受信機４０では、ＦＦＴ処理部４４の処理により、式（４）で示されるように、Ｇ(ｆ)に
を掛け合わせた信号が得られる。

ここで、送信機１０が、ＣＳＴＤによらず、信号ｇ(ｔ)のみを送信すると、信号ｇ(ｔ)のみを受信した受信機４０は、ＦＦＴ処理部４４の処理により、信号Ｇ(ｆ)を得る。従って、送信機１０がＣＳＴＤによってｇ(ｔ)と
の両方の信号を送信した場合は、信号ｇ(ｔ)のみを受信したときの受信レベルに
を掛け合わせた受信レベルの信号を受信機４０が受信すると考えることができる。そこで
の絶対値を周波数の関数として表したスペクトルによって、ＣＳＴＤによって起きる周波数選択性フェージングの影響と、ノッチ領域に含まれる周波数帯を算出することができる。

周波数選択性フェージングの影響を表す係数にφ＝０（ｒａｄ）を代入し、位相器による位相の制御を行わない場合の周波数選択性フェージングの影響を表す式を求めると、
となる。この場合の各サブキャリアに対する周波数選択性フェージングの影響の計算結果の例（その１）を図７に示す。ここで、図７では、受信レベルに与える周波数選択性フェージングの影響を、周波数ｆに対応するサブキャリアの番号の関数として表している。図７は、搬送帯域ＯＦＤＭ信号の送信に用いられる総サブキャリア数（Ｎ）が１０２４のときについて、サブキャリア番号を−５１２から５１１としたときのスペクトルである。また、図７の例では、図２（ｄ）で示したように、ＯＦＤＭ信号の１シンボル内で１標本値分のＤｅｌａｙを付加した場合について計算している。なお図７の縦軸は受信レベル（ｄＢ）である。図７の例では、位相の制御量が０（ｒａｄ）のとき、周波数選択性フェージングによるノッチが、搬送帯域ＯＦＤＭ信号の信号帯域の外に発生している。

同様に、位相器による位相の制御量φがπ／２（ｒａｄ）で、Δｔ＝１であるときは、
となる。図８は、各サブキャリアに対する周波数選択性フェージングの影響の計算結果の例（その２）を示す図である。図８では、
として表現することができる周波数選択性フェージングの影響を、周波数ｆに対応するサブキャリアの番号の関数として表している。また、図７の例と同様に、図８でも、サブキャリア番号−５１２から５１１の１０２４本のサブキャリアを用い、Ｄｅｌａｙ処理部１２において１標本値分のＤｅｌａｙを付加した場合で、φがπ/２（ｒａｄ）の場合についての計算値を示している。縦軸は信号強度（ｄＢ）である。図８の例では位相器による位相差がπ／２（ｒａｄ）のとき、周波数選択性フェージングによるノッチ領域が、２５６番のサブキャリアの位置に発生している。

以上のように、送信帯域ＯＦＤＭ信号を生成する複数のブランチの間で、位相を制御して、複数のブランチで生成される送信帯域ＯＦＤＭ信号の間の位相の差を変動させることにより、周波数選択性フェージングのノッチの位置が変動することが示された。

次に、周波数選択性フェージングによるノッチ位置の変動量と位相の制御量の関係について述べる。第２のブランチの信号の位相の制御量をφとし、ＯＦＤＭ送信に用いられる総サブキャリアの数をＮとする。この場合、周波数選択性フェージングのノッチ領域の移動量Δsubcarrierは、式（５）
で表される。ここで、Δsubcarrierは、ノッチ位置の移動量が何本のサブキャリアの周波数領域に相当するかを示す。以上に述べたとおり、式（５）に基づいて算出したφを制御量として位相器１６の制御を行うことにより、信号帯域の外にノッチ領域が位置する環境とすることができる。

位相器１６は、位相制御量Δφが与えられると、例えば、以下の制御を行う。なお、ここでは、Ｄｅｌａｙ処理部１２から出力される信号ｇが下式で表されるものとする。
この場合、位相器１６は、信号ｇの位相を「φ_１」から「φ_２」に変更する。すなわち、位相器１６の出力信号は、下式で表される。ここで、「φ_２−φ_１＝Δφ」である。
ここで、信号ｇは、一般に、デジタル複素数列で表されている。したがって、位相器１６による位相の制御は、位相制御量Δφに応じて、各デジタル複素数の実部値および虚部値
を補正する演算に相当する。

なお、以上の説明では、理解を助けるために、送信機１０のＲＦ処理部１４による位相の変動がないものとして説明をしたが、実際にはＲＦ処理部１４の発振器によって位相が変動することがある。また、第１のブランチのＲＦ処理部１４ａと第２のブランチのＲＦ処理部１４ｂの間の位相の差などにより、第１のブランチの信号と第２のブランチの信号の間に位相差が出る場合がある。かかる場合においても、Ｎの値などを用いて算出した位相差φ分の制御を行うことによって信号帯域の外にノッチ領域を移動させることが可能である。また、図７の例では、位相の制御を行わず、位相器１６での位相の変化量が０ｒａｄのときにノッチ領域が信号帯域の外に位置していたが、これは一例に過ぎず、位相器１６での位相の変化量が０ｒａｄであっても信号帯域内にノッチ領域が位置することがある。

〔位相器の制御によるノッチ領域の変更〕
図４を参照しながら、位相器１６の制御を行うことによるノッチ領域の移動の例を説明する。ＯＦＤＭ信号にＣＰ付加部１３ａとＲＦ処理部１４ａによる処理を加えた結果、第１のブランチの信号がｇ(ｔ)であったとする。また、第２のブランチの信号は、ＯＦＤＭ信号にＤｅｌａｙ処理部１２、位相器１６、ＣＰ付加部１３ｂ、および、ＲＦ処理部１４ｂでの処理が終わった段階で、ｇ(ｔ＋Δｔ)であったとする。送信用アンテナ１５ａからｇ(ｔ)、送信用アンテナ１５ｂからｇ(ｔ＋Δｔ)を送信し、受信機４０が両方の信号を受信したときの送信信号を測定器１９によって得たときに、例えば、図８に示すようなスペクトルが得られたとする。

測定器１９が位相差制御部１７に測定結果を通知すると、位相差制御部１７は、測定器１９からのデータを基に、ノッチの位置を検出する。ここで、位相差制御部１７におけるノッチの位置の検出方法は、既知の任意の方法を用いることができる。例えば、測定器１９が測定したスペクトルのデータから信号強度が所定の閾値以下の強度となっている周波数領域をノッチ位置とする方法、スペクトルデータにおける信号強度の最小値の周波数領域をノッチ位置とする方法などを用いることができる。また、信号強度の変化量をモニタして、所定の周波数の幅において信号強度が極小値となっている領域をノッチ領域として指定することもできる。

例えば、位相差制御部１７は、−５１２番から５１１番までの１０２４本のサブキャリアのうち、２５６番目のサブキャリアにノッチの中心があることを検出したとする。すると、位相差制御部１７は、先に述べた方法に従って、位相の制御量を計算する。例えば、位相差制御部１７が、ノッチの中心位置を、５１１番のサブキャリアよりサブキャリア１本で用いる周波数分だけ高周波数の位置にするために、Δsubcarrier＝２５６と設定したとする。式（５）は以下のように変形できるので、Δｔ＝１のとき、ノッチ領域の移動量が２５６本のサブキャリア分とするためのφの値が次式で計算できる。
従って、この場合には、第１のブランチの信号と第２のブランチの信号の間の位相の差をπ／２変化させることにより、周波数選択性フェージングのノッチ領域を信号帯域の外側にすることができることを、位相差制御部１７が算出する。

位相差制御部１７は、位相器１６に制御量がπ／２であることを通知すると、位相器１６は、π／２だけ第２のブランチの信号の位相を変化させる。すると、図７に示したように、周波数選択性フェージングのノッチ領域が、信号帯域の外に位置する環境を実現することができる。このため、搬送帯域ＯＦＤＭ信号で用いられる全てのサブキャリアにおいて周波数選択性フェージングによる通信品質の劣化を軽減することができる。

なお、位相差制御部１７は、Δsubcarrierを、ノッチ領域に含まれているサブキャリアと信号帯域の末端に位置するサブキャリアの間に含まれるサブキャリアの数を基にして求める構成にすることもできる。例えば、ノッチの中心位置が２５６番目のサブキャリアであり、信号帯域の高周波側の末端が５１１番のサブキャリアであるときに、両者の差である２５５本のサブキャリア分を移動させる場合について、制御量を算出することができる。

〔受信側での処理〕
これまで述べてきたように、第２のブランチの信号の位相の制御を行った信号と、第１のブランチの信号を受信した受信機４０で行われる、データの復元について述べる。図９は、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）によって変調されたシンボルについて、第２のブランチの位相の制御の影響を説明する図である。送信機１０で、各シンボルを構成する信号点は図９（ａ）に示されるものとして信号が生成されたとする。

このとき、送信機１０のＩＦＦＴ処理部１１で生成された信号はｇ(ｔ)で表されるものとする。第２のブランチについて位相器１６が位相を変更しない場合において、図１のモニタポイントＭ３で示したｇ(ｔ＋Δｔ)の信号が第２のブランチから送られる。ここで、ｇ(ｔ)をフーリエ変換すると、Ｇ(ｆ)となる場合、ｇ(ｔ＋Δｔ)をフーリエ変換すると、
となる。従って、受信機４０でＦＦＴ処理部４４の処理が終わると、ｇ(ｔ)＋ｇ(ｔ＋Δｔ)をフーリエ変換した信号
が得られる。式（６）から明らかなように、Ｇ(ｆ)に、マルチパスによるひずみ
が掛け合わさっているので、信号点は、例えば、図９（ｂ)のように変化する。

位相器１６においてφだけ位相を変更した場合には、受信機４０では、前述の式（４）に示したとおり、Ｇ(ｆ)に
を掛け合わせた信号が、ＦＦＴ処理部４４の処理によって得られる。従って、位相の制御をしない場合のＣＳＴＤによるマルチパスの影響による信号点の位置の変化に加えて、位相の制御の影響によって、例えば、信号点は、図９（ｃ）のように変化すると考えることができる。

送信機１０で図９（ａ）のような信号点を用いて信号を生成しているが、受信機４０で信号を受信したときには、信号点は図９（ｃ）のように配置が変わっているため、受信機４０では、パイロット信号を用いて信号点の変化を推定して復号を行う。

このように、信号の位相の制御を行った場合であっても、ＣＳＴＤによるＤｅｌａｙを用いた擬似的なマルチパスの影響と同様に、送信されたシンボルに対する影響は振幅ひずみと位相ひずみとして現れる。従って、送信機１０における位相の制御の影響は、受信機４０において信号を復号する際には、信号点の配置の変化が観測されるに過ぎない。すなわち、図９（ａ）〜（ｃ）に示したようなコンステレーションによる表現では、位相の制御は信号点の配置の変化として観測される。このため、位相の制御が行われた信号も、パイロット信号を用いることによりデータの復元処理を行うことができ、ＯＦＤＭ通信に対応している任意の受信機において送信機１０からの信号を復号することができる。

ただし、式（４）などで示した周波数選択性フェージングの影響を表す係数において、φ/(２π・Δｔ)が周波数ｆに加算されていることから明らかなとおり、ＩＦＦＴ後の時間領域での位相差φは、ＦＦＴ後の周波数領域では周波数シフトに相当する。つまり、ＣＳＴＤによるＤｅｌａｙを用いたマルチパスの生成では、式（６）に示したように受信信号の周波数は変化しないのに対し、位相を制御する場合は、受信信号の周波数が変更される。

以上に述べたように、送信機１０において、複数のブランチのうちの一部のブランチで位相の制御を行うことによって、受信機４０における受信レベルのノッチ領域を信号帯域の外に発生させることができる。このため、ノッチ領域に含まれるサブキャリアを用いた通信の品質が劣化することを回避でき、通信品質を改善することができる。

このような送信機１０は、マルチパスが発生しにくく周波数選択性フェージングの影響が小さい環境において、ＣＳＴＤによって擬似的に発生させたマルチパスによって生じる通信品質の劣化を防ぐことができる。マルチパスが発生しにくく周波数選択性フェージングの影響が小さい環境の例は、例えば、送信機１０と受信機４０の間に障害物がほとんど無い環境で双方が静止している場合や、障害物が少なくマルチパスが発生しにくい環境などが考えられるが、これらに限られるわけではない。

また、送信機１０では、実際のマルチパスに起因する周波数選択性フェージングについては、ＣＳＴＤを行うことにより、ノッチ領域の幅を狭くすることにより、周波数選択性フェージングによる通信特性の劣化を回避することができる。従って、送信機１０によれば、マルチパスの影響が大きい場合にはＣＳＴＤを用いて通信特性の劣化を回避でき、マルチパスの影響が小さい場合は、ＣＳＴＤによる擬似的なマルチパスの影響を、位相を制御して回避することができる。つまり、送信機１０を用いると、様々な通信環境において発生しうる周波数選択性フェージングの影響による通信品質の劣化を回避することができる。

＜実施形態（２）＞
図１０は、実施形態（２）で用いられる送信機と受信機の構成の一例を説明する図である。送信機１０は、ＩＦＦＴ処理部１１、Ｄｅｌａｙ処理部１２、ＣＰ付加部１３（１３ａ、１３ｂ）、ＲＦ処理部１４（１４ａ、１４ｂ）、位相器１６および位相差制御部１７を備えていることは実施形態（１）と同様であるが、送信用アンテナ１５が１つであることが異なる。また、第１のブランチの信号と第２のブランチの信号を合成するためのミキサ１８を備えている。

ミキサ１８からの出力を図４で示したように、測定器１９に入力し、測定器１９を用い
てスペクトルを測定することにより、周波数選択性フェージングの特性と合成信号の信号帯域の関係が確認される。周波数選択性フェージングによるノッチ領域が信号帯域内に位置する場合は、実施形態（１）で説明した手法によって、位相差制御部１７が位相の制御量を算出し、位相器１６が位相の制御を行う。

送信用アンテナ１５から送信された信号を受信する受信機４０の構成は実施形態（１)で述べた受信機４０と同様である。
このような構成にすることで、送信アンテナと端末の位置関係によらず周波数選択性フェージングのノッチの位置が固定化される。そのため、送信アンテナと端末の位置関係に依存せず、ノッチの位置が固定化されるため、位相の制御によるノッチの位置の制御が容易になる。

＜実施形態（３）＞
図１１は、実施形態（３）で用いられる送信機と受信機の構成の一例を説明する図である。実施形態（１）および（２）においては、位相器１６はＤｅｌａｙ処理部１２とＣＰ付加部１３の間に設置されているが、本実施形態では、ＲＦ処理部２０に組み込まれている。実施形態（３）のＲＦ処理部２０は、Ｄ／Ａコンバータ２１、ミキサ２２、位相器２３、発振器２４、アンプ２５、および、フィルタ２６を備えている。

Ｄ／Ａコンバータ２１は、ＲＦ処理部２０に入力されてきた標本値列をアナログ信号に変換して出力する。ミキサ２２は、発振器２４によってアップコンバージョンを行うために、搬送波を掛け合わせる。アンプ２５は適宜、信号を増幅し、フィルタ２６は、不要なノイズの除去を行う。

位相器２３は、実施形態（１）において述べた位相器１６と同様に位相の制御を行うが、位相差制御部１７と位相器１６の両方を含めた形態であることが異なる。従って、位相器２３は、測定器１９から通知されたデータに従って、位相の制御量を算出し、算出結果に従って、位相の制御を行う。この場合、位相器２３は、例えば、発振器２４により生成される搬送波信号の位相を制御する。なお、測定器１９の設置は、図４に示したとおりに行うことができる。

なお、位相器は、位相器１６や位相器２３として示した位置に設置することができるが、ＩＦＦＴ処理部１１によるＩＦＦＴ処理が行われた後のデータに対して制御を行うことができる任意の位置に設置することも可能である。例えば、ＩＦＦＴ処理部１１とＤｅｌａｙ処理部１２との間、ＣＰ付加部１３とＲＦ処理部２０もしくはＲＦ処理部１４の間に設置することもできる。これらの場合も、適宜、位相差制御部１７を位相器に対して制御量を通知できる位置に設置することができる。また、位相器２３と同様に、位相器１６と位相差制御部１７の両方を含めた形態として設置することもできる。

＜実施形態（４）＞
これまでに述べた実施形態（１）〜（３）では、送信機１０に測定器１９を接続し、測定器１９での測定結果によりノッチの位置を調整したが、送信機３０が受信機５０からのフィードバック結果を受信してノッチ位置を制御することもできる。

図１２は、受信機５０からのフィードバック結果を用いてノッチ位置の制御を行う場合の送信機３０と受信機５０の構成の一例を説明する図である。送信機３０は、他の実施形態で用いられている送信機１０と同様に、ＩＦＦＴ処理部１１、Ｄｅｌａｙ処理部１２、ＣＰ付加部１３、ＲＦ処理部１４、送信用アンテナ１５、位相器１６、位相差制御部１７を備える他に受信部を備える。受信部には、制御信号検出部３１、復号部３２、ＦＦＴ処理部３３、ＣＰ除去部３４、ＲＦ処理部３５、および、受信用アンテナ３６が備えられて
いる。

一方、受信機５０は、受信用アンテナ４１、ＲＦ処理部４２、ＣＰ除去部４３、ＦＦＴ処理部４４、伝搬路補償部４５、復号部４６、伝搬路推定部４７、ノッチ位置検出部４８を備える他、送信部を備える。ここで、送信部は、ノッチ位置検出部４８で検出されたノッチの位置に関する情報を送信機３０に送信するために用いられる他、任意の他の情報の送信にも用いられる。送信部には、符号部５１、ＩＦＦＴ処理部５２、ＣＰ付加部５３、ＲＦ処理部５４、および、送信用アンテナ５５が含まれる。

送信機３０のうち、ＩＦＦＴ処理部１１、Ｄｅｌａｙ処理部１２、ＣＰ付加部１３、ＲＦ処理部１４、送信用アンテナ１５（１５ａ、１５ｂ）の動作は、実施形態（１）で述べた動作と同様である。送信用アンテナ１５ａおよび１５ｂから送信された信号を受信機５０の受信用アンテナ４１が受信した後、受信用アンテナ４１、ＲＦ処理部４２、ＣＰ除去部４３、ＦＦＴ処理部４４で行われる動作も実施形態（１）で述べた動作と同様である。

ＦＦＴ処理部４４における処理で時間領域の信号が周波数領域の信号に変換されると、伝搬路推定部４７は信号帯域に含まれるサブキャリアのうちのパイロットサブキャリアの位置を特定する。伝搬路推定部４７は、さらに、特定したパイロットサブキャリアのデータを用いて擬似的なマルチパスの影響や伝搬路で発生した位相と振幅のひずみの大きさを推定し、推定結果を伝搬路補償部４５に通知する。すなわち、伝搬路推定部４７は、送信機３０から送信されたデータを復号するための信号点の配置の変化を推定し、推定結果を伝搬路補償部４５に通知する。伝搬路補償部４５は、通知された情報に基づいてコンステレーションマップ上での信号点の変化を補償し、得られた結果を復号部４６に出力する。復号部４６は、伝搬路補償部４５から入力された情報に基づいて、送信機３０から送信されたデータの復号を行う。

伝搬路推定部４７は、伝搬路補償部４５に情報を出力する他に、特定したパイロットサブキャリアの位置をノッチ位置検出部４８に通知する。ここで、「サブキャリアの位置」とは、位置を特定する対象となるサブキャリアのサブキャリア番号、もしくは、位置を特定する対象となるサブキャリアが使用する周波数などを指す。すなわち、周波数領域で送信帯域ＯＦＤＭ信号を表したときに、位置を特定する対象のサブキャリアが送信帯域ＯＦＤＭ信号のどの領域に該当するかを表す情報を、「サブキャリアの位置」という。従って、例えば、伝搬路推定部４７は、パイロットサブキャリアの位置をサブキャリア番号としてノッチ位置検出部４８に通知する。

ノッチ位置検出部４８は、通知されたパイロットサブキャリアの位置を用いてパイロットサブキャリアの強度を測定し、パイロットサブキャリアによる信号の受信レベルとパイロットサブキャリアの位置の関係に基づいてノッチの位置を特定する。図１３は、受信レベルとパイロットサブキャリアのサブキャリア番号の関係を示す図の一例である。図１３では、パイロットサブキャリアの強度が実線で示されている。ノッチ位置検出部４８では、図１３に示したような受信レベルとパイロットサブキャリアの位置の関係を調べ、パイロットサブキャリアの強度を図１３で示す破線のように結んで、各サブキャリアの信号の受信強度を推定する。その推定結果に基づいて、受信強度の最小値のサブキャリア番号をノッチ位置として検出し、送信機３０にフィードバックするために、符号部５１に通知する。なお、本明細書および特許請求の範囲において、ノッチ位置検出部４８が検出したノッチ領域を特定する情報を「ノッチ位置情報」と記載することがある。

符号部５１は、受信機５０から送信機３０に送信するノッチ位置情報を符号化する。なお、ノッチ位置情報が、他の情報とともに受信機５０から送信機３０に送られる場合には、受信機５０から送信される他の情報とともに符号化される。符号化されたデータがＩＦＦＴ処理部５２に入力されると、ＩＦＦＴ処理により、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換されて、ＣＰ付加部５３に出力される。出力された信号は、ＣＰ付加部５３でサイクリックプレフィクスが付加され、ＲＦ処理部５４でデジタル信号からアナログ信号に変換され、搬送波の帯域にアップコンバージョンされた後、送信用アンテナ５５から送信機３０に向けて送信される。

受信用アンテナ３６は、送信用アンテナ５５から送られてきた信号を受信し、ＲＦ処理部３５に向けて受信した信号を出力する。ＲＦ処理部３５は、入力された信号をダウンコンバージョンし、アナログ信号からデジタル信号へと変換する。ＲＦ処理部３５によって生成されたデジタル信号は、ＣＰ除去部３４に向けて出力され、ＣＰ除去部３４においてサイクリックプレフィクスが除去された後、ＦＦＴ処理部３３によりＦＦＴ処理が行われ、周波数領域の信号に変換される。ＦＦＴ処理部３３から出力された周波数領域の信号は、復号部３２においてサブキャリアごとに復号される。復号部３２で復号されたデータは制御信号検出部３１に出力され、制御信号検出部３１は、ノッチ位置情報に関するデータを検出する。

制御信号検出部３１は、ノッチ位置情報を検出すると、位相差制御部１７にノッチ位置情報を出力する。位相差制御部１７は、ノッチ位置情報で特定されたノッチ領域のサブキャリア番号を用いて、実施形態（１）において説明したとおり、位相器１６の制御量を算出し、位相器１６は算出された制御量に従って、第２のブランチの信号の位相を制御する。

このような構成にすることにより、実施形態（４）では、送信機３０と受信機５０の間で通信を行いながら、送信機３０が第２のブランチの位相の制御を行うことができる。従って、実施形態（１）〜（３）に比べて通信環境の変化に対応することができるという利点がある。また、実施形態（１）と同様に、実際のマルチパスの影響が大きい場合にはＣＳＴＤを用いて通信特性の劣化を回避でき、マルチパスの影響が小さい場合は、ＣＳＴＤによる擬似的なマルチパスの影響を、位相を制御して回避することができる。従って、受信機５０を導入したシステムでは、様々な通信環境において発生しうる周波数選択性フェージングの影響による通信品質の劣化を回避することができる。

なお、上記の説明とは異なる方法によってノッチ位置検出部４８がノッチ位置を特定することもできる。例えば、ノッチ位置検出部４８は、受信レベルをサブキャリアの関数として表したときに、受信レベルが極小値となるサブキャリア位置をノッチ位置とする構成にすることができる。また、受信レベルが一定の閾値未満の値になったサブキャリアの位置をノッチ位置とする構成にすることもできる。さらに、ノッチ位置をサブキャリア番号によって通知するだけでなく、周波数帯を指定することによって通知する構成にすることも可能である。

また、実施形態（４）において、第２のブランチの信号の位相を制御した後に、再度、受信機５０からのフィードバックを受けてノッチ領域が信号帯域の外にあるかを位相差制御部１７が確認する構成にすることもできる。

さらに、受信機５０において位相の制御量を算出して、算出した結果を送信機３０に通知する構成にすることも可能である。この場合は、ノッチ位置検出部４８が制御量計算部として動作し、ノッチ領域が信号帯域の外に位置する環境を実現するための位相の制御量を算出する。制御量算出部によって算出された制御量は、ノッチ位置検出部４８が求めたノッチ位置情報と同様の方法により、送信機３０に通知される。

＜その他＞
なお、本発明は上記の実施形態に限られるものではなく、様々に変形可能である。以下にその例をいくつか述べる。

〔第１および第２のブランチにおいての位相差の制御〕
例えば、位相の制御を第１と第２のブランチの両方で行う構成にすることもできる。前述のとおり、位相差制御部１７が算出する制御量は、第１のブランチの信号と第２のブランチの信号の位相の差の変更量である。従って、第１のブランチの信号についての位相の変化量よりも、第２のブランチの位相の変化量が大きく、双方のブランチでの変化量の差が制御量と一致している場合には、実施形態（１）〜（４）で述べた実施形態と同様に位相の制御を行うことができる。この場合には、第１のブランチと第２のブランチの両方に、位相器１６、位相差制御部１７を備える構成にすることができる。

〔オペレータによる位相器の制御〕
これまで、位相器１６の制御は、位相差制御部１７で算出された制御量に応じて、位相器１６が自律的に位相の制御を行う構成について述べたが、位相差制御部１７から出力された制御量に応じてオペレータが位相器１６を調整することもできる。また、オペレータが位相器１６の調整を行う場合には、実施形態（１）〜（３）では、送信機１０が位相差制御部１７を備えない構成にすることもできる。この場合は、オペレータが測定器１９で測定された信号レベルと周波数もしくはサブキャリア番号の関係に基づいて、位相器１６を操作する。なお、オペレータが位相器１６の調整を容易に行うことができるようにするため、測定器１９が表示部を備えていて、測定された信号レベルと周波数もしくはサブキャリア番号の関係を示すスペクトルが表示部に表示される構成にすることもできる。

〔位相器の制御量の計算の変形例〕
位相差制御部１７に、受信機からのノッチ位置情報もしくは測定器１９のスペクトル情報、および、総サブキャリア数Ｎの他に、ＣＳＴＤによるＤｅｌａｙ値を与える構成にすることができる。ＣＳＴＤによるＤｅｌａｙ値が位相差制御部１７に通知される場合は、Ｄｅｌａｙ処理部１２において付加するＤｅｌａｙ値を変更しても、通知されたＤｅｌａｙ値を用いて位相の制御量を算出することができる。そのため、Ｄｅｌａｙ値が時間によって変化する場合であっても、２本のブランチからの合成信号のスペクトルのノッチ領域を信号帯域の外に移動させるための位相の制御量を的確に算出することができる。

〔ブランチ数の変形例〕
上述の実施形態では、いずれも、ブランチが２本の場合について説明してきたが、ＩＦＦＴ処理が終わった後に、ＯＦＤＭ信号を任意の数のブランチに分岐させることができる。ＯＦＤＭ信号を３本以上のブランチに分けて位相の処理を行う場合には、適宜、２個以上の位相器を用いて各ブランチの位相の制御を行って、各ブランチからの信号の合成信号のノッチ位置を信号帯域の外に移動させることができる。

上述の各実施形態に対し、さらに以下の付記を開示する。
（付記１）
互いに同じ情報を伝送する第１および第２のＯＦＤＭ信号を生成する信号生成部と、
前記第１および第２のＯＦＤＭ信号の合成信号のスペクトルに基づいて、前記第２のＯＦＤＭ信号の位相を制御する位相制御部、
を備えることを特徴とする無線送信機。
（付記２)
前記合成信号のスペクトルのノッチが発生する周波数に基づいて、前記第２のＯＦＤＭ信号の位相の制御量を算出する算出部をさらに備え、
前記位相制御部は、前記算出部により算出された位相の制御量に従って、前記第２のＯＦＤＭ信号の位相を制御する
ことを特徴とする付記１に記載の無線送信機。
（付記３）
前記合成信号のスペクトルのノッチが前記ＯＦＤＭ信号の信号帯域の外に位置するように、前記第２のＯＦＤＭ信号の位相の制御量を算出する算出部をさらに備え、
前記位相制御部は、前記算出部により算出された位相の制御量に従って、前記第２のＯＦＤＭ信号の位相を制御する
ことを特徴とする付記１に記載の無線送信機。
（付記４）
前記合成信号のスペクトルのノッチに含まれる第１のサブキャリアと、前記合成信号の送信に用いられる信号帯域の末端の周波数を使用する第２のサブキャリアの間に含まれるサブキャリアの数の関数として、前記第２のＯＦＤＭ信号の位相の制御量を算出する算出部をさらに備え、
前記位相制御部は、前記算出部により算出された位相の制御量に従って、前記第２のＯＦＤＭ信号の位相を制御する
ことを特徴とする付記１に記載の無線送信機。
（付記５）
前記第１のＯＦＤＭ信号と前記第２のＯＦＤＭ信号を合成した信号を１本のアンテナから送信することを特徴とする付記１に記載の無線送信機。
（付記６）
サイクリックプレフィクスを付加するサイクリックプレフィクス付加部をさらに備え、
前記位相制御部は、前記サイクリックプレフィクスが付加される前に第２のＯＦＤＭ信号の位相を制御する
ことを特徴とする付記１に記載の無線送信機。
（付記７)
高周波処理部を備え、
前記位相制御部は、前記高周波処理部に含まれる発振器とミキサとの間に備えられ、
前記位相制御部は、前記発振器の出力信号の位相を調整することにより、第２のＯＦＤＭ信号の位相を制御する
ことを特徴とする付記１に記載の無線送信機。
（付記８)
前記第１および第２のＯＦＤＭ信号を受信した無線受信機において検出される前記合成信号のスペクトルのノッチが発生する周波数を表すノッチ位置情報を受信する受信部と、
前記ノッチ位置情報に基づいて前記第２のＯＦＤＭ信号の位相の制御量を算出する算出部をさらに備え、
前記位相制御部は、前記算出部により算出された位相の制御量に従って、前記第２のＯＦＤＭ信号の位相を制御する
ことを特徴とする付記１に記載の無線送信機。
（付記９）
前記算出部は、前記ノッチ位置情報から、前記ノッチ位置情報で特定される周波数領域に含まれる第１のサブキャリアを特定し、前記合成信号の送信に用いられる信号帯域の末端の周波数を使用する第２のサブキャリアと前記第１のサブキャリアの間に含まれるサブキャリアの数に基づいて前記第２のＯＦＤＭ信号の位相の制御量を算出する
ことを特徴とする付記８に記載の無線送信機。
（付記１０）
互いに同じ情報を伝送する第１および第２のＯＦＤＭ信号を送信する付記１の無線送信機から前記第１および第２のＯＦＤＭ信号を受信する無線受信機において、
前記第１および第２のＯＦＤＭ信号の合成信号のスペクトルに基づいて、前記第２のＯＦＤＭ信号の位相の制御量を算出する制御量計算部と、
前記制御量計算部により算出された位相の制御量を前記無線送信機に通知する通知部
を備えることを特徴とする無線受信機。
（付記１１）
前記無線送信機から前記第１および第２のＯＦＤＭ信号を受信すると、前記第１および第２のＯＦＤＭ信号の伝搬路の影響の補正に用いられるパイロット信号の送信に用いられているサブキャリアを認識する伝搬路推定部をさらに備え、
前記制御量計算部は、前記パイロット信号の信号強度をサブキャリアの番号と関連付けて認識して、前記第１および第２のＯＦＤＭ信号の合成信号のスペクトルのノッチが発生する周波数に基づいて前記第２のＯＦＤＭ信号の位相の制御量を算出する
ことを特徴とする付記１０に記載の無線通信装置。
（付記１２）
互いに同じ情報を伝送する第１および第２のＯＦＤＭ信号を送信する無線送信機、および、前記無線送信機から前記第１および第２のＯＦＤＭ信号を受信する無線受信機を含む無線通信システムであって、
前記無線受信機は、前記第１および第２のＯＦＤＭ信号の合成信号のスペクトルに基づいて、前記第２のＯＦＤＭ信号の位相の制御量を算出し、
前記無線受信機は、前記制御量を示す情報を前記無線送信機に送信し、
前記制御量に基づいて、前記無線送信機が前記第２のＯＦＤＭ信号の位相を制御する
ことを特徴とする無線通信システム。
（付記１３）
互いに同じ情報を伝送する第１および第２のＯＦＤＭ信号を送信する無線送信方法において、
前記第１および第２のＯＦＤＭ信号の合成信号のスペクトルに基づいて、前記第２のＯＦＤＭ信号の位相の制御量を算出し、
算出された位相の制御量に従って、前記第２のＯＦＤＭ信号の位相を制御する
ことを特徴とする無線送信方法。
（付記１４）
前記第１および第２のＯＦＤＭ信号を受信した無線受信機において検出される前記合成信号のスペクトルのノッチが発生する周波数を表すノッチ位置情報を受信し、
前記ノッチ位置情報に基づいて前記第２のＯＦＤＭ信号の位相の制御量を算出する
ことを特徴とする付記１３に記載の無線送信方法。

実施形態（１）で用いられる送信機と受信機の構成の一例を説明する図である。ＣＰ付加部によるサイクリックプレフィクスの付加を説明する図である。ＣＳＴＤの影響を説明する図である。第２のブランチの信号の位相の制御を説明する図である。周波数選択性フェージングの特性と合成信号の信号帯域の関係の一例を説明する図である。位相器による位相の制御が行われた後の周波数選択性フェージングの特性と合成信号の信号帯域の関係の一例を示す。各サブキャリアに対する周波数選択性フェージングの影響の計算結果の例（その１）を示す図である。各サブキャリアに対する周波数選択性フェージングの影響の計算結果の例（その２）を示す図である。ＱＰＳＫによって変調されたシンボルについて、第２のブランチの位相の制御の影響を説明する図である。実施形態（２）で用いられる送信機と受信機の構成の一例を説明する図である。実施形態（３）で用いられる送信機と受信機の構成の一例を説明する図である。実施形態（４）で用いられる送信機と受信機の構成の一例を説明する図である。受信レベルとパイロットサブキャリアのサブキャリア番号の関係を示す図の一例である。送信用アンテナを２本備える送信機にＣＳＴＤを適用する場合の例を説明する図である。

符号の説明

１、１０、３０送信機
１１、５２ＩＦＦＴ処理部
１２Ｄｅｌａｙ処理部
１３、１３ａ、１３ｂ、５３ＣＰ付加部
１４、１４ａ、１４ｂ、２０、５４ＲＦ処理部
１５、１５ａ、１５ｂ、５５送信用アンテナ
１６、２３位相器
１７位相差制御部
１８、２２ミキサ
１９測定器
２１Ｄ／Ａコンバータ
２４発振器
２５アンプ
２６フィルタ
３１制御信号検出部
３２、４６復号部
３３、４４ＦＦＴ処理部
３４、４３ＣＰ除去部
３５、４２ＲＦ処理部
３６受信用アンテナ
４０受信機
４５伝搬路補償部
４７伝搬路推定部
４８ノッチ位置検出部
５１符号部

Claims

互いに同じ情報を伝送する第１および第２のＯＦＤＭ信号を生成する信号生成部と、
前記第１および第２のＯＦＤＭ信号の合成信号のスペクトルに基づいて、前記第２のＯＦＤＭ信号の位相を制御する位相制御部、
を備えることを特徴とする無線送信機。
前記合成信号のスペクトルのノッチが発生する周波数に基づいて、前記第２のＯＦＤＭ信号の位相の制御量を算出する算出部をさらに備え、
前記位相制御部は、前記算出部により算出された位相の制御量に従って、前記第２のＯＦＤＭ信号の位相を制御する
ことを特徴とする請求項１に記載の無線送信機。
前記合成信号のスペクトルのノッチが前記ＯＦＤＭ信号の信号帯域の外に位置するように、前記第２のＯＦＤＭ信号の位相の制御量を算出する算出部をさらに備え、
前記位相制御部は、前記算出部により算出された位相の制御量に従って、前記第２のＯＦＤＭ信号の位相を制御する
ことを特徴とする請求項１に記載の無線送信機。
前記第１および第２のＯＦＤＭ信号を受信した無線受信機において検出される前記合成信号のスペクトルのノッチが発生する周波数を表すノッチ位置情報を受信する受信部と、
前記ノッチ位置情報に基づいて前記第２のＯＦＤＭ信号の位相の制御量を算出する算出部をさらに備え、
前記位相制御部は、前記算出部により算出された位相の制御量に従って、前記第２のＯＦＤＭ信号の位相を制御する
ことを特徴とする請求項１に記載の無線送信機。
互いに同じ情報を伝送する第１および第２のＯＦＤＭ信号を送信する請求項１の無線送信機から前記第１および第２のＯＦＤＭ信号を受信する無線受信機において、
前記第１および第２のＯＦＤＭ信号の合成信号のスペクトルに基づいて、前記第２のＯＦＤＭ信号の位相の制御量を算出する制御量計算部と、
前記制御量計算部により算出された位相の制御量を前記無線送信機に通知する通知部
を備えることを特徴とする無線受信機。