KR102052381B1 - Ofdm 신호 전송 방법 및 전송장치와, ofdm 신호 수신방법 및 수신장치 - Google Patents

Ofdm 신호 전송 방법 및 전송장치와, ofdm 신호 수신방법 및 수신장치 Download PDF

Info

Publication number
KR102052381B1
KR102052381B1 KR1020180079450A KR20180079450A KR102052381B1 KR 102052381 B1 KR102052381 B1 KR 102052381B1 KR 1020180079450 A KR1020180079450 A KR 1020180079450A KR 20180079450 A KR20180079450 A KR 20180079450A KR 102052381 B1 KR102052381 B1 KR 102052381B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
frequency
signal
base
ofdm
oscillator
Prior art date
Application number
KR1020180079450A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20190090327A (ko
Inventor
윤석현
고현수
김기준
김병훈
박창환
Original Assignee
엘지전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 엘지전자 주식회사 filed Critical 엘지전자 주식회사
Priority to EP22160371.5A priority Critical patent/EP4040748B1/en
Priority to JP2020540448A priority patent/JP6856822B2/ja
Priority to PCT/KR2018/015249 priority patent/WO2019146902A1/en
Priority to US16/964,287 priority patent/US10999821B2/en
Priority to EP18902297.3A priority patent/EP3729755B1/en
Priority to ES18902297T priority patent/ES2913756T3/es
Priority to CN201880087756.0A priority patent/CN111771362B/zh
Publication of KR20190090327A publication Critical patent/KR20190090327A/ko
Priority to KR1020190152421A priority patent/KR102294611B1/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102052381B1 publication Critical patent/KR102052381B1/ko
Priority to JP2021043737A priority patent/JP7193567B2/ja
Priority to US17/214,137 priority patent/US11611463B2/en
Priority to JP2022196220A priority patent/JP7431308B2/ja
Priority to US18/156,801 priority patent/US11973628B2/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/26025—Numerology, i.e. varying one or more of symbol duration, subcarrier spacing, Fourier transform size, sampling rate or down-clocking
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03343—Arrangements at the transmitter end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/2605—Symbol extensions, e.g. Zero Tail, Unique Word [UW]
    • H04L27/2607—Cyclic extensions
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2649—Demodulators
    • H04L27/26534—Pulse-shaped multi-carrier, i.e. not using rectangular window
    • H04L27/26536—Filtering over the entire frequency band, e.g. filtered orthogonal frequency division multiplexing [OFDM]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2666—Acquisition of further OFDM parameters, e.g. bandwidth, subcarrier spacing, or guard interval length
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
    • H04L27/2676—Blind, i.e. without using known symbols
    • H04L27/2678—Blind, i.e. without using known symbols using cyclostationarities, e.g. cyclic prefix or postfix
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W72/00—Local resource management
    • H04W72/04—Wireless resource allocation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W72/00—Local resource management
    • H04W72/04—Wireless resource allocation
    • H04W72/044—Wireless resource allocation based on the type of the allocated resource
    • H04W72/0446—Resources in time domain, e.g. slots or frames
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

전송장치는 전송될 신호를 디지털 모듈을 통해 반송파 주파수 f 0와 f base 간 차이만큼 주파수 상향 쉬프트를 수행하여 주파수 쉬프트된 OFDM 기저대역 신호를 생성; 상기 주파수 쉬프트된 OFDM 기저대역 신호를 아날로그 오실레이터를 이용하여 f base로 상향변환하여 상기 반송파 주파수 f 0인 OFDM 심볼 신호를 생성; 및 상기 반송파 주파수 f 0인 상기 OFDM 심볼 신호를 전송한다. f base는 128△f의 정수 배인 주파수들 중 상기 반송파 주파수 f 0와 가장 가까운 주파수이며, 여기서 △f는 부반송파 간격이다.

Description

OFDM 신호 전송 방법 및 전송장치와, OFDM 신호 수신 방법 및 수신장치{METHOD AND DEVICE FOR TRANSMITTING OFDM SIGNAL, AND METHOD AND DEVICE FOR RECEIVING OFDM SIGNAL}
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 OFDM 신호 신호를 전송/수신하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
이동 통신 시스템에서 전송장치는 기저 대역 신호를 생성한 후 상기 기저대역(baseband) 신호를 반송파 주파수(carrier frequency) 상으로 상향-변환(up-convert)한 후에 전송한다. 수신장치는 수신한 무선 신호를 하향-변환(down-convert)하여 기저대역 신호를 얻어낸다. 기존 LTE 시스템을 예로 하여, 전송할 무선 신호에 대한 전송장치에서의 처리 과정의 일부, 특히, OFDM 심볼 생성 과정을 설명하면 다음과 같다. 수신된 무선 신호에 대한 수신장치에서의 처리 과정은 전송장치에서의 처리 과정의 역으로 수행된다.
3GPP TS 36.211을 참조하면, 물리 임의 접속 채널을 제외한 모든 물리 신호들 및 물리 채널들에 대해, OFDM 심볼 기저대역 신호, 즉, 단일-반송파 주파수 분할 다중 접속(single carrier frequency division multiple access, SC-FDMA) 기저대역 신호는 다음과 같이 생성된다. LTE 시스템에서, 상향링크 슬롯 내 SC-FDMA 심볼 l에서의 시간-연속적(time-continuous) 신호
Figure 112018501230464-pat00001
는
Figure 112018501230464-pat00002
(여기서, 고속 푸리에 변환(fast Fourier transform, FFT) 크기 N = 2048)에 대해 다음 수학식에 의해 정의된다.
Figure 112018501230464-pat00003
여기서,
Figure 112018501230464-pat00004
, 부반송파 간격 △f=15kHz이고, a k,l 은 자원 요소
Figure 112018501230464-pat00005
의 컨텐트(content)이다. k는 주파수 도메인에서 0부터 N UL RBХN RB sc-1까지 부여되는 인덱스이며, l은 시간 도메인에서 0부터 N UL symb-1까지 부여되는 인덱스이다. LTE 시스템에서 각 슬롯 내 상향링크 전송 신호는 N UL RBХN RB sc개 부반송파들 및 N UL symb개 OFDM 심볼들의 자원 격자(resource grid)에 의해 표시(describe)된다. 자원 격자 내 각 자원 요소는 슬롯 내 인덱스 쌍
Figure 112018501230464-pat00006
에 의해 고유하게(uniquely) 정의되며, 여기서 k=0,...,N UL RBХN RB sc-1이고 l=0,...,N UL symb-1이다. N UL RB은 UL 슬롯에서의 자원 블록(resource block, RB)의 개수를 나타내며, 셀에 설정된 상향링크 전송 대역폭에 의존한다. N RB sc는 하나의 RB를 구성하는 부반송파의 개수로서, LTE 시스템에서 N RB sc=12이다. RB는 주파수 도메인에서 12개의 연이은(consecutive) 부반송파들로서 정의된다. T s는 LTE에 대한 기본(basic) 시간 유닛으로서, T s = 1/(15*103*2048) 초이다. 참고로, 샘플링 시간은 1/(N FFT*△f)로 정의되며, 여기서 N FFT는 FFT 크기(= IFFT 크기)이고 △f는 부반송파 간격이다. N FFT=2048이고 기본 부반송파 간격이 15kHz인 경우, T s는 LTE 시스템의 기본 시간 유닛 T s는 샘플링 시간에 해당한다. N UL symb은 UL 슬롯 내 SC-FDMA 심볼의 개수를 나타내며, 정규(normal) 순환 프리픽스(cyclic prefix, CP)에 대해서 N UL symb=7이고, 확장(extended) CP에 대해서 N UL symb=6이다. N CP, l 은 순환 프리픽스 길이이며, 다음 표는 LTE 시스템의 상향링크에서 사용되는 N CP, l 의 값들을 리스트한 것이다.
Figure 112018501230464-pat00007
슬롯 내 SC-FDMA 심볼들은 l=0으로 시작하여 l의 증가 순으로 전송되며, SC-FDMA 심볼 l>0은 상기 슬롯 내에서 시간
Figure 112018501230464-pat00008
에 시작한다.
한편 하향링크 슬롯의 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 심볼 l 내 안테나 포트 p 상의 시간-연속적 신호
Figure 112018501230464-pat00009
는
Figure 112018501230464-pat00010
에 대해 다음과 같이 정의된다.
Figure 112018501230464-pat00011
여기서
Figure 112018501230464-pat00012
,
Figure 112018501230464-pat00013
이다.
Figure 112018501230464-pat00014
에서, 변수(variable) N은 △f=15kHz 부반송파 간격에 대해서는 2048이고 △f=7.5kHz 부반송파 간격에 대해서는 4096이다. 슬롯 내 OFDM 심볼들은 l=0으로 시작하여 l의 증가 순으로 전송되며, OFDM 심볼 l>0은 상기 슬롯 내에서 시간
Figure 112018501230464-pat00015
에 시작한다. k는 주파수 도메인에서 0부터 N DL RBХN RB sc-1까지 부여되는 인덱스이며, l은 시간 도메인에서 0부터 N DL symb-1까지 부여되는 인덱스이다. LTE 시스템에서 각 슬롯 내 하향링크 전송 신호는 N DL RBХN RB sc개 부반송파들 및 N DL symb개 OFDM 심볼들의 자원 격자(resource grid)에 의해 표시(describe)된다. 자원 격자 내 각 자원 요소는 슬롯 내 인덱스 쌍
Figure 112018501230464-pat00016
에 의해 고유하게(uniquely) 정의되며, 여기서 k=0,...,N DL RBХN RB sc-1이고 l=0,...,N UL symb-1이다. N DL RB은 DL 슬롯에서의 RB의 개수를 나타내며, 셀에 설정된 하향링크 전송 대역폭에 의존한다. N DL symb은 DL 슬롯 내 OFDM 심볼의 개수를 나타내며, 정규(normal) 순환 프리픽스(cyclic prefix, CP)에 대해서 N DL symb=7이고, 확장(extended) CP에 대해서 N DL symb=6이다. N CP, l 은 순환 프리픽스 길이이며, 다음 표는 LTE 시스템의 하향링크에서 사용되는 N CP, l 의 값들을 리스트한 것이다.
Figure 112018501230464-pat00017
도 1은 LTE 시스템에서 기저대역 신호의 반송파 주파수로의 변조(modulation) 및 상향변환(upconversion)을 나타낸 것이다. 특히, 도 1(a)는 각 안테나 포트에 대한 복소-값(complex-valued) SC-FDMA 기저대역 신호의 반송파 주파수로의 변조(modulation) 및 상향변환(upconversion)을 나타낸 것이고, 도 1(b)는 각 안테나 포트에 대한 복소-값(complex-valued) OFDM 기저대역 신호의 반송파 주파수로의 변조(modulation) 및 상향변환(upconversion)을 나타낸 것이다. 상향링크 전송에 앞서(prior to) 요구되는 필터링은 3GPP TS 36.101의 요구사항(requirement)들에 의해 정의되며, 하향링크 전송에 앞서 요구되는 필터링은 3GPP TS 36.104 의 요구사항(requirement)들에 의해 정의된다. 도 1에서 f 0는 상향변환 주파수이다. LTE 시스템에서는 셀의 반송파 주파수가 상향변환 주파수로 사용된다. LTE 시스템에서는 셀의 동기 신호와 물리 브로드캐스트 채널(physical broadcast channel, PBCH)가 상기 셀의 반송파 주파수를 중심으로 총 6개 RB에서 전송되므로, LTE 시스템의 사용자기기(user equipment, UE)는 동기 신호 및 PBCH를 획득함으로써 상기 셀의 하향링크 반송파 주파수를 알 수 있다. LTE 시스템에서는 하향링크 반송파 주파수와 상향링크 반송파 주파수가 같거나(예, 시간 분할 듀플렉스(time division duplex, TDD)의 경우), 하향링크 반송파 주파수와 함께 운용되는 상향링크 반송파 주파수가 미리 정해져 있거나(예, 주파수 분할 듀플렉스(frequency division duplex, FDD)의 경우), 셀의 시스템 정보 등을 통해 명시적으로 브로드캐스트되므로, UE와 기지국(base station, BS)는 하향링크 반송파 주파수를 알면 해당 상향링크 반송파 주파수도 알 수 있다. 결과적으로 LTE 시스템에서 UE와 기지국(base station, BS)는 무선 신호의 전송/수신에 사용되는 셀의 반송파 주파수를 서로 알 수 있다. 기존 LTE에서는 무선 주파수(radio frequency, RF) 필터(예, IFFT와 상향변환 사이의 필터, 상향변환 후 적용되는 필터 등)의 중심, 반송파 대역폭의 중심 주파수 및 상향변환 주파수 f 0가 같다고 가정되며, 동일 주파수가 기저대역 신호의 반송파 주파수로의 상향변환 및 무선 신호의 기저대역 신호로의 하향변환(downconversion)에 사용된다.
기계 타입 통신(machine type communication, MTC), IoT(internet of things) 통신, 초 신뢰성 및 저 대기 시간 통신(ultra-reliable and low latency communication, URLLC)의 도입 및 증가에 따라, 기존 LTE 통신 기술과는 다른 새로운 무선 접속 기술(new radio access technology, NR)이 개발 중에 있다. NR 시스템에서는 기존 통신 시스템에서 사용되는 주파수 대역보다 높은 주파수의 사용이 고려되고 있고, 기존 통신 시스템에서 사용되던 주파수 대역폭보다 훨씬 넓은 대역폭을 지원하는 것이 고려되고 있다. 다양한 제약사항들로 인해 순방향(forward) 호환성(compatibility)을 갖는 통신 기술을 도입하기 어려웠던 기존 LTE 시스템의 문제점을 고려하여, NR 시스템은 상기 NR 시스템과의 순방향 호환성을 갖는 미래 통신 기술의 도입을 용이하도록 하기 위해 필수적 제약사항들을 최소화하는 방향으로 개발되고 있다. 이에 따라 NR 시스템에서는 기저대역 신호의 상향변환에 사용되는 주파수가 셀의 중심 주파수로 한정되지 않을 수 있다. 아울러, NR 시스템에서는 동기 신호가 전송되는 주파수 자원이 셀의 주파수 대역의 중심이 아닐 수 있다. NR 시스템에서 지원될 넓은 대역폭을 UE가 한 번에 지원할 수 없을 수 있다는 점을 고려하여, UE가 셀의 주파수 대역폭 중 일부(이하, 주파수 대역폭 파트(bandwidth part, BWP))에서 동작하도록 설정될 수 있다.BWP는 임의의 참조 포인트(reference point)를 기준으로 할당될 수 있고, 상기 임의의 참조 포인트가 셀의 중심 주파수가 아닐 수도 있다. BWP 기반 통신, NB-IoT 등과 같이 셀의 주파수 대역폭 중 일부만이 통신에 사용될 경우, 전송장치가 사용한 상향변환 주파수를 수신장치가 수신 신호에 대한 하향변환 전에 미리 알지 못할 수 있다. 이에 따라 기저대역 신호에 대한 상향변환 주파수와 해당 무선 신호에 대한 하향변환 주파수가 다를 수 있으며, 상향변환 주파수가 RF 필터의 중심이 아닐 수 있다.
또한 NR 시스템에서는 다양한 뉴머롤러지가 지원될 것이 예상된다. 동일 주파수 대역에 대한 뉴머롤러지가 변할 경우, 부반송파 간격이 변할 수 있다. 이러한 부반송파 간격의 변화는 상향변환 주파수 혹은 하향변환 주파수의 변경을 초래할 수 있다. 따라서 전송장치와 수신장치가 각각 상향변환 주파수와 하향변환 주파수를 용이하게 조절할 수 있는 방법이 요구된다.
상향변환을 위한 주파수에 대한 정보가 전송장치와 수신장치에 알려지지 않은 경우에 혹은 전송장치가 사용하는 상향변환 주파수와 수신장치가 사용하는 하향변환 주파수의 불일치가 발생할 수 있다. 상향변환 주파수와 하향변환 주파수의 불일치는 수신장치에서 각 시간 심볼별로 급격한 위상 변화를 초래하며, 이와 같은 급격한 위상 변화는 수신장치에서의 채널 추정에 의한 신호 복구 성능을 크게 저하시킨다. 따라서 상향변환 주파수와 하향변환 주파수의 불일치, 반송파 주파수와 주파수 대역의 중심 주파수의 불일치, 혹은 반송파 주파수와 RF 필터의 중심의 불일치로 인해 발생하는 심볼별 위상 변화를 줄이는 방안이 요구된다.
아울러, 동일 주파수 대역에서 반송파 주파수가 변하는 경우, RF 리튜닝없이 반송파 주파수를 용이하게 조절할 방법이 요구된다.
본 발명의 일 양상으로, 무선 통신 시스템에서 전송장치가 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 신호를 전송하는 방법이 제공된다. 상기 방법은: 전송될 신호를 디지털 모듈을 통해 반송파 주파수 f 0와 f base 간 차이만큼 주파수 상향 쉬프트를 수행하여 주파수 쉬프트된 OFDM 기저대역 신호를 생성; 상기 주파수 쉬프트된 OFDM 기저대역 신호를 아날로그 오실레이터를 이용하여 f base로 상향변환하여 상기 반송파 주파수 f 0인 OFDM 심볼 신호를 생성; 및 상기 반송파 주파수 f 0인 상기 OFDM 심볼 신호를 전송하는 것을 포함한다. f base는 128△f의 정수 배인 주파수들 중 상기 반송파 주파수 f 0와 가장 가까운 주파수이며, 여기서 △f는 부반송파 간격이다.
본 발명의 다른 양상으로, 무선 통신 시스템에서 수신장치가 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 신호를 수신하는 방법이 제공된다. 상기 방법은: 반송파 주파수 f 0인 OFDM 심볼 신호를 수신; 상기 OFDM 심볼 신호를 아날로그 오실레이터를 이용하여 f base만큼 하향변환하여 하향변환된 OFDM 심볼 신호를 생성; 및 디지털 모듈을 이용하여 상기 하향변환된 OFDM 심볼 신호에 대해 상기 반송파 주파수 f 0와 f base 간 차이만큼 주파수 하향 쉬프트를 수행하여 OFDM 기저대역 신호를 생성하는 것을 포함한다. f base는 128△f의 정수 배인 주파수들 중 상기 반송파 주파수 f 0와 가장 가까운 주파수이며, 여기서 △f는 부반송파 간격이다.
본 발명의 또 다른 양상으로, 무선 통신 시스템에서 전송장치가 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 신호를 전송하는 전송장치가 제공된다. 상기 전송장치는: 디지털 모듈, 아날로그 오실레이터, 안테나, 및 상기 디지털 모듈, 상기 아날로그 오실레이터 및 상기 안테나를 제어하도록 구성된 프로세서를 포함한다. 상기 프로세서는: 상기 프로세서는 전송될 신호를 반송파 주파수 f 0와 f base 간 차이만큼 주파수 상향 쉬프트를 수행하여 주파수 쉬프트된 OFDM 기저대역 신호를 생성하도록 상기 디지털 모듈을 제어; 상기 주파수 쉬프트된 OFDM 기저대역 신호를 이용하여 f base로 상향변환하여 상기 반송파 주파수 f 0인 OFDM 심볼 신호를 생성하도록 상기 아날로그 오실레이터를 제어; 및 상기 반송파 주파수 f 0인 상기 OFDM 심볼 신호를 전송하도록 상기 안테나를 제어하도록 구성된다. 상기 프로세서는 f base를 128△f의 정수 배인 주파수들 중 상기 반송파 주파수 f 0와 가장 가까운 주파수에 세팅하도록 구성되며, 여기서 △f는 부반송파 간격이다.
본 발명의 또 다른 양상으로, 본 발명의 또 다른 양상으로, 무선 통신 시스템에서 전송장치가 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 신호를 수신하는 수신장치가 제공된다. 상기 수신장치는: 안테나, 아날로그 오실레이터, 디지털 모듈, 및 상기 안테나, 상기 아날로그 오실레이터 및 상기 디지털 모듈을 제어하도록 구성된 프로세서를 포함한다. 상기 프로세서는: 반송파 주파수 f 0인 OFDM 심볼 신호를 수신하도록 상기 안테나를 제어; 상기 OFDM 심볼 신호를 f base만큼 하향변환하여 하향변환된 OFDM 심볼 신호를 생성하도록 상기 아날로그 오실레이터를 제어; 및 상기 하향변환된 OFDM 심볼 신호에 대해 상기 반송파 주파수 f 0와 f base 간 차이만큼 주파수 하향 쉬프트를 수행하여 OFDM 기저대역 신호를 생성하도록 상기 디지털 모듈을 제어하도록 구성된다. 상기 프로세서는 f base를 128△f의 정수 배인 주파수들 중 상기 반송파 주파수 f 0와 가장 가까운 주파수에 세팅하도록 구성되며, 여기서 △f는 부반송파 간격이다.
본 발명의 각 전송방법 또는 전송장치에 있어서, 상기 디지털 모듈은 역 고속 푸리에 변환기(inverse fast Fourier transformer, IFFT)일 수 있다.
본 발명의 각 전송방법 또는 전송장치에 있어서, f 0와 f base 간 상기 차이만큼의 상기 주파수 상향 쉬프트는 상기 전송될 신호에 대한 상기 IFFT로의 자원 매핑 위치를 Nfrac만큼 상향 쉬프트하여 수행될 수 있다. 여기서 Nfrac는 f 0 - f base = Nfrac*△f를 만족하는 정수이다.
본 발명의 각 전송방법 또는 전송장치에 있어서, 상기 디지털 모듈은 디지털 오실레이터일 수 있다. f 0와 f base 간 상기 차이만큼의 상기 주파수 상향 쉬프트는 상기 디지털 오실레이터에 의해 수행될 수 있다.
본 발명의 각 전송방법 또는 전송장치에 있어서, 상기 OFDM 심볼 신호는 전송되기 전에 상기 OFDM 심볼 신호의 순환 프리픽스의 끝에서 위상이 상기 디지털 오실레이터를 이용하여 일정 값으로 리셋될 수 있다.
본 발명의 각 수신방법 또는 수신장치에 있어서, 상기 디지털 모듈은 고속 푸리에 변환기(fast Fourier transformer, FFT)일 수 있다.
본 발명의 각 수신방법 또는 수신장치에 있어서, f 0와 f base 간 상기 차이만큼의 상기 주파수 하향 쉬프트는 상기 하향변환된 OFDM 심볼 신호에 대한 상기 FFT로부터의 자원 디-매핑 위치를 Nfrac만큼 하향 쉬프트하여 수행될 수 있다. 여기서 Nfrac는 f 0 - f base = Nfrac*△f를 만족하는 정수이다.
본 발명의 각 수신방법 또는 수신장치에 있어서, 상기 디지털 모듈은 디지털 오실레이터일 수 있다. f 0와 f base 간 상기 차이만큼의 상기 주파수 하향 쉬프트는 상기 디지털 오실레이터에 의해 수행될 수 있다.
본 발명의 각 수신방법 또는 수신장치에 있어서, 상기 하향변환된 OFDM 심볼 신호의 순환 프리픽스의 끝에서 위상이 상기 디지털 오실레이터를 이용하여 일정 값으로 리셋될 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, 128은 OFDM 신호의 신호 부분 길이인 2048을 OFDM 신호에 이용 가능한 CP 길이들인 144 및 160, 그리고 OFDM 신호의 신호 부분 길이인 2048의 최대공약수로 나눈 값일 수 있다.
상기 과제 해결방법들은 본 발명의 실시예들 중 일부에 불과하며, 본원 발명의 기술적 특징들이 반영된 다양한 실시예들이 당해 기술분야의 통상적인 지식을 가진 자에 의해 이하 상술할 본 발명의 상세한 설명을 기반으로 도출되고 이해될 수 있다.
본 발명에 의하면 상향변환 주파수와 하향변환 주파수의 불일치로 인해 발생하는 심볼들에 따른 위상 변화를 용이하게 최소화할 수 있다. 이에 따라, 상향변환 주파수가 전송장치와 수신장치에 알려지지 않거나, 상향변환/하향변환 주파수와 RF 필터의 중심이 불일치 혹은 반송파 주파수와 셀의 중심 주파수가 불일치하더라도, 수신장치에서의 신호 복구 성능이 유지될 수 있다.
아울러, 동일 주파수 대역에서 반송파 주파수가 변하는 경우, RF 리튜닝없이 반송파 주파수를 용이하게 조절할 수 있다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1은 LTE 시스템에서 기저대역 신호의 반송파 주파수로의 변조(modulation) 및 상향변환(upconversion)을 나타낸 것이다.
도 2는 상향변환 주파수와 하향변환 주파수의 차이에 따른 위상 변화를 장치와 신호 파형 관점에서 설명하기 위해 도시된 것이다.
도 3은 심볼 경계에서 위상을 리셋하는 개념을 설명하기 위해 도시된 것이다.
도 4는 기저대역 신호의 생성 및 반송파 주파수로의 변조(modulation) 및 상향변환(upconversion)의 구현 예이다.
도 5는 본 발명의 방법 1에 대한 기능도(functional diagram)이다.
도 6은 본 발명의 방법 2-1에 대한 기능도(functional diagram)이다.
도 7은 본 발명의 방법 2-1에 따른 자원 매핑과 본 발명의 방법 2-2에 따른 자원 매핑을 설명하기 위해 도시된 것이다.
도 8은 본 발명의 방법 2-2에 대한 기능도(functional diagram)이다.
도 9는 본 발명의 방법 3에 대한 기능도(functional diagram)이다.
도 10은 본 발명의 방법 a2-1에 대한 기능도(functional diagram)이다.
도 11은 본 발명의 방법 a2-2에 대한 기능도(functional diagram)이다.
도 12는 본 발명의 다른 사용 예를 설명하기 위해 도시된 것이다.
도 13은 본 발명이 적용되는 전송기 구조와 수신기 구조를 예시한 것이다.
도 14는 본 발명을 수행하는 전송장치(10) 및 수신장치(20)의 구성요소를 나타내는 블록도이다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
이하에서 설명되는 기법(technique) 및 장치, 시스템은 다양한 무선 다중 접속 시스템에 적용될 수 있다. 다중 접속 시스템의 예들로는 CDMA(code division multiple access) 시스템, FDMA(frequency division multiple access) 시스템, TDMA(time division multiple access) 시스템, OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 시스템, SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 시스템, MC-FDMA(multi carrier frequency division multiple access) 시스템 등이 있다. CDMA는 UTRA (Universal Terrestrial Radio Access) 또는 CDMA2000과 같은 무선 기술(technology)에서 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communication), GPRS(General Packet Radio Service), EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution) (i.e., GERAN) 등과 같은 무선 기술에서 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers)802.11(WiFi), IEEE802.16(WiMAX), IEEE802-20, E-UTRA(evolved-UTRA) 등과 같은 무선 기술에서 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunication System)의 일부이며, 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution)은 E-UTRA를 이용하는 E-UMTS의 일부이다. 3GPP LTE는 하향링크(downlink, DL)에서는 OFDMA를 채택하고, 상향링크(uplink, UL)에서는 SC-FDMA를 채택하고 있다. LTE-A(LTE-advanced)는 3GPP LTE의 진화된 형태이다. 설명의 편의를 위하여, 이하에서는 본 발명이 주로 3GPP 기반 통신 시스템, 특히, NR에 적용되는 경우를 가정하여 설명한다. 그러나 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다. 이하의 상세한 설명이 이동통신 시스템이 3GPP NR 시스템에 대응하는 이동통신 시스템을 기초로 설명되더라도, 3GPP NR에 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의(any) 이동 통신 시스템에도 적용 가능하다. 예를 들어, 상향변환 주파수와 하향변환 주파수가 전송장치와 수신장치 간에 미리 공유되지 않는 통신 기술, 상향링크 주파수와 RF 필터의 중심 혹은 상향링크/하향링크 주파수와 셀의 중심 주파수가 불일치할 수 있는 통신 기술들에 본 발명이 그대로 적용될 수 있다.
후술하는 본 발명의 실시예들에서 "가정한다"는 표현은 채널을 전송하는 주체가 해당 "가정"에 부합하도록 상기 채널을 전송함을 의미할 수 있다. 상기 채널을 수신하는 주체는 상기 채널이 해당 "가정"에 부합하도록 전송되었다는 전제 하에, 해당 "가정"에 부합하는 형태로 상기 채널을 수신 혹은 복호하는 것임을 의미할 수 있다.
본 발명에 있어서, UE는 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, 기지국(base station, BS)과 통신하여 사용자데이터 및/또는 각종 제어정보를 송수신하는 각종 기기들이 이에 속한다. UE는 (Terminal Equipment), MS(Mobile Station), MT(Mobile Terminal), UT(User Terminal), SS(Subscribe Station), 무선기기(wireless device), PDA(Personal Digital Assistant), 무선 모뎀(wireless modem), 휴대기기(handheld device) 등으로 불릴 수 있다. 또한, 본 발명에 있어서, BS는 일반적으로 UE 및/또는 다른 BS와 통신하는 고정국(fixed station)을 말하며, UE 및 타 BS와 통신하여 각종 데이터 및 제어정보를 교환한다. BS는 ABS(Advanced Base Station), NB(Node-B), eNB(evolved-NodeB), BTS(Base Transceiver System), 접속 포인트(Access Point), PS(Processing Server) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 특히, UTRAN의 기지국은 Node-B로, E-UTRAN의 기지국은 eNB로, 새로운 무선 접속 기술 네트워크(new radio access technology network)의 기지국은 gNB로 불린다.
본 발명에서 노드(node)라 함은 UE와 통신하여 무선 신호를 전송/수신할 수 있는 고정된 지점(point)을 말한다. 다양한 형태의 gNB들이 그 명칭에 관계없이 노드로서 이용될 수 있다. 예를 들어, BS, NB, eNB, 피코-셀 eNB(PeNB), 홈 eNB(HeNB), gNB, 릴레이(relay), 리피터(repeater) 등이 노드가 될 수 있다. 또한, 노드는 BS가 아니어도 될 수 있다. 예를 들어, 무선 리모트 헤드(radio remote head, RRH), 무선 리모트 유닛(radio remote unit, RRU)가 될 수 있다. RRH, RRU 등은 일반적으로 BS의 전력 레벨(power level) 더욱 낮은 전력 레벨을 갖는다. RRH 혹은 RRU 이하, RRH/RRU)는 일반적으로 광 케이블 등의 전용 회선(dedicated line)으로 BS에 연결되어 있기 때문에, 일반적으로 무선 회선으로 연결된 BS들에 의한 협력 통신에 비해, RRH/RRU 와 BS에 의한 협력 통신이 원활하게 수행될 수 있다. 일 노드에는 최소 하나의 안테나가 설치된다. 상기 안테나는 물리 안테나를 의미할 수도 있으며, 안테나 포트, 가상 안테나, 또는 안테나 그룹을 의미할 수도 있다. 노드는 포인트(point)라고 불리기도 한다.
본 발명에서 셀(cell)이라 함은 하나 이상의 노드가 통신 서비스를 제공하는 일정 지리적 영역을 의미할 수 있다. 따라서, 본 발명에서 특정 셀과 통신한다고 함은 상기 특정 셀에 통신 서비스를 제공하는 BS 혹은 노드와 통신하는 것을 의미할 수 있다. 또한, 특정 셀의 하향링크/상향링크 신호는 상기 특정 셀에 통신 서비스를 제공하는 BS 혹은 노드로부터의/로의 하향링크/상향링크 신호를 의미한다. UE에게 상/하향링크 통신 서비스를 제공하는 셀을 특히 서빙 셀(serving cell)이라고 한다.
한편, 3GPP 기반 통신 시스템은 무선 자원을 관리하기 위해 셀(cell)의 개념을 사용하고 있는데, 무선 자원과 연관된 셀(cell)은 지리적 영역의 셀(cell)과 구분된다. 지리적 영역의 "셀"은 노드가 반송파를 이용하여 서비스를 제공할 수 있는 커버리지(coverage)라고 이해될 수 있으며, 무선 자원의 "셀"은 상기 반송파에 의해 설정(configure)되는 주파수 범위인 대역폭(bandwidth, BW)와 연관된다. 노드가 유효한 신호를 전송할 수 있는 범위인 하향링크 커버리지와 UE로부터 유효한 신호를 수신할 수 있는 범위인 상향링크 커버리지는 해당 신호를 나르는 반송파에 의해 의존하므로 노드의 커버리지는 상기 노드가 사용하는 무선 자원의 "셀"의 커버리지와 연관되기도 한다. 따라서 본 발명에서 "셀"이라는 용어는 때로는 노드에 의한 서비스의 커버리지를, 때로는 무선 자원을, 때로는 상기 무선 자원을 이용한 신호가 유효한 세기로 도달할 수 있는 범위를 의미하는 데 사용될 수 있다. 무선 자원과 연관된 "셀"이라 함은 하향링크 자원(DL resources)와 상향링크 자원(UL resources)의 조합, 즉, DL 컴포넌트 반송파(component carrier, CC) 와 UL CC의 조합으로 정의된다. 셀은 DL 자원 단독, 또는 DL 자원과 UL 자원의 조합으로 설정될(configured) 수 있다.
본 발명에서 사용되는 용어 및 기술 중 구체적으로 설명되지 않은 용어 및 기술에 대해서는 3GPP LTE/LTE-A 표준 문서, 예를 들어, 3GPP TS 36.211, 3GPP TS 36.212, 3GPP TS 36.213, 3GPP TS 36.321 및 3GPP TS 36.331 등과, 3GPP NR 표준 문서, 예를 들어, 3GPP TS 38.211, 3GPP TS 38.212, 3GPP 38.213, 3GPP 38.214, 3GPP 38.215, 3GPP TS 38.321, 3GPP TS 38.300 및 3GPP TS 38.331 등을 참조할 수 있다.
본 발명을 구체적으로 설명하기에 앞서 본 발명의 이해를 돕기 위해 현재까지 협의된 NR 시스템의 기본적인 프레임 구조 및 물리 자원들에 대해 설명한다.
본 발명의 설명에서는 달리 언급되지 않는 한 시간 도메인에서의 다양한 필드들의 크기는 시간 단위들 T c=1/(△f max*N f)로 표현되며 여기서 △f max=480*103Hz이고 N f=4096이다. T c는 NR용 기본 시간 유닛이다. 상수 κ = T s/T c = 64이며, 여기서 LTE용 기본 시간 유닛 T s = 1/(△f ref*N f,ref), △f ref = 15*103Hz, N f,ref = 2048이다. NR에서는 다음 표에 의해 주어진 바와 같이 다수의 OFDM 뉴머롤로지들이 지원되며, 여기서 대역폭 파트를 위한 μ 및 순환 프리픽스는 BS에 의해 제공되는 상위-계층 파라미터들에 의해 주어진다.
Figure 112018501230464-pat00018
하향링크 및 상향링크 전송들은 T f = (△f max N f/100)*T c = 10ms 지속기간(duration)을 갖는 프레임들로 조직(organize)된다. 각 프레임은 각각이 T sf = (△f max N f/1000)*T c = 1ms 지속기간(duration)인 10개 서브프레임들로 구성된다. 서브프레임당 연이은(consecutive) OFDM 심볼들의 개수는
Figure 112018501230464-pat00019
이다. 각 프레임은 각각이 5개 서브프레임들인 2개의 같은-크기(equally-sized) 반-프레임(half-frame)들로 나누어진다. 반송파 상에는 상향링크로 한 세트의 프레임들과 하향링크로 한 세트의 프레임들이 있다.
부반송파 간격 설정 μ에 대해, 슬롯들은 서브프레임 내에서 증가 순으로
Figure 112018501230464-pat00020
로 넘버링된다. 슬롯 내에는
Figure 112018501230464-pat00021
개의 연이은 OFDM 심볼들이 있으며,
Figure 112018501230464-pat00022
은 표 4 및 표 5에 의해 주어진 대로 순환 프리픽스에 의존한다. 표 4는 정규(normal) 순환 프리픽스에 대한 슬롯당 OFDM 심볼들의 개수, 프레임당 슬롯의 개수, 서브프레임당 슬롯의 개수를 나타낸 것이고, 표 5는 확장(extended) 순환 프리픽스에 대한 슬롯당 OFDM 심볼들의 개수, 프레임당 슬롯의 개수, 서브프레임당 슬롯의 개수를 나타낸 것이다.
Figure 112018501230464-pat00023
Figure 112018501230464-pat00024
표 4 및 표 5에서
Figure 112018501230464-pat00025
은 슬롯당 심볼의 개수를,
Figure 112018501230464-pat00026
은 부반송파 설정 μ에 대한 프레임당 슬롯의 개수를,
Figure 112018501230464-pat00027
은 부반송파 설정 μ에 대한 서브프레임당 슬롯의 개수를 나타낸다.
각 뉴머롤러지 및 반송파에 대해, BS에 의한 상위-계층 시그널링에 의해 지시되는 공통(common) 자원 블록
Figure 112018501230464-pat00028
에서 시작하는,
Figure 112018501230464-pat00029
개 부반송파들 및
Figure 112018501230464-pat00030
개 OFDM 심볼들의 자원 격자가 정의되며, 여기서,
Figure 112018501230464-pat00031
는 자원 격자의 크기이고
Figure 112018501230464-pat00032
는 자원 블록당 부반송파의 개수이다. DL 혹은 UL로 세팅되는 아래 첨자 x를 가진 전송 방향(DL 혹은 UL)당 한 세트의 자원 격자가 있다. 아래 첨자 x는 하향링크에 대해서는 DL이고, 상향링크에 대해서는 UL이다. 혼동 가능성이 없으면 아래 첨자 x는 드랍될 수 있다. 안테나 포트 p당, 부반송파 간격 설정 μ당 그리고 전송 방향(하향링크 혹은 상향링크)당 하나의 자원 격자가 있다. 안테나 포트 p 및 부반송파 간격 설정 μ에 대한 자원 격자 내 각 요소는 자원 요소로 불리며
Figure 112018501230464-pat00033
에 의해 고유하게 식별된다. 여기서 k는 주파수 도메인에서의 인덱스이고 l은 참조 포인트에 대해 상대적인 시간 도메인 내 심볼 위치를 의미한다. 자원 요소
Figure 112018501230464-pat00034
는 복소 값(complex value)
Figure 112018501230464-pat00035
에 대응한다. 혼동 가능성이 없거나 특정 안테나 포트가 없거나 부반송파 간격이 특정되지 않으면, 인덱스 p 및 μ가 드랍되어
Figure 112018501230464-pat00036
또는
Figure 112018501230464-pat00037
가 될 수 있다.
자원 블록(resource block, RB)는 주파수 도메인에서 N RB sc=12개의 연이은 부반송파들로서 정의된다. 참조 자원 블록(reference resource block)들은 주파수 도메인에서 0부터 상승하여(upward) 넘버링된다. 참조 자원 블록 0의 부반송파 0은 모든 부반송파 간격 설정들 μ에 대해 공통이며, '참조 포인트 A' 혹은 '포인트 A'라고 표기되며, 다른 자원 블록 격자들에 대한 공통 참조 포인트의 역할을 한다. 참조 포인트 A는 기지국에 의해 제공되는 상위-계층 파라미터로부터 얻어진다. 공통 자원 블록(common resource block, CRB)들은 부반송파 간격 설정 μ에 대해 주파수 도메인에서 0부터 상승하여(upwards) 넘버링된다. 부반송파 간격 설정 μ에 대한 공통 자원 블록 0의 부반송파 0는 참조 포인트 A와 일치한다. 공통 자원 블록 번호 n CRB와 부반송파 간격 설정 μ에 대한 자원 요소들
Figure 112018501230464-pat00038
간 관계는 다음 수학식에 의해 주어진다.
Figure 112018501230464-pat00039
여기서, k는 부반송파 간격 설정 μ에 대한 자원 격자의 부반송파 0에 대해 상대적으로 정의된다.
NR 시스템의 물리 자원 블록(physical resource block, PRB)들은 반송파 대역폭 파트 내에서 정의되고, 0부터
Figure 112018501230464-pat00040
까지 넘버링되며, 여기서 i는 상기 반송파 대역폭 파트의 번호이고,
Figure 112018501230464-pat00041
는 대역폭 파트 i의 크기이다. 반송파 대역폭 파트 i 내 물리 및 공통 자원 블록들 간 관계는 다음 수학식에 의해 주어진다.
Figure 112018501230464-pat00042
여기서
Figure 112018501230464-pat00043
는 반송파 대역폭 파트가 시작하는 공통 자원 블록으로, 공통 자원 블록 0에 대해 상대적인 값이다.
대역폭 파트는 주어진 반송파 상의 대역폭 파트 i 내 주어진 뉴머롤러지 μ i에 대해 근접한(contiguous) 공통 자원 블록들의 서브세트이다. 대역폭 파트 내 시작 위치
Figure 112018501230464-pat00044
및 자원 블록의 개수
Figure 112018501230464-pat00045
는
Figure 112018501230464-pat00046
및
Figure 112018501230464-pat00047
를 충족(fulfil)해야 한다. UE는 주어진 시간에 단일 하향링크 대역폭 파트가 활성(active)인 소정 개수(예, 4개까지)의 하향링크 반송파 대역폭 파트를 가지고 설정될 수 있다. UE는 주어진 시간에 단일 상향링크 대역폭 파트가 활성인 소정 개수(예, 4개까지)의 상향링크 대역폭 파트를 가지고 설정될 수 있다.
기존 무선 통신 시스템에서는 전송기와 수신기가 사용하는 반송파 주파수를 서로 알고 있으나, 상기 전송기와 상기 수신기가 동일한 반송파 주파수를 상향변환 주파수와 하향변환 주파수로 각각 세팅함에도 불구하고 아날로그 오실레이터나 PLL의 부정확성으로 인해 상기 전송기와 상기 수신기가 생성하는 주파수들 간 오차, 즉, 주파수 오프셋이 발생한다. 이 경우, 수신단에서 심볼들에 따라 신호 위상이 변하게 된다. 그러나 이러한 아날로그 모듈의 부정확성에 의한 위상 변화는 참조 신호(reference signal, RS)를 이용한 채널 추정을 무용화할 정도의 수준은 아니며 수신 신호 복원에 큰 영향을 미치지 않는 것이 일반적이다. 그런데, NR 시스템과 같이 광대역의 셀을 지원하는 무선 통신 시스템에서는 상향변환을 위한 반송파 주파수에 대한 정보가 UE와 BS 사이에 알려지지 않은 상태에서 상기 UE와 상기 BS가 동작해야 할 수 있다. 따라서, UE와 BS가 상이한 반송파 주파수를 이용하여 상향변환과 하향변환을 수행하는 경우, 아날로그 오실레이터나 PLL의 부정확성에 기인한 주파수 오프셋, 즉, 주파수 오차가 없다고 가정하더라도, 후술하는 바와 같이 수신장치에서 각 심볼마다 위상이 급격하게 변하는 문제점이 발생할 수 있다.
물리 임의 접속 채널(physical random access channel, PRACH)을 제외한 임의의(any) 물리 채널 및 신호에 대해 서브프레임 내 OFDM 심볼 안테나 포트 p 및 부반송파 간격 설정 μ 상의 시간-연속적 신호
Figure 112018501230464-pat00048
는 다음 수학식에 의해 정의된다.
Figure 112018501230464-pat00049
여기서
Figure 112018501230464-pat00050
이다. 수학식 5는 다음과 같이 표현될 수도 있다.
Figure 112018501230464-pat00051
여기서
Figure 112018501230464-pat00052
는 상기 서브프레임 내 시간이다.
수학식 5 및 수학식 6에서,
Figure 112018501230464-pat00053
의 값은 BS에 의해 제공되는 상위-계층 파라미터 k0로부터 얻어지며, 부반송파 간격 설정 μ에 대한 공통 자원 블록 내 최저 번호 부반송파(lowest numbered subcarrier)가 μ보다 작은 임의의(any) 부반송파 간격 설정에 대한 공통 자원 블록 내 최저 번호 부반송파와 일치하도록 하는 값이다. 서브프레임 내 부반송파 간격 설정 μ에 대한 OFDM 심볼 l의 시작 위치
Figure 112018501230464-pat00054
는 다음과 주어진다.
Figure 112018501230464-pat00055
여기서 OFDM 심볼 l의 유효 심볼 길이 N μ u와 OFDM 심볼 l의 CP 길이 N μ CP, l 는 다음과 같이 주어진다.
Figure 112018501230464-pat00056
PRACH에 대해 안테나 포트 p 상의 시간-연속적 신호
Figure 112018501230464-pat00057
는 다음 수학식에 의해 정의된다.
Figure 112018501230464-pat00058
여기서
Figure 112018501230464-pat00059
이다. 수학식 9의 각 파라미터들에 대한 자세한 설명은 3GPP TS 38.211을 참조할 수 있다.
전송장치는 안테나 포트 p 및 부반송파 간격 설정 μ에 대한 OFDM 심볼 기저대역 신호
Figure 112018501230464-pat00060
를 주파수 f Tx 의 프리-러닝 오실레이터를 이용하여 상향링크 주파수 f Tx 로 상향변환한다. 안테나 포트 p 및 부반송파 간격 설정 μ에 대한 OFDM 심볼 기저대역 신호
Figure 112018501230464-pat00061
의 상향변환 주파수 f Tx 로의 상향변환은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112018501230464-pat00062
수학식 10에서
Figure 112018501230464-pat00063
는 부반송파 간격 설정 μ에 대한 RB의 개수이고,
Figure 112018501230464-pat00064
는
Figure 112018501230464-pat00065
일 수 있다.
Figure 112018501230464-pat00066
는 BS에 의해 설정되는 값으로서, UE는 시스템 정보를 통해
Figure 112018501230464-pat00067
를 알 수 있다. 전송장치가 주파수 상향변환 (변조)을 위한
Figure 112018501230464-pat00068
를 전송신호에 곱해 얻는 최종 신호 중 실제로 전송하는 신호는 복소(complex) 신호가 아닌 실제(real) 신호이기 때문에 수학식 10의 최종 신호에서 실제(real) 값만이 전송된다. 즉, 안테나 포트 p 및 부반송파 간격 설정 μ에 대한 복소-값(complex-valued) OFDM 심볼 기저대역 신호의 상향변환 주파수 f Tx 로의 변조 및 상향변환은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112018501230464-pat00069
다만 전송장치가 복소 신호 중 실제 값만을 전송하더라도 수신장치는 수신 신호를 다시 복소 신호로 변환한 후에 FFT를 적용하므로, 본 발명의 설명에서는 편의상 전송 신호를 복소 신호로 표현하며, 복소 신호와 실제 신호는 모델링상 등가이다. 이는 수신 동작에서도 마찬가지이다.
무선 신호
Figure 112018501230464-pat00070
가 수신장치에 수신되면, 상기 수신장치는
Figure 112018501230464-pat00071
에 주파수 하향변환을 수행하여 기저대역 신호
Figure 112018501230464-pat00072
를 얻는다. 수신장치가 임의의 주파수 f Rx 를 주파수 하향변환에 사용한다고 가정하면, 안테나 포트 p 및 부반송파 간격 설정 μ에 대한 무선 신호
Figure 112018501230464-pat00073
의 주파수 하향변환은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112018501230464-pat00074
수신 신호
Figure 112018501230464-pat00075
의 위상 변화를 보여주기 위해, f Tx 와 f Rx 를 부반송파 간격 △f를 이용하여 f Tx = N Tx *△f + △offset 및 f Rx = N Rx *△f + △offset 으로 표현하고, 이들을 이용하여 수학식 12를 재정렬하면 다음과 같다.f Tx = N Tx *△f + △offset 및 f Rx = N Rx *△f + △offset에서 N Tx 와는 f Tx /△f와 가장 가까운 양의 정수(예, floor{f Tx /△f} 또는 ceil{f Tx /△f})이고, N Rx 는 f Rx /△f와 가장 가까운 양의 정수(예, floor{f Rx /△f} 또는 ceil{f Rx /△f})이며, △offset는 크기가 △f보다 작은 실수이다. 본 발명의 설명들에서는 설명의 편의를 위해 f Tx 와 f Rx 에 대해 같은 △offset을 이용하여 f Tx 와 f Rx 를 표현하였으나 f Tx 와 f Rx 에 따라 △offset가 서로 다를 수 있다.
Figure 112018501230464-pat00076
전송기/수신기의 부품들의 특성에 의해 의도치 않게 발생하는 주파수 오차인 주파수 오프셋이 없는 환경을 고려한다고 하더라도, f Tx 와 f Rx 가 같지 않으면, 주파수 상향변환 또는 주파수 하향변환 시에, 수신 신호
Figure 112018501230464-pat00077
에
Figure 112018501230464-pat00078
만큼의 위상 변화가 발생함을 알 수 있다. 이는 수학식 5에서
Figure 112018501230464-pat00079
=t'이라 하면,
Figure 112018501230464-pat00080
에서
Figure 112018501230464-pat00081
, 즉, 역 고속 푸리에 변환(inverse fast Fourier transform, IFFT)가 적용되는 시간 t'은
Figure 112018501230464-pat00082
(즉,
Figure 112018501230464-pat00083
)에 대해서 정의되지만, 주파수 상향변환 컴포넌트인
Figure 112018501230464-pat00084
에서 t, 즉, 프리-러닝 오실레이터가 동작하는 상향변환 시간 t는
Figure 112018501230464-pat00085
로 정의되기 때문이다.
도 2는 상향변환 주파수와 하향변환 주파수의 차이에 따른 위상 변화를 장치와 신호 파형 관점에서 설명하기 위해 도시된 것이다.
도 2(a)를 참조하면, 전송장치가 전송하고자 하는 정보 심볼
Figure 112018501230464-pat00086
는 IFFT를 거쳐 OFDM 기저대역 신호
Figure 112018501230464-pat00087
로 변환된다. 상기 전송장치는
Figure 112018501230464-pat00088
를 주파수 f Tx 인 프리-러닝 오실레이터를 이용하여
Figure 112018501230464-pat00089
로 상향변환한다.
Figure 112018501230464-pat00090
가 무선 채널을 거쳐 수신장치에 도달하면, 상기 무선 채널에서의 신호 왜곡을 고려하지 않으면, 상기 수신장치는 주파수 f Rx 인 프리-러닝 오실레이터(oscillator, OSC)를 이용하여
Figure 112018501230464-pat00091
에
Figure 112018501230464-pat00092
를 곱해서
Figure 112018501230464-pat00093
를 OFDM 기저대역 신호
Figure 112018501230464-pat00094
로 하향변환하고,
Figure 112018501230464-pat00095
에 FFT를 수행하여 정보 심볼
Figure 112018501230464-pat00096
를 얻어낸다.
도 2(b)를 참조하면, 정보 심볼에 IFFT가 수행되어 얻어진 IFFT 신호에 순환 프리픽스(cyclic prefix, CP)가 부가되어야 OFDM 심볼 신호가 얻어진다. IFFT 신호에 부가되는 CP로 인해 상기 IFFT 신호의 파형에 대해 시간 축에서 천이(transition)가 발생한다. 이로 인해, 상기 OFDM 심볼 신호를 프리-러닝 오실레이터의 신호에 실으면 전송 신호의 위상이 OFDM 심볼의 시작에서 0이 아니게 되는 경우가 발생한다. 아울러 전송/수신 신호의 위상이 OFDM 심볼들의 시작들에서 다를 수 있다.
그러므로, f Tx 와 f Rx 가 같지 않으면, f Tx 와 f Rx 의 차이로 인해 발생하는 심볼들 간 급격한 위상 변화로 인해 수신 단에서는 채널 추정에 의한 신호 복구 과정에 성능 저하가 크게 발생한다. OFDM 심볼들 간 위상이 급격히 다르면, 수신기가 특정 OFDM 심볼의 RS를 이용한 채널 추정 값을 다른 OFDM 심볼들에 그대로 적용할 수 없거나 그대로 적용할 경우에는 수신 신호가 제대로 복원되지 않을 수 있기 때문이다. 전송기가 매 OFDM 심볼마다 RS를 삽입하여 수신기가 각 심볼의 채널 상태를 제대로 추정할 수 있게 하는 것은 RS 오버헤드가 너무 커져 적절하지 않다.
따라서 심볼들 간 위상 불연속/불일치 문제를 해결하기 위해서 NR 시스템의 논의 과정에서 몇 가지 방법들이 제안되었으며, 이를 간단히 살펴보면 아래와 같다.
* 방법 A: gNB가 사용하는 반송파 주파수를 UE에게 알려주고, 이에 따른 위상 불연속(phase discontinuity)을 UE가 보상한다('INTEL: "Correcting NR OFDM Symbol Generation", 3GPP DRAFT; R1-1721601, 3GPP TSG RAN WG1 Meeting #91; Reno, NV, USA' 참조).
이 방식은 BS가 전송 신호에 대해서 별도의 사전-보상(pre-compensation)을 수행하지 않고 전송하면, UE가 BS의 반송파 주파수 정보를 이용하여 심볼별로 위상 불연속에 대한 보상을 수행한다. 즉, 수학식 12에서
Figure 112018501230464-pat00097
에 의해 발생하는 위상 불연속을 심볼별로 상쇄시키도록 수신기인 UE에서 위상 보상이 수행된다. 또한 UE가 신호를 전송하는 경우에는 전송단인 UE에서 위상 불연속 항(term)에 대해서 사전-보상을 수행하고 BS는 상기 BS와 UE의 반송파 주파수가 일치한다는 가정 하에 수신을 수행하면 된다. 하지만 이 방법은 BS가 사용하는 반송파 주파수에 대한 정보를 전달하기 이전에는 BS와 UE가 어떻게 동작해야 하는지가 추가적으로 정의되어야 하므로, BS와 UE에서 두 가지 모드가 모두 구현되어야 하는 단점이 있다.
* 방법 B: 전송기인 BS가 UE의 DL 반송파 주파수 정보를 이용하여 위상 사전-보상을 수행한다('3GPP TS 36.211 Release14, Section 10.2.8' 및 'INTEL: "Correcting NR OFDM Symbol Generation", 3GPP DRAFT; R1-1721601, 3GPP TSG RAN WG1 Meeting #91; Reno, NV, USA' 참조).
이 방법은 NB-IOT 시스템에서 이미 사용하고 있으며, 방법 A에서 수신기가 반송파 주파수에 대한 정보를 전달받기 전의 동작으로 논의되었다. 즉, 수학식 12에서
Figure 112018501230464-pat00098
에 의해 발생하는 위상 불연속을 심볼별로 상쇄시키도록 전송기에서 위상 사전-보상이 수행된다. 이 경우, 수신기는 전송기와 상기 수신기의 반송파 주파수가 일치하는 것으로 가정하고 동작하면 된다. 하지만 이 방법은 NR 시스템과 같이 UE별로 상이한 주파수 위치를 갖는 대역폭 파트가 설정되는 경우, BS가 UE별로 다른 값을 이용하여 위상 사전-보상을 수행해야 하므로, UE의 수신기 동작은 매우 단순해지는 반면에 BS의 전송기 동작이 매우 복잡해지는 단점이 있다.
* 방법 C: 전송기와 수신기가 공통의 참조 포인트를 가정하여 위상 사전-보상을 수행한다('ERICSSON: "Summary of 7.1.1 Synchronization signal", 3GPP DRAFT; R1-1801156, 3GPP TSG RAN WG1 Meeting AH 1801; Vancouver, Canada', 'ERICSSON: "Summary of 7.1.1 Synchronization signal", 3GPP DRAFT; R1-1801205, 3GPP TSG RAN WG1 Meeting AH 1801; Vancouver, Canada' 및 'QUALCOMM: "Remaining details on synchronization signal design", 3GPP DRAFT; R1-1800846, 3GPP TSG RAN WG1 Meeting AH 1801; Vancouver, Canada' 참조).
이 방법은 전송기가 수신기의 반송파 주파수 (그리고 수신기가 전송기의 반송파 주파수)에 대한 정보를 사용하지 않는다. 대신, 전송기와 수신기 간의 공통의 참조 포인트가 사전에 정의되고 상기 참조 포인트에 대한 위상 사전-보상이 심별별로 수행된다. 즉, 전송기는
Figure 112018501230464-pat00099
에 의해 발생하는 위상 불연속에 대해 위상 (사전-)보상을 수행하고, 수신기는
Figure 112018501230464-pat00100
에 의해 발생하는 위상 불연속에 대해 위상 (사전-)보상을 수행한다. 예를 들어, 위상 사전-보상을 위해 수학식 5를 다음과 같이 변경할 것이 R1-1801156에서 제안되었다.
Figure 112018501230464-pat00101
여기서 △f ref=15kHz,
Figure 112018501230464-pat00102
이다.
Figure 112018501230464-pat00103
이며, 여기서 밴드들 0~2.65GHz에 대해 M={-1, 0, 1}이고, 다른 밴드들에 대해 M=0이다. 위상 보상 값 △는 양자화된 반송파 주파수(quantized carrier frequency)(R1-1800846 참조)와 비-양자화된 반송파 주파수 사이에서 결정되는데, 양자화된 반송파 주파수에 대해 △=0이고, 비-양자화된 반송파 주파수에 대해 △ = f 0 - p μ △f ref이다. 여기서, f 0는 수신기의 반송파 주파수이고 k는 변수이다. 결국, 'f 0 - M*5kHz - k△f ref'의 절대값을 최소화하는 k가 p μ 라고 할 수 있다. 이 방법은 항상 전송기와 수신기 모두에서 위상 보상이 수행되는 단점이 있다. 또한 이 방법은 전송기와 수신기가 기본적으로 자신의 반송파 주파수를 기준으로 매 심볼마다 위상을 계산하여 보상 항을 신호에 적용하도록 제안하고 있다. 따라서 이용가능한 모든 주파수, 즉, 부반송파가 매핑될 수 있는 모든 주파수가 반송파 주파수가 될 수 있다고 가정하면, 위상 보상 항은 매우 높은 해상도(resolution)와 매우 긴 주기의 함수가 되어 매우 복잡한 구현을 요구한다.
참고로, 현재 NR 표준에서는 구현을 위한 방법을 구체적으로 명시하지 않고 있으며, 전송단과 수신단이 반송파 주파수를 매 심볼 단위로 제로 위상으로 리셋하게 함으로써 매 심볼의 시작점에서 반송파 주파수의 위상이 일정한 값을 유지하도록 다음 표와 같이 변조 및 상향변환 방법이 정의된 상태이다(3GPP TS 38.211 섹션 5.4 참조). 이는 아래와 같이 표준 문서 3GPP TS 38.211 V15.1.0에 명시되어 있다.
Figure 112018501230464-pat00104
도 3은 심볼 경계에서 위상을 리셋하는 개념을 설명하기 위해 도시된 것이다. 즉, 도 3은 NR 표준에서 정의된 위상 보상 개념의 이해를 돕기 위해 도시된 것이다. 도 3에서
Figure 112018501230464-pat00105
는 표 6의
Figure 112018501230464-pat00106
에 해당한다. 전송단이 신호를 전송하는 데 사용하는 반송파 주파수와 수신단이 상기 신호를 수신하는 데 사용하는 반송파 주파수가 일치하지 않으면, 상기 수신단에서 하향변환된 신호들이 각 심볼별로 상이한 위상을 갖는다. 그런데, 표 6과 도 3을 참조하면, 주파수 상향변환 과정에서 전송 신호에 대해
Figure 112018501230464-pat00107
만큼 시간 쉬프트를 수행하여 위상을 리셋한다. 따라서, 반송파 주파수로 인하여 매 심볼에서 발생하는 위상 불연속이 전송단과 수신단에서 사라지게 되고, 이로 인해 결국 수신단이 수신한 신호에서 매 심볼별 위상 불연속/불일치가 사라지게 된다. 이는 다음 수학식과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112018501230464-pat00108
수학식 15가 실제 구현에서 어떻게 나타나는지를 설명하기 위해 수학식 15를 재정리하면 다음과 같다.
Figure 112018501230464-pat00109
위상 불연속/불일치에 대해 현재까지 제안된 해결 방법들은 위상 리셋을 반송파 주파수 레벨에서 정의하고 있다. 그런데, 실제 반송파 주파수 레벨에 대한 상향변환 (혹은 하향변환)에는 PLL(phase-locked loop), 믹서 등의 컴포넌트들이 이용된다.
도 4는 기저대역 신호의 생성 및 반송파 주파수로의 변조(modulation) 및 상향변환(upconversion)의 구현 예이다.
도 4를 참조하면, 예를 들어, 실제 상향변환 (혹은 하향변환)을 위한 반송파 주파수는 PLL을 이용하여 생성되고 상기 반송파 주파수로의 상향변환에는 믹서 등이 이용된다. PLL, 믹서 등의 컴포넌트들은 아날로그 기기(device)로 구현되거나 매우 빠른 속도로 동작하기 때문에 전송단과 수신단에서 실제 반송파 주파수 레벨에서 위상 리셋이 구현되기는 매우 어렵다. 즉, 표 6를 참조하면, NR 표준 문서는 반송파 주파수의 위상을 직접 제어하여 위상 리셋을 구현하는 것으로 정의하고 있으나, 반송파 주파수의 위상을 직접 제어하는 것은 실제로는 매우 어렵다. 그러므로 반송파 주파수 레벨에서는 연속적인 위상을 갖는 반송파 주파수를 이용하여 상향변환과 하향변환이 수행되고, 이로 인해 발생하는 심볼들 간 위상 불연속/불일치를 없애기 위한 위상 리셋 함수는 기저대역 레벨에서 구현된다. 수학식 16을 참조하면, 연속적인 위상을 갖는 반송파 주파수를 이용한 반송파 주파수 레벨에서의 상향변환과 하향변환은 각각
Figure 112018501230464-pat00110
와
Figure 112018501230464-pat00111
에 해당하고, f Tx 및 f Rx 는 각각 부반송파가 매핑되는 임의의 주파수이며, 부반송파 간격 △f를 이용하여 f Tx = N Tx *△f + △ offset 및 f Rx = N Rx *△f + △ offset 로 각각 표현될 수 있다. 여기서, 아래 첨자 Tx와 Rx는 각각 전송단과 수신단을 의미하며, 전술한 그리고 후술되는 본 발명의 설명에서도 아래 첨자 Tx와 Rx는 각각 전송단과 수신단을 표시하는 데 사용된다. 수학식 16을 참조하면, 기저대역 레벨에서의 위상 리셋 함수는
Figure 112018501230464-pat00112
와
Figure 112018501230464-pat00113
에 해당한다. 즉, 전송단과 수신단은 각자 자신이 사용하는 반송파 주파수만을 이용하여 위상을 보상하며, 이는 수학식 16에서
Figure 112018501230464-pat00114
및
Figure 112018501230464-pat00115
에 해당한다. 전송단과 수신단은 각각
Figure 112018501230464-pat00116
와
Figure 112018501230464-pat00117
을 사용하여 위상을 보상하는 것이다. 이는 마치 전송단은 수신기가 직류(direct current, DC) 톤, 즉, 0을 하향변환을 위한 반송파 주파수로서 사용한다고 보고 위상 보상을 수행하고, 수신단은 전송기가 DC 톤을 상향변환을 위한 반송파 주파수로서 사용한다고 보고 위상 보상을 수행하는 것으로 해석될 수 있다. 다시 말해, 전송단과 수신단이 반송파 주파수에 관한 정보 없이 동작한다면, 수학식 13 내 항(term)
Figure 112018501230464-pat00118
는
Figure 112018501230464-pat00119
와 같으므로, 현재 NR 표준(3GPP TS 38.211 V15.1.0)은 수신단이 하향변환에 사용하는 반송파 주파수가 0이라고 가정하고
Figure 112018501230464-pat00120
를 상향변환에 사용하도록 전송단 동작을 정의한 것이라고 할 수 있다. 수신단은 전송단에 수행된 동작에 상응하는 동작, 즉, 전송단이 상향변환에 사용하는 반송파 주파수가 0이라고 가정하고
Figure 112018501230464-pat00121
를 하향변환에 사용해야 할 것이다.
앞서 언급한 바와 같이, 기존 제안 방법들에 의하면, 위상 보상 항이 기본적으로 반송파 주파수를 기준으로 매 심볼마다 위상을 계산하여 적용되어야 한다. f XX (여기서 XX는 Tx 또는 Rx)를 해당 통신 시스템에서 적용 가능한, 즉, 이용 가능한 모든 주파수를 고려하면 위상 보상 항이 매우 높은 해상도와 매우 긴 주기의 함수가 되어, 위상 보상 항은 매우 복잡한 구현을 요구할 수 있다.
따라서 본 발명에서는 전송기와 수신기가 전송에 사용되는 반송파 주파수, 혹은, 상향변환/하향변환 주파수를 서로 모르고 동작할 때 발생할 수 있는 문제점을 용이하게 해결하는 방법을 제안한다.
복잡도 저하를 위한 제안
현재 NR 시스템에서 정한 뉴머롤러지들은 다음과 같다(3GPP TS 38.101-1의 섹션 5.4 및 3GPP TS 38.101-2의 섹션 5.4 참조).
Figure 112018501230464-pat00122
Figure 112018501230464-pat00123
NR에서는 3GPP에서 특정된 크게 2개의 큰 주파수 범위(frequency range, FR)가 있다. 하나는 통상 서브 6GHz로 불리며 표 7 및 표 8의 FR1에 해당하고 다른 하나는 밀리미터 파(wave)라고 불리며 표 7 및 표 8의 FR2에 해당한다. 주파수 범위에 따라 최대 대역폭 및 이용가능한 부반송파 간격(들)이 다르다. 표 7은 채널 래스터, 즉, NR-ARFCH 정의를 나타낸 것이고, 표 8은 동기(synchronization) 래스터를 나타낸 것이다. 채널 래스터는 무선 주파수(radio frequency, RF) 채널 위치를 식별하기 위해 사용되는 RF 참조 주파수들의 세트를 정의한다. RF 채널을 위한 RF 참조 주파수는 반송파 상의 자원 요소에 매핑된다. 글로벌 주파수 래스터가 0부터 100GHz까지의 모든 주파수들에 대해 정의되며 허용되는(allowed) RF 참조 주파수들의 세트를 정의하는 데 사용된다. 글로벌 주파수 래스터의 입도(granularity)가 △FGlobal이다. 각 동작(operating) 대역에 대해, 글로벌 주파수 래스터로부터의 주파수들의 서브세트가 그 대역에 적용가능하며 입도 △FGlobal를 가지고 그 대역에 대한 채널 래스터를 형성한다. 동기 래스터는 동기 신호(synchronization, SS) 블록 위치에 관한 명시적 시그널링이 없을 때 시스템 획득(acquisition)을 위해 UE에 의해 사용될 수 있는 SS 블록의 주파수 위치를 나타낸다. 글로벌 동기 래스터가 모든 주파수들에 대해 정의되며, SS 블록의 주파수 위치는 해당 번호 글로벌 동기 채널 번호(global synchronization channel number, GSCN)을 갖는 SSREF으로서 정의된다. 동기 래스터와 SS 블록의 해당 자원 요소 간 매핑이 표 8에서 주어진다. 상기 매핑은 채널 내에 할당된 RB의 총 개수에 의존하며 UL 및 DL 둘 다에 적용된다. 표 8은 SS 블록의 RB #10의 자원 요소(resource element, RE) #0(즉, 부반송파 #0)의 위치를 나타낸다. SS 블록은 20개 RB로 구성되는데, SS 블록을 구성하는 20개 RB들을 0부터 19까지 인덱싱하면, 동기 래스터로 지시되는 주파수는 SS 블록의 RB #0 ~ RB #19 중 RB #10의 첫 번째 RE, 즉, 첫 번째 부반송파의 위치에 해당한다.
표 7 및 표 8에서 보여진 바와 같이 채널 래스터와 SS 래스터가 일정 값들로 정해져 있기 때문에, 반송파 주파수를 f Tx = N Tx *△f + △ offset 과 같이 표현할 때(앞으로 f Tx 에 적용되는 것은 f Rx 에도 해당함), △ offset 은 FR1 (< 3GHz)에서는 몇몇 특정 값들(일 예, -5kHz, 0 또는 5kHz)로 한정될 수 있으며, 나머지 주파수 대역에서는 0이 된다. 또한 현재 LTE/NR 통신 시스템에서 사용되는 심볼별 순환 프리픽스(cyclic prefix, CP)를 포함한 샘플 수는 △f를 기준으로 결정되는 샘플 시간을 기준으로 모든 부반송파 간격들에 대해 16의 배수이다. 즉, CP 길이는 144=16*9 혹은 160=16*10이고, OFDM 심볼의 CP 부분이 아닌 신호 부분의 길이는 2048=16*128이다. 예를 들어, LTE 혹은 NR 표준을 기준으로 15kHz 부반송파 간격인 20MHz의 대역폭의 경우, 샘플링 주파수는 30.72MHz이고, 1개 서브프레임(혹은 1개 슬롯)은 30720개의 샘플들로 구성되며, 각 OFDM 심볼은 2048+144 샘플 시간 혹은 2048+160 샘플 시간으로 구성된다. 참고로, 본 발명의 설명에서 각 샘플 시간 T s는 1/(30.72MHz), 즉, T s=1/(2048*15*103kHz)이다. 현재 NR과 LTE는 15kHz 부반송파 간격인 20MHz의 대역폭에 해당하는 뉴머롤러지에 비례한 값들을 뉴머롤러지(들)로서 사용하므로, 본 발명에서 설명되는 모든 주파수는 15kHz 부반송파 간격인 20MHz의 대역폭에 해당하는 뉴머롤러지를 기준으로 설명됨을 밝혀둔다. 여기서, 2048은 위의 뉴머롤러지(예, 15kHz 부반송파 간격 및 20MHz 대역폭)가 사용될 때의 FFT 크기에 의해 정의되는 신호 길이(즉, OFDM 심볼의 유효 심볼 길이)이고, 144 및 160은 위의 뉴머롤러지(예, 15kHz 부반송파 간격 및 20MHz 대역폭)가 사용될 때의 CP 길이들에 해당한다.
전송 신호와 수신 신호에 대한 위상 리셋이 필요한 이유는 상향변환 주파수에 따른 신호 주기가 'CP 부분 + 신호 부분'인 OFDM 심볼 길이와 정수 배의 관계에 있지 않기 때문이라고 할 수 있다. 따라서, 해당 주파수에 따른 신호 주기의 정수 배가 OFDM 심볼 길이에 해당하는 주기를 갖는 반송파 주파수를 사용하면 위상 리셋이 필요하지 않게 된다. 예를 들어, OFDM 심볼의 CP 부분은 144=16*9개 샘플 혹은 160=16*10개 샘플로 구성되고, OFDM 심볼의 신호 부분은 2048=16*128개 샘플로 구성되며 IFFT/FFT 크기가 2048인 통신 시스템에서는, 144, 160 및 2048의 최대공약수인 16개 샘플의 주기를 갖는 주파수, 즉, 1/(16*T s) = 1/{16*1/(FFT 크기*△f)} = 1/{16*1/(2048*△f)} = 128△f가 상향변환 주파수로서 설정된 경우에는 위상 리셋이 필요 없다. 즉, 144, 160 및 2048의 최대공약수인 16개 샘플의 주기를 갖는 주파수의 경우, 길이 144T s인 CP 부분에는 주기가 16*T s인 정형파(sine wave)가 9개 포함되고, 160T s인 CP 부분에는 주기가 16*T s인 정형파가 10개 포함되며, 길이 2048T s인 신호 부분에는 주기가 1/(16*T s)인 정형파가 128개 포함되므로, OFDM 심볼들의 각 신호 부분의 시작에서 동일한 위상을 갖는다. 예를 들어, NR 시스템에서 지원되는 최소 부반송파 간격 △f=15kHz를 고려하면, 15kHz*2048/16 = 15kHz*128 = 1.92MHz의 배수에 해당하는 반송파 주파수를 사용하면 매 OFDM 심볼의 신호 부분의 시작에서 자연스럽게 위상이 0이 되므로, 앞서 언급한 문제가 발생하지 않는다. 아울러, 부반송파 간격 15kHz, CP 길이 144T s 및 160T s, 및 OFDM 심볼의 신호 부분(즉, 유효 심볼) 길이 2048T s의 뉴머롤러지에 의하면, 1.92MHz의 배수에 해당하는 주파수에 대해서는 CP 시작점에서도 위상이 0이 된다. 이를 일반화해서 표현하면, OFDM 심볼 신호 생성을 위해 다수 개의 CP 길이들(예, N CP ,1, N CP ,2, ...)이 정의되고, OFDM당 유효 샘플의 개수, 즉, OFDM 심볼에서 CP를 제외한 신호 부분의 샘플 개수(즉, IFFT/FFT 크기)가 N sample 이라고 한다면, {N CP ,1, N CP ,2, ..., N sample }의 최대공약수에 해당하는 샘플들을 한 주기를 갖는 주파수가 심볼별로 위상 불연속을 유발하지 않는 주파수에 해당한다. 심볼별 위상 불연속을 유발하지 않는 주파수를 부반송파 간격을 이용하여 표현하면, 이에 해당하는 주파수는
Figure 112018501230464-pat00124
로 표현할 수 있다. 여기서 gcd{N CP ,1, N CP ,2,..., N sample}은 N CP ,1, N CP ,2,..., N sample의 최대공약수이다. 이를 앞서 언급한 뉴머롤러지인 2048, 160 및 144에 적용하면 N base △f = 128△f가 된다. FFT 크기 = 4096가 사용될 경우, NR 표준에서 CP 길이는 144*2, 160*2로 변경되므로, 이를
Figure 112018501230464-pat00125
에 적용하면 N base =128로 변화가 없다. 다른 예로, FFT 크기=1024와 같이 FFT 크기가 2048보다 줄어든 상황에서도, CP 길이는 144/2=72 및 160/2=80으로 변경되므로, 이를
Figure 112018501230464-pat00126
에 적용하더라도 N base =128로 변화가 없다. 이하에서는 CP 부분의 길이와 신호 부분의 길이가 144*2μ 또는 160*2μ이고 OFDM 심볼의 신호 부분의 길이가 2048*2μ(여기서 μ는 정수)인 통신 시스템(예, LTE 시스템, NR 시스템)을 예로 하여 본 발명을 설명한다. 따라서 이하에서는 위상 불연속을 유발하지 않는 주파수를 128△f를 사용하여 나타낸다. 그러나, 본 발명은 상기 예시된 CP 길이 및 신호 부분 길이와 다르더라도, {N CP ,1, N CP ,2, ..., N sample }의 최대공약수에 해당하는 샘플들을 한 주기로 하는 주파수를 f base로 사용하는 경우, 즉,
Figure 112018501230464-pat00127
의 정수 배를 f base로 하는 경우에도 동일하게 적용될 수 있다. 즉, 이하의 설명에서 128△f의 정수 배인 f base는 {N CP ,1, N CP ,2, ..., N sample }의 최대공약수에 해당하는 샘플들을 한 주기로 하는 주파수의 정수 배 혹은
Figure 112018501230464-pat00128
의 정수 배로 일반화될 수 있다.
128△f를 사용하면 f Tx 는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112018501230464-pat00129
여기서
Figure 112018501230464-pat00130
, N frac = modulo(N Tx ,128)이며, f base 는 반송파 주파수들 중에서 128△f의 해상도(예, △f=15kHz인 경우에는 1.92MHz 해상도)로 양자화된 (내림방향, 즉, floor 함수를 적용한) 버전, f frac 은 f base 로부터 f Tx 까지의 차이에 대해 △f로 양자화된 버전이다. △ offset 은 15kHz 단위의 주파수로부터 떨어진 양을 나타내며, NR에서 △ offset 은 +/-5, 0 kHz가 되도록 정해질 수 있다. 즉, △ offset 은 15kHz 부반송파 간격을 기준으로 -5kHz, 5kHz, 0kHz 중 하나인 것으로 정의될 수 있다. N int는 floor 함수가 아닌 round 함수로도 대체 가능하며, 이 경우 N frac = N Tx - 128*round(N Tx /128)로 정의될 수 있다. N int는 floor 함수가 아닌 round 함수로 대체되면 N frac = N Tx - 128*round(N Tx /128)로 변경되는 것 외에 다른 동작들은 N int가 floor 함수로 정의될 때와 동일하다.
수학식 17에서 f base 는 항상 OFDM 심볼 단위에서 위상을 일정 값으로 리셋시키는 주파수이므, 위상 보상에 해당하는
Figure 112018501230464-pat00131
는
Figure 112018501230464-pat00132
와 동일한 값을 갖게 된다. 정규 CP만을 고려하면, 전송기와 수신기 간 반송파 주파수 차이에 대해 하나의 심볼에 적용될 위상 보상 항
Figure 112018501230464-pat00133
의 값은 N frac =0,...,127과 △ offset =-5kHz, 0, 5kHz의 조합에 따른 128*3개 복소 값들 중 하나가 되며, △ offset =0인 FR1 (>3GHz) 혹은 FR2에 대해서는 128개 복소 값들(예, N frac =0,...,127) 중 하나가 된다. 전송기와 수신기 간 반송파 주파수 차이에 대해, 일정 시간 단위(예, 슬롯, 서브프레임, 1ms 등)를 이루는 복수 심볼들에 적용될 위상 보상 값들은 심볼들에 따라 다르므로 상기 복수 심볼들에 대한 위상 보상 값들의 집합을 시퀀스라 표현하면, 정규 CP만을 고려한다면 위상 보상 항
Figure 112018501230464-pat00134
은 N frac =0,...,127과 △ offset =-5kHz, 0, 5kHz의 조합에 따른 128*3개 시퀀스들만을 필요로 한다. △ offset 로 가능한 값들의 개수가 3개가 아니라 다른 값 b로 변경되면, 128*b개 시퀀스들이 위상 보상을 위해 필요할 수 있다. △ offset =0인 FR1 (>3GHz) 혹은 FR2에 대해서는 128개 시퀀스들(예, N frac =0,...,127)들만을 필요로 할 수 있다. 여기서 위상 보상 항은 최대 1ms의 주기를 갖는다. 즉, OFDM 심볼별 신호 부분의 한 주기가 2048개 샘플 시간이라고 가정하면, 샘플 시간 T s = 1/15000*2048 초이므로, 임의의 OFDM 심볼 경계에서 특정 반송파 주파수에 대한 위상 값이 α이면 늦어도 15*2048 샘플 시간, 즉, 1ms이 지난 지점에서 동일한 위상 값 α가 나타난다. f Tx = N int*128△f + N frac *△f + △ offset 이고, N int*128△f에 대해서는 위상 보상이 필요하지 않으므로, 결론적으로 NR 시스템에서 위상 보상 항
Figure 112018501230464-pat00135
은 다음과 같은 식으로 계산될 수 있다.
Figure 112018501230464-pat00136
반송파 주파수의 원래 정의 f Tx = N Tx *△f + △ offset 를 사용하여, 전송단의 최종 신호를 나타내면 다음과 같다.
Figure 112018501230464-pat00137
도 5는 본 발명의 방법 1에 대한 기능도(functional diagram)이다. 특히, 도 5(a)는 방법 1에 따른 전송단 구조의 일부를 나타낸 것이고, 도 5(b) 및 도 5(c)는 방법 1에 따른 수신단 구조의 일부를 나타낸 것이다.
도 5(a)를 참조하면, 전송단은 OFDM 기저대역 신호를 반송파 주파수로 상향변환하기 전에, 128개의 복소 값 시퀀스들 혹은 128*3개의 복소 값 시퀀스들 중에서, 반송파 주파수 f Tx 에 대해 계산되는 하나의 복소 값 시퀀스를 이용하여 매 심볼마다 곱한 후(즉, 위상 리셋을 수행한 후)에 f Tx 를 이용하여 상향변환을 수행한다. 특정 반송파 주파수에 대해 상기 128개 복소 값 시퀀스들 중 하나(혹은 128*3개 복소 값 시퀀스들 중 하나)가 위상 보상에 사용되며, 해당 복소 값 시퀀스를 이루는 복수의 요소들이 복수의 OFDM 심볼들에 일대일로 적용된다.
방법 1은 수신단에서도 동일하게 수행된다. 방법 1의 수신단 동작을 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
반송파 주파수를 f Rx = N Rx *△f + △ offset 과 같이 표현할 때, 앞서 전송기 구조에서 설명한 바와 같이 수신기에서도 △ offset 은 FR1 (< 3GHz)에서는 -5kHz, 0 또는 5kHz일 수 있으며, 나머지 주파수 대역에서는 항상 0이 된다. 또한 현재 LTE/NR 통신 시스템에서 사용되는 심볼별 CP를 포함한 샘플 수는 △f를 기준으로 결정되는 샘플 시간을 기준으로 모든 부반송파 간격들에 대해 16의 배수이다. 그러므로, 이 경우, △f =15kHz일 때 15kHz*2048/16 = 15kHz*128 = 1.92MHz의 배수에 해당하는 반송파 주파수를 하향변환에 사용하면 매 OFDM 심볼마다 자연스럽게 신호 부분(즉, 유효 심볼)의 위상이 0으로 시작하므로 앞서 언급한 문제가 발생하지 않는다. 아울러, 현재 LTE 및 NR에서 이용 가능한 뉴머롤러지인 15kHz 부반송파 간격, 160T s 및 144T s 의 CP 길이 및 2048T s의 유효 심볼 길이에 의하면, 1.92MHz의 배수에 해당하는 주파수의 경우에는 CP 시작점에서도 위상이 0이 된다.
이를 일반화해서 표현하면, OFDM 심볼 신호 생성을 위해 다수 개의 CP 길이들(예, N CP ,1, N CP ,2,, ...)이 정의되고, OFDM당 유효 샘플의 개수, 즉, OFDM 심볼에서 CP를 제외한 부분의 샘플 개수(즉, IFFT/FFT 크기)가 N sample이라고 한다면, {N CP ,1, N CP ,2,..., N sample}의 최대공약수에 해당하는 샘플들을 한 주기로 하는 주파수가 심볼별로 위상 불연속을 유발하지 않는 주파수에 해당한다. 심볼별 위상 불연속을 유발하지 않는 주파수를 부반송파 간격을 이용하여 표현하면, 이에 해당하는 주파수는
Figure 112018501230464-pat00138
로 표현할 수 있다. 여기서 gcd{N CP ,1, N CP ,2,..., N sample}은 N CP ,1, N CP ,2,..., N sample의 최대공약수이다. 이를 앞서 언급한 뉴머롤러지(즉, 2048, 160, 144)에 적용하면 N base △f = 128△f가 된다. 15kHz 부반송파 간격인 20MHz의 대역폭의 예에서 FFT 크기 = 4096가 사용될 경우, NR 표준에서 CP 길이는 144*2, 160*2로 변경되므로, 이를
Figure 112018501230464-pat00139
에 적용하면 N base =128로 변화가 없다. 다른 예로, FFT 크기=1024와 같이 FFT 크기가 2048보다 줄어든 상황에서도, CP 길이는 144/2=72 및 160/2=80으로 변경되므로, 이를
Figure 112018501230464-pat00140
에 적용하더라도 N base =128로 변화가 없다. 앞서 언급한 바와 같이 이하에서는 위상 불연속을 유발하지 않는 주파수를 128△f를 사용하여 나타낸다.
128△f를 사용하면 f Rx 는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112018501230464-pat00141
여기서
Figure 112018501230464-pat00142
, N frac = modulo(N Rx ,128)이며, f base 는 반송파 주파수들 중에서 128△f의 해상도(예, △f=15kHz인 경우에는 1.92MHz 해상도)로 양자화된 (내림방향, 즉, floor 함수를 적용한) 버전, f frac 은 f base 로부터 f Rx 까지의 차이에 대해 △f로 양자화된 버전이다. △ offset 은 15kHz 단위의 주파수로부터 떨어진 양을 나타내며, NR에서 △ offset 은 +/-5, 0 kHz가 되도록 정해질 수 있다. 즉, △ offset 은 15kHz 부반송파 간격을 기준으로 -5kHz, 5kHz, 0kHz 중 하나인 것으로 정의될 수 있다. N int는 floor 함수가 아닌 round 함수로도 대체 가능하며, 이 경우 N frac = N Tx - 128*round(N Tx /128)로 정의될 수 있다. N int는 floor 함수가 아닌 round 함수로 대체되면 N frac = N Tx - 128*round(N Tx /128)로 변경되는 것 외에 다른 동작들은 N int가 floor 함수로 정의될 때와 동일하다.
수학식 20에서 f base 는 항상 OFDM 심볼 단위에서 위상을 일정 값으로 리셋시키는 주파수이므로, 위상 보상에 해당하는
Figure 112018501230464-pat00143
는
Figure 112018501230464-pat00144
와 동일한 값을 갖게 된다. 그러므로 정규 CP만을 고려한다면 위상 보상 항
Figure 112018501230464-pat00145
은 N frac =0,...,127과 △ offset = -5kHz, 0, 5kHz의 조합에 따른 128*3개 시퀀스들만을 필요로 한다. △ offset 로 가능한 값들의 개수가 3개가 아니라 다른 값 b로 변경되면, 128*b개 시퀀스들이 위상 보상을 위해 필요할 수 있다. △ offset =0인 FR1 (>3GHz) 혹은 FR2에 대해서는 128개 시퀀스들(예, N frac =0,...,127)만을 필요로 할 수 있다. 여기서 위상 보상 항은 최대 1ms의 주기를 갖는다. f Rx = N int*128△f + N frac *△f + △ offset 이고, N int*128△f에 대해서는 위상 보상이 필요하지 않으므로, 결론적으로 NR 시스템에서 위상 보상 항
Figure 112018501230464-pat00146
은 다음과 같은 식으로 계산될 수 있다.
Figure 112018501230464-pat00147
반송파 주파수의 원래 정의 f Rx = N Rx *△f + △ offset 을 사용하여 수신단 동작을 최종적으로 정의하면, 방법 1에 따른 수신단 동작은 수학식 22와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112018501230464-pat00148
수학식 22에서 적분은 FFT에 해당하는 기능을 표현한 것이며, 수학식 22의 동작은 도 5(b)와 같이 표현될 수 있다. 실제 수신 신호가 하향변환된 후에 아날로그-to-디지털 변환이 수행되면 적분 수학식으로 표현된 FFT는 수학식 23과 같이 이산식(discrete equation)의 형태로 구현된다. 수학식 23의 동작은 도 5(c)와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112018501230464-pat00149
도 5(b)와 도 5(c)의 차이는 단순히 위상 리셋 함수의 위치이며, 도 5(b)와 도 5(c)는 모든 기능에서 등가이다.
수신단은 수신 신호에 f Rx 를 이용한 하향변환을 수행한 후에, 혹은 수신 신호에 f Rx 를 이용한 하향변환 및 FFT를 수행한 후에, 128의 복소 값 시퀀스들 혹은 128*3의 복소 값 시퀀스들 중에서, 반송파 주파수 f Rx 에 의해 계산되는 하나의 복소 값 시퀀스를 이용하여 매 심볼마다 곱하는 위상 리셋을 수행한다.
방법 1에 따른 전송장치와 수신장치는 위상 보상을 위해
Figure 112018501230464-pat00150
개 혹은
Figure 112018501230464-pat00151
*(
Figure 112018501230464-pat00152
의 개수)개의 시퀀스들, 혹은
Figure 112018501230464-pat00153
중
Figure 112018501230464-pat00154
를 제외한
Figure 112018501230464-pat00155
의 값에 해당하는
Figure 112018501230464-pat00156
개 혹은
Figure 112018501230464-pat00157
*(
Figure 112018501230464-pat00158
의 개수)개의 시퀀스들을 저장해 두고 매 심볼에 대한 위상 리셋을 수행할 때 사용할 수 있다.
Figure 112018501230464-pat00159
는 일 부반송파 간격에 대해 일정한 값들을 가지므로,
Figure 112018501230464-pat00160
의 값들이 본 발명의 방법 1에 따라
Figure 112018501230464-pat00161
개 혹은
Figure 112018501230464-pat00162
*(
Figure 112018501230464-pat00163
의 개수)개의 시퀀스들로 고정되면, 심볼별로 해당 심볼에 대한 위상 보상은 상기 시퀀스들 중에서 하나를 선택하여 수행되면 되므로, 전송장치와 수신장치에서 위상 리셋이 용이하게 구현될 수 있다. 즉, 본 발명에 따르면, 반송파 주파수가 다르면 위상 보상을 위한 시퀀스도 다를 수 있지만, 128개 혹은 128*3개 중 하나가 사용된다. 따라서 본 발명에서 전송단과 수신단은 이용 가능한 각 반송파 주파수에 대해, 위상이 변하는 주기의 양의 정수 배에 해당하는 OFDM 심볼들에 적용될 위상 보상 값들로 이루어진 시퀀스을 각각 저장해 두고, 특정 반송파 주파수를 이용한 OFDM 심볼 신호 처리 시에 상기 주기마다 상기 특정 반송파 시퀀스에 해당하는 시퀀스를 적용하여 위상 보상을 수행할 수 있다. 예를 들어, 1ms를 주기로 OFDM 심볼들의 위상이 변하고 상기 1ms 내에 14개 OFDM 심볼들이 포함되는 경우, 특정 반송파 주파수에 대한 위상 보상 값 시퀀스는 상기 14개 OFDM 심볼들 각각에 대한 14개 위상 보상 값들로 이루어진다. 전송단과 수신단은 1ms 주기로 적용될 위상 보상 값 시퀀스를 반송파 주파수별로 저장해 두고, 저장된 위상 보상 값 시퀀스를 해당 반송파 주파수에 대해 위상 보상을 수행할 때 사용할 수 있다.
* 방법 2.
방법 2도 방법 1과 마찬가지로 f base= N int*128△f가 위상 리셋을 용이하게 수행하기 위해 혹은 OFDM 심볼들 간 위상 불일치의 용이한 해소를 위해 사용된다. 여기서, f base 는 128△f의 정수 배인 주파수들 중에서 방법 2를 f XX (여기서, 아래첨자 XX는 전송단에서는 Tx이고 수신단에서는 Rx)에 가장 가까운(혹은 한쪽 방향에 대해서 가까운(즉, f XX 보다 작거나 같은 주파수들 중에 f XX 에 가장 가까운 혹은 f XX 보다 크거나 같은 주파수들 중에 f XX 에 가장 가까운)) 주파수이다. 이하에서는 f base 를 N int*128△f(여기서, N int은 정수)로 표현한다. 방법 1이 프리-러닝 오실레이터(즉, 아날로그 오실레이터)를 이용한 주파수 상향변환에 반송파 주파수 f Tx 를 사용하고 프리-러닝 오실레이터를 이용한 주파수 하향변환에 반송파 주파수 f Rx 를 사용함에 반해, 방법 2는 f XX 중 f base= N int*128△f만큼은 아날로그 단에서 주파수 쉬프트(예, 프리-러닝 오실레이터로 주파수 쉬프트)를 수행하고 'f XX - N int*128△f'만큼은 디지털 단에서 주파수 쉬프트를 수행한다. N int*128△f를 프리-러닝 오실레이터에 의한 상향변환/하향변환 주파수로 사용하면 OFDM 심볼들 간 위상 천이 값들이 동일(즉, OFDM 심볼들의 신호 부분 시작에서의 위상이 동일)하다. 따라서, N int*128△f를 프리-러닝 오실레이터에 의한 상향변환/하향변환 주파수로 사용하면 위상 보상을 위해 매 OFDM 심볼마다 위상 천이 값을 계산하여 적용할 필요가 없다는 장점이 있다.
이하에서는 디지털 단에서 어떤 모듈을 사용하여 'f XX - N int*128△f'만큼을 주파수 쉬프트할 것인지에 따라 방법 2-1과 방법 2-2로 나누어 방법 2를 설명하다.
** 방법 2-1
도 6은 본 발명의 방법 2-1에 대한 기능도(functional diagram)이다. 특히, 도 6(a)는 방법 2-1에 따른 전송단 구조의 일부를 나타낸 것이고, 도 6(b)는 방법 2-1에 따른 수신단 구조의 일부를 나타낸 것이다. 도 6에서 t l 은 시간 도메인에서 OFDM symbol l의 신호 부분 시작 위치를 나타내며, t l =
Figure 112018501230464-pat00164
로 표현될 수도 있다.
수학식 17을 이용하여 최종 전송기 신호를 정리하면 전송기의 전송 신호는 다음 식과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112018501230464-pat00165
수학식 24의 마지막 줄을 살펴보면, N frac = modulo(N Tx ,128)은 IFFT 식에서 자원의 매핑 위치(즉, 부반송파의 매핑 위치)를 변경하는 항이다. 즉,
Figure 112018501230464-pat00166
이 IFFT 식에 해당하는데, IFFT 식 중에서 (
Figure 112018501230464-pat00167
) 항은 IFFT에 대한 자원의 매핑 위치를 의미한다. 결국 각 부반송파의 신호 심볼 a k 가 어떤 주파수로 변조될 것인가가 (
Figure 112018501230464-pat00168
)에 의존하여 결정된다. 즉, 방법 2-1은 IFFT에 대한 자원의 매핑 위치를 N frac에 의해 변경함으로써 기저대역 신호를 반송파 주파수 f Tx 중 'f Tx - N int*128△f'(혹은 △ offset 가 0이 아닐 경우에는 'f Tx - N int*128△f'의 일부)만큼 주파수 쉬프트한다. IFFT는 그 자체로 위상에 대한 리셋 기능이 있는 것이므로 IFFT에 대한 자원 매핑 위치를 변경하여 수행되는 주파수 쉬프트는 OFDM 심볼들 간 위상 불일치를 유발하지 않는다. 수학식 24의 마지막 줄의
Figure 112018501230464-pat00169
은, LTE 상향링크의 SC-FDMA에서 수행되는 7.5kHz 주파수 쉬프트(수학식 1의 1/2*△f 참조)와 유사하게, 매 심볼 단위로 CP의 시작 혹은 끝에서 신호의 위상을 일정 값(예, 0)으로 리셋하면서 상기 신호를 △ offset 만큼 주파수 쉬프트시킨다. 매우 큰 크기의 주파수 쉬프트는 일반적으로 디지털 구현이 어렵지만, △ offset 는 작은 값이므로 △ offset 만큼의 주파수 쉬프트는 디지털 오실레이터에 의해 쉽게 구현될 수 있다. △ offset 만큼의 주파수 쉬프트는 IFFT 후에 수행된다. 수학식 24의 마지막 줄의
Figure 112018501230464-pat00170
에서 f base 는 128△f의 정수 배(예, △f=15kHz인 경우에는 1.92MHz의 정수 배, △f=30kHz인 경우에는 3.84MHz의 정수 배)에 해당하는 주파수들 중에서 f Tx 에 대해서 가장 가까운 (혹은 한쪽 방향에 대해서 가까운(즉, f Tx 보다 작거나 같은 주파수들 중에 f Tx 에 가장 가까운 혹은 f Tx 보다 크거나 같은 주파수들 중에 f Tx 에 가장 가까운)) 주파수이며,
Figure 112018501230464-pat00171
는 f base 로의 상향변환 동작을 의미한다. 방법 2-1에서 f base 만큼의 주파수 쉬프트는 아날로그 오실레이터를 이용하여 수행될 수 있다.
방법 1은 특정 개수의 복소 값 시퀀스들(예, 128 혹은 128*3개의 복소 값 시퀀스들) 중 하나를 이용하여 위상 보상을 수행하도록 위상 보상 기능을 구성한다. 방법 1에서 반송파 주파수 f Tx로의 주파수 상향변환은 아날로그 오실레이터에 의해 수행된다. 이에 반해, 방법 2-1은 디지털 모듈인 IFFT를 이용한 'f Tx - N int*128△f'의 주파수 쉬프트와 아날로그 오실레이터를 이용한 N int*128△f의 주파수 쉬프트에 의해 실제 반송파 주파수 f Tx 로의 주파수 상향 쉬프트가 수행된다.
도 6(a)를 참조하면, △ offset 를 고려하면, IFFT 및 상향변환 기능에 추가적으로 △ offset 에 해당하는 주파수 쉬프트 동작이 수행될 수 있다. 여기서 △ offset 은 +/-5kHz만을 갖는다. 또한 FR2와 FR1(>3GHz)인 경우 혹은 FR1(<3GHz)에서 △ offset =0인 경우에는 추가적인 동작(예, △ offset 에 의한 주파수 쉬프트)없이 주파수 쉬프트 동작이 수행될 수 있다. 이 경우, 도 6(a)에서
Figure 112018501230464-pat00172
로 표시된 주파수 쉬프트 모듈은 생략될 수 있다.
수신단에서도 이에 상응하는 동작이 구성될 수 있다. 방법 2에 따른 수신단 동작을 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
수학식 20을 이용하여 최종 수신기 신호를 정리하면 다음 식과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112018501230464-pat00173
수학식 25의 마지막 줄을 살펴보면,
Figure 112018501230464-pat00174
은 FFT 식에서 자원의 디-매핑 위치를 변경하는 항이다. 즉,
Figure 112018501230464-pat00175
는 FFT 식에 해당하는데, 상기 FFT 식 중에서 (
Figure 112018501230464-pat00176
)는 자원의 디-매핑 위치, 즉, 부반송파의 OFDM 기저대역 신호로의 디-매핑 위치에 관한 항이다. 다시 말해,
Figure 112018501230464-pat00177
는 부반송파들의 FFT로부터의 출력 위치에 관한 항이다. 방법 2-1은 FFT에 대한 자원의 디-매핑 위치를 N frac에 의해 변경함으로써 반송파 주파수 f Rx 중 'f Rx - N int*128△f'(혹은 △ offset 가 0이 아닐 경우에는 'f Tx - N int*128△f'의 일부)만큼 주파수 쉬프트한다. FFT는 그 자체로 위상에 대한 리셋 기능이 있는 것이므로 FFT에 대한 자원 디-매핑 위치를 변경하여 수행되는 주파수 쉬프트는 OFDM 심볼들 간 위상 불일치를 유발하지 않는다. 수학식 25의 마지막 줄의
Figure 112018501230464-pat00178
은, LTE 상향링크의 SC-FDMA에서 수행되는 7.5kHz 주파수 쉬프트(수학식 1의 1/2*△f 참조)와 유사하게, 매 심볼 단위로 CP의 시작 혹은 끝에서 신호의 위상을 일정 값(예, 0)으로 리셋하면서 상기 신호를 △ offset 만큼 주파수 쉬프트시킨다. 매우 큰 크기의 주파수 쉬프트는 일반적으로 디지털 구현이 어렵지만, △ offset 는 작은 값이므로 △ offset 만큼의 주파수 쉬프트는 디지털 오실레이터에 의해 쉽게 구현될 수 있다. △ offset 만큼의 주파수 쉬프트는 FFT 전에 수행된다. 수학식 25의 마지막 줄의
Figure 112018501230464-pat00179
에서 f base 는 128△f의 정수 배(예, △f=15kHz인 경우에는 1.92MHz의 정수 배, △f=30kHz인 경우에는 3.84MHz의 정수 배)에 해당하는 주파수들 중에서 f Rx 에 가장 가까운(혹은 한쪽 방향에 대해 가까운(즉, f Rx 보다 작거나 같은 주파수들 중에 f Rx 에 가장 가까운 혹은 f Rx 보다 크거나 같은 주파수들 중에 f Rx 에 가장 가까운)) 주파수이며,
Figure 112018501230464-pat00180
는 f base 로부터의 하향변환 동작을 의미한다. 방법 2-1에서 f base 만큼의 주파수 쉬프트는 아날로그 오실레이터를 이용하여 수행될 수 있다.
방법 1은 특정 개수의 복소 값 시퀀스들(예, 128 혹은 128*3개의 복소 값 시퀀스들) 중 하나를 이용하여 위상 보상을 수행하도록 위상 보상 기능을 구성한다. 방법 1에서 반송파 주파수 f Rx로부터의 주파수 하향변환은 아날로그 오실레이터에 의해 수행된다. 이에 반해, 방법 2-1은 디지털 모듈인 FFT를 이용한 'f Rx - N int*128△f'의 주파수 쉬프트와 아날로그 오실레이터를 이용한 f base =N int*128△f의 주파수 쉬프트에 의해 실제 반송파 주파수 f Rx 로부터의 주파수 하향 쉬프트가 수행된다.
도 6(b)를 참조하면, 방법 2는 FFT 및 하향변환 기능에 추가적으로 △ offset 에 해당하는 주파수 쉬프트 동작을 수행한다. 또한 FR2와 FR1 (>3GHz)인 경우 혹은 FR1(<3GHz)에서 △ offset =0인 경우에는 추가적인 동작(예, △ offset 에 의한 주파수 쉬프트)없이 주파수 쉬프트 동작이 수행될 수 있다. 이 경우, 도 6(b)에서
Figure 112018501230464-pat00181
로 표시된 주파수 쉬프트 모듈은 생략될 수 있다.
** 방법 2-2
방법2-2는 방법 2-1과 마찬가지로 반송파 주파수 f XX 중 f base 의 주파수 쉬프트는 아날로그 오실레이터를 이용하여 수행된다. 다만, 반송파 주파수 f XX 중 'f XX - f base '의 주파수 쉬프트가 IFFT/FFT를 이용하여 수행되는 방법 2-1과 달리, 방법 2-2에서는 디지털 오실레이터에 의해 수행된다. 디지털 오실레이터에 의한 주파수 쉬프트는 상기 디지털 오실레이터가 신호에 cosine 값 혹은 sine 값을 곱하는 과정이다. 이 때 디지털 오실레이터는 consine/sine 값들이 저장된 메모리로부터 cosine/sine 값을 읽도록 구현될 수도 있고, 혹은 cosine/sine 값을 연산하도록 구현될 수도 있다. 특정 시점에서 신호의 위상이 일정 값이 되도록 하기 위해서는, 예를 들어, 디지털 오실레이터가 특정 샘플에 대해서 읽는 메모리의 주소를, 위상 값이 상기 일정 값이 되도록 하는 consine/sine 값을 저장한 메모리의 주소가 되도록, 상기 디지털 오실레이터가 설정되면 된다. 혹은 cosine/sine 값을 메모리로부터 읽어오는 것이 아니라 연산하도록 구현된 디지털 오실레이터라면, 상기 디지털 오실레이터가 위상 값을 특정 시점에 원하는 값으로 조정하면 된다. 즉, 디지털 오실레이터는 특정 시점/샘플에 대해 상기 일정 위상 값을 갖는 주파수 쉬프트 값을 저장한 메모리 주소를 읽도록 구현되거나, 혹은 특정 시점/샘플에 대해 위상 값을 상기 일정 위상 값으로 조정하도록 구현되면 된다. 따라서, 디지털 오실레이터에 의한 주파수 쉬프트는 OFDM 심볼 경계를 기준으로 위상 리셋 기능을 구현하는 것이 용이하다. 따라서 위상 사전-보상이 전송단에서 굳이 수행되지 않아도 된다는 장점이 있다.
참고로, 앞서 언급한 바와 같이 OFDM 심볼들 간 위상 불일치는 IFFT/FFT가 적용되는 시간 구간과 프리-러닝 오실레이터가 구동하는 시간 구간이 다르기 때문이라고 할 수 있다. 상향변환/하향변환 주파수를 아날로그 오실레이터인 프리-러닝 오실레이터 대신 디지털 오실레이터로 구현하면 OFDM 심볼들 경계에서 위상을 리셋하는 것이 용이하다. 그러나, 반송파 주파수만큼을 디지털 오실레이터로 상향변환/하향변환하는 것은 전송기와 수신기가 수 GHz 단위로 곱(multiplication)을 수행해야 하므로 매우 큰 복잡도를 유발한다. 예를 들어, 디지털 오실레이터를 이용하여 2GHz로/로부터의 상향변환/하향변환을 수행하려면, Nyquist 샘플링 정리(theorem)에 의하면 적어도 4GHz로 샘플링이 수행되어야 하므로, 결국 4GHz의 샘플 단위로 입력 신호에 상향변환/하향변환의 cosine/sine 값을 곱하는 동작을 수행할 수 있도록 디지털 오실레이터를 구현해야 한다. 이와 같이 많은 수의 곱 동작을 디지털 모듈로 구현하는 것은 매우 복잡하며, 전송기와 수신기의 제작의 비용 증가를 유발할 수 있다. 따라서 본 발명에서는 반송파 주파수의 전체 크기가 디지털 오실레이터에 의해 상향변환/하향변환되지는 않는다.
방법 2-1을 실제 구현 단계에서 살펴보면, 방법 2-1에 따른 전송단은 RF 단의 오실레이터(즉, 프리-러닝 오실레이터)에 의해서 f base 에 해당하는 주파수로 상향변환하는 과정과 f frac (혹은 'f Tx - f base ')를 이용하여 IFFT에서 자원 매핑의 위치를 정하는 과정을 수행하도록 구성된다. △ offset =0이 아닌 경우, 방법 2-1에 따른 전송단은 △ offset 을 위해 디지털 오실레이터를 이용하여 OFDM 심볼 단위로 (CP가 끝나는 시점에 제로 위상을 갖도록) 위상을 리셋하는 과정을 더 수행하도록 구성될 수 있다. 방법 2-1의 경우, 기저대역에서 출력되는 신호는 f frac 값(혹은 'f Tx - f base ' 값)에 따라서 DC를 기준으로 비대칭의 정도가 크게 될 수 있다. 이로 인해서 전송기에서 IFFT 출력 이후에 (혹은 수신기에서 FFT의 입력 이전에) 필터링 등에 의해 스펙트럼의 효율성을 높이는 데 제한이 생길 수도 있다. 따라서 IFFT의 자원 매핑의 위치를 통해 f frac (혹은 'f Tx - f base ')에 대응하는 주파수 상향변환(즉, 주파수 상향 쉬프트) 및 위상 리셋 기능을 구현하는 방법 2-1이 변경될 필요가 있다. 도 6(a)의 주파수 쉬프트, 즉, △ offset 만큼을 디지털 오실레이터로 주파수 쉬프트하는 것과 마찬가지로, 본 발명은 f frac (혹은 'f Tx - f base ')만큼의 주파수에 대한 주파수 쉬프트 및 위상 리셋 기능을 디지털 오실레이터로 구성할 것을 제안한다.
도 7은 본 발명의 방법 2-1에 따른 자원 매핑과 본 발명의 방법 2-2에 따른 자원 매핑을 설명하기 위해 도시된 것이다. 특히 도 7(a)는 방법 2-1에 따른 자원 매핑 및 상향변환을 예시한 것이고, 도 7(b)는 방법 2-2에 따른 자원 매핑 및 상향변환을 예시한 것이다.
도 7(a)의 왼쪽 도면을 참조하면, 기존 통신 기술에서, OFDM 심볼 내 부반송파들의 정보 심볼들
Figure 112018501230464-pat00182
(여기서, k는 부반송파 인덱스)은 IFFT 모듈에 매핑되며, IFFT 모듈에 매핑된 정보 심볼들은 IFFT 모듈의 중심 혹은 DC를 기준으로 (대략) 대칭적으로 분포한다. 본 발명의 방법 2-1은, 도 7(a)의 오른쪽 도면에 보여진 바와 같이,
Figure 112018501230464-pat00183
의 IFFT로의 매핑 위치를 예를 들어 N frac만큼 이동시킨다. 그런데, 도 7(a)의 오른쪽 도면처럼 IFFT의 자원 매핑 위치를 변경하면, IFFT의 출력 중 필터링 영역을 넘어가는 부분이 발생할 수 있다. 이 경우, IFFT의 출력 중 필터링 영역을 벗어난 부분은 필터링을 거치지 않게 되므로, 대역 가장자리(band edge)에서 신호가 왜곡되는 문제가 발생할 수 있다. 이러한 문제점을 해결하기 위해서 방법 2-2는 도 7(b)에 도시된 바와 같이 IFFT의 자원 매핑 위치는 변경하지 않은 상태에서 IFFT의 출력에 대해서 (필터링 기능이 있으면 필터링을 수행한 후에)f frac +△ offset (즉, 'f Tx - f base ')만큼의 디지털 오실레이션을 통해 주파수 위치를 원하는 위치로 변경한다.
도 8은 본 발명의 방법 2-2에 대한 기능도(functional diagram)이다. 특히, 도 8(a)는 방법 2-2에 따른 전송단 구조의 일부를 나타낸 것이고, 도 8(b)는 방법 2-2에 따른 수신단 구조의 일부를 나타낸 것이다. 도 8에서 t l 은 시간 도메인에서 OFDM symbol l의 신호 부분 시작 위치를 나타내며, t l =
Figure 112018501230464-pat00184
로 표현될 수 있다.
도 8(a)를 참조하면, 방법 2-2에 따른 전송기는 f Tx 만큼 주파수 상향변환을 수행하기 위해서, f Tx 중 f base 에 해당하는 주파수에 대해서는 RF 단에서의 오실레이터(즉, 아날로그 오실레이터)에 의해서 상향변환을 수행하고,f frac +△ offset (즉, 'f Tx - f base ')에 해당하는 주파수에 대해서는 디지털 오실레이터에 의해 OFDM 심볼 단위로 주파수 상향변환 및 (CP가 끝나는 시점에 제로 위상을 갖도록) 위상 리셋을 수행한다.
방법 2-2에 따른 전송단 동작은 수신단에서도 마찬가지 원리로 수행될 수 있다. 방법 2-1을 실제 구현 단계에서 살펴보면, 방법 2-1에 따른 수신단은 RF 단의 오실레이터(즉, 프리-러닝 오실레이터)에 의해서 f base 에 해당하는 주파수를 가지고 하향변환하는 과정과 f frac (혹은 'f Rx - f base ')를 이용하여 FFT에서 자원 디-매핑의 위치를 정하는 과정을 수행하도록 구성된다. △ offset =0이 아닌 경우, 방법 2-1에 따른 수신단은 △ offset 을 위해 디지털 오실레이터를 이용하여 OFDM 심볼 단위로 (CP가 끝나는 시점에 제로 위상을 갖도록) 위상을 리셋하는 과정을 수행하도록 구성된다. 방법 2-1의 경우, RF 하향변환 단계에서 출력되는 신호는 f frac 값(혹은 'f Rx - f base ' 값)에 따라서 DC를 기준으로 비대칭의 정도가 크게 될 수 있다. 이로 인해서 수신기의 하향변환 출력 단에서 필터링 등에 의해 스펙트럼의 효율성을 높이는 데 제한이 생길 수도 있다. 따라서 FFT의 자원 디-매핑(de-mapping)의 위치를 통해 f frac (혹은 'f Rx - f base ')에 대응하는 주파수 하향변환(즉, 주파수 하향 쉬프트) 및 위상 리셋 기능을 구현하는 방법 2-1이 변경될 필요가 있다. 도 6(b)의 주파수 쉬프트, 즉, △ offset 만큼을 디지털 오실레이터로 주파수 쉬프트하는 것과 마찬가지로, 본 발명은 f frac (혹은 'f Rx - f base ')만큼의 주파수에 대한 주파수 쉬프트 및 위상 리셋 기능을 디지털 오실레이터로 구성할 것을 제안한다. 이 때, 주파수 하향변환 및 위상 리셋에 사용되는 주파수 f frac (혹은 'f Rx - f base ')에는 방법 1에서와 마찬가지로 128(혹은 주파수 대역에 따라 △ offset 이 0인 아닌 경우에는 128*3)가지가 있을 수 있다.
도 8(b)를 참조하면, 방법 2-2에 따른 수신기는 f Rx 만큼 주파수 하향변환을 수행하기 위해서, f Rx 중 f base 에 해당하는 주파수에 대해서는 RF 단에서의 오실레이터(즉, 아날로그 오실레이터)에 의해서 하향변환을 수행하고,f frac +△ offset (즉, 'f Rx - f base ')에 해당하는 주파수에 대해서는 디지털 오실레이터에 의해 OFDM 심볼 단위로 주파수 하향변환 및 (CP가 끝나는 시점에 제로 위상을 갖도록) 위상 리셋을 수행한다.
* 방법 3.
도 9는 본 발명의 방법 3에 대한 기능도(functional diagram)이다. 특히, 도 9(a)는 방법 3에 따른 전송단 구조의 일부를 나타낸 것이고, 도 9(b) 및 도 9(c)는 방법 3에 따른 수신단 구조의 일부를 나타낸 것이다.
수학식 24는 다음과 같이 변형될 수 있다.
Figure 112018501230464-pat00185
수학식 26의 마지막 줄을 기반으로, 본 발명의 방법 3을 설명한다. 방법 3은 방법 2-1과는 다음과 같은 공통점이 있다. N frac = modulo(N Tx ,128)은 방법 2-1에서와 동일한 역할을 한다. 도 9(a)를 참조하면, N frac = modulo(N Tx ,128)은 IFFT 식에서 자원의 매핑 위치(즉, 부반송파의 매핑 위치)를 변경하는 항이다. 방법 2-1에서 설명한 바와 같이
Figure 112018501230464-pat00186
이 IFFT 식에 해당하는데, IFFT 식 중에서 (
Figure 112018501230464-pat00187
) 항은 IFFT에 대한 자원의 매핑 위치를 의미한다.
수학식 26의 마지막 줄의
Figure 112018501230464-pat00188
를 참조하면, 방법 3은 방법 2-1과는 다음과 같은 차이가 있다.
Figure 112018501230464-pat00189
에서 f base 는 128△f(예, △f=15kHz인 경우에는 1.92MHz, △f=30kHz인 경우에는 3.84MHz, △f=60kHz인 경우에는 7.68MHz, △f=120kHz인 경우에는 15.36MHz)의 배수인 주파수들 중에서 f Tx 에 가장 가까운 (혹은 한쪽 방향에 대해서 근접한(즉, f Tx 보다 작거나 같은 주파수들 중에 f Tx 에 가장 가까운 혹은 f Tx 보다 크거나 같은 주파수들 중에 f Tx 에 가장 가까운)) 주파수이며, N int*128△f(여기서, N int은 정수)로 표현될 수 있다.
Figure 112018501230464-pat00190
는 f base 에 △ offset 을 더한 주파수(즉, f base +△ offset )로의 상향변환 동작을 의미하며, 아날로그 오실레이터에 의해 처리된다. 아날로그 오실레이터에 의해 처리되는 △ offset 는 매 심볼마다 위상 불연속을 유발하므로, 방법 3의 전송단은 △ offset 에 대해
Figure 112018501230464-pat00191
을 이용한 위상 보상을 수행한다. 방법 2는 △ offset 만큼의 주파수 쉬프트를 위해 샘플 단위로 위상을 회전(즉, 위상을 쉬프트)시킴으로써 샘플 단위로 주파수를 쉬프트한다. 즉, 방법 2는 샘플 단위로 위상을 회전시키기 위해 샘플 단위로 도출된 복소 값을 필요로 한다. 방법 2에 비해, 도 9(a)에 도시된 바와 같이 방법 3는 OFDM 심볼 단위로 고정된 복소 값을 IFFT의 출력에 곱함(multiplication)을 수행하면 된다. 한편, 방법 1은 모든 이용 가능한 반송파 주파수 후보들에 대해 위상 보상을 위해서 128 혹은 128*3개의 복소 값 시퀀스들을 필요로 한다. 즉, 방법 1은 각각의 반송파 주파수에 대해 128개 혹은 128*3개의 복소 값들 중 하나를 필요로 하므로, 반송파 주파수들에 따른 위상 보상을 위해 많으면 128개 혹은 128*3개 복소 값 시퀀스들을 필요로 한다. 이에 반해, 방법 3은 f frac 만큼의 주파수 쉬프트를 IFFT로의 자원 매핑 위치를 변경함으로써 수행하므로 f frac 에 대해서는 128 혹은 128*3개의 복소 값 시퀀스들을 필요로 하지 않으며, 아날로그 상향 주파수 변환을 통해 구현되는 △ offset 에 대한 위상 보상만 수행하면 된다. 따라서, 방법 3은 △ offset =-5kHz 또는 △ offset =5kHz에 위상 보상만을 수행하면 되므로, △ offset =+/-5kHz에 대한 위상 보상을 위해 2가지 복소 값 시퀀스들만을 필요로 한다. 그리고 음의 주파수는 양의 주파수의 반대 위상 진행에 해당하므로, 방법 3은 실제적으로는 위상 보상을 위해 복소 값 시퀀스 한 개만을 필요로 한다. 또한 또한 FR2와 FR1 (>3GHz)인 경우 혹은 FR1(<3GHz)에서 △ offset =0인 경우에는, 방법 2와 마찬가지로, IFFT와 상향변환 외에는 추가적인 동작(예, △ offset 에 의한 주파수 쉬프트)없이 반송파 주파수로의 상향변환 기능이 구성될 수 있다.
방법 3은 전송단뿐만 아니라 수신단에도 적용될 수 있다. 수학식 25는 다음과 같은 식으로 변형될 수 있다.
Figure 112018501230464-pat00192
수학식 27의 마지막 줄을 기반으로, 본 발명의 방법 3을 설명한다. 방법 3은 방법 2-1과는 다음과 같은 공통점이 있다. N frac = modulo(N Rx ,128)은 방법 2-1에서와 동일한 역할을 한다. 도 9(b) 및 도 9(c)를 참조하면, N frac = modulo(N Rx ,128)은 FFT 식에서 자원의 디-매핑 위치(즉, 부반송파들로의 디-매핑 위치)를 변경하는 항이다. 방법 2-1에서 설명한 바와 같이
Figure 112018501230464-pat00193
이 FFT 식에 해당하는데, FFT 식 중에서 (
Figure 112018501230464-pat00194
) 항은 FFT에 의한 자원(예, 부반송파)의 디-매핑 위치를 의미한다. 다시 말해, (
Figure 112018501230464-pat00195
) 항은 부반송파들의 FFT의 출력 위치에 관한 항이다.
수학식 27의 마지막 줄의
Figure 112018501230464-pat00196
를 참조하면, 방법 3는 방법 2-1과는 다음과 같은 차이가 있다.
Figure 112018501230464-pat00197
에서 f base 는 128△f의 배수인 주파수들 중에서 f Rx 에 대해서 가장 가까운 (혹은 한쪽 방향에 대해서 가장 가까운(즉, f Rx 보다 작거나 같은 주파수들 중에 f Rx 에 가장 가까운 혹은 f Rx 보다 크거나 같은 주파수들 중에 f Rx 에 가장 가까운)) 주파수이며, N int*128△f(여기서, N int은 정수)로 표현될 수 있다.
Figure 112018501230464-pat00198
는 f base 에 △ offset 을 더한 주파수만큼의 하향변환 동작을 의미하며, 아날로그 오실레이터에 의해 처리된다. 아날로그 오실레이터에 의해 처리되는 △ offset 는 매 심볼마다 위상 불연속을 유발하므로 방법 3의 수신단은
Figure 112018501230464-pat00199
을 이용한 위상 보상을 수행한다. 도 5(b) 및 도 5(c)에서 언급된 바와 유사하게,
Figure 112018501230464-pat00200
을 이용한 위상 보상은 도 9(b)에 도시된 바와 같이 FFT 전에 수행될 수도 있고 도 9(c)에 도시된 바와 같이 FFT 후에 수행될 수도 있다. 도 9(b)와 도 9(c)는 △ offset 에 대한 위상 보상이 수행되는 위치만 다르며, 그 외 수신기 동작/기능은 동일하다.
방법 2는 △ offset 만큼의 주파수 쉬프트를 위해 샘플 단위로 위상을 회전시킴으로써 샘플 단위로 주파수를 쉬프트한다. 즉, 방법 2는 샘플 단위로 위상을 회전시키기 위해 샘플 단위로 도출된 복소 값을 필요로 한다. 방법 2에 비해, 방법 3은 OFDM 심볼 단위로 고정된 복소 값을 FFT로의 입력에 곱함(multiplication)을 수행하면 된다. 또한 방법 1이 모든 이용 가능한 반송파 주파수 후보들에 대해 위상 보상을 위해서 128 혹은 128*3개의 복소 값 시퀀스들을 필요로 한다. 즉, 방법 1은 각각의 반송파 주파수에 대해 128개 혹은 128*3개의 복소 값들 중 하나를 필요로 하므로, 반송파 주파수들에 따른 위상 보상을 위해 많으면 128개 혹은 128*3개 복소 값 시퀀스들을 필요로 한다. 이에 반해, 방법 3은 f frac 만큼의 주파수 쉬프트를 FFT로부터의 자원 디-매핑 위치를 변경함으로써 수행하므로 f frac 에 대해서는 128 혹은 128*3개의 복소 값 시퀀스들을 필요로 하지 않으며, 아날로그 하향 주파수 변환을 통해 구현되는 △ offset 에 대한 위상 보상만 수행하며 된다. 따라서, 방법 3은 △ offset =+/-5kHz에 대한 위상 보상을 위해 +/-5kHz에 해당하는 2가지 복소 값 시퀀스들만을 필요로 한다. 그리고 음의 주파수는 양의 주파수의 반대 위상 진행에 해당하므로, 방법 3은 실제적으로는 위상 보상을 위해 복소 값 시퀀스 한 개만을 필요로 한다. 또한 또한 FR2와 FR1 (>3GHz)인 경우 혹은 FR1(<3GHz)에서 △ offset =0인 경우에는, 방법 2와 마찬가지로, FFT와 하향변환 외에는 추가적인 동작(예, △ offset 에 의한 주파수 쉬프트)없이 반송파 주파수로부터의 하향변환 기능이 구성될 수 있다.
전술한 방법들(방법 1, 방법 2 및 방법 3)은 기본적으로 위상 불연속에 대한 위상 보상이 전송단의 반송파 주파수 f Tx 와 수신단의 반송파 주파수 f Rx 각각에 대해서 수행된다고 가정하였다. 하지만 수학식 16을 살펴보면 궁극적으로 위상 보상은 f Tx -f Rx 에 해당하는 위상 불연속(다시 말해, 위상 불일치)를 보정하는 것에 해당한다. f Tx 및 f Rx 는 각각 항상 부반송파의 위치, 즉, 부반송파 간격의 정수 배에 해당할 것이므로, 위상 보상을 수행할 때 △ offset 을 0으로 간주하고 위상 보상을 수행하는 방법도 가능하다. △ offset 이 0이 아닐 때에도 △ offset 을 0으로 간주한다는 것은 △ offset 에 대한 위상 보정/보상을 수행하지 않는다는 것을 의미한다. 본 발명의 제안들은 △ offset 을 0으로 간주하는 경우에도 적용될 수 있다. △ offset 을 0으로 간주하면, 각각 전송단과 수신단에서 반송파 주파수에서 △ offset 을 제외한 주파수 크기에 대해서만 위상 보상을 수행하면 된다. 위상 보상 항에서 △ offset 을 0으로 간주하면 f Tx = N Tx *△f이므로, 수학식 16의 마지막 줄에서 위상 보상에 해당하는 항들
Figure 112018501230464-pat00201
및
Figure 112018501230464-pat00202
은 각각 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112018501230464-pat00203
Figure 112018501230464-pat00204
수학식 28에서 f Tx = N Tx *△f + △ offset = N int *128△f + N frac *△f + △ offset = f base + N frac *△f + △ offset = f base + f frac + △ offset 이며, 수학식 29에서 f Rx = N Rx *△f + △ offset = N int *128△f + N frac *△f + △ offset = f base + N frac *△f + △ offset = f base + f frac + △ offset 이다. △ offset 을 0으로 간주하고 수행되는 본 발명에 따른 OFDM 심볼 신호 생성/복원은, △ offset 을 0으로 간주하여 △ offset 에 대한 위상 보상을 수행하지 않는 점을 제외하면, 전술한 방법 1, 방법 2-1, 방법 2-2 및 방법 3가 마찬가지로 적용될 수 있다. 예를 들어, 다음과 같이 방법 1, 방법 2-1, 방법 2-2 및 방법 3가 수행될 수 있다.
* 방법 a1
방법 1의 전송단 관련 수학식 19를 다시 한 번 기재하면 다음과 같다.
Figure 112018501230464-pat00205
방법 1에서 위상 보상 항
Figure 112018501230464-pat00206
이지만, △ offset 를 고려하지 않는 방법 a1의 위상 보상 항은
Figure 112018501230464-pat00207
가 된다.
방법 1의 수신단 관련 수학식 22와 수학식 23 중 수학식 23을 다시 한 번 기재하면 다음과 같다.
Figure 112018501230464-pat00208
방법 1에서 위상 보상 항
Figure 112018501230464-pat00209
이지만, △ offset 를 고려하지 않으면, 방법 a1의 위상 보상 항은
Figure 112018501230464-pat00210
가 된다.
방법 1은 △ offset 가 -5kHz, 0 혹은 +5kHz일 수 있는 주파수 대역에 대해서는 128*3개 복소 값 시퀀스들 중 하나를 이용하여 위상 보상이 수행됨에 반해, 방법 a1은 △ offset 와 관계 없이 128개의 복소 값 시퀀스들 중 하나를 이용하여 위상 보상이 수행된다. 방법 a1에서는 △ offset 에 대한 주파수 쉬프트가 아날로그 프리-러닝 오실레이터에 의해 수행되더라도 △ offset 로 인해 유발되는 위상 불일치를 보정하기 위한 위상 보상이 수행되지 않는다.
* 방법 a2-1
도 10은 본 발명의 방법 a2-1에 대한 기능도(functional diagram)이다. 특히, 도 10(a)는 방법 a2-1에 따른 전송단 구조의 일부를 나타낸 것이고, 도 10(b)는 방법 a2-1에 따른 수신단 구조의 일부를 나타낸 것이다.
△ offset 을 제외한 항목에 대해서만 위상 보상을 수행하는 점을 고려하여, 방법 2-1의 전송단 관련 수학식 24는 다음 수학식으로 변형될 수 있다.
Figure 112018501230464-pat00211
수학식 32의 첫 번째 줄은 수학식 24의 첫 번째 줄의 f Tx 에 f base + f frac + △ offset 를 대입하여 얻어질 수 있다. 수학식 32에서 알 수 있듯이, 방법 a2-1의 위상 보상은 IFFT 식인
Figure 112018501230464-pat00212
에서 자원의 매핑 위치를 변경(
Figure 112018501230464-pat00213
항에 해당)과 128△f의 배수에 해당하는 주파수들 중에서 f Tx 에 가장 가까운 (혹은 한쪽 방향에 대해서 가장 가까운(즉, f Tx 보다 작거나 같은 주파수들 중에 f Tx 에 가장 가까운 혹은 f Tx 보다 크거나 같은 주파수들 중에 f Tx 에 가장 가까운)) 주파수 f base 에 △ offset 을 더한 주파수(즉, f base +△ offset )로의 상향변환(
Figure 112018501230464-pat00214
항에 해당)을 이용하여 이루어질 수 있다. 결론적으로 △ offset 에 대한 위상 보상이 수행되지 않는 경우, 도 10(a)에 예시된 바와 같이 IFFT에 대한 자원 매핑 쉬프트와 (아날로그 오실레이터를 이용한) 상향변환만으로 반송파 주파수로의 상향변환이 수행될 수 있다. 방법 a2-2에서는 △ offset 에 대한 주파수 쉬프트가 아날로그 프리-러닝 오실레이터에 의해 수행되더라도, △ offset 를 0으로 간주, 즉, △ offset 에 대한 위상 보정/보상이 수행되지 않는다.
△ offset 을 제외한 항목에 대해서만 위상 보상을 수행하는 점을 고려하여, 방법 2-1의 수신단 관련 수학식 25는 다음 수학식으로 변형될 수 있다.
Figure 112018501230464-pat00215
수학식 33의 첫 번째 줄은 수학식 25의 첫 번째 줄의 f Rx 에 f base + f frac + △ offset 를 대입하여 얻어질 수 있다. 수학식 33에서 알 수 있듯이, 앞서 설명한 바와 같이, 방법 2-1a의 위상 보상은 FFT 식인
Figure 112018501230464-pat00216
에서 자원의 디-매핑 위치를 변경(
Figure 112018501230464-pat00217
항에 해당)과 128△f의 배수에 해당하는 주파수들 중에서 f Rx 에 가장 가까운 (혹은 한쪽 방향에 대해서 근접한(즉, f Rx 보다 작거나 같은 주파수들 중에 f Rx 에 가장 가까운 혹은 f Rx 보다 크거나 같은 주파수들 중에 f Rx 에 가장 가까운)) 주파수 f base 에 △ offset 을 더한 주파수(즉, f base +△ offset )에 의한 하향변환(
Figure 112018501230464-pat00218
항에 해당)으로 이루어진다. 결론적으로 △ offset 에 대한 위상 보상이 수행되지 않는 경우, 도 10(b)에 예시된 바와 같이 FFT에 대한 자원 디-매핑 쉬프트와 (아날로그 오실레이터를 이용한) 하향변환만으로 위상 보상 기능이 수행될 수 있다.
* 방법 a2-2
도 11은 본 발명의 방법 a2-2에 대한 기능도(functional diagram)이다. 특히, 도 11(a)는 방법 a2-2에 따른 전송단 구조의 일부를 나타낸 것이고, 도 11(b)는 방법 a2-2에 따른 수신단 구조의 일부를 나타낸 것이다. 도 11에서 t l 은 시간 도메인에서 OFDM symbol l의 신호 부분 시작 위치를 나타내며, t l =
Figure 112018501230464-pat00219
로 표현될 수 있다.
방법 a2-2는 △ offset 를 0으로 간주, 즉, △ offset 에 대한 위상 보정/보상을 수행하지 않는다. 즉, 아날로그 프리-러닝 오실레이터로 f base +△ offset 만큼의 주파수 쉬프트를 수행한다고 하더라도, △ offset 에 대한 위상 보정/보상이 수행되지 않는다. 방법 a2-1은 실제 구현단계에서 살펴보면, 전송단에서는 f base 와 △ offset 에 해당하는 주파수는 RF 단의 오실레이터(프리 러닝 오실레이터)에 의한 상향변환 과정에 사용되고, f frac 에 해당하는 부분은 IFFT에 대한 자원 매핑 위치를 정하는 과정에 사용된다. 이 경우, 기저대역에서 출력되는 신호는 f frac 값에 따라서 DC를 기준으로 비대칭의 정도가 크게 될 수 있다. 이로 인해서 전송기에서 IFFT 출력 이후에 (혹은 수신기에서 FFT의 입력 이전에) 필터링 등에 의해 스펙트럼의 효율성을 높이는 데 제한이 생길 수도 있다. 따라서 IFFT의 자원 매핑의 위치를 조절하는 것을 통해 f frac 로의 주파수 상향변환 (즉, f frac 만큼의 주파수 상향 쉬프트) 및 위상 리셋 기능을 구현하는 방법 a2-1이 변경될 필요가 있다. 본 발명에서는 f frac 만큼의 주파수에 대한 주파수 쉬프트 및 위상 리셋 기능이 디지털 오실레이터로 구현될 수 있다. 정리하면, 도 11(a)에 예시된 바와 같이, 방법 a2-2는 f Tx 만큼의 주파수 상향변환을 위해서 f Tx 중 f base 와 △ offset 에 해당하는 주파수는 RF 단에서의 프리 러닝 오실레이터에 의한 상향변환에 사용하고, f frac 은 디지털 오실레이터에 의한 OFDM 심볼별 주파수 상향변환 및 (CP가 끝나는 시점에 제로 위상을 갖도록) 위상을 리셋하는 데 사용한다.
방법 a2-2는 △ offset 를 0으로 간주, 즉, △ offset 에 대한 위상 보정/보상을 수행하지 않는다. 즉, 아날로그 프리-러닝 오실레이터로 f base +△ offset 만큼의 주파수 쉬프트를 수행한다고 하더라도, △ offset 에 대한 위상 보정/보상이 수행되지 않는다. 방법 a2-1은 실제 구현단계에서 살펴보면, 수신단에서는 f base 와 △ offset 에 해당하는 주파수는 RF 단의 오실레이터(프리 러닝 오실레이터)에 의한 하향변환 과정에 사용되고, f frac 에 해당하는 부분은 FFT에 대한 자원 디-매핑의 위치를 정하는 과정에 사용될 수 있다. 이 경우, 하향변환에서 출력되는 신호(즉, RF 출력)는 f frac 값에 따라서 DC를 기준으로 비대칭의 정도가 크게 될 수 있다. 이로 인해서 수신기에서 하향변환 출력 이후에 (혹은 수신기에서 FFT의 입력 이전에) 필터링 등에 의해 스펙트럼의 효율성을 높이는 데 제한이 생길 수도 있다. 따라서 FFT의 자원 디-매핑의 위치를 조절하는 것을 통해 f frac 에 대응하는 주파수 하향변환 (즉, 주파수 하향 쉬프트) 및 위상 리셋 기능을 구현하는 방법 a2-1이 변경될 필요가 있다. 본 발명에서는 f frac 만큼의 주파수에 대한 주파수 쉬프트 및 위상 리셋 기능이 디지털 오실레이터로 구현될 수 있다. 정리하면, 도 11(b)에 예시된 바와 같이, 방법 a2-2는 f Rx 만큼의 주파수 하향변환을 위해서 f Rx 중 f base 와 △ offset 에 해당하는 주파수는 RF 단에서의 프리-러닝 오실레이터(즉, 아날로그 오실레이터)에 의한 하향변환에 사용하고, f frac 은 디지털 오실레이터에 의한 OFDM 심볼별 주파수 하향변환 및 (CP가 끝나는 시점에 제로 위상을 갖도록) 위상을 리셋하는 데 사용한다.
방법 1, 방법 2 및 방법 3를 정리하면, 방법 1은 위상 보상을 위해 128개 보상 값 시퀀스들 혹은 3가지 △ offset 가 있는 경우에는 128*3개 보상 값 시퀀스들을 미리 결정해 두고, 각 OFDM 심볼에 대해, 미리 결정된 128개 혹은 128*3개 보상 값 시퀀스들 중에서 해당 반송파 주파수를 위한 하나의 보상 값 시퀀스를 이용하여 해당 OFDM 심볼에서의 위상 보상을 수행한다. 방법 2의 경우, 방법 2-1과 방법 2-2 둘 다에서 128△f의 정수 배가 기본 반송파 주파수 f base로서 사용되며, f base만큼이 RF 단에서 프리-러닝 오실레이터에 의해 주파수 상향/하향 쉬프트된다. 방법 2에서 전송단은 f Tx와 f base 간 주파수 차이를 IFFT에 대한 자원 매핑으로 보상(방법 2-1)하거나, IFFT 후에 디지털 오실레이터를 이용한 주파수 쉬프트에 의해 보상(방법 2-2)한다. 방법 2의 수신단은 f Rx와 f base 간 주파수 차이는 FFT에 대한 자원 디-매핑으로 보상(방법 2-1)하거나, FFT 전에 디지털 오실레이터를 이용한 주파수 쉬프트에 의해 보상(방법 2-2)한다. 방법 3은 방법 2와 유사하나, △ offset 만큼의 주파수 쉬프트를 위해 샘플 단위로 위상을 리셋하는 방법 2와 달리, 방법 3는 OFDM 심볼별로 △ offset 에 대한 위상 보상을 수행한다.
도 12는 본 발명의 다른 사용 예를 설명하기 위해 도시된 것이다.
앞서 설명된 바와 같이, OFDM 심볼들 간 위상 불일치를 방지하기 위해 혹은 용이한 위상 보상을 위해, 128△f의 정수 배에 해당하는 주파수가 OFDM 심볼 신호 생성 혹은 OFDM 심볼 신호 복원 과정에서 아날로그 오실레이터에 사용될 수 있다. 복수의 뉴머롤로지가 지원되는 주파수 대역의 뉴머롤러지가 변경되는 경우, 예를 들어, 상기 주파수 대역의 부반송파 간격(subcarrier spacing, SCS)이 30kHz에서 15kHz로 변하는 경우 혹은 그 반대로 변하는 경우, 도 12에 예시된 바와 같이 128△f의 정수 배가 되는 주파수가 불일치할 수 있다. 예를 들어, △f=30kHz일 때 반송파 주파수 f Tx와 가장 가까운 128△f의 정수 배에 해당하는 주파수 f base,1(여기서 f base,1 =N int,1*128△f for △f=30kHz)라고 하자. f Tx와 동일한 주파수 대역에 대해, 부반송파 간격이 △f=30kHz에서 △f=15kHz로 변하는 경우, △f=15kHz일 때 상향변환 주파수 f Tx와 가장 가까운 128△f의 정수 배에 해당하는 주파수 f base,0(여기서 f base,0 =N int,0*128△f for △f=15kHz)와 f base,1 간에 차이 △f base가 발생할 수 있다. 혹은 부반송파 간격의 변화에 따라 상향변환/하향변환 주파수가 △f base만큼 변동될 수도 있다. 이 경우, 본 발명에서 전송기와 수신기는 RF 리튜닝을 수행하는 대신, 전술한 본 발명의 방법 2를 이용하여, △f base를 디지털 오실레이터 혹은 IFFT/FFT 자원 매핑/디매핑을 이용하여 맞출 수 있다.
도 13은 본 발명이 적용되는 전송기 구조와 수신기 구조를 예시한 것이다. 전술한 본 발명에서 사용한 전송단 구조와 수신단 구조는 도 13의 기본 구조를 기반으로 설명되었다.
도 13(a)를 참조하면, 전송기에서는 예를 들어 표준에서 정의한 신호 생성 방법에 따라 입력된 비트 시퀀스에 대해서 심볼(이하, 정보 심볼) 생성이 수행된다. 상기 전송기는 이와 같이 생성된 정보 심볼을 IFFT의 입력단에서, 전송하고자 하는 대역에 맞춰서, 적절한 자원 매핑(즉, 부반송파 매핑)을 수행하고 주파수 축 신호를 시간 축 신호로 변환하기 위한 IFFT를 상기 자원 매핑된 정보 심볼들에 대해 수행한다. 상기 전송기는 OFDM 심볼간 간섭 완화/회피를 위한 CP를 IFFT 출력에 삽입한다. 참고로, 도 5 내지 도 11에서는 IFFT/FFT가 자원 매핑/디-매핑 및 CP 부착(attach)/탈착(attach) 기능을 포함하는 것으로 도시되었으나, 도 13에 도시된 바와 같이 CP 부착/탈착이 FFT/IFFT와 분리되어 구현될 수도 있다. IFFT와 CP 부착을 거쳐 생성된 신호에 대해서 반송파 주파수로 상향변환을 하기 전에, 상기 전송기는 스펙트럼 특성을 만족시키기 위한 필터링 혹은 윈도윙(windowing)을 수행할 수도 있으나, 필터링 혹은 윈도윙은 RF 기기 특성에 따라서 반드시 구현해야 하는 기능이 아닐 수도 있다. IFFT와 CP 부착을 거쳐 생성된 신호 혹은 IFFT, CP 부착(및 필터링/윈도윙)을 거쳐 생성된 신호를 사전에 정의한 반송파 주파수를 사용하여 전송하기 위해 상기 전송기는 상기 신호에 대해 상기 사전에 정의한 반송파 주파수로의 상향변환을 수행한다. 일반적으로 상향변환은 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하기 위한 디지털-to-아날로그 컨버터(digital-to-analog converter, DAC), 반송파 주파수를 생성하기 위한 오실레이터 및 PLL(Phase-locked loop), 기저대역 신호를 원하는 반송파 주파수로 옮기는 믹서 등을 이용하여 수행된다. 이 후, 상기 전송기는 상기 주파수 상향변환된 신호를 아날로그 필터, 증폭기(amplifier) 및 안테나를 통해서 외부로 전송한다.
전송기에서 디지털-to-아날로그 컨버터에 입력되는 신호들은 디지털 신호들이고 상기 디지털-to-아날로그 컨버터에서 출력되는 신호들은 아날로그 신호들이므로, 상기 디지털-to-아날로그 컨버터 전의 신호 처리에 사용되는 전송기 모듈들은 디지털 모듈들이고, 상기 디지털-to-아날로그 컨버터 후의 신호 처리에 사용되는 전송기 모듈들은 아날로그 모듈들이라고 할 수 있다.
수신기에서는 전송기의 역과정에 해당하는 동작을 수행한다. 수신기 동작들을 살펴보면, 우선적으로 전송기가 전달한 신호는 수신기의 안테나, 증폭기 및 아날로그 필터를 통해 상기 수신기에 수신된다. 도 13(b)를 참조하면, 상기 수신기는 상기 수신 신호에 대해서 하향변환을 수행한다. 일반적으로 하향변환은 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하기 위한 아날로그-to-디지털 컨버터(analog-to-digital converter, ADC), 반송파 주파수를 생성하기 위한 오실레이터 및 PLL, 반송파 주파수를 통해서 수신된 신호를 기저대역 신호로 옮기는 믹서 등을 이용하여 수행된다. 상기 수신기는 이와 같이 기저대역으로 전달된 신호를 스펙트럼 특성에 맞도록 필터링할 수 있다. 필터링은 RF 기기 특성에 따라서는 구현되지 않을 수도 있다. 상기 수신기는 (필터링된 혹은 필터링되지 않은) 기저대역 신호에 대해서 사전에 측정한 타이밍 정보에 맞춰서 CP를 탈착하는 동작을 수행하고, CP가 탈착된 신호를, 시간 축 신호를 주파수 축 신호로 변환하는 FFT를 통해서, 주파수 축 신호로 변환한다. FFT 함수는 전체 주파수 축 신호 중에서 상기 수신기에 전달된 신호만을 도출하기 위한 자원 디-매핑 기능을 포함한다. 상기 수신기는 전송기가 전송한 신호를, 채널 상에 왜곡된 부분을 보상하는 심볼 복구(recovery) 과정을 통해, 자원 디-매핑된 신호로부터 복구하고, 특정 신호 생성 방법, 예를 들어, 통신 표준이 정의한 신호 생성 방법에 대한 디코딩 과정을 수행하여 최종 신호(비트 시퀀스)를 얻게 된다. 채널 상에서 왜곡된 부분을 보상하는 과정 및 디코딩 과정 모두가 심볼 복구 과정에 해당한다.
수신기에서 아날로그-to-디지털 컨버터에 입력되는 신호들은 아날로그 신호들이고 상기 아날로그-to-디지털 컨버터에서 출력되는 신호들은 디지털 신호들이므로, 상기 아날로그-to-디지털 컨버터 전의 신호 처리에 사용되는 수신기 모듈들은 아날로그 모듈들이고, 상기 아날로그-to-디지털 컨버터 후의 신호 처리에 사용되는 수신기 모듈들은 디지털 모듈들이라고 할 수 있다.
도 13에 도시되지는 않았으나, 전송기와 수신기는 본 발명에 따른 동작을 수행하도록 구성된 디지털 오실레이터를 포함할 수 있다.
도 14는 본 발명을 수행하는 전송장치(10) 및 수신장치(20)의 구성요소를 나타내는 블록도이다.
전송장치(10) 및 수신장치(20)는 정보 및/또는 데이터, 신호, 메시지 등을 나르는 무선 신호를 전송 또는 수신할 수 있는 무선 주파수(radio frequency, RF) 유닛(13, 23)과, 무선통신 시스템 내 통신과 관련된 각종 정보를 저장하는 메모리(12, 22), 상기 RF 유닛(13, 23) 및 메모리(12, 22) 등의 구성요소와 동작적으로 연결되어, 상기 구성요소를 제어하여 해당 장치가 전술한 본 발명의 실시예들 중 적어도 하나를 수행하도록 메모리(12, 22) 및/또는 RF 유닛(13, 23)을 제어하도록 구성된(configured) 프로세서(11, 21)를 각각 포함한다.
메모리(12, 22)는 프로세서(11, 21)의 처리 및 제어를 위한 프로그램을 저장할 수 있고, 입/출력되는 정보를 임시 저장할 수 있다. 메모리(12, 22)가 버퍼로서 활용될 수 있다.
프로세서(11, 21)는 통상적으로 전송장치 또는 수신장치 내 각종 모듈의 전반적인 동작을 제어한다. 특히, 프로세서(11, 21)는 본 발명을 수행하기 위한 각종 제어 기능을 수행할 수 있다. 프로세서(11, 21)는 컨트롤러(controller), 마이크로 컨트롤러(microcontroller), 마이크로 프로세서(microprocessor), 마이크로 컴퓨터(microcomputer) 등으로도 불릴 수 있다. 프로세서(11, 21)는 하드웨어(hardware) 또는 펌웨어(firmware), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명을 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays) 등이 프로세서(11, 21)에 구비될 수 있다. 한편, 펌웨어나 소프트웨어를 이용하여 본 발명을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등을 포함하도록 펌웨어나 소프트웨어가 구성될 수 있으며, 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌웨어 또는 소프트웨어는 프로세서(11, 21) 내에 구비되거나 메모리(12, 22)에 저장되어 프로세서(11, 21)에 의해 구동될 수 있다.
전송장치(10)의 프로세서(11)는 상기 프로세서(11) 또는 상기 프로세서(11)와 연결된 스케줄러로부터 스케줄링되어 외부로 전송될 신호 및/또는 데이터에 대하여 소정의 부호화(coding) 및 변조(modulation)를 수행한 후 RF 유닛(13)에 전송한다. 예를 들어, 프로세서(11)는 전송하고자 하는 데이터 열을 역다중화 및 채널 부호화, 스크램블링, 변조과정 등을 거쳐 K 개의 레이어로 변환한다. 부호화된 데이터 열은 코드워드로 지칭되기도 하며, MAC 계층이 제공하는 데이터 블록인 수송 블록과 등가이다. 일 수송블록(transport block, TB)은 일 코드워드로 부호화되며, 각 코드워드는 하나 이상의 레이어의 형태로 수신장치에 전송되게 된다. 주파수 상향변환을 위해 RF 유닛(13)은 오실레이터(oscillator)를 포함할 수 있다. RF 유닛(13)은 N t 개(N t 는 1 이상의 양의 정수)의 전송 안테나를 포함할 수 있다. 상기 RF 유닛(13)은 프로세서(11)의 제어 하에 본 발명에 따라 오실레이터에 의한 주파수 상향변환을 수행하여 OFDM 심볼 신호를 생성할 수 있다. 예를 들어, 방법 2의 경우, 프로세서(11)는
Figure 112018501230464-pat00220
의 정수 배인 주파수를 이용하여 상향변환을 수행하도록 상기 RF 유닛(13)의 오실레이터(즉, 아날로그 오실레이터)를 제어할 수 있다.
수신장치(20)의 신호 처리 과정은 전송장치(10)의 신호 처리 과정의 역으로 구성된다. 프로세서(21)의 제어 하에, 수신장치(20)의 RF 유닛(23)은 전송장치(10)에 의해 전송된 무선 신호를 수신한다. 상기 RF 유닛(23)은 N r 개의 수신 안테나를 포함할 수 있으며, 상기 RF 유닛(23)은 수신 안테나를 통해 수신된 신호 각각을 프로세서(21)의 제어 하에 본 발명에 따른 오실레이터에 의한 주파수 하향변환을 수행하여 기저대역 신호로 복원한다. 예를 들어, 방법 2의 경우, 프로세서(21)는
Figure 112018501230464-pat00221
의 정수 배인 주파수를 이용하여 상향변환을 수행하도록 상기 RF 유닛(13)의 오실레이터(즉, 아날로그 오실레이터)를 제어할 수 있다. RF 유닛(23)은 주파수 하향변환을 위해 오실레이터를 포함할 수 있다. 상기 프로세서(21)는 수신 안테나를 통하여 수신된 무선 신호에 대한 복호(decoding) 및 복조(demodulation)를 수행하여, 전송장치(10)가 본래 전송하고자 했던 데이터를 복원할 수 있다.
RF 유닛(13, 23)은 하나 이상의 안테나를 구비한다. 안테나는, 프로세서(11, 21)의 제어 하에 본 발명의 일 실시예에 따라, RF 유닛(13, 23)에 의해 처리된 신호를 외부로 전송하거나, 외부로부터 무선 신호를 수신하여 RF 유닛(13, 23)으로 전달하는 기능을 수행한다. 안테나는 안테나 포트로 불리기도 한다. 각 안테나는 하나의 물리 안테나에 해당하거나 하나보다 많은 물리 안테나 요소(element)의 조합에 의해 구성될(configured) 수 있다. 각 안테나로부터 전송된 신호는 수신장치(20)에 의해 더는 분해될 수 없다. 해당 안테나에 대응하여 전송된 참조신호(reference signal, RS)는 수신장치(20)의 관점에서 본 안테나를 정의하며, 채널이 일 물리 안테나로부터의 단일(single) 무선 채널인지 혹은 상기 안테나를 포함하는 복수의 물리 안테나 요소(element)들로부터의 합성(composite) 채널인지에 관계없이, 상기 수신장치(20)로 하여금 상기 안테나에 대한 채널 추정을 가능하게 한다. 즉, 안테나는 상기 안테나 상의 심볼을 전달하는 채널이 상기 동일 안테나 상의 다른 심볼이 전달되는 상기 채널로부터 도출될 수 있도록 정의된다. 복수의 안테나를 이용하여 데이터를 송수신하는 다중 입출력(Multi-Input Multi-Output, MIMO) 기능을 지원하는 RF 유닛의 경우에는 2개 이상의 안테나와 연결될 수 있다.
본 발명에 있어서, 사용자기기(user equipment, UE), 즉, 단말기는 상향링크에서는 전송장치(10)로 동작하고, 하향링크에서는 수신장치(20)로 동작한다. 본 발명에 있어서, 기지국은 상향링크에서는 수신장치(20)로 동작하고, 하향링크에서는 전송장치(10)로 동작한다.
전송장치(10)의 프로세서(11)는 전송할 신호에 대해 본 발명에 따른 처리들을 수행하도록 구성될 수 있으며, 전송할 신호 혹은 상기 프로세서(11)에 의해 처리된 신호에 대해 본 발명에 따른 동작들을 수행하도록 전송기의 모듈들(도 13(a) 참조)을 제어할 수 있다. 예를 들어, f 0와 f base의 차이에 해당하는 주파수 쉬프트를 위해, 상기 프로세서(11)는 전송될 신호에 대한 IFFT로의 자원 매핑 위치를 Nfrac만큼 상향 쉬프트하도록 상기 IFFT를 제어할 수 있다. 다른 예로 상기 프로세서(11)는 f 0와 f base의 차이만큼을 주파수 상향 쉬프트하도록 디지털 오실레이터를 제어할 수 있다. 또 다른 예로, 상기 프로세서(11)는 OFDM 심볼의 CP 부분 끝, 즉, OFDM 심볼의 신호 부분의 시작에서 위상을 일정 값으로 리셋하도록 디지털 오실레이터를 제어할 수 있다. 상기 프로세서(21)는
Figure 112018501230464-pat00222
의 정수 배인 주파수들 중에서 f 0와 가장 가까운 주파수를 f base로 사용하도록 구성될 수 있다.
수신장치(10)의 프로세서(21)는 수신한 신호에 대해 본 발명에 따른 동작들을 수행하도록 수신기의 모듈들(도 13(b) 참조)을 제어할 수 있으며, RF 유닛(23)으로부터의 신호에 대해 본 발명에 따른 처리들을 수행하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, f 0와 f base의 차이에 해당하는 주파수 쉬프트를 위해, 상기 프로세서(21)는 수신 신호에 대한 FFT로부터의 자원 디-매핑 위치를 Nfrac만큼 하향 쉬프트하도록 상기 FFT를 제어할 수 있다. 다른 예로 상기 프로세서(21)는 f 0와 f base의 차이만큼을 주파수 하향 쉬프트하도록 디지털 오실레이터를 제어할 수 있다. 또 다른 예로, 상기 프로세서(21)는 OFDM 심볼의 CP 부분 끝, 즉, OFDM 심볼의 신호 부분의 시작에서 위상을 일정 값으로 리셋하도록 디지털 오실레이터를 제어할 수 있다. 상기 프로세서(21)는
Figure 112018501230464-pat00223
의 정수 배인 주파수들 중에서 f 0와 가장 가까운 주파수를 f base로 사용하도록 구성될 수 있다.
전송장치(10)는 도 13(a)를 포함하여 구성될 수 있다. 수신장치(20)는 도 13(b)를 포함하여 구성될 수 있다. 전술한 본 발명들에서 프리 러닝 오실레이터에 의한 상향변환 및 하향변환은 RF 유닛(13, 23)에 구비되고, 그 외 본 발명의 동작들(예, 기저대역 신호 생성, IFFT/FFT, 자원 매핑/디매핑, CP 부착/탈착, 필터링, 심볼 회복)은 프로세서(11, 21)에 의해 혹은 프로세서(11, 21)의 제어 하에 수행될 수 있다.
도 14에서는 전송장치(10)와 수신장치(20)가 분리되어 도시되었으나, 전송장치(10) 내 프로세서(11), 메모리(12) 및 RF 유닛(13)은 수신장치(20)의 동작도 수행하도록 구성될 수 있으며, 전송장치(20) 내 프로세서(21), 메모리(22) 및 RF 유닛(23)은 전송장치(10)의 동작도 수행하도록 구성될 수 있다. 도 13(a)에서 설명된 전송기와 도 13(b)에서 설명된 수신기가 하나의 트랜시버로 구성될 수도 있다. 즉, 전송기와 수신기가 각각 트랜시버로 칭해질 수 있다. 혹은 트랜시버는 전송장치(10)의 RF 유닛(13) 혹은 수신장치(20)의 RF 유닛(23)을 지칭하는 데 사용될 수도 있다.

Claims (20)

  1. 무선 통신 시스템에서 전송장치가 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 신호를 전송함에 있어서,
    전송될 신호를 디지털 모듈을 통해 반송파 주파수 f 0와 f base 간 차이만큼 주파수 상향 쉬프트를 수행하여 주파수 쉬프트된 OFDM 기저대역 신호를 생성;
    상기 주파수 쉬프트된 OFDM 기저대역 신호를 아날로그 오실레이터를 이용하여 f base로 상향변환하여 상기 반송파 주파수 f 0인 OFDM 심볼 신호를 생성; 및
    상기 반송파 주파수 f 0인 상기 OFDM 심볼 신호를 전송하는 것을 포함하며,
    f base는 128△f의 정수 배인 주파수들 중 상기 반송파 주파수 f 0와 가장 가까운 주파수이며, 여기서 △f는 부반송파 간격인,
    OFDM 신호 전송 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 디지털 모듈은 역 고속 푸리에 변환기(inverse fast Fourier transformer, IFFT)인,
    OFDM 신호 전송 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    f 0와 f base 간 상기 차이만큼의 상기 주파수 상향 쉬프트는 상기 전송될 신호에 대한 상기 IFFT로의 자원 매핑 위치를 Nfrac만큼 상향 쉬프트하여 수행되며, 여기서 Nfrac는 f 0 - f base = Nfrac*△f를 만족하는 정수인,
    OFDM 신호 전송 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 디지털 모듈은 디지털 오실레이터이고,
    f 0와 f base 간 상기 차이만큼의 상기 주파수 상향 쉬프트는 상기 디지털 오실레이터에 의해 수행되는,
    OFDM 신호 전송 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 OFDM 심볼 신호를 전송하기 전에 상기 OFDM 심볼 신호의 순환 프리픽스의 끝에서 위상을 상기 디지털 오실레이터를 이용하여 일정 값으로 리셋하는 것을 더 포함하는,
    OFDM 신호 전송 방법.
  6. 무선 통신 시스템에서 수신장치가 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 신호를 수신함에 있어서,
    반송파 주파수 f 0인 OFDM 심볼 신호를 수신;
    상기 OFDM 심볼 신호를 아날로그 오실레이터를 이용하여 f base만큼 하향변환하여 하향변환된 OFDM 심볼 신호를 생성; 및
    디지털 모듈을 이용하여 상기 하향변환된 OFDM 심볼 신호에 대해 상기 반송파 주파수 f 0와 f base 간 차이만큼 주파수 하향 쉬프트를 수행하여 OFDM 기저대역 신호를 생성하는 것을 포함하며,
    f base는 128△f의 정수 배인 주파수들 중 상기 반송파 주파수 f 0와 가장 가까운 주파수이며, 여기서 △f는 부반송파 간격인,
    OFDM 신호 수신 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 디지털 모듈은 고속 푸리에 변환기(fast Fourier transformer, FFT)인,
    OFDM 신호 수신 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    f 0와 f base 간 상기 차이만큼의 상기 주파수 하향 쉬프트는 상기 하향변환된 OFDM 심볼 신호에 대한 상기 FFT로부터의 자원 디-매핑 위치를 Nfrac만큼 하향 쉬프트하여 수행되며, 여기서 Nfrac는 f 0 - f base = Nfrac*△f를 만족하는 정수인,
    OFDM 신호 수신 방법.
  9. 제6항에 있어서,
    상기 디지털 모듈은 디지털 오실레이터이고,
    f 0와 f base 간 상기 차이만큼의 상기 주파수 하향 쉬프트는 상기 디지털 오실레이터에 의해 수행되는,
    OFDM 신호 수신 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 하향변환된 OFDM 심볼 신호의 순환 프리픽스의 끝에서 위상을 상기 디지털 오실레이터를 이용하여 일정 값으로 리셋하는 것을 더 포함하는,
    OFDM 신호 수신 방법.
  11. 무선 통신 시스템에서 전송장치가 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 신호를 전송함에 있어서,
    디지털 모듈,
    아날로그 오실레이터,
    안테나, 및
    상기 디지털 모듈, 상기 아날로그 오실레이터 및 상기 안테나를 제어하도록 구성된 프로세서를 포함하며,
    상기 프로세서는 전송될 신호를 반송파 주파수 f 0와 f base 간 차이만큼 주파수 상향 쉬프트를 수행하여 주파수 쉬프트된 OFDM 기저대역 신호를 생성하도록 상기 디지털 모듈을 제어;
    상기 주파수 쉬프트된 OFDM 기저대역 신호를 이용하여 f base로 상향변환하여 상기 반송파 주파수 f 0인 OFDM 심볼 신호를 생성하도록 상기 아날로그 오실레이터를 제어; 및
    상기 반송파 주파수 f 0인 상기 OFDM 심볼 신호를 전송하도록 상기 안테나를 제어하도록 구성되고,
    상기 프로세서는 f base를 128△f의 정수 배인 주파수들 중 상기 반송파 주파수 f 0와 가장 가까운 주파수에 세팅하도록 구성되며, 여기서 △f는 부반송파 간격인,
    전송장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 디지털 모듈은 역 고속 푸리에 변환기(inverse fast Fourier transformer, IFFT)인,
    전송장치.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 프로세서는 f 0와 f base 간 상기 차이만큼의 상기 주파수 상향 쉬프트를 위해 상기 전송될 신호에 대한 상기 IFFT로의 자원 매핑 위치를 Nfrac만큼 상향 쉬프트하도록 상기 IFFT를 제어하며, 여기서 Nfrac는 f 0 - f base = Nfrac*△f를 만족하는 정수인,
    전송장치.
  14. 제11항에 있어서,
    상기 디지털 모듈은 디지털 오실레이터이고,
    상기 디지털 오실레이터는 f 0와 f base 간 상기 차이만큼의 상기 주파수 상향 쉬프트를 수행하도록 구성된,
    전송장치.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 OFDM 심볼 신호가 전송되기 전에 상기 프로세서는 상기 OFDM 심볼 신호의 순환 프리픽스의 끝에서 위상을 일정 값으로 리셋하도록 상기 디지털 오실레이터를 제어하도록 구성된,
    전송장치.
  16. 무선 통신 시스템에서 수신장치가 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 신호를 수신함에 있어서,
    안테나,
    아날로그 오실레이터,
    디지털 모듈, 및
    상기 안테나, 상기 아날로그 오실레이터 및 상기 디지털 모듈을 제어하도록 구성된 프로세서를 포함하며, 상기 프로세서는:
    반송파 주파수 f 0인 OFDM 심볼 신호를 수신하도록 상기 안테나를 제어;
    상기 OFDM 심볼 신호를 f base만큼 하향변환하여 하향변환된 OFDM 심볼 신호를 생성하도록 상기 아날로그 오실레이터를 제어; 및
    상기 하향변환된 OFDM 심볼 신호에 대해 상기 반송파 주파수 f 0와 f base 간 차이만큼 주파수 하향 쉬프트를 수행하여 OFDM 기저대역 신호를 생성하도록 상기 디지털 모듈을 제어하도록 구성되고,
    상기 프로세서는 f base를 128△f의 정수 배인 주파수들 중 상기 반송파 주파수 f 0와 가장 가까운 주파수에 세팅하도록 구성되며, 여기서 △f는 부반송파 간격인,
    수신장치.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 디지털 모듈은 고속 푸리에 변환기(fast Fourier transformer, FFT)인,
    수신장치.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 프로세서는 f 0와 f base 간 상기 차이만큼의 상기 주파수 하향 쉬프트를 위해 상기 하향변환된 OFDM 심볼 신호에 대한 상기 FFT로부터의 자원 디-매핑 위치를 Nfrac만큼 하향 쉬프트하도록 상기 FFT를 제어하며, 여기서 Nfrac는 f 0 - f base = Nfrac*△f를 만족하는 정수인,
    수신장치.
  19. 제16항에 있어서,
    상기 디지털 모듈은 디지털 오실레이터이고,
    상기 디지털 오실레이터는 f 0와 f base 간 상기 차이만큼의 상기 주파수 하향 쉬프트를 수행하도록 구성된,
    수신장치.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 프로세서는 상기 하향변환된 OFDM 심볼 신호의 순환 프리픽스의 끝에서 위상을 일정 값으로 리셋하도록 상기 디지털 오실레이터를 제어하도록 구성된,
    수신장치.
KR1020180079450A 2018-01-24 2018-07-09 Ofdm 신호 전송 방법 및 전송장치와, ofdm 신호 수신방법 및 수신장치 KR102052381B1 (ko)

Priority Applications (12)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201880087756.0A CN111771362B (zh) 2018-01-24 2018-12-04 用于发送和接收ofdm信号的方法及装置
PCT/KR2018/015249 WO2019146902A1 (en) 2018-01-24 2018-12-04 Method and device for transmitting ofdm signal, and method and device for receiving ofdm signal
US16/964,287 US10999821B2 (en) 2018-01-24 2018-12-04 Method and device for transmitting OFDM signal, and method and device for receiving OFDM signal
EP18902297.3A EP3729755B1 (en) 2018-01-24 2018-12-04 Method and device for transmitting ofdm signal, and method and device for receiving ofdm signal
ES18902297T ES2913756T3 (es) 2018-01-24 2018-12-04 Método y dispositivo para transmitir una señal de OFDM y método y dispositivo para recibir una señal de OFDM
JP2020540448A JP6856822B2 (ja) 2018-01-24 2018-12-04 Ｏｆｄｍ信号の送信方法及び送信装置と、ｏｆｄｍ信号の受信方法及び受信装置
EP22160371.5A EP4040748B1 (en) 2018-01-24 2018-12-04 Method and device for transmitting ofdm signal, and method and device for receiving ofdm signal
KR1020190152421A KR102294611B1 (ko) 2018-01-24 2019-11-25 Ofdm 신호 전송 방법 및 전송장치와, ofdm 신호 수신 방법 및 수신장치
JP2021043737A JP7193567B2 (ja) 2018-01-24 2021-03-17 Ｏｆｄｍ信号の送信方法及び送信装置と、ｏｆｄｍ信号の受信方法及び受信装置
US17/214,137 US11611463B2 (en) 2018-01-24 2021-03-26 Method and device for transmitting OFDM signal, and method and device for receiving OFDM signal
JP2022196220A JP7431308B2 (ja) 2018-01-24 2022-12-08 Ｏｆｄｍ信号の送信方法及び送信装置と、ｏｆｄｍ信号の受信方法及び受信装置
US18/156,801 US11973628B2 (en) 2018-04-04 2023-01-19 Method and device for transmitting OFDM signal, and method and device for receiving OFDM signal

Applications Claiming Priority (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201862621058P 2018-01-24 2018-01-24
US62/621,058 2018-01-24
US201862629714P 2018-02-13 2018-02-13
US62/629,714 2018-02-13
KR1020180039089 2018-04-04
KR20180039089 2018-04-04

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020190152421A Division KR102294611B1 (ko) 2018-01-24 2019-11-25 Ofdm 신호 전송 방법 및 전송장치와, ofdm 신호 수신 방법 및 수신장치

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20190090327A KR20190090327A (ko) 2019-08-01
KR102052381B1 true KR102052381B1 (ko) 2020-01-07

Family

ID=67615637

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020180079450A KR102052381B1 (ko) 2018-01-24 2018-07-09 Ofdm 신호 전송 방법 및 전송장치와, ofdm 신호 수신방법 및 수신장치
KR1020190152421A KR102294611B1 (ko) 2018-01-24 2019-11-25 Ofdm 신호 전송 방법 및 전송장치와, ofdm 신호 수신 방법 및 수신장치

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020190152421A KR102294611B1 (ko) 2018-01-24 2019-11-25 Ofdm 신호 전송 방법 및 전송장치와, ofdm 신호 수신 방법 및 수신장치

Country Status (6)

Country Link
US (2) US10999821B2 (ko)
EP (2) EP3729755B1 (ko)
JP (3) JP6856822B2 (ko)
KR (2) KR102052381B1 (ko)
CN (1) CN111771362B (ko)
ES (1) ES2913756T3 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11601313B2 (en) * 2018-12-28 2023-03-07 Hughes Network Systems, Llc Efficient cyclic prefix generation with half tone offset

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109510791A (zh) * 2017-09-15 2019-03-22 华为技术有限公司 传输方法和传输装置
KR102052381B1 (ko) * 2018-01-24 2020-01-07 엘지전자 주식회사 Ofdm 신호 전송 방법 및 전송장치와, ofdm 신호 수신방법 및 수신장치
KR20210085539A (ko) * 2019-12-30 2021-07-08 주식회사 크로스웍스 Tdd 방식을 사용하는 무선 통신 시스템에서의 rf 중계기의 동기 획득 방법 및 장치
CN115706599A (zh) * 2021-08-05 2023-02-17 华为技术有限公司 一种中继移频方法及装置

Family Cites Families (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100442816B1 (ko) * 1998-07-08 2004-09-18 삼성전자주식회사 직교주파수분할다중화(ofdm)수신기 동기화 방법 및 장치
US8363757B1 (en) 1999-10-12 2013-01-29 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for eliminating the effects of frequency offsets in a digital communication system
WO2004014056A1 (en) * 2001-08-04 2004-02-12 Enikia Llc Power line communication system
KR20070041551A (ko) * 2004-07-01 2007-04-18 텍사스 인스트루먼츠 인코포레이티드 스펙트럼 스컬프팅을 가능하게 하기 위한 다중 대역ｏｆｄｍ 시스템의 시간 영역 윈도잉
US8295371B2 (en) * 2006-07-14 2012-10-23 Qualcomm Incorporated Multi-carrier receiver for wireless communication
US8290447B2 (en) * 2007-01-19 2012-10-16 Wi-Lan Inc. Wireless transceiver with reduced transmit emissions
CN101267416B (zh) 2007-03-13 2010-12-29 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 正交频分多址上行传输的发射机、接收机及其方法
US7652980B2 (en) * 2007-11-02 2010-01-26 Nokia Corporation Orthogonal frequency division multiplexing synchronization
US8259828B2 (en) * 2008-02-12 2012-09-04 Mediatek Inc. Sub-carrier alignment mechanism for OFDM multi-carrier systems
EP2148486A1 (fr) * 2008-07-25 2010-01-27 STMicroelectronics N.V. Procédé et système de traitement des imperfections d'une chaîne de transmission radiofréquence et appareil de communication incorporant une telle chaîne de transmission.
JP2010074417A (ja) * 2008-09-17 2010-04-02 Fujitsu Ltd 無線送信機、受信機および無線送信方法
JP5295373B2 (ja) 2008-09-25 2013-09-18 テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） Ｏｆｄｍ信号処理
US9148311B2 (en) 2008-10-15 2015-09-29 Stmicroelectronics, Inc. Determining responses of rapidly varying MIMO-OFDM communication channels using observation scalars
CN101610227A (zh) 2009-07-15 2009-12-23 北京交通大学 基于两个一维估计级联的信道估计方法
US8576936B2 (en) * 2010-01-25 2013-11-05 Harris Corporation Method and apparatus for high speed data transmission modulation and demodulation
US8548096B2 (en) * 2010-12-31 2013-10-01 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Controllable frequency offset for inphase and Quadrature (IQ) imbalance estimation
CN102647790B (zh) * 2011-02-18 2015-05-13 华为技术有限公司 参考信号的发送、接收方法及装置
US9088468B2 (en) 2012-01-20 2015-07-21 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Double conversion dual-carrier radio frequency receiver
GB201313066D0 (en) * 2013-07-22 2013-09-04 Aceaxis Ltd Processing interference in a wireless network
US9871607B1 (en) * 2015-07-28 2018-01-16 Marvell International Ltd. Phase continuity in narrow-band transmission within a frequency-domain multiple-access communication system
WO2017052489A1 (en) * 2015-09-24 2017-03-30 Intel Corporation V2x performance enhancements in high speed environments
US10256955B2 (en) 2015-09-29 2019-04-09 Qualcomm Incorporated Synchronization signals for narrowband operation
EP3430728B1 (en) 2016-03-18 2023-09-20 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (PUBL) Communication circuit for multi-antenna apparatus
CN106788734B (zh) 2016-12-09 2020-05-08 上海交通大学 一种采用无数据辅助频偏估计算法的光ofdm系统
US11025293B2 (en) * 2017-03-06 2021-06-01 Qualcomm Incorporated Data transmission in synchronization slots
US10848361B2 (en) * 2017-12-08 2020-11-24 Qualcomm Incorporated Carrier independent signal transmission and reception
KR102052381B1 (ko) * 2018-01-24 2020-01-07 엘지전자 주식회사 Ofdm 신호 전송 방법 및 전송장치와, ofdm 신호 수신방법 및 수신장치
BR112020027011A2 (pt) * 2018-07-04 2021-04-06 Ntt Docomo, Inc. Terminal de usuário

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
3GPP R1-154479
3GPP R1-1721601
3GPP R1-1800846
3GPP R4-1714294

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11601313B2 (en) * 2018-12-28 2023-03-07 Hughes Network Systems, Llc Efficient cyclic prefix generation with half tone offset

Also Published As

Publication number Publication date
US20210007083A1 (en) 2021-01-07
KR20190090327A (ko) 2019-08-01
US20210219270A1 (en) 2021-07-15
US20230155876A1 (en) 2023-05-18
EP3729755A4 (en) 2021-02-24
CN111771362A (zh) 2020-10-13
EP4040748A1 (en) 2022-08-10
EP3729755A1 (en) 2020-10-28
JP7431308B2 (ja) 2024-02-14
JP6856822B2 (ja) 2021-04-14
US10999821B2 (en) 2021-05-04
KR102294611B1 (ko) 2021-08-30
US11611463B2 (en) 2023-03-21
JP2021507648A (ja) 2021-02-22
EP4040748B1 (en) 2024-02-07
EP3729755B1 (en) 2022-04-13
ES2913756T3 (es) 2022-06-06
CN111771362B (zh) 2021-11-09
JP2023022300A (ja) 2023-02-14
KR20190134565A (ko) 2019-12-04
JP7193567B2 (ja) 2022-12-20
JP2021101568A (ja) 2021-07-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR102052381B1 (ko) Ofdm 신호 전송 방법 및 전송장치와, ofdm 신호 수신방법 및 수신장치
US10390254B2 (en) Interference cancellation method and apparatus between terminals in wireless access system supporting full-duplex radio scheme
US9713143B2 (en) Method and apparatus for estimating self-interference in wireless access system supporting full-duplex radio communication
US10374682B2 (en) Method and device for removing self-interference in wireless access system supporting full duplex radio scheme
EP3295722B1 (en) Techniques for determining power offsets of a physical downlink shared channel
KR102232425B1 (ko) 전 이중 무선 방식을 지원하는 무선 접속 시스템에서 적용되는 전 이중 무선 영역의 구조, 이를 할당하는 방법 및 장치
EP3982546A1 (en) Wireless communication method and device, and radio frequency subsystem
US20140314071A1 (en) Method, Apparatus and System for Multi-Carrier OFDM Duplex Transmission
US11973628B2 (en) Method and device for transmitting OFDM signal, and method and device for receiving OFDM signal
WO2019146902A1 (en) Method and device for transmitting ofdm signal, and method and device for receiving ofdm signal

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
A107 Divisional application of patent