JP6856822B2 - Ｏｆｄｍ信号の送信方法及び送信装置と、ｏｆｄｍ信号の受信方法及び受信装置 - Google Patents

Description

本明細は無線通信システムに関し、特に、この明細はＯＦＤＭ信号を送信／受信する方法及び装置に関する。

通常の移動通信システムでは、送信装置は基底帯域信号の生成後、基底帯域(ｂａｓｅｂａｎｄ)信号をより高い搬送波周波数(ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ)にアップ・コンバート(ｕｐ−ｃｏｎｖｅｒｔ)し、搬送波周波数でアップ・コンバートされた無線信号を送信する。受信装置は上記無線信号を受信し、受信された無線信号をダウン・コンバート(ｄｏｗｎ−ｃｏｎｖｅｒｔ)する。

アップ・コンバートのための周波数に関する情報が送信装置と受信装置に知られていない場合、送信装置が使用するアップ・コンバート周波数と受信装置が使用するダウン・コンバート周波数の不一致が発生することができる。アップ・コンバート周波数とダウン・コンバート周波数の不一致は受信装置において各時間シンボルごとに急激な位相変化を招来し、このような急激な位相変化は受信装置でのチャネル推定による信号復旧性能を大きく低下させる。従って、アップ・コンバート周波数とダウン・コンバート周波数の不一致、搬送波周波数と周波数帯域の中心周波数の不一致、或いは搬送波周波数とＲＦフィルターの中心の不一致により発生するシンボルごとの位相変化を減らす方案が要求される。

また同一の周波数帯域で搬送波周波数が変わる場合、ＲＦ再チューニング無しに搬送波周波数を容易に調節する方法が要求される。

本明細の目的は、無線通信システムにおいて直交周波数多重化(ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、ＯＦＤＭ)信号を送信装置により送信することであり、ここに記載する技法により達成することができる。一様相では、無線通信システムにおいて送信装置が直交周波数分割多重化(ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、ＯＦＤＭ)信号を送信する方法が提供される。この方法は、搬送波周波数f₀と第１周波数f_baseとの差だけ第１信号の周波数アップ−シフトを行って周波数−シフトされたＯＦＤＭ基底帯域信号を上記装置のデジタルモジュールにより生成し、周波数−シフトされたＯＦＤＭ基底帯域信号を上記装置のアナログオシレーターにより第１周波数f_baseだけアップ・コンバートして搬送波周波数f₀ でのＯＦＤＭシンボル信号を生成し、及び上記装置の送信機により搬送波周波数f₀ でＯＦＤＭシンボル信号を送信することを含む。第１周波数 f_baseは１２８△fの整数倍に該当する周波数のうち、搬送波周波数f₀に最も近いものである。△fはＯＦＤＭ副搬送波間隔である。

他の様相では、無線通信システムにおいて受信端での装置が直交周波数分割多重化(ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、ＯＦＤＭ)信号を受信する方法が提供される。この方法は、搬送波周波数f₀でＯＦＤＭシンボル信号を受信し、ＯＦＤＭシンボル信号を上記装置のアナログオシレーターにより第１周波数f_baseだけダウン・コンバートして、上記ダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号を生成し、及び上記ダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号の周波数ダウン−シフトを搬送波周波数f₀とf_baseとの差だけ行って、ＯＦＤＭ基底帯域信号を上記装置のデジタルモジュールにより生成することを含む。第１周波数 f_baseは１２８△fの整数倍に該当する周波数のうち、搬送波周波数 f₀に最も近いものである。△fはＯＦＤＭ副搬送波間隔である。

さらに他の様相では、無線通信システムにおいて直交周波数分割多重化(ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、ＯＦＤＭ)信号を送信する送信端での装置が提供される。上記装置は、デジタルモジュール、アナログオシレーター、少なくとも１つのアンテナ、少なくとも１つのプロセッサ、及び少なくとも１つのコンピューターメモリを含む。少なくとも１つのコンピューターメモリは少なくとも１つのプロセッサに動作可能に連結される。少なくとも１つのコンピューターメモリは実行時に少なくとも１つのプロセッサに動作を実行させる指示を格納している。上記動作は、搬送波周波数f₀と第１周波数f_baseとの差だけ第１信号の周波数アップ−シフトを行って周波数−シフトされたＯＦＤＭ基底帯域信号をデジタルモジュールにより生成し、周波数−シフトされたＯＦＤＭ基底帯域信号をアナログオシレーターにより第１周波数f_baseだけアップ・コンバートして 搬送波周波数f₀ でのＯＦＤＭシンボル信号を生成し、及び少なくとも１つのアンテナを使用して搬送波周波数f₀ でＯＦＤＭシンボル信号を送信することを含む。第１周波数f_baseは１２８△fの整数倍に該当する周波数のうち、搬送波周波数f₀に最も近いものである。△fはＯＦＤＭ副搬送波間隔である。

さらに他の様相では、無線通信システムにおいて直交周波数分割多重化(ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、ＯＦＤＭ)信号を受信する受信端での装置が提供される。上記装置は、少なくとも１つのアンテナ、アナログオシレーター、デジタルモジュール、少なくとも１つのプロセッサ、及び少なくとも１つのコンピューターメモリを含む。少なくとも１つのコンピューターメモリは少なくとも１つのプロセッサに動作可能に連結される。少なくとも１つのコンピューターメモリは実行時に少なくとも１つのプロセッサに動作を実行させる指示を格納している。上記動作は、少なくとも１つのアンテナを使用して搬送波周波数f₀でＯＦＤＭシンボル信号を受信し、ＯＦＤＭシンボル信号をアナログオシレーターにより第１周波数f_baseだけダウン・コンバートしてダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号を生成し、及びダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号の周波数ダウン−シフトを搬送波周波数f₀とf_baseとの差だけ行って、ＯＦＤＭ基底帯域信号をデジタルモジュールにより生成することを含む。第１周波数f_baseは１２８△fの整数倍に該当する周波数のうち、搬送波周波数f₀に最も近いものである。△fはＯＦＤＭ副搬送波間隔である。

送信端での各様相において、デジタルモジュールは第１信号に逆高速フーリエ変換(ｉｎｖｅｒｓｅ ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ、ＩＦＦＴ)を具現するように構成される。

送信端での各様相において、f₀とf_baseとの差だけ第１信号の周波数アップ−シフトを行うことは、ＩＦＦＴへの入力である第１信号に対するリソースマッピングをN_fracだけアップ−シフトすることを含み、N_fracはf₀−f_base＝N_frac＊△fを満たす整数である。

送信端での各様相において、デジタルモジュールはデジタルオシレーターを含む。f₀とf_baseとの差だけ第１信号の周波数アップ−シフトを行うことは、デジタルオシレーターにより行われる。

送信端での各様相において、デジタルオシレーターはＯＦＤＭシンボル信号を送信する前に、ＯＦＤＭシンボル信号の循環前置(ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ)の端部でＯＦＤＭシンボル信号の位相を所定の値にリセットする。

受信端での各様相において、デジタルモジュールはダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号に高速フーリエ変換(ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ、ＦＦＴ)を具現するように構成される。

受信端での各様相において、f₀とf_baseとの差だけダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号の周波数ダウン−シフトを行うことは、ダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号に対するＦＦＴからのリソースデマッピングをN_fracだけダウン−シフトすることを含む。N_fracはf₀−f_base＝N_frac＊△fを満たす整数である。

受信端での各様相において、デジタルモジュールはデジタルオシレーターを含む。f₀とf_baseとの差だけダウン・コンバートされた ＯＦＤＭシンボル信号の周波数ダウン−シフトを行うことは、デジタルオシレーターにより行われる。

受信端での各様相において、デジタルオシレーターはダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号の循環前置の端部でダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号の位相を所定の値にリセットする。

上記の課題解決方法は本具現による具現例の一部に過ぎず、本明細の技術的特徴が反映された様々な具現は当該技術分野における通常の知識を有する者が後述する本明細の詳しい説明に基づいて容易に導き出して理解することができる。

本発明によれば、アップ・コンバート周波数とダウン・コンバート周波数の不一致により発生するシンボルによる位相変化を容易に最小化することができる。これにより、アップ・コンバート周波数が送信装置と受信装置に知られていないか、アップ・コンバート／ダウン・コンバート周波数とＲＦフィルターの中心が不一致するか、又は搬送波周波数とセルの中心周波数が不一致しても、受信装置での信号復旧性能を維持することができる。

また同一の周波数帯域で搬送波周波数が変わる場合、ＲＦ再チューニング無しに搬送波周波数を容易に調節することができる。

（ａ）、（ｂ）基底帯域信号の変調(ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ)及びアップ・コンバート(ｕｐｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ)の例を示す図である。 （ａ）、（ｂ）アップ・コンバート周波数とダウン・コンバート周波数の間の差による位相変化の例を示す図である。 シンボル境界で位相をリセットする例を示す図である。 （ａ）、（ｂ）本明細のいくつかの具現による基底帯域信号の生成、搬送波周波数への変調及びアップ・コンバートの例を示す図である。 （ａ）〜（ｃ）本明細の具現１の例を示す図である。 （ａ）、（ｂ）本明細の具現２−１の例を示す図である。 （ａ）、（ｂ）本明細の具現２−１に他のリソースマッピング及び本明細の具現２−２によるリソースマッピングの例を示す図である。 （ａ）、（ｂ）本明細の具現２−２の例を示す図である。 （ａ）〜（ｃ）本明細の具現３の例を示す図である。 （ａ）、（ｂ）本明細の具現ａ２−１の例を示す図である。 （ａ）、（ｂ）本明細の具現ａ２−２の例を示す図である。 本明細の他の使用例を示す図である。 （ａ）、（ｂ）本明細のいくつかの具現による送信機構造及び受信機構造の例を示す図である。 本明細のいくつかの具現による送信装置及び受信装置の構成要素の例を示す図である。

通常、無線通信システムは無線周波数(ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ、ＲＦ)の特定の範囲を使用して通信する。かかるＲＦ範囲での適切な送信を保障するために、無線システムは通常、送信機ではより低い周波数範囲からより高い(ＲＦ)周波数範囲に信号を変換するアップ・コンバートと呼ばれる技法を具現し、受信機ではより高い(ＲＦ)周波数範囲からより低い周波数範囲に信号を変換するダウン・コンバートと呼ばれる技法を具現する。

しかし、周波数変換に関する情報が送信装置及び／又は受信装置に知られない問題がある。かかるシナリオでは、送信装置により使用されるアップ・コンバート周波数と受信装置により使用されるダウン・コンバート周波数との間に不一致が発生することができる。このようなアップ・コンバート周波数とダウン・コンバート周波数との不一致は、受信装置により受信される各々の時間シンボルで位相オフセットを引き起こすことができる。位相オフセットは受信装置においてチャネル推定による信号復元の性能を低下させる。

いくつかのシナリオでは、搬送波周波数と周波数帯域の中心周波数との間又は搬送波周波数とＲＦフィルターの中心との間に不一致が発生することができる。かかる不一致は、受信された時間シンボルで位相オフセットを引き起こし、これにより受信性能が低下することができる。

従って、かかる位相オフセットが、アップ・コンバート周波数とダウン・コンバート周波数との不一致、又は搬送波周波数と周波数帯域の中心周波数との不一致、又は搬送波周波数とＲＦフィルターの中心との不一致によって発生するシステムでは問題があり得る。また搬送波周波数が同じ周波数帯域で変化すると、搬送波周波数をＲＦ再チューニングを行わず調整することが困難になる場合がある。

ここに記載する具現では、このような位相オフセットを緩和又は除去する方式によりアップ・コンバートを行うように構成された送信機を可能にする。いくつかの具現例において、送信機は、受信機で位相オフセットを引き起こさないように設定された所定の数の周波数の１つであり、基底帯域からアップ・コンバートする。このような所定の数の周波数は送信機により活用される実際の搬送波周波数とは異なることができ、送信機はその差だけ基底帯域信号を事前シフトすることにより、上記差に対して補償することができる。

いくつかの具現において、事前シフト(ｐｒｅ−Ｓｈｉｆｔ)は周波数ドメインシフト(例えば、送信機での逆高速フーリエ変換(ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ、ＩＦＦＴ)の入力をシフト)を行うことにより具現されるか、又は時間−ドメインシフト(例えば、ＩＦＦＴの出力、例えば、デジタルオシレーターを使用してシフト)により具現される。

これと同様に、いくつかの具現において、受信機は所定の数の周波数のうちの１つから基底帯域にダウン・コンバートを行うように設定される。所定の数の周波数は受信機により活用される実際の搬送波周波数とは異なるので、受信機は結果として生じる基底帯域信号をその差だけ事後シフトすることにより、かかる差を補償することができる。

従って、ここに記載する具現は、アップ・コンバート周波数とダウン・コンバート周波数との不一致によって発生する位相オフセットを緩和又は除去することができる。従って、アップ・コンバート周波数が送信装置と受信装置に知られなくても、又はアップ・コンバート／ダウン・コンバート周波数とＲＦフィルターの中心とに不一致が発生しても、又は搬送波周波数とセルの中心周波数とに不一致が発生しても、受信機で信号回復性能を維持できる。

また、いくつかのシナリオにおいて、搬送波周波数が同じ周波数帯域で変化する場合、搬送波周波数はＲＦ再チューニングを行わず容易に調節できる。

以下、本明細に係る好適な実施の形態を、添付の図面を参照して詳しく説明する。添付の図面と共に以下に開示される詳細な説明は、本明細の例示的な実施の形態を説明するためのものであり、本明細が実施し得る唯一の実施の形態を示すためのものではない。以下の詳細な説明は、本明細の完全な理解を提供するために具体的な細部事項を含む。しかし、当業者にとってはこのような具体的な細部事項なしにも本明細を実施できることは明らかである。

いくつかの場合、本明細の概念が曖昧になることを避けるために、公知の構造及び装置は省略されるか、又は各構造及び装置の核心機能を中心とするブロック図の形式で示される。また、本明細の全体において、同じ構成要素については同じ図面符号を使用して説明する。

以下に説明する技法(ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ)及び装置、システムは、様々な無線多重接続システムに適用することができる。多重接続システムの例には、ＣＤＭＡ(ｃｏｄｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ)システム、ＦＤＭＡ(ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ)システム、ＴＤＭＡ(ｔｉｍｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ)システム、ＯＦＤＭＡ(ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ)システム、ＳＣ−ＦＤＭＡ(ｓｉｎｇｌｅ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ)システム、ＭＣ−ＦＤＭＡ(ｍｕｌｔｉ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ)システムなどがある。ＣＤＭＡは、ＵＴＲＡ(Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ)又はＣＤＭＡ２０００のような無線技術(ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ)によって具現することができる。ＴＤＭＡは、ＧＳＭ(Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ)、ＧＰＲＳ(Ｇｅｎｅｒａｌ Ｐａｃｋｅｔ Ｒａｄｉｏ Ｓｅｒｖｉｃｅ)、ＥＤＧＥ(Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｄａｔａ Ｒａｔｅｓ ｆｏｒ ＧＳＭ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ)(ｉ．ｅ．，ＧＥＲＡＮ)などのような無線技術によって具現することができる。ＯＦＤＭＡは、ＩＥＥＥ(Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ)８０２．１１(Ｗｉ−Ｆｉ)、ＩＥＥＥ８０２．１６(ＷｉＭＡＸ)、ＩＥＥＥ８０２−２０、Ｅ−ＵＴＲＡ(ｅｖｏｌｖｅｄ−ＵＴＲＡ)などのような無線技術によって具現することができる。ＵＴＲＡは、ＵＭＴＳ(Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ)の一部であり、３ＧＰＰ(３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ)ＬＴＥ(Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ)は、Ｅ−ＵＴＲＡを用いるＥ−ＵＭＴＳの一部である。３ＧＰＰ ＬＴＥは、下りリンク(ｄｏｗｎｌｉｎｋ、ＤＬ)ではＯＦＤＭＡを採択し、上りリンク(ｕｐｌｉｎｋ、ＵＬ)ではＳＣ−ＦＤＭＡを採択している。ＬＴＥ−Ａ(ＬＴＥ−ａｄｖａｎｃｅｄ)は、３ＧＰＰ ＬＴＥの進化した形態である。説明の便宜のために、以下では、本明細を３ＧＰＰ基盤通信システムに関連して説明する。しかし、本明細の技術的特徴はこれに制限されるものではない。例えば、以下の詳細な説明が、移動通信システムが３ＧＰＰ基盤のシステムに対応する移動通信システムに基づいて説明されても、３ＧＰＰ基盤のシステム特有の事項以外は、他の任意の移動通信システムにも適用可能である。例えば、アップ・コンバート周波数及びダウン・コンバート周波数が送信装置と受信装置の間で共有されていない通信技術、アップ・コンバート周波数とＲＦフィルターの中心或いはアップ・コンバート／ダウン・コンバート周波数とセルの中心周波数が不一致する通信技術に、本明細をそのまま適用することができる。

本明細において、ＵＥは、固定していても移動性を有してもよく、基地局(ｂａｓｅ ｓｔａｔｉｏｎ、ＢＳ)と通信してユーザデータ及び／又は各種制御情報を送受信する各種機器がこれに属する。ＵＥは端末(Ｔｅｒｍｉｎａｌ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ)、ＭＳ(Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｔａｔｉｏｎ)、ＭＴ(Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｒｍｉｎａｌ)、ＵＴ(Ｕｓｅｒ Ｔｅｒｍｉｎａｌ)、ＳＳ(Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅ Ｓｔａｔｉｏｎ)、無線機器(ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｄｅｖｉｃｅ)、ＰＤＡ(Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｔ)、無線モデム(ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｍｏｄｅｍ)、携帯機器(ｈａｎｄｈｅｌｄ ｄｅｖｉｃｅ)などと呼ぶことができる。また、本明細において、ＢＳは、一般に、ＵＥ及び／又は他のＢＳと通信する固定局(ｆｉｘｅｄ ｓｔａｔｉｏｎ)のことをいい、ＵＥ及び他のＢＳと通信して各種データ及び制御情報を交換する。ＢＳは、ＡＢＳ(Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｂａｓｅ Ｓｔａｔｉｏｎ)、ＮＢ(Ｎｏｄｅ−Ｂ)、ｅＮＢ(ｅｖｏｌｖｅｄ−ＮｏｄｅＢ)、ＢＴＳ(Ｂａｓｅ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ Ｓｙｓｔｅｍ)、接続ポイント(Ａｃｃｅｓｓ Ｐｏｉｎｔ)、ＰＳ(Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｓｅｒｖｅｒ)等の他の用語と呼ぶこともできる。特に、ＵＴＲＡＮの基地局はＮｏｄｅ−Ｂと、Ｅ−ＵＴＲＡＮの基地局はｅＮＢと、新しい無線接続技術ネットワーク(ｎｅｗ ｒａｄｉｏ ａｃｃｅｓｓ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｎｅｔｗｏｒｋ)の基地局はｇＮＢと呼ばれる。

本明細でいうノード(ｎｏｄｅ)とは、ＵＥと通信して無線信号を送／受信できる固定した地点(ｐｏｉｎｔ)のことをいう。様々な形態のｇＮＢを、その名称に関係なくノードとして用いることができる。例えば、ＢＳ、ＮＢ、ｅＮＢ、ピコセルｅＮＢ(ＰｅＮＢ)、ホームｅＮＢ(ＨｅＮＢ)、ｇＮＢ、リレー、リピータなどをノードとすることができる。また、ノードは、ＢＳでなくてもよい。例えば、無線リモートヘッド(ｒａｄｉｏ ｒｅｍｏｔｅ ｈｅａｄ、ＲＲＨ)、無線リモートユニット(ｒａｄｉｏ ｒｅｍｏｔｅ ｕｎｉｔ、ＲＲＵ)とすることもできる。ＲＲＨ、ＲＲＵなどは、一般にＢＳの電力レベル(ｐｏｗｅｒ ｌｅｖｅｌ)よりも低い電力レベルを有する。ＲＲＨ或いはＲＲＵ(以下、ＲＲＨ／ＲＲＵ)は、一般に光ケーブルなどの専用回線(ｄｅｄｉｃａｔｅｄ ｌｉｎｅ)でＢＳに接続されているため、一般に無線回線で接続されたＢＳによる協調通信に比べて、ＲＲＨ／ＲＲＵとＢＳによる協調通信を円滑に行うことができる。１つのノードには少なくとも１つのアンテナが設置される。上記アンテナは物理アンテナを意味することもでき、アンテナポート、仮想アンテナを意味することもできる。

本明細でいう“セル(ｃｅｌｌ)”とは、１つ以上のノードが通信サービスを提供する一定の地理的領域をいう。従って、本明細において特定のセルと通信するとは、特定のセルに通信サービスを提供するＢＳ或いはノードと通信することを含む。また特定のセルの下りリンク／上りリンク信号は、特定のセルに通信サービスを提供するＢＳ或いはノードからの／への下りリンク／上りリンク信号を意味する。ＵＥに上り／下りリンク通信サービスを提供するセルを、特にサービングセル(ｓｅｒｖｉｎｇ ｃｅｌｌ)と呼ぶ。

３ＧＰＰ基盤通信システムは、無線リソースを管理するためにセルの概念を用いているが、無線リソースと関連付くセルは、地理的領域のセルと区別される。例えば、地理的領域の“セル”は、ノードが搬送波を用いてサービスを提供できるカバレッジ(ｃｏｖｅｒａｇｅ)と理解することができ、無線リソースの“セル”は、上記搬送波によって設定(ｃｏｎｆｉｇｕｒｅ)される周波数範囲である帯域幅(ｂａｎｄｗｉｄｔｈ、ＢＷ)に関連する。ノードが有効な信号を送信できる範囲である下りリンクカバレッジと、ＵＥから有効な信号を受信できる範囲である上りリンクカバレッジは、当該信号を運ぶ搬送波に依存するので、ノードのカバレッジは、上記ノードが用いる無線リソースの“セル”のカバレッジと関連することもある。従って、“セル”という用語は、時にはノードによるサービスのカバレッジを、時には無線リソースを、時には上記無線リソースを用いた信号が有効な強度で到達できる範囲を意味することに用いることができる。無線リソースに連関する"セル"とは、下りリンクリソース(ＤＬ ｒｅｓｏｕｒｃｅｓ)と上りリンクリソース(ＵＬ ｒｅｓｏｕｒｃｅｓ)の組み合わせ、即ち、ＤＬコンポーネント搬送波(ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ ｃａｒｒｉｅｒ、ＣＣ)とＵＬ ＣＣの組み合わせにより定義される。セルはＤＬリソース単独、又はＤＬリソースとＵＬリソースの組み合わせにより設定される。

本明細で使用される用語及び技術のうち、具体的な説明がない用語及び技術については、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａの標準文書、例えば、３ＧＰＰ ＴＳ ３６.２１１、３ＧＰＰ ＴＳ ３６.２１２、３ＧＰＰ ＴＳ ３６.２１３、３ＧＰＰ ＴＳ ３６.３２１及び３ＧＰＰ ＴＳ ３６.３３１などと、３ＧＰＰ ＮＲの標準文書、例えば、３ＧＰＰ ＴＳ ３８.２１１、３ＧＰＰ ＴＳ ３８.２１２、３ＧＰＰ ３８.２１３、３ＧＰＰ ３８.２１４、３ＧＰＰ ３８.２１５、３ＧＰＰ ＴＳ ３８.３２１、３ＧＰＰ ＴＳ ３８.３００及び３ＧＰＰ ＴＳ ３８.３３１などを参照できる。

３ＧＰＰ ＴＳ ３６.２１１の標準を参照すると、物理任意接続チャネルを除いた全ての物理信号及び物理チャネルについて、ＯＦＤＭシンボル基底帯域信号、例えば、単一搬送波周波数分割多重接続(ｓｉｎｇｌｅ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ、ＳＣ−ＦＤＭＡ)の基底帯域の信号が以下のように生成される。ＬＴＥシステムにおいて、上りリンクスロット内のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルlでの時間−連続(ｔｉｍｅ−ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ)信号

は、

(ここで、高速フーリエ変換(ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ、ＦＦＴ)サイズＮ＝２０４８)について以下の式により定義される。

ここで、

副搬送波間隔△f＝１５ｋＨｚであり、a_k,lはリソース要素

のコンテンツ(ｃｏｎｔｅｎｔ)である。Kは周波数ドメインにおいて０からN^UL _RB×N^RB _sc−１まで付与されるインデックスであり、lは時間ドメインにおいて０からN^UL _symb−１まで付与されるインデックスである。

ＬＴＥシステムにおいて、各スロット内の上りリンク送信信号はN^UL _RB×N^RB _sc個の副搬送波及びN^UL _symb個のＯＦＤＭシンボルのリソース格子(Ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｇｒｉｄ)を活用する。リソース格子内の各リソース要素はスロット内のインデックス対

により固有に(ｕｎｉｑｕｅｌｙ)定義され、ここで、k＝０,…,N^UL _RB×N^RB _sc−１であり、l＝０,…,N^UL _symb−１である。表現N^UL _RBはＵＬスロットでのリソースブロック(Ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｂｌｏｃｋ、ＲＢ)の数を表し、セルに設定された上りリンク送信帯域幅に依存する。表現N^RB _scは１つのＲＢを構成する副搬送波の数を示す。ＬＴＥシステムにおいて、N^RB _sc＝１２である。ＲＢは周波数ドメインで１２個の連続する(ｃｏｎｓｅｃｕｔｉｖｅ)副搬送波により定義される。表現T_sはＬＴＥに対する基本(ｂａｓｉｃ)時間ユニットであって、T_s＝１／(１５＊１０^３＊２０４８)秒である。参考として、サンプリング時間は１／(N_ＦＦＴ＊△f)と定義され、ここで、N_ＦＦＴはＦＦＴサイズ(＝ＩＦＦＴサイズ)であり、△fは副搬送波間隔である。N_ＦＦＴ＝２０４８であり、基本副搬送波間隔が１５ｋＨｚである場合、ＬＴＥシステムの基本時間ユニットT_sはサンプリング時間に該当する。N^UL _symbはＵＬスロット内のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの数を表し、正規(ｎｏｒｍａｌ)循環前置(ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ、ＣＰ)についてN^UL _symb＝７であり、拡張(ｅｘｔｅｎｄｅｄ)循環前置(ＣＰ)についてN^UL _symb＝６である。N_CP,lは循環前置の長さであり、以下の表はＬＴＥシステムの上りリンクで使用されるN_CP,lの値を示している。

スロット内のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルはl＝０から始まってlの増加順に送信され、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルl＞０はスロット内で時間

に始まる。

下りリンクスロットの直交周波数分割多重化(ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、ＯＦＤＭ)シンボルl内のアンテナポートp上の時間−連続信号

は

について以下のように定義される。

ここで、

である。時間間隔

において、変数(ｖａｒｉａｂｌｅ)Nはf＝１５ｋＨｚの副搬送波間隔については２０４８であり、△f＝７.５ｋＨｚの副搬送波間隔については４０９６である。スロット内のＯＦＤＭシンボルはl＝０から始まってlの増加順に送信され、ＯＦＤＭシンボルl＞０はスロット内で時間

に始まる。Kは周波数ドメインにおいて０からN^DL _RB×N^RB _sc−１まで与えられるインデックスであり、lは時間ドメインにおいて０からN^DL _symb−１まで与えられるインデックスである。

ＬＴＥシステムにおいて、各スロット内の下りリンク送信信号は、N^DL _RB×N^RB _sc個の副搬送波及びN^DL _symb個のＯＦＤＭシンボルのリソース格子により示される。リソース格子内の各リソース要素はスロット内のインデックス対

により固有に(ｕｎｉｑｕｅｌｙ)定義され、ここで、k＝０,…,N^DL _RB×N^RB _sc−１であり、l＝０,…,N^UL _symb−１である。N^DL _RBはＤＬスロットでのＲＢの数を示し、セルに設定された下りリンク送信帯域幅に依存する。N^DL _symbはＤＬスロット内のＯＦＤＭシンボルの数を示し、正規ＣＰ(ｎｏｒｍａｌ ＣＰ)についてN^DL _symb＝７であり、拡張ＣＰ(ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＣＰ)についてN^DL _symb＝６である。N_CP,lは循環前置の長さであり、以下の表はＬＴＥシステムの下りリンクで使用されるN_CP,lの値を示している。

図１Ａ及び図１Ｂはいくつかの具現(例えば、ＬＴＥシステム)で具現される、基底帯域信号の搬送波周波数への変調及び搬送波周波数へのアップ・コンバートの例を示す。特に、図１Ａは各アンテナポートに対する複素値(ｃｏｍｐｌｅｘ−ｖａｌｕｅｄ)ＳＣ−ＦＤＭＡ基底帯域信号の搬送波周波数への変調及びアップ・コンバートを示し、図１Ｂは各アンテナポートに対する複素値(ｃｏｍｐｌｅｘ−ｖａｌｕｅｄ)ＯＦＤＭ基底帯域信号の搬送波周波数への変調及びアップ・コンバートを示している。

上りリンクの送信に先立って求められるフィルタリングは、例えば、３ＧＰＰ ＴＳ ３６.１０１の要求事項により定義され、下りリンクの送信に先立って求められるフィルタリンクは、例えば、３ＧＰＰ ＴＳ ３６.１０４の要求事項により定義される。図１Ａ及び図１Ｂにおいて、周波数f_０はアップ・コンバート周波数である。いくつかのシナリオ(例えば、ＬＴＥシステム)では、アップ・コンバート周波数がセルの搬送波周波数と同様にセットされることができる。

いくつかのシステム(例えば、ＬＴＥシステム)では、セルの同期信号と物理ブロードキャストチャネル(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｂｒｏａｄｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＢＣＨ)がセルの搬送波周波数を中心として総６個のＲＢで送信されるので、ＬＴＥシステムのユーザ機器(ｕｓｅｒ ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ、ＵＥ)は同期信号及びＰＢＣＨを得ることによりセルの下りリンク搬送波周波数を知ることができる。ｉ)下りリンク搬送波周波数と上りリンク搬送波周波数が同一であるシナリオにおいて、例えば、時分割デュプレックス(ｔｉｍｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｄｕｐｌｅｘ、ＴＤＤ)の場合、又はｉｉ)下りリンク搬送波周波数と共に使用される上りリンク搬送波周波数が予め定められたシナリオにおいて、例えば、周波数分割デュプレックス(ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｄｕｐｌｅｘ、ＦＤＤ)の場合、又はｉｉｉ)上りリンク搬送波周波数がセルのシステム情報などにより明示的にブロードキャストされるシナリオにおいて、ＵＥとＢＳは下りリンク搬送波周波数を知ると、該当上りリンク搬送波周波数も知ることができる。結局、ＬＴＥシステムのようなシナリオでは、ＵＥとＢＳが無線信号の送信／受信に使用されるセルの搬送波周波数を互いに知ることができる。

既存のＬＴでは、以下の周波数が同一に設定される：(ｉ)無線周波数(ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ、ＲＦ)フィルター(例えば、ＩＦＦＴとアップ・コンバートの間のフィルター、アップ・コンバート後に適用されるフィルターなど)の中心、(ｉｉ)搬送波帯域幅の中心周波数、及び(ｉｉｉ)アップ・コンバート周波数f_０。また同一の周波数が基底帯域信号の搬送波周波数へのアップ・コンバート及び無線信号の基底帯域信号へのダウン・コンバートに使用される。

しかし、機械タイプ通信(ｍａｃｈｉｎｅ ｔｙｐｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ、ＭＴＣ)、ＩｏＴ(ｉｎｔｅｒｎｅｔ ｏｆ ｔｈｉｎｇｓ)通信、超信頼性及び低待機時間通信(ｕｌｔｒａ−ｒｅｌｉａｂｌｅ ａｎｄ ｌｏｗ ｌａｔｅｎｃｙ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ、ＵＲＬＬＣ)の導入及び増加によって、既存のＬＴＥ通信技術とは異なる新しい無線接続技術(ｎｅｗ ｒａｄｉｏ ａｃｃｅｓｓ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、ＮＲ)が開発されている。ＮＲシステムでは、既存の通信システムで使用された周波数帯域より高い周波数の使用が考慮されており、既存の通信システムで使用された周波数帯域幅より非常に広い帯域幅を支援することも考慮されている。様々な制約事項によって順方向(ｆｏｒｗａｒｄ)の互換性(ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ)を有する通信技術の導入が困難であった既存のＬＴＥシステムの問題点を考慮して、ＮＲシステムでは、ＮＲシステムとの順方向の互換性を有する未来通信技術の導入を容易にするために、必須的な制約事項を最小化する方向に開発されている。

これにより、ＮＲシステムでは、基底帯域信号のアップ・コンバートに使用される周波数がセルの中心周波数に限定されない。またＮＲシステムでは、同期信号が送信される周波数リソースがセルの周波数帯域の中心ではないことができる。

ＮＲシステムで支援される広い帯域幅をＵＥが１回に支援できないことを考慮して、ＵＥがセルの周波数帯域幅のうちの一部(以下、周波数帯域幅パート(ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｐａｒｔ、ＢＷＰ))で動作するように設定することができる。ＢＷＰは任意の参照ポイント(ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｐｏｉｎｔ)を基準として割り当てられ、任意の参照ポイントがセルの中心周波数ではないこともできる。ＢＷＰ基盤の通信、ＮＢ−ＩｏＴなどのようにセルの周波数帯域幅の一部のみが通信に使用される場合、送信装置が使用したアップ・コンバート周波数を受信装置が受信信号に対するダウン・コンバート前に知らないこともできる。

これにより、基底帯域信号に対するアップ・コンバート周波数と該当無線信号に対するダウン・コンバート周波数とが異なることができ、アップ・コンバート周波数がＲＦフィルターの中心ではないことができる。

またＮＲシステムでは、様々なニューマロロジーが支援されると予想される。同一の周波数帯域に対するニューマロロジーが変わる場合、副搬送波間隔が変わる。かかる副搬送波間隔の変化は、アップ・コンバート周波数或いはダウン・コンバート周波数の変更を招来する。従って、送信装置と受信装置が各々アップ・コンバート周波数とダウン・コンバート周波数を容易に調節できる方法が要求される。

本明細の具現を具体的に説明する前に、本明細の理解を助けるために、現在まで論議されたＮＲシステムの基本的なフレーム構造及び物理リソースについて説明する。

本明細の説明では、特に言及しない限り、時間ドメインでの様々なフィールドのサイズは時間単位T_c＝１／(△f_max＊N_f)又は時間単位T_sで表現され、ここで、△f_max＝４８０＊１０^３Ｈｚであり、N_f＝４０９６である。T_cはＮＲ用の基本時間ユニットである。常数κ＝T_s／T_c＝６４であり、ここで、T_s＝１／(△f_ref＊N_f,ref)、△f_ref＝１５＊１０^３Ｈｚ、N_f,ref＝２０４８である。T_sはＬＴＥ用の基本時間ユニットである。ＮＲでは、以下の表に示されているように、多数のＯＦＤＭニューマロロジーが支援され、ここで帯域幅パートのためのμ及び循環前置はＢＳにより提供される上位階層パラメータにより与えられる。

下りリンク及び上りリンクの送信はT_f＝(△f_maxN_f／１００)＊T_c＝１０ｍｓ持続期間(ｄｕｒａｔｉｏｎ)を有するフレームで構成される。各々のフレームがT_sf＝(△f_maxN_f／１０００)＊T_c＝１ｍｓの持続期間の１０個のサブフレームで構成される。サブフレームごとの連続する(ｃｏｎｓｅｃｕｔｉｖｅ)ＯＦＤＭシンボルの数は

である。各フレームは夫々５個のサブフレームである２個の同サイズ(ｅｑｕａｌｌｙ−ｓｉｚｅｄ)の半フレーム(ｈａｌｆ−ｆｒａｍｅ)に分けられる。搬送波には上りリンクに１セットのフレームがあり、下りリンクに１セットのフレームがある。

副搬送波間隔の設定μについて、スロットはサブフレーム内で増加順に

に番号付けされる。スロット内には

の連続するＯＦＤＭシンボルがあり、

は表４及び表５により与えられた循環前置に依存する。表４は正規循環前置(ｎｏｒｍａｌ ＣＰ)に対するスロットごとのＯＦＤＭシンボルの数、フレームごとのスロットの数、サブフレームごとのスロットの数を示し、表５は拡張循環前置(ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＣＰ)に対するスロットごとのＯＦＤＭシンボルの数、フレームごとのスロットの数、サブフレームごとのスロットの数を示す。

表４及び表５において

はスロットごとのシンボルの数を、

は副搬送波の設定μに対するフレームごとのスロットの数を、

は副搬送波の設定μに対するサブフレームごとのスロットの数を示す。

各々のニューマロロジー及び搬送波について、ＢＳによる上位階層シグナリングにより指示される共通(ｃｏｍｍｏｎ)リソースブロック

で始まる、

の副搬送波及び

のＯＦＤＭシンボルのリソース格子が定義される。ここで、

はリソース格子のサイズであり、

はリソースブロックごとの副搬送波の数である。ＤＬ或いはＵＬにセットされる下付き文字xを有する送信方向(ＤＬ或いはＵＬ)ごとの１セットのリソース格子がある。下付き文字xは下りリンクについてはＤＬであり、上りリンクについてはＵＬである。混同の可能性がない場合には、下付き文字xは省略可能である。アンテナポートpごと、副搬送波間隔の設定μごと、また送信方向(下りリンク或いは上りリンク)ごとの１つのリソース格子がある。アンテナポートp及び副搬送波間隔の設定μに対するリソース格子内の各要素はリソース要素と呼ばれ、

により固有に識別される。ここで、kは周波数ドメインでのインデックスであり、lは参照ポイントについて相対的な時間ドメイン内のシンボル位置を意味する。リソース要素

は複素値(ｃｏｍｐｌｅｘ ｖａｌｕｅ)

に対応する。混同の可能性がないか、特定のアンテナポートがないか、又は副搬送波間隔が特定されない場合には、インデックスp及びμが省略されて

又は

になる。

リソースブロック(Ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｂｌｏｃｋ、ＲＢ)は、周波数ドメインにおいてN^RB _sc＝１２個の連続する副搬送波により定義される。参照リソースブロック(ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｂｌｏｃｋ)は周波数ドメインにおいて０から上昇しながら(ｕｐｗａｒｄ)番号付けされる。参照リソースブロック０の副搬送波０は全ての副搬送波間隔の設定μに対して共通しており、‘参照ポイントＡ’或いは‘ポイントＡ’と表記され、他のリソースブロック格子に対する共通参照ポイントの役割をする。参照ポイントＡは基地局により提供される上位階層パラメータから得られる。共通リソースブロック(ｃｏｍｍｏｎ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｂｌｏｃｋ、ＣＲＢ)は副搬送波間隔の設定μに対して周波数ドメインで０から上昇しながら番号付けされる。副搬送波間隔の設定μに対する共通リソースブロック０の副搬送波０は照ポイントＡと一致する。共通リソースブロック番号n_CRBと副搬送波間隔の設定μに対するリソース要素

の間の関係は、以下のように与えられる。

ここで、kは副搬送波間隔の設定μに対するリソース格子の副搬送波０について相対的に定義される。

ＮＲシステムの物理リソースブロック(ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｂｌｏｃｋ、ＰＲＢ)は、搬送波帯域幅パート内で定義され、０から

まで番号付けされる。ここで、iは搬送波帯域幅パートの番号であり、

は帯域幅パートiのサイズである。搬送波帯域幅パートi内の物理及び共通リソースブロックの間の関係は、以下のように与えられる。

ここで、

は搬送波帯域幅パートが始まる共通リソースブロックであり、共通リソースブロック０に対して相対的な値である。

帯域幅パートは、与えられた搬送波上の帯域幅パートi内の所定のニューマロロジーμ_iについて近接した(ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ)共通リソースブロックのサブセットである。帯域幅パート内の開始位置

及びリソースブロックの数

は、

及び

を満たさなければならない。ＵＥは所定の時間に１つの下りリンク帯域幅パートが活性(ａｃｔｉｖｅ)である所定の数(例えば、４個まで)の下りリンク搬送波帯域幅パートを有して設定される。ＵＥは所定の時間に１つの上りリンク帯域幅パートが活性である所定の数(例えば、４個まで)の上りリンク帯域幅パートを有して設定される。

いくつかの無線通信システムでは、送信機と受信機が使用する搬送波周波数を互いに知っているが、送信機と受信機が同じ搬送波周波数をアップ・コンバート周波数とダウン・コンバート周波数に各々セットしたにも関わらず、アナログオシレーターやＰＬＬの不正確性によって送信機と受信機が生成する周波数間の誤差、即ち、周波数オフセットが発生することができる。この場合、受信端でシンボルによって信号位相が変わる。しかし、かかるアナログモジュールの不正確性による位相変化は、参照信号(ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ、ＲＳ)を用いたチャネル推定を無用化する程度ではなく、普通は受信信号の復元に大きい影響を及ぼさない程度である。

しかし、ＮＲシステムのように広帯域のセルを支援する無線通信システムでは、アップ・コンバートのための搬送波周波数に関する情報がＵＥとＢＳの間に知られていない状態でＵＥとＢＳが動作することもある。従って、ＵＥとＢＳが異なる搬送波周波数を用いてアップ・コンバートとダウン・コンバートを行う場合は、アナログオシレーターやＰＬＬの不正確性による周波数オフセット、即ち、周波数誤差がないと仮定しても、後述するように、受信装置で各々のシンボルごとに位相が急激に変わる可能性がある。

物理任意接続チャネル(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＲＡＣＨ)を除いた任意の物理チャネル及び信号について、サブフレーム内のＯＦＤＭシンボルlに対するアンテナポートp及び副搬送波間隔の設定μ上の時間−連続信号

は、以下の式により定義される。

ここで、

である。数５は以下のように表現することもできる：

ここで、

は上記サブフレーム内の時間である。

数５及び数６において、

の値はＢＳにより提供される上位階層パラメータk０から得られ、副搬送波間隔の設定μに対する共通リソースブロック内の最低番号の副搬送波(ｌｏｗｅｓｔ ｎｕｍｂｅｒｅｄ ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ)がμより小さい任意の副搬送波間隔の設定に対する共通リソースブロック内の最低番号の副搬送波と一致する値である。サブフレーム内の副搬送波間隔の設定μに対するＯＦＤＭシンボルlの開始位置

は以下の通りである。

ここで、ＯＦＤＭシンボルｌの有効シンボル長さＮ^μ _uとＯＦＤＭシンボルｌのＣＰ長さＮ^μ _CP,lは以下の通りである：

ＰＲＡＣＨについて、アンテナポートｐ上の時間−連続信号

は以下の式により定義される。

ここで、

である。数９における各々のパラメータに関する詳しい説明は３ＧＰＰ ＴＳ ３８．２１１を参照できる。

送信装置はアンテナポートp及び副搬送波間隔の設定μに対するＯＦＤＭシンボル基底帯域信号

を周波数f_Txの自励発振器(ｆｒｅｅ−ｒｕｎｎｉｎｇ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ)を用いてアップ・コンバート周波数f_Txにアップ・コンバートする。アンテナポートp及び副搬送波間隔の設定μに対するＯＦＤＭシンボル基底帯域信号

のアップ・コンバート周波数f_Txへのアップ・コンバートは以下のように表現できる：

数１０において、

は副搬送波間隔の設定μに対するＲＢの数であり、

は

である。

はＢＳにより設定される値であり、ＵＥはシステム情報により

を把握することができる。送信装置が周波数アップ・コンバート(変調)のための

を送信信号に乗じて得た最終信号のうち、実際に送信する信号は複素(ｃｏｍｐｌｅｘ)信号ではなく、実際(ｒｅａｌ)の信号であるので、数１０の最終信号で実際の値のみが送信される。即ち、アンテナポートp及び副搬送波間隔の設定μに対する複素値(ｃｏｍｐｌｅｘ−ｖａｌｕｅｄ)ＯＦＤＭシンボル基底帯域信号のアップ・コンバート周波数 f_Txへの変調及びアップ・コンバートは以下のように表現できる。

但し、送信装置が複素信号のうち、実際の値のみを送信しても、受信装置は受信信号を再び複素信号に変換した後にＦＦＴを適用するので、本明細の説明では、便宜上、送信信号を複素信号と表現し、複素信号と実際の信号はモデリング上、同等である。これは受信動作でも同様である。

無線信号

が受信装置に受信されると、受信装置は

に周波数ダウン・コンバートを行って基底帯域信号

を得る。受信装置が任意の周波数f_Rxを周波数ダウン・コンバートに使用すると仮定すると、アンテナポートp及び副搬送波間隔の設定μに対する無線信号

の周波数ダウン・コンバートは以下のように表現できる：

受信信号

の位相変化を示すために、周波数f_Txとf_Rxがf_Tx＝N_Tx＊△f＋△_offset及びf_Rx＝N_Rx＊△f＋△_offsetと表現され、ここで、△fは副搬送波間隔であり、項N_Txはf_Tx／△fと最も近い正の整数(例えば、ｆｌｏｏｒ{f_Tx／△f}又はｃｅｉｌ{f_Tx／△f})であり、項N_Rxはf_Rx／△fと最も近い正の整数(例えば、ｆｌｏｏｒ{f_Rx／△f}又はｃｅｉｌ{f_Rx／△f})であり、項△_offsetはサイズが△fより小さい実数である。本明細の説明においては、f_Txとf_Rxは単純化のために同一の△_offsetを用いて表現しているが、f_Txとf_Rxの間に△_offsetが互いに異なることもできる。

かかる表現を使用して、数１２を以下のように再整理することができる。

送信機／受信機の部品の特性によって、思いかけず発生する周波数誤差である周波数オフセットがない環境においても、f_Txとf_Rxが同一ではないと、周波数アップ・コンバート又は周波数ダウン・コンバートの際に、受信信号

に

だけの位相変化が発生することが分かる。これは数５において、

であると、

で

即ち、逆高速フーリエ変換(ｉｎｖｅｒｓｅ ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ、ＩＦＦＴ)が適用される時間t'は

について定義されるが、周波数アップ・コンバートコンポーネントである

においてt、即ち、自励発振器が動作するアップ・コンバート時間tは

のように定義されるためである。

図２Ａ及び２Ｂはアップ・コンバート周波数とダウン・コンバート周波数の差による位相変化例を装置と信号波形の観点で説明する図である。

図２Ａを参照すると、送信装置が送信しようとする情報シンボル

はＩＦＦＴを経てＯＦＤＭ基底帯域信号

に変換される。送信装置は

を周波数f_Txである自励発振器を用いて

にアップ・コンバートする。

が無線チャネルを介して受信装置に到達すると、無線チャネルでの信号歪みを考慮しないと、受信装置は周波数f_Rxである自励発振器(ＯＳＣ)を用いて

に

を乗じて

をＯＦＤＭ基底帯域信号

にダウン・コンバートし、

にＦＦＴを行って情報シンボル

を得る。

図２Ｂを参照すると、情報シンボルにＩＦＦＴが行われて得られたＩＦＦＴ信号に循環前置(ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ、ＣＰ)が付加されることにより、ＯＦＤＭシンボル信号が得られる。ＩＦＦＴ信号に付加されるＣＰによってＩＦＦＴ信号の波形に対して時間軸で遷移(ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ)が発生する。これにより、ＯＦＤＭシンボル信号を自励発振器の信号に載せると、送信信号の位相がＯＦＤＭシンボルの開始で０ではない場合が発生する。また送信／受信信号の位相がＯＦＤＭシンボルの開始で異なることもできる。

従って、f_Txとf_Rxが同一ではないと、f_Txとf_Rxの差によって発生するシンボル間の急激な位相変化のため、受信端ではチャネル推定による信号復旧過程で大きい性能低下が発生する。ＯＦＤＭシンボル間の位相が急激に異なると、受信機が特定のＯＦＤＭシンボルのＲＳを用いたチャネル推定値を他のＯＦＤＭシンボルにそのまま適用できない。そのまま適用する場合は、受信信号が正しく復元されない可能性があるためである。送信機が毎ＯＦＤＭシンボルごとにＲＳを挿入して、受信機が各シンボルのチャネル状態を正しく推定できるようにすることは、ＲＳオーバーヘッドが大きくなるので、望ましくない。

いくつかのタイプの技術が、シンボル間の位相不連続／不一致の問題を解決するために、ＮＲシステムにおいて活用されている。以下、それに関するいくつかの技術について、各々の潜在的な短所と共に説明する。

＊技術Ａ：ｇＮＢが使用する搬送波周波数をＵＥに知らせ、それによる位相不連続(ｐｈａｓｅ ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｉｔｙ)をＵＥが補償する。

この方式によれば、ＢＳが送信信号について別の事前補償(ｐｒｅ−ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ)を行わず送信すると、ＵＥがＢＳの搬送波周波数情報を用いてシンボルごとに位相不連続に対する補償を行う。例えば、数１２において、

により発生する位相不連続をシンボルごとに相殺させるように、受信機であるＵＥで位相補償が行われる。またＵＥが信号を送信する場合には、送信端であるＵＥで位相不連続の項(ｔｅｒｍ)に対して事前補償を行い、ＢＳはＢＳとＵＥの搬送波周波数が一致するという仮定下で受信すればよい。しかし、この技術は、ＢＳとＵＥの動作とＢＳにより使用される搬送波周波数に関する情報が送信された後のＢＳとＵＥの動作だけではなく、ＢＳにより使用される搬送波周波数に関する情報が送信される前のＢＳとＵＥの動作もさらに定義する必要があるので、ＢＳとＵＥが２つのモードを全部具現する必要があるという短所がある。

＊技術Ｂ：送信機であるＢＳがＵＥのＤＬ搬送波周波数の情報を用いて位相の事前補償を行う。

この技術は、技術Ａで受信機に搬送波周波数に関する情報が伝達される前の動作であって、例えば、ＮＢ−ＩｏＴシステムで具現される。例えば、数１２において、

により発生する位相不連続をシンボルごとに相殺させるように、送信機で位相の事前補償が行われる。この場合、受信機は送信機と受信機の搬送波周波数が一致すると仮定して動作すればよい。しかし、この技術は、ＮＲシステムのように、ＵＥごとに異なる周波数位置を有する帯域幅パートが設定される場合、ＢＳがＵＥごとに異なる値を用いて位相の事前補償を行う必要がある。従って、この技術によれば、ＵＥの受信機動作が非常に単純になる反面、ＢＳの送信機動作が非常に複雑になる短所がある。

＊技術Ｃ：送信機と受信機が共通の参照ポイントを仮定して位相の事前補償を行う。

この技術では、送信機が受信機の搬送波周波数(また受信機が送信機の搬送波周波数)に関する情報を使用しない。その代わりに、送信機と受信機の間の共通の参照ポイントが予め定義され、参照ポイントに対する位相の事前補償がシンボルごとに行われる。例えば、送信機は

により発生する位相不連続に対して位相(事前)補償を行い、受信機は

により発生する位相不連続に対して位相(事前)補償を行う。例えば、いくつかのシナリオにおいて、上記数５を位相事前補償のために以下のように修訂することができる。

ここで、△f_ref＝１５ｋＨｚ、

である。

であり、ここで、帯域０〜２.６５ＧＨｚについてＭ＝{−１、０、１}であり、他の帯域についてＭ＝０である。位相補償値△は量子化された搬送波周波数(ｑｕａｎｔｉｚｅｄ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ)と非−量子化された搬送波周波数の間で決定されるか、量子化された搬送波周波数について△＝０であり、非−量子化された搬送波周波数について△＝f_０−p_μ△f_refである。ここで、f_０は受信機の搬送波周波数であり、kは変数である。結局、‘f_０−M＊５ｋＨｚ−k△f_ref’の絶対値を最小化するkがp_μである。しかし、この技術は常に送信機と受信機の両方で位相補償が行われるという短所がある。また、この技術によれば、送信機と受信機が基本的に自分の搬送波周波数を基準として毎シンボルごとに位相を計算して補償項を信号に適用するように提案する。従って、利用可能な全周波数、即ち、副搬送波がマッピングされる全ての周波数が搬送波周波数になることができると仮定すると、位相補償項は非常に高い解像度(ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ)と非常に長い周期の関数になって、非常に複雑な具現を要求する。

参考として、現在ＮＲ標準では、具現のための特定の技術を具体的に明示しておらず、送信端と受信端が搬送波周波数を毎シンボル単位でゼロ位相にリセットすることにより、毎シンボルの開始点で搬送波周波数の位相が一定値を維持するように以下の表のように変調及びアップ・コンバート方法が定義された状態である(３ＧＰＰ ＴＳ ３８.２１１セクション５.４を参照)。これは以下のように、標準文書３ＧＰＰ ＴＳ ３８.２１１ Ｖ１５.１.０に明示されている。

図３はシンボル境界で位相をリセットする一例を示す図である。即ち、図３はＮＲ標準で定義された位相補償の例を示している。図３において、

は表６の

に該当する。送信端が信号を送信するときに使用する搬送波周波数と、受信端が信号を受信するときに使用する搬送波周波数が一致しないと、受信端でダウン・コンバートされた信号が各シンボルごとに異なる位相を有する。しかし、表６及び図３を参照すると、周波数アップ・コンバートの過程で送信信号について

だけ時間シフトを行って位相をリセットする。従って、搬送波周波数によって毎シンボルで発生する位相不連続が送信端及び受信端でなくなり、それにより、結局、受信端が受信した信号で毎シンボルごとの位相不連続／不一致がなくなる。これを以下のように表現できる。

数１５が実際の具現でどのように示されるかを説明するために数１５を再整理すると、以下の通りである。

ここまで説明した位相不連続／不一致に関する技術は、位相リセットを搬送波周波数レベルで定義している。しかし、実際の搬送波周波数レベルに対するアップ・コンバート(又はダウン・コンバート)には、ＰＬＬ(ｐｈａｓｅ−ｌｏｃｋｅｄ ｌｏｏｐ)、ミキサーなどのコンポーネントが用いられる。

図４Ａ及び図４Ｂは本明細のいくつかの具現による基底帯域信号の生成、また搬送波周波数への変調及びアップ・コンバートの例を示す図である。

図４Ａ及び図４Ｂを参照すると、例えば、実際のアップ・コンバート(又はダウン・コンバート)のための搬送波周波数はＰＬＬを用いて生成され、搬送波周波数へのアップ・コンバートにはミキサーなどが用いられる。ＰＬＬ、ミキサーなどのコンポーネントはアナログ機器(ｄｅｖｉｃｅ)で具現されるか、或いは非常に速い速度で動作する。従って、いくつかのシナリオにおいて、送信端と受信端において、実際の搬送波周波数レベルで位相リセットが具現されることが非常に難しい。

即ち、表６を参照すると、ＮＲ標準では搬送波周波数の位相を直接制御して位相リセットが具現されると規定している。しかし、いくつかのシナリオでは、搬送波周波数の位相を直接制御することが実際では非常に難しい。よって、搬送波周波数での位相直接制御の実質的な難しさによって、いくつかのシステムでは、搬送波周波数レベルでは連続する位相を有する搬送波周波数を用いてアップ・コンバートとダウン・コンバートを行い、アナログレベルでのアップ・コンバート／ダウン・コンバートにより引き起こされるシンボル間の位相不連続／不一致をなくすための位相リセット関数を基底帯域レベルで具現する。

かかるシステムにおいて、数１６を参照すると、連続する位相を有する搬送波周波数を用いた搬送波周波数レベルでのアップ・コンバートとダウン・コンバートは各々

と

に該当する。周波数f_Tx及びf_Rxは各々副搬送波がマッピングされる任意の周波数であり、副搬送波間隔△fを用いてf_Tx＝N_Tx＊△f＋△_offset及びf_Rx＝N_Rx＊△f＋△_offsetのように各々表現される。ここで、下付き文字TxとRxは各々送信端と受信端を示す。数１２に関連して、上述したように、項N_Txはf_Tx／△fと最も近い正の整数(例えば、ｆｌｏｏｒ{f_Tx／△f}又はｃｅｉｌ{f_Tx／△f})であり、項N_Rxはf_Rx／△fと最も近い正の整数(例えば、ｆｌｏｏｒ{f_Rx／△f}又はｃｅｉｌ{f_Rx／△f})であり、項△_offsetはサイズが△fより小さい実数である。本明細の説明において、f_Txとf_Rxは単純化のために同一の△_offsetを用いて表現しているが、f_Txとf_Rx の間に△_offsetが互いに異なることもできる。数１６を参照すると、基底帯域レベルでの位相リセット関数は

と

に該当する。

従って、かかるシステムにおいて、送信端と受信端は各々自分が使用する搬送波周波数のみを用いて位相を補償し、これは数１６において

及び

に該当する。これは、送信端は受信機が直流(ｄｉｒｅｃｔ ｃｕｒｒｅｎｔ、ＤＣ)トーン、即ち、０をダウン・コンバートのための搬送波周波数として使用すると判断して位相補償を行い、受信端は送信機がＤＣドーンをアップ・コンバートのための搬送波周波数として使用すると判断して位相補償を行うことに該当する。かかるシナリオにおいて、送信端と受信端が搬送波周波数に関する情報なしに動作すると、数１３における項(ｔｅｒｍ)

は

と同一である。

従って、現在ＮＲ標準(３ＧＰＰ ＴＳ ３８.２１１ Ｖ１５.１.０)は、受信端はダウン・コンバートに使用する搬送波周波数が０であると仮定して、

をアップ・コンバートに活用し、同様に、受信端はアップ・コンバートのために送信端により使用される搬送波周波数が０であると仮定して、

をダウン・コンバートに活用すると規定したと理解できる。

(技術Ａ〜技術Ｃを参照して)上述したように、ＮＲ標準に基づくいくつかの無線通信システムは、搬送波周波数に基づいて毎シンボルごとに位相を計算することにより位相補償項を適用する。しかし、f_XX(ここで、XXはTx又はRx)を該当通信システムで適用可能な又は利用可能な周波数が非常に多いことを考慮すると、位相補償項が非常に高い解像度と非常に長い周期の関数になって、位相補償項が非常に複雑な具現を要求することができる。

かかる問題を解決するために、本明細は送信機と受信機が送信に使用される搬送波周波数、或いはアップ・コンバート／ダウン・コンバート周波数を互いに分からずに動作するシナリオを解決する具現について説明する。

複雑度の低下のための技術

現在のＮＲ標準では、以下のニューマロロジーを定義する(３ＧＰＰ ＴＳ ３８．１０１−１のセクション５．４及び３ＧＰＰ ＴＳ ３８．１０１−２のセクション５．４を参照)。

ＮＲ標準は３ＧＰＰで特定された大きく２つの大きい周波数範囲(ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｒａｎｇｅ、ＦＲ)を有する。１つは通常のサブ６ＧＨｚと呼ばれ、表７及び表８において周波数範囲ＦＲ１に該当し、他の１つはミリメートル波と呼ばれ、表７及び表８において周波数範囲ＦＲ２に該当する。周波数範囲によって最大帯域幅及び利用可能な副搬送波間隔が異なる。

表７はチャネルラスター、即ち、ＮＲ−ＡＲＦＣＨの定義を示し、表８は同期(ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ)ラスターを示す。

チャネルラスターは無線周波数(ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ、ＲＦ)チャネルの位置を識別するために使用されるＲＦ参照周波数のセットを定義する。ＲＦチャネルのためのＲＦ参照周波数は搬送波上のリソース要素にマッピングされる。グローバル周波数ラスターが０から１００ＧＨｚまでの全周波数について定義され、許容される(ａｌｌｏｗｅｄ)ＲＦ参照周波数のセットを定義するために使用される。グローバル周波数ラスターの粒度(ｇｒａｎｕｌａｒｉｔｙ)は△F_Globalである。各々の動作(ｏｐｅｒａｔｉｎｇ)帯域について、グローバル周波数ラスターからの周波数のサブセットがその帯域に適用可能であり、粒度△F_Globalを有してその帯域に対するチャネルラスターを形成する。

同期ラスターは同期信号(ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ、ＳＳ)ブロック位置に関する明示的なシグナリングがないとき、システム獲得(ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ)のためにＵＥにより使用されるＳＳブロックの周波数位置を示す。グローバル同期ラスターが全ての周波数について定義され、ＳＳブロックの周波数位置は該当グローバル同期チャネル番号(ｇｌｏｂａｌ ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｃｈａｎｎｅｌ ｎｕｍｂｅｒ、ＧＳＣＮ)を有するSS_REFとして定義される。

表８に同期ラスターとＳＳブロックの該当リソース要素の間のマッピングが示されている。マッピングはチャネル内に割り当てられたＲＢの総数に依存し、ＵＬ及びＤＬの両方に適用される。表８はＳＳブロックのＲＢ＃１０のリソース要素＃０(即ち、副搬送波＃０)の位置を示す。ＳＳブロックは２０個のＲＢからなるが、ＳＳブロックを構成する２０個のＲＢを０から１９までインデックスすると、同期ラスターとして指示される周波数はＳＳブロックのＲＢ＃０〜ＲＢ＃１９のうち、ＲＢ＃１０の１番目のＲＥ、即ち、１番目の副搬送波の位置に該当する。

表７及び表８に示したように、チャネルラスターとＳＳラスターが一定の値に定められている。従って、搬送波周波数がf_Tx＝N_Tx＊△f＋△_offsetのように表現されると、オフセット項△_offsetは周波数範囲ＦＲ１(＜３ＧＨｚ)について、いくつかの特定の値(一例として、−５ｋＨｚ、０又は５ｋＨｚ)に限定され、残りの周波数帯域について０である。上記表現において、数１２について記載したように、項△fは副搬送波間隔であり、項N_Txはf_Tx／△fと最も近い正の整数(例えば、ｆｌｏｏｒ{f_Tx／△f}又はｃｅｉｌ{f_Tx／△f})であり、項△_offsetはサイズが△fより小さい実数である(以下、f_Txに適用される説明はf_Rxにも適用される)。

また循環前置(ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ、ＣＰ)に対するサンプルの数を含めて、現在ＬＴＥ／ＮＲ通信システムにおいてシンボルごとに使用されるサンプルの数は△fに基づいて決定されるサンプル時間を基準として全ての副搬送波間隔について１６の整数倍である。即ち、ＣＰ長さは１４４＝１６＊９或いは１６０＝１６＊１０であり、ＯＦＤＭシンボルのＣＰ部分ではない信号部分の長さは２０４８＝１６＊１２８である。例えば、ＬＴＥ或いはＮＲ標準を基準として、△f＝１５ｋＨｚ副搬送波間隔である２０ＭＨｚの帯域幅の場合、サンプリング周波数は３０.７２ＭＨｚであり、１つのサブフレーム(又は１つのスロット)は３０７２０個のサンプルからなり、各ＯＦＤＭシンボルは２０４８＋１４４サンプル時間或いは２０４８＋１６０サンプル時間からなる。参考として、本明細の説明において、各サンプル時間T_sは１／(３０.７２ＭＨｚ)、即ち、T_s＝１／(２０４８＊１５＊１０^３ｋＨｚ)である。

いくつかのシナリオにおいて、ＮＲ及びＬＴＥシステムは△f＝１５ｋＨｚ副搬送波間隔である２０ＭＨｚの帯域幅に該当するニューマロロジーに比例する値をニューマロロジーとして使用するので、本明細で説明する全周波数は１５ｋＨｚ副搬送波間隔である２０ＭＨｚの帯域幅に該当するニューマロロジーを基準として説明されている。ここで、２０４８は上記ニューマロロジー(例えば、１５ｋＨｚ副搬送波間隔及び２０ＭＨｚ帯域幅)が使用されるときのＦＦＴサイズにより定義される信号長さ(即ち、ＯＦＤＭシンボルの有効シンボル長さ)であり、１４４及び１６０は上記ニューマロロジー(例えば、△f＝１５ｋＨｚ副搬送波間隔及び２０ＭＨｚ帯域幅)が使用される時の循環前置(ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ、ＣＰ)長さに該当する。

送信信号及び受信信号に対する位相リセットが、例えば、アップ・コンバート周波数による信号周期がＯＦＤＭシンボル長さの整数倍ではなく、シナリオを解決するために具現されることができ、ここで、ＯＦＤＭシンボル長さは‘ＣＰ部分の長さ＋信号部分の長さ’と同一である。従って、いくつかのシナリオにおいて、該当周波数による信号周期の整数倍がＯＦＤＭシンボル長さに該当する周期を有する搬送波周波数を使用すると、位相リセットが具現されないこともできる。

例えば、ＯＦＤＭシンボルのＣＰ部分は１４４＝１６＊９個のサンプル或いは１６０＝１６＊１０個のサンプルからなり、ＯＦＤＭシンボルの信号部分は２０４８＝１６＊１２８個のサンプルからなり、ＩＦＦＴ／ＦＦＴサイズが２０４８である通信システムを考慮する。かかるシステムでは、アップ・コンバート周波数が１６個のサンプルの周期を有する周波数、又は周波数１／(１６＊T_s)にセットされる場合、位相リセットが不要になることもでき、ここで、１６は{１４４、１６０、２０４８}の最大公約数である。サンプリング時間T_sを代入すると、これは１／(１６＊T_s)＝１／{１６＊１／(ＦＦＴサイズ＊△f)}＝１／{１６＊１／(２０４８＊△f)}＝１２８△fに該当する。このようにアップ・コンバート周波数が値１／(１６＊T_s)＝１２８△fにセットされると、位相リセットが要求されない。

これは、１６個のサンプルの周期を有する周波数(１６は１４４、１６０及び２０４８の最大公約数)は、ＯＦＤＭシンボルの各信号部分の開始で同じ位相を有するためである。特に、これは１６０T_sのＣＰ部分には周期が１６＊T_sである正弦波が１０個含まれ、長さ２０４８T_sの信号部分には周期が１／(１６＊T_s)である正弦波が１２８個含まれるためである。例えば、ＮＲシステムで支援される最小の副搬送波間隔△f＝１５ｋＨｚを考慮すると、１５ｋＨｚ＊２０４８／１６＝１５ｋＨｚ＊１２８＝１.９２ＭＨｚの倍数に該当する搬送波周波数を使用すると、毎ＯＦＤＭシンボルの信号部分の開始で自然に位相が０になるので、位相オフセットの問題が発生しない。

また、副搬送波間隔△f＝１５ｋＨｚ、ＣＰ長さ１４４T_s及び１６０T_s、及びＯＦＤＭシンボルの信号部分(即ち、有効シンボル)長さ２０４８T_sを有するニューマロロジーによれば、１.９２ＭＨｚの整数倍に該当する周波数については、ＣＰ開始点でも位相が０になる。これを一般化すると、ＯＦＤＭシンボル信号生成のために多数のＣＰ長さ(例えば、N_CP,１、N_CP,２、…)が定義され、ＯＦＤＭごとの有効サンプルの数、即ち、ＯＦＤＭシンボルでＣＰを除いた信号部分のサンプルの数(即ち、ＩＦＦＴ／ＦＦＴサイズ)がN_sampleである仮定すると、シンボルごとに位相不連続を引き起こさない周波数は{N_CP,１、N_CP,２、…、N_sample}の最大公約数に該当するサンプルを１周期とする周波数に該当する。

シンボルごとの位相不連続を引き起こさない周波数は、副搬送波間隔を用いて以下のように表現できる：

ここで、gcd{N_CP,１、N_CP,２,…、N_sample}はN_CP,１、N_CP,２,…、N_sampleの最大公約数である。

これを上述したニューマロロジーである２０４８、１６０及び１４４に適用すると、N_base△f＝１２８△fになる。ＦＦＴサイズ＝４０９６が使用される場合、ＮＲ標準でＣＰ長さは１４４＊２、１６０＊２に変更されるので、これを

に適用すると、相変わらずN_base＝１２８である。

他の例では、ＦＦＴサイズ＝１０２４のようにＦＦＴサイズが２０４８より減らした状況でも、ＣＰ長さは１４４／２＝７２及び１６０／２＝８０に変更されるので、これを

に適用しても、相変わらずN_base＝１２８である。

以下、本明細はＣＰ部分の長さと信号部分の長さが１４４＊２^μ又は１６０＊２^μであり、ＯＦＤＭシンボルの信号部分の長さが２０４８＊２^μ(ここで、μは整数)である通信システム(例えば、ＬＴＥシステム、又はＮＲシステム)の具現について説明する。

かかるシナリオでは、位相不連続を引き起こさない周波数が１２８△fを使用して表現される。しかし、具現はこれに制限されず、本明細は上記例示したＣＰ長さ及び信号部分長さとは異なるＣＰ長さと信号部分長さが使用されるシナリオにも適用できる。

例えば、本明細の具現は、{N_CP,１、N_CP,２、…、N_sample}の最大公約数に該当する数のサンプルを１周期とする周波数が基本搬送波周波数f_baseとして使用される、即ち、

の整数倍がf_baseとして使用されるシナリオにも適用できる。

このように以下の説明において、１２８△fの整数倍として上述した基本搬送波周波数f_baseは、{N_CP,１、N_CP,２、…、N_sample}の最大公約数に該当する数のサンプルを１周期とする周波数の整数倍或いは

の整数倍として一般化できる。

基本搬送波周波数１２８△fを使用するシナリオの場合、f_Txは以下のように表現できる：

ここで、項

であり、項N_frac＝modulo(N_Tx,１２８)であり、項f_baseは搬送波周波数のうち、１２８△fの解像度(例えば、△f＝１５ｋＨｚである場合は、１.９２ＭＨｚ解像度)に量子化された(下方へ量子化された、即ち、ｆｌｏｏｒ関数を適用した)バージョン、項f_fracはf_baseとf_Txの間の差について△fに量子化されたバージョンである。

項△_offsetは△f＝１５ｋＨｚ単位の周波数から離れた量を示す。ＮＲシステムにおいて、△_offsetは、例えば、＋／−５、０ｋＨｚになるようにセットされる。特に、△_offsetは△f＝１５ｋＨｚの副搬送波間隔を基準として、−５ｋＨｚ、５ｋＨｚ、０ｋＨｚのうちの１つに定義される。いくつかの具現において、N_intはｆｌｏｏｒ関数ではなく、ｒｏｕｎｄ関数にも代替でき、この場合、N_frac＝N_Tx −１２８＊ｒｏｕｎｄ(N_Tx／１２８)のように定義される。N_intはｆｌｏｏｒ関数ではなく、ｒｏｕｎｄ関数に代替されると、N_frac＝N_Tx −１２８＊ｒｏｕｎｄ(N_Tx／１２８)に変更されること以外には、他の動作はN_intがｆｌｏｏｒ関数に定義される時と同一である。

数１７において、基本搬送波周波数f_baseは常にＯＦＤＭシンボル単位で位相を一定値にリセットする周波数である。従って、位相補償に該当する

は

と同じ値を有する。

正規ＣＰのみを考慮すると、送信機と受信機の間の搬送波周波数差について１つのシンボルに適用される位相補償項

の値は、N_frac＝０,…,１２７と△_offset＝−５ｋＨｚ、０、５ｋＨｚの組み合わせによる１２８＊３個の複素値の１つであり、△_offset＝０である周波数範囲ＦＲ１(＞３ＧＨｚ)或いは周波数範囲ＦＲ２については、１２８個の複素値(例えば、N_frac＝０,…,１２７)のうちの１つになる。送信機と受信機の間の搬送波周波数差について、一定の時間単位(例えば、スロット、サブフレーム、１ｍｓなど)を構成する複数のシンボルに適用される位相補償値はシンボルによって異なる。

従って、複数のシンボルに対する位相補償値の集合をシーケンスであると表現すると、正規ＣＰのみを考慮すると、位相補償項

は、N_frac＝０,…,１２７と△_offset＝−５ｋＨｚ、０、５ｋＨｚの組み合わせによる１２８＊３個のシーケンスのみを必要とする。△_offsetとして可能な値の数が３個ではなく、他の値ｂに変更されると、１２８＊ｂ個のシーケンスが位相補償のために必要である。△_offset＝０である周波数範囲ＦＲ１(＞３ＧＨｚ)或いはＦＲ２については、１２８個のシーケンス(例えば、N_frac＝０,…,１２７)のみを必要とする。ここで、位相補償項は最大１ｍｓの周期を有する。即ち、ＯＦＤＭシンボルごとの信号部分の１周期が２０４８個のサンプル時間であると仮定すると、サンプル時間T_s＝１／１５０００＊２０４８秒であるので、任意のＯＦＤＭシンボル境界で特定の搬送波周波数に対する位相値がαであると、遅くとも１５＊２０４８サンプル時間、即ち、１ｍｓが経たときに同一の位相値αが示される。f_Tx＝N_int＊１２８△f＋N_frac＊△f＋△_offsetであり、N_int＊１２８△fについては位相補償が不要であるので、結論的にはＮＲシステムにおいて位相補償項

は以下のように計算される。

搬送波周波数の元来の定義f_Tx ＝N_Tx＊△f＋△_offsetを使用して送信端の最終信号を示すと、以下の通りである。

＊具現１

具現１において、搬送波周波数ｆＴｘが自励発振器(ＯＳＣ)を使用する周波数アップ・コンバートのために使用され、搬送波周波数ｆＲｘが自励発振器(ＯＳＣ)を使用する周波数ダウン・コンバートのために使用される。

図５Ａ乃至図５Ｃは本明細の具現１の一例を示す図である。特に、図５Ａは具現１による送信端構造の一例を示し、図５Ｂ及び図５Ｃは具現１による受信端構造の一例を示す。

図５Ａを参照すると、送信端はＯＦＤＭ基底帯域信号を搬送波周波数にアップ・コンバートする前に、１２８個の複素値シーケンス或いは１２８＊３個の複素値シーケンスのうち、搬送波周波数f_Txに対して計算される１つの複素値シーケンスを用いて、毎シンボルごとに乗じた後(即ち、位相リセットを行った後)、f_Txを用いてアップ・コンバートを行う。特定の搬送波周波数について１２８個の複素値シーケンスのうちの１つ(又は１２８＊３個の複素値シーケンスのうちの１つ)が位相補償に使用され、該当複素値シーケンスを構成する複数の要素が複数のＯＦＤＭシンボルに１：１適用される。

具現１は受信端でも同様の方式で行われる。以下、受信端での具現１の動作例について詳しく説明する。

搬送波周波数がf_Rx＝N_Rx＊△f＋△_offsetのように表現されたシナリオにおいて、上記送信機構造について説明したように、受信機でも△_offsetは周波数範囲ＦＲ１(＜３ＧＨｚ)では−５ｋＨｚ、０又は５ｋＨｚであり、その他の周波数帯域では０ｋＨｚである。また現在のＬＴＥ／ＮＲ通信システムで使用される各々のシンボルについて使用されるＣＰを含むサンプルの数は△fに基づいて決定されるサンプル時間を基準として全ての副搬送波間隔について１６の整数倍である。従って、この場合、△f＝１５ｋＨｚであるとき、１５ｋＨｚ＊２０４８／１６＝１５ｋＨｚ＊１２８＝１.９２ＭＨｚの整数倍に該当する搬送波周波数がダウン・コンバートに使用されると、毎ＯＦＤＭシンボルごとに自然に信号部分(即ち、有効シンボル)の位相が０から始まるので、上述したような問題が発生しない。またＬＴＥ及びＮＲシステムにおいて、現在使用可能なニューマロロジーである△f＝１５ｋＨｚの副搬送波間隔、１６０T_s及び１４４T_s のＣＰ長さ及び２０４８T_sの有効シンボル長さによれば、１.９２ＭＨｚの整数倍に該当する周波数の場合、ＣＰ開始でも位相が０になる。

より一般的には、ＯＦＤＭシンボル信号の生成のために多数のＣＰ長さ(例えば、N_CP,１、N_CP,２,、…)が定義され、ＯＦＤＭごとの有効サンプルの数、即ち、ＯＦＤＭシンボルにおいてＣＰを除いた部分のサンプル数(即ち、ＩＦＦＴ／ＦＦＴサイズ)がN_sampleであると、{N_CP,１、N_CP,２,…、N_sample}の最大公約数に該当する数のサンプルを１周期とする周波数がシンボルごとに位相不連続を引き起こさない周波数に該当する。シンボルごとの位相不連続を引き起こさない周波数は、副搬送波間隔を用いて以下のように表現できる：

ここで、ｇｃｄ{N_CP,１、N_CP,２,…、N_sample}はN_CP,１、N_CP,２,…、N_sampleの最大公約数である。

これを上述したニューマロロジー(即ち、２０４８、１６０、１４４)に適用すると、N_base△f＝１２８△fになる。△f＝１５ｋＨｚ副搬送波間隔である２０ＭＨｚの帯域幅の例において、ＦＦＴサイズ＝４０９６が使用される場合、ＮＲ標準でＣＰ長さは１４４＊２、１６０＊２に変更されるので、これを

に適用すると、相変わらずN_base＝１２８である。他の例として、ＦＦＴサイズ＝１０２４のようにＦＦＴサイズが２０４８より減らした状況でも、ＣＰ長さは１４４／２＝７２及び１６０／２＝８０に変更されるので、それを

に適用しても、相変わらずN_base＝１２８である。上述したように、以下では位相不連続を引き起こさない周波数を１２８△fを使用して示す。

１２８△fを使用すると、f_Rxは以下のように表現できる：

ここで、

N_frac＝modulo(N_Rx,１２８)であり、f_baseは搬送波周波数のうち、１２８△fの解像度(例えば、△f＝１５ｋＨｚである場合は、１.９２ＭＨｚ解像度)に量子化された(下方へ量子化された、即ち、ｆｌｏｏｒ関数を適用した)バージョン、f_fracはf_baseからf_Rxまでの差について△fに量子化されたバージョンである。△_offsetは△f＝１５ｋＨｚ単位の周波数から離れた量を示し、ＮＲシステムにおいて△_offsetは、例えば、＋／−５、０ｋＨｚになるように定められる。特に、△_offsetは△f＝１５ｋＨｚの副搬送波間隔を基準として−５ｋＨｚ、５ｋＨｚ、０ｋＨｚのうちの１つに定義される。N_intはｆｌｏｏｒ関数ではなく、ｒｏｕｎｄ関数にも代替可能であり、この場合、N_frac＝N_Tx−１２８＊ｒｏｕｎｄ(N_Tx／１２８)のように定義できる。いくつかの具現において、N_intがｆｌｏｏｒ関数ではなく、ｒｏｕｎｄ関数に具現されると、N_frac＝N_Tx −１２８＊ｒｏｕｎｄ(N_Tx／１２８)に変更されること以外に他の動作はN_intがｆｌｏｏｒ関数により定義されるときと同一である。

数２０において、f_baseは常にＯＦＤＭシンボル単位で位相を一定値にリセットする周波数であるので、位相補償に該当する

は

と同じ値を有する。従って、正規ＣＰのみを考慮すると、位相補償項

はN_frac＝０,…,１２７と△_offset＝−５ｋＨｚ、０、５ｋＨｚの組み合わせによる１２８＊３個のシーケンスのみを必要とする。△_offsetの可能な値の数が３ではなく、他の値ｂに変更されると、１２８＊ｂ個のシーケンスが位相補償のために具現される。△_offset＝０である周波数範囲ＦＲ１(＞３ＧＨｚ)或いは周波数範囲ＦＲ２については、１２８個のシーケンス(例えば、N_frac＝０,…,１２７)のみが具現されてもよい。ここで、位相補償項は最大１ｍｓの周期を有する。f_Rx＝N_int＊１２８△f＋N_frac＊△f＋△_offsetであり、N_int＊１２８△fについては位相補償が具現されない。従って、ＮＲシステムにおいて位相補償項

は以下のように計算できる。

搬送波周波数の元来の定義f_Rx ＝N_Rx＊△f ＋△_offsetを使用して受信端の動作が定義されると、具現１による受信端の動作は、以下の数２２のように表現できる。

数２２において、積分はＦＦＴに該当する機能を表現しており、数２２の動作は図５Ｂのように表現される。実際の受信信号がダウン・コンバートされた後にアナログ−ｔｏ−デジタル変換が行われると、積分式で表現されたＦＦＴは、数２３のように離散式(ｄｉｓｃｒｅｔｅ ｅｑｕａｔｉｏｎ)の形態で具現される。数２３の動作は図５Ｃのように表現できる。

図５Ｂと図５Ｃの例の差は、位相リセット関数の位置であり、他の機能は同等である。

受信端は受信信号にf_Rxを用いたダウン・コンバートを行った後、或いは受信信号にf_Rxを用いたダウン・コンバート及びＦＦＴを行った後、１２８の複素値シーケンス或いは１２８＊３の複素値シーケンスのうち、搬送波周波数f_Rxにより計算される１つの複素値シーケンスを用いて毎シンボルごとに乗ずる位相リセットを行う。

具現１による送信装置と受信装置は位相補償のために

或いは

のシーケンス、或いは

のうち、

を除いた

の値に該当する

或いは

のシーケンスを格納しておき、毎シンボルに対する位相リセットを行うときに使用できる。

は１副搬送波間隔に対して一定の値を有するので、

の値が本明細の具現１によって

或いは

のシーケンスに固定されると、シンボルごとに該当シンボルに対する位相補償はシーケンスから１つを選択して行われるので、送信装置及び受信装置で位相リセットが容易に具現される。

このように、本明細の具現によれば、搬送波周波数が異なると、位相補償のためのシーケンスも異なるが、変更されたシーケンスはただ１２８個或いは１２８＊３個の可能なシーケンスのうちの１つになる。従って、本明細のいくつかの具現において、送信端と受信端は利用可能な各搬送波周波数について、位相が変わる周期の正の整数倍に該当するＯＦＤＭシンボルに適用される位相補償値からなるシーケンスを各々格納しておき、特定の搬送波周波数を用いたＯＦＤＭシンボル信号の処理時に、上記周期ごとに特定の搬送波周波数に該当するシーケンスを適用して位相補償を行うことができる。

例えば、１ｍｓを周期としてＯＦＤＭシンボルの位相が変わり、１ｍｓ内に１４個のＯＦＤＭシンボルが含まれる場合、特定の搬送波周波数に対する位相補償値シーケンスは１４個のＯＦＤＭシンボルの各々に対する１４個の位相補償値からなる。送信端と受信端は１ｍｓ周期で適用される位相補償値シーケンスを搬送波周波数ごとに格納しておき、格納された位相補償値シーケンスを該当搬送波周波数に対する位相補償時に使用することができる。

＊具現２

具現１と同様に、具現２でも基本搬送波周波数f_base＝N_int＊１２８△fが位相リセットを容易に行うために、或いはＯＦＤＭシンボルの間の位相不一致の容易な解消のために使用される。ここで、項f_baseは(例えば、f_Txより小さいか又は等しい周波数のうち、或いはf_Txより大きいか又は等しい周波数のうち、或いはf_Txの両方の周波数のうち)１２８△fの整数倍である周波数のうち、f_XX(ここで、下付き文字XXは送信端ではTxであり、受信端ではRx)に最も近い周波数である。以下、f_baseがN_int＊１２８△f(ここで、N_intは整数)のように表現される。

比較すると、具現１では、搬送波周波数f_Txが自励発振器(即ち、アナログＯＳＣ)を用いた周波数アップ・コンバートに使用され、搬送波周波数f_Rxが自励発振器を用いた周波数ダウン・コンバートに使用される。

一方、具現２では、f_XX のうち、基本搬送波周波数f_base＝N_int＊１２８△fだけはアナログ端での周波数シフト(例えば、自励発振器により周波数シフト)を行うときに使用され、f_XX のうち、周波数差‘f_XX −N_int＊１２８△f’だけはデジタル端での周波数シフトを行ときに使用される。N_int＊１２８△fが自励発振器でアップ・コンバート／ダウン・コンバート周波数として使用されると、ＯＦＤＭシンボル間の位相遷移値が同一である(即ち、ＯＦＤＭシンボルの信号部分の開始で位相が同一である)。従って、N_int＊１２８△fが自励発振器でアップ・コンバート／ダウン・コンバート周波数として使用されると、位相補償のために毎ＯＦＤＭシンボルごとに位相遷移値を計算して適用する必要がない。

以下、デジタル端において‘f_XX −N_int＊１２８△f’だけを周波数シフトするときに使用されるモジュールによって、具現２を具現２−１及び具現２−２として説明する。

＊＊具現２−１

図６Ａ及び図６Ｂは本明細の具現２−１の例を示す図である。特に、図６Ａは具現２−１による送信端構造の一例を示し、図６Ｂは具現２−１による受信端構造の一例を示す。図６Ａ及び図６Ｂにおいて、t_lは時間ドメインでＯＦＤＭシンボルlの信号部分の開始位置を示し、

のように表現される。

数１７を用いて最終送信機信号を整理すると、送信機の送信信号は以下のように表現できる。

数２４の最後の行を参照すると、N_frac＝ｍｏｄｕｌｏ(N_Tx,１２８)はＩＦＦＴ式においてリソースのマッピング位置(即ち、副搬送波のマッピング位置)を変更する項である。即ち、

がＩＦＦＴ式に該当するが、ＩＦＦＴ式のうち、

項はＩＦＦＴに対するリソースのマッピング位置を示す。従って、各副搬送波の信号シンボルa_kがどの周波数に変調されるかが

によって決定される。

このように具現２−１では、ＩＦＦＴに対するリソースのマッピング位置をN_fracにより変更することにより、基底帯域信号が搬送波周波数f_Txのうち、f_Tx−N_int＊１２８△f(或いは△_offsetが０ではない場合には、f_Tx−N_int＊１２８△fの一部)だけ周波数−シフトされる。ＩＦＦＴはそれ自体で位相に対するリセット機能を有するので、ＩＦＦＴに対するリソースマッピング位置を変更して行われる周波数シフトはＯＦＤＭシンボル間の位相不一致を引き起こさない。数２４の最後の行における

は、ＬＴＥ上りリンクのＳＣ−ＦＤＭＡで行われる７.５ｋＨｚ周波数シフトのように(数１において１／２＊△fを参照)、毎シンボル単位でＣＰの開始或いは終了で信号の位相を一定値(例えば、０)にリセットしながら信号を△_offsetだけ周波数シフトする。

いくつかのシナリオにおいて、一般的には、非常に大きいサイズの周波数シフトをデジタルに具現することは容易ではない。しかし、△_offsetは小さい値であるので、△_offsetだけの周波数シフトはデジタルＯＳＣにより容易に具現できる。△_offsetだけの周波数シフトはＩＦＦＴの後に行われる。数２４の最後の行における

においてf_baseは、(例えば、f_Txより小さいか又は等しい周波数のうち、或いはf_Txより大きいか又は等しい周波数のうち、或いはf_Txの両方の周波数のうち)１２８△fの整数倍に該当する周波数のうち、f_Txに最も近い周波数である。例えば、周波数f_baseは△f＝１５ｋＨｚである場合には１.９２ＭＨｚの整数倍であり、△f＝３０ｋＨｚである場合には３.８４ＭＨｚの整数倍である。

はf_baseへのアップ・コンバート動作を示す。具現２−１において、f_baseだけの周波数シフトはアナログＯＳＣを用いて行われる。

上述した具現１は特定の数の複素値シーケンス(例えば、１２８或いは１２８＊３個の複素値シーケンス)のうちの１つを用いて位相補償を行うように位相補償機能を構成する。特に、具現１において、搬送波周波数f_Txへの周波数アップ・コンバートはアナログＯＳＣにより行われる。これに反して、具現２−１では、デジタルモジュールであるＩＦＦＴを用いた‘f_Tx−N_int＊１２８△f’の周波数シフトとアナログＯＳＣを用いたN_int＊１２８△fの周波数シフトによって実際の搬送波周波数f_Txへの周波数アップシフトが行われる。

図６Ａを参照すると、△_offsetを考慮すると、ＩＦＦＴ及びアップ・コンバートの機能に、さらに△_offsetに該当する周波数シフト動作が行われる。具現がこれに制約されることではないが、いくつかの具現において、△_offsetは＋／−５ｋＨｚの変動(ｖａｒｉａｎｃｅ)を有する。また周波数範囲ＦＲ２とＦＲ１(＞３ＧＨｚ)である場合、或いは周波数範囲ＦＲ１(＜３ＧＨｚ)において△_offset＝０である場合、さらなる動作(例えば、△_offsetによる周波数シフト)無しに周波数シフト動作が行われることもできる。この場合、図６Ａにおいて、

のように表示された周波数シフトモジュールは省略可能である。

受信端でもそれに相応する動作が設定される。以下、具現２による受信端動作について具体的に説明する。

数２０を用いて整理された最終送信機信号は以下のように与えられる。

数２５の最後の行について説明すると、

は、ＦＦＴ式においてリソースのデマッピング位置を変更する項である。即ち、ＦＦＴ式

において、項

はリソースのデマッピング位置、即ち、副搬送波のＯＦＤＭ基底帯域信号へのデマッピング位置に関する。言い換えれば、

は副搬送波のＦＦＴからの出力位置に関する。具現２−１ではＦＦＴに対するリソースのデマッピング位置をN_fracにより変更することにより周波数シフトが搬送波周波数f_Rxのうち、‘f_Rx−N_int＊１２８△f’(或いは△_offsetが０ではない場合には、‘f_Tx−N_int＊１２８△f’の一部)だけ行われる。ＦＦＴはそれ自体で位相に対するリセット機能を有するので、ＦＦＴに対するリソースデマッピング位置を変更して行われる周波数シフトはＯＦＤＭシンボル間の位相不一致を引き起こさない。数２５の最後の行における

は、ＬＴＥ上りリンクのＳＣ−ＦＤＭＡで行われる７.５ｋＨｚ周波数シフトのように(数１の１／２＊△fを参照)、毎シンボル単位でＣＰの開始或いは終了で信号の位相を一定値(例えば、０)にリセットしながら信号を△_offsetだけ周波数シフトする。

いくつかのシナリオにおいて、一般的には、非常に大きい周波数シフトをデジタルに具現することは容易ではない。しかし、△_offsetは小さい値であるので、△_offsetだけの周波数シフトはデジタルＯＳＣにより容易に具現できる。△_offsetだけの周波数シフトはＦＦＴの前に行われる。数２５の最後の行における

において周波数f_baseは、(例えば、f_Txより小さいか又は等しい周波数のうち、或いはf_Txより大きいか又は等しい周波数のうち、或いはf_Txの両方の周波数のうち)１２８△fの整数倍に該当する周波数のうち、f_Rxに最も近い周波数である。例えば、f_baseは△f＝１５ｋＨｚである場合には１.９２ＭＨｚの整数倍であり、△f＝３０ｋＨｚである場合には３.８４ＭＨｚの整数倍である。

はf_baseからのダウン・コンバート動作を示す。具現２−１において、f_baseだけの周波数シフトはアナログＯＳＣを用いて行われる。

具現１は特定の数の複素値シーケンス(例えば、１２８個或いは１２８＊３個の複素値シーケンス)のうちの１つを用いて位相補償を行うように位相補償機能を構成する。特に、具現１において搬送波周波数f_Rxからの周波数ダウン・コンバートはアナログＯＳＣにより行われる。

これに反して、具現２−１では実際搬送波周波数f_Rxからの周波数ダウンシフトがデジタルモジュールであるＦＦＴを用いた‘f_Rx−N_int＊１２８△f’の周波数シフトとアナログオシレーターを用いたf_base＝N_int＊１２８△fの周波数シフトにより行われる。

図６Ｂを参照すると、さらに△_offsetに該当する周波数シフト動作がＦＦＴ及びダウン・コンバート機能で行われる。また、ＦＲ２とＦＲ１(＞３ＧＨｚ)である場合、或いはＦＲ１(＜３ＧＨｚ)で△_offset＝０である場合には、周波数シフト動作がさらなる動作(例えば、△_offsetによる周波数シフト)なしに行われる。この場合、図６Ｂにおいて、

で表示された周波数シフトモジュールは省略できる。

＊＊具現２−２

具現２−１と同様に、具現２−２では搬送波周波数f_XX のうちのf_baseの周波数シフトはアナログＯＳＣを用いて行われる。但し、搬送波周波数f_XX のうち、‘f_XX − f_base’の周波数シフトはＩＦＦＴ／ＦＦＴを用いて行われる具現２−１とは異なり、具現２−２ではデジタルＯＳＣにより行われる。

例えば、デジタルＯＳＣによる周波数シフトはデジタルＯＳＣが信号にｃｏｓｉｎｅ値或いはｓｉｎｅ値を乗ずることにより行われる。この場合、デジタルＯＳＣは適切な技術、例えば、ｃｏｎｓｉｎｅ／ｓｉｎｅ値が格納されたメモリからｃｏｓｉｎｅ／ｓｉｎｅ値を読み取ること、或いはｃｏｓｉｎｅ／ｓｉｎｅ値を演算することにより、ｃｏｓｉｎｅ／ｓｉｎｅ値が得ることができる。特定の時点に信号の位相が一定の値になるようにするためには、例えば、デジタルＯＳＣが特定のサンプルについて読み取るメモリの住所を、位相値が一定の値になるようにするｃｏｎｓｉｎｅ／ｓｉｎｅ値を格納したメモリの住所になるように、デジタルＯＳＣを設定すればよい。或いはｃｏｓｉｎｅ／ｓｉｎｅ値をメモリから読み取ることではなく、演算するように具現されたデジタルＯＳＣである場合は、デジタルＯＳＣが位相値を特定の時点に所望の値に調整すればよい。即ち、デジタルＯＳＣは特定の時点／サンプルについて一定の位相値を有する周波数シフト値を格納したメモリ住所を読み取るように具現されるか、或いは特定の時点／サンプルについて位相値を上記一定の位相値に調整するように具現すればよい。従って、デジタルＯＳＣによる周波数シフトの場合、かかる具現はＯＦＤＭシンボル境界を基準として位相リセット機能を単純化することができる。かかるシナリオにおいて、いくつかの具現は送信端で位相の事前補償を行わなくてもよい。

参考として、上述したように、ＯＦＤＭシンボル間の位相不一致はＩＦＦＴ／ＦＦＴが適用される時間区間と自励発振器が駆動する時間区間とが異なるためであるといえる。アップ・コンバート／ダウン・コンバート周波数をアナログＯＳＣである自励発振器の代わりにデジタルＯＳＣに具現すると、ＯＦＤＭシンボルの境界で位相をリセットすることがもっと容易かつ簡便になる。しかし、搬送波周波数だけをデジタルＯＳＣでアップ・コンバート／ダウン・コンバートすることは、送信機と受信機が数ＧＨｚ単位で乗算(ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ)を行う必要があるので、非常に複雑になる。例えば、デジタルＯＳＣを用いて２ＧＨｚに／からのアップ・コンバート／ダウン・コンバートを行うためには、Ｎｙｑｕｉｓｔサンプリング整理(ｔｈｅｏｒｅｍ)によれば、少なくとも４ＧＨｚへのサンプリングが必要があるので、結局４ＧＨｚのサンプル単位で入力信号にアップ・コンバート／ダウン・コンバートのｃｏｓｉｎｅ／ｓｉｎｅ値を乗ずる動作を行うようにデジタルＯＳＣを具現しなければならない。このように多い数の乗算動作をデジタルモジュールで具現することは、いくつかのシナリオでは非常に複雑であり、送信機と受信機の製作費用が高くになる。従って、いくつかのシナリオでは、搬送波周波数の全体サイズがデジタルＯＳＣによりアップ・コンバート／ダウン・コンバートされない。

比較すると、具現２−１において、送信端はＲＦ端のＯＳＣ(即ち、自励発振器)によってf_baseに該当する周波数にアップ・コンバートする過程と、f_frac(或いは‘f_Tx − f_base’)を用いてＩＦＦＴでリソースマッピングの位置を定める過程を行うように構成される。△_offset＝０ではない場合、具現２−１による送信端は△_offsetのためにデジタルＯＳＣを用いてＯＦＤＭシンボル単位で(例えば、ＣＰが終了した時点にゼロ位相を有するように)位相をリセットする過程をさらに行うように構成される。具現２−１のいくつかのシナリオにおいて、基底帯域で出力される信号はf_frac値(或いは‘f_Tx −f_base’値)によってＤＣを基準として非対称になることができる。これは送信機でＩＦＦＴの出力後に(或いは受信機でＦＦＴの入力前に)フィルタリングなどによりスペクトルの効率性を制約することができる。例えば、ＩＦＦＴの出力(又はＦＦＴの入力)のうちの一部が送信機(又は受信機)のフィルタリンク領域から離れてフィルタリングによる帯域の縁部で信号歪みを引き起こすことができる。

従って、この問題を解決するために、いくつかのシナリオではＩＦＦＴのリソースマッピングの位置によりf_frac(或いは‘f_Tx−f_base’)に対応する周波数アップ・コンバート(即ち、周波数アップシフト)及び位相リセット機能を具現する具現２−１の送信端動作を修正することが求められる。

これにより、図６Ａの周波数シフト、即ち、デジタルＯＳＣを用いた△_offsetだけの周波数シフトの場合と同様に、ここで説明する具現２−２では送信端でf_frac(或いは‘f_Tx −f_base’)だけの周波数に対する周波数シフト及び位相リセット機能がデジタルＯＳＣで構成される。

以下、シナリオの例について図７Ａ及び図７Ｂを参照しながら説明する。

図７Ａ及び図７Ｂは本明細の具現２−１によるリソースマッピングと本明細の具現２−２によるリソースマッピングの例を示す図である。特に、図７Ａは具現２−１によるリソースマッピング及びアップ・コンバートの例を示し、図７Ｂは具現２−２によるリソースマッピング及びアップ・コンバートの例を示す図である。

図７Ａの左側部を参照すると、いくつかの無線通信システムにおいて、ＯＦＤＭシンボル内の副搬送波の情報シンボル

(ここで、kは副搬送波インデックス)はＩＦＦＴモジュールにマッピングされ、ＩＦＦＴモジュールにマッピングされた情報シンボルはＩＦＦＴモジュールの中心或いはＤＣを基準として(略)対称的に分布する。

一方、図７Ａの右側部を参照すると、本明細の具現２−１において

のＩＦＦＴへのマッピング位置を、例えば、N_fracだけ変更する。図７Ａの右側部のように、ＩＦＦＴのリソースマッピング位置が変更されるシナリオでは、ＩＦＦＴの出力のうち、送信機のフィルタリンク領域を超える部分が発生する可能性がある。ＩＦＦＴの出力のうち、フィルタリンク領域を離れた部分はフィルタリングが行われないので、帯域の縁部(ｂａｎｄ ｅｄｇｅ)で信号が歪む問題が発生する可能性がある。

この問題を解決するために、具現２−２は図７Ｂに示すように、ＩＦＦＴのリソースマッピング位置を変更しない状態で、ＩＦＦＴの出力について(フィルタリング機能があればフィルタリンクを行った後に)f_frac＋△_offset(即ち、‘f_Tx−f_base’)だけデジタルＯＳＣにより周波数位置を所望の位置に変更する。

図８Ａ及び図８Ｂは本明細の具現２−２の例を示す図である。特に、図８Ａは具現２−２による送信端構造の一例を示し、図８Ｂは具現２−２による受信端構造の一例を示す。図８Ａ及び図８Ｂにおいてt_lは時間ドメインでＯＦＤＭシンボルlの信号部分の開始位置を示し、

のように表現される。

まず図８Ａを参照すると、具現２−２による送信機はf_Txだけ周波数アップ・コンバートを行うために、f_Txのうち、f_baseに該当する周波数についてはＲＦ端でのオシレーター(即ち、アナログＯＳＣ)によってアップ・コンバートを行い、f_frac＋△_offset(即ち、‘f_Tx−f_base’)に該当する周波数についてはデジタルＯＳＣによりＯＦＤＭシンボル単位で周波数アップ・コンバート及び(例えば、ＣＰが終了する時点にゼロ位相を有するように)位相リセットを行う。後述するように、具現２−２による送信端動作は受信端でも同様の方式で行われる。

図８Ｂを参照すると、具現２−２による受信機はf_Rxだけ周波数ダウン・コンバートを行うために、f_Rxのうち、f_baseに該当する周波数についてはＲＦ端でのオシレーター(即ち、アナログＯＳＣ)によってダウン・コンバートを行い、f_frac＋△_offset(即ち、‘f_Rx−f_base’)に該当する周波数についてはデジタルオシレーターによってＯＦＤＭシンボル単位で周波数ダウン・コンバート及び(例えば、ＣＰが終了する時点にゼロ位相を有するように)位相リセットを行う。

比較すると、具現２−１において、受信端はＲＦ端のオシレーター(即ち、自励発振器)によってf_baseに該当する周波数を有してダウン・コンバートする過程と、f_frac(或いは‘f_Rx − f_base’)を用いてＦＦＴでリソースデマッピングの位置を定める過程を行うように構成される。△_offsetの値が０ではない場合、具現２−１による受信端は△_offsetのためにデジタルＯＳＣを用いてＯＦＤＭシンボル単位で(ＣＰが終了する時点にゼロ位相を有するように)位相をリセットする過程を行うことができる。具現２−１のいくつかのシナリオでは、ＲＦダウン・コンバート段階で出力される信号はf_frac値(或いは‘f_Rx−f_base’値)によってＤＣを基準として非対称の程度が大きい。これは、受信機のダウン・コンバート出力端でフィルタリングすることにより、スペクトルの効率を制限する可能性がある。

従って、この問題を解決するために、ＦＦＴのリソースデマッピング(ｄｅ−ｍａｐｐｉｎｇ)の位置により、f_frac(或いは‘f_Rx −f_base’)に対応する周波数ダウン・コンバート(即ち、周波数ダウンシフト)及び位相リセット機能を具現する具現２−１の受信端動作を変更することが求められる。

これにより、図６Ｂでの周波数シフト、即ち、△_offsetだけをデジタルＯＳＣで周波数シフトすることと同様に、具現２−２では、受信端でf_frac(或いは‘f_Rx−f_base’)だけの周波数に対する周波数シフト及び位相リセット機能がデジタルＯＳＣで構成される。この時、周波数ダウン・コンバート及び位相リセットに使用される周波数f_frac(或いは‘f_Rx−f_base’)は、具現１と同様に、１２８(或いは周波数帯域によって△_offsetが０ではない場合には１２８＊３)種類があり得る。

＊具現３

図９Ａ乃至図９Ｃは本明細の具現３の例を示す図である。特に、図９Ａは具現３による送信端構造の一部の例を示しており、図９Ｂ及び図９Ｃは具現３による受信端構造の一部の例を示している。

数２４は以下のように変形可能である。

数２６の最後の行に基づいて、本明細の具現３を説明する。具現３と具現２−１は以下の点で類似する。例えば、N_frac＝ｍｏｄｕｌｏ(N_Tx,１２８)は具現３で具現２−１のような役割をする。図９Ａを参照すると、項N_frac＝ｍｏｄｕｌｏ(N_Tx,１２８)はＩＦＦＴ式においてリソースのマッピング位置(即ち、副搬送波のマッピング位置)を変更する項である。具現２−１で説明したように、

がＩＦＦＴ式に該当する。ＩＦＦＴ式において、

はＩＦＦＴに対するリソースのマッピング位置を示す。

数２６の最後の行における

を参照すると、具現３と具現２−１は以下のような差を有する。

において周波数f_baseは、(例えば、f_Txより小さいか又は等しい周波数のうち、或いはf_Txより大きいか又は等しい周波数のうち、或いはf_Txの両方の周波数のうち)１２８△fの整数倍に該当する周波数のうち、f_Txに最も近い周波数である。例えば、周波数f_baseは△f＝１５ｋＨｚである場合には１.９２ＭＨｚの整数倍と同一であり、△f＝３０ｋＨｚである場合には３.８４ＭＨｚ、△f＝６０ｋＨｚである場合には７.６８ＭＨｚの整数倍と同一であり、△f＝１２０ｋＨｚである場合には１５.３６ＭＨｚの整数倍と同一である。周波数f_baseはN_int＊１２８△f(ここで、N_intは整数)のように表現される。

はf_baseに△_offsetを加えた周波数(即ち、f_base＋△_offset)へのアップ・コンバート動作を示し、アナログＯＳＣにより処理される。アナログＯＳＣにより処理される△_offsetは、毎シンボルごとに位相不連続を引き起こすことができるので、いくつかの具現において具現３の送信端は△_offsetについて

を用いた位相補償を行う。

比較すると、具現２は△_offsetだけの周波数シフトのためにサンプル単位で位相を回転(即ち、位相をシフト)させることにより、サンプル単位で周波数をシフトする。即ち、具現２はサンプル単位で位相を回転するために、サンプル単位で導き出された複素値を活用する。具現２に比べて、図９Ａに示したように、具現３はＯＦＤＭシンボル単位で固定された複素値をＩＦＦＴの出力に乗じればよい。

さらに比較すると、具現１は全ての利用可能な搬送波周波数の候補について位相補償のために、１２８個或いは１２８＊３個の複素値シーケンスを活用する。即ち、具現１は各々の搬送波周波数についてシンボルごとに１２８個或いは１２８＊３個の複素値の１つを活用するので、具現１は搬送波周波数による位相補償のために１２８個或いは１２８＊３個の複素値シーケンスを活用する。一方、具現３ではf_fracだけの周波数シフトをＩＦＦＴへのリソースマッピング位置を変更することにより行うので、f_fracについては１２８個或いは１２８＊３個の複素値シーケンスを活用せず、アナログアップ周波数変換により具現される△_offsetに対する位相補償のみを行えばよい。従って、具現３では△_offset＝−５ｋＨｚ又は△_offset＝５ｋＨｚに位相補償のみを行えばよいので、△_offset＝＋／−５ｋＨｚに対する位相補償のために、２つの複素値シーケンスのみを活用する。負の周波数は正の周波数の反対位相進行に該当するので、具現３は実際には位相補償のために１つの複素値シーケンスのみを活用する。いくつかの具現において、周波数範囲ＦＲ２とＦＲ１(＞３ＧＨｚ)である場合、或いは周波数範囲ＦＲ１(＜３ＧＨｚ)で△_offset＝０である場合は、具現２の場合と同様に、ＩＦＦＴとアップ・コンバート以外にはさらなる動作(例えば、△_offsetによる周波数シフト)無しに搬送波周波数へのアップ・コンバート機能を構成できる。

具現３は送信端だけではなく、受信端にも適用できる。数２５は以下のように変形可能である。

数２７の最後の行に基づいて、本明細の具現３を説明する。具現３と具現２−１は以下のような点で類似する。例えば、N_frac＝ｍｏｄｕｌｏ(N_Rx,１２８)は具現３及び具現２−１の両方で同一の役割をする。図９Ｂ及び図９Ｃを参照すると、N_frac＝ｍｏｄｕｌｏ(N_Rx,１２８)はＦＦＴ式でリソースのデマッピング位置(即ち、副搬送波へのデマッピング位置)を変更する項である。具現２−１で説明したように、

がＦＦＴ式に該当する。ＦＦＴ式のうち、

はＦＦＴによるリソース(例えば、副搬送波)のデマッピング位置を示す。このように、

項は副搬送波のＦＦＴからの出力位置に関する。

数２７の最後の行における

を参照すると、具現３と具現２−１は以下のような差を有する。

において周波数f_baseは、(例えば、f_Txより小さいか又は等しい周波数のうち、或いはf_Txより大きいか又は等しい周波数のうち、或いはf_Txの両方の周波数のうち)１２８△fの整数倍に該当する周波数のうち、f_Rxに最も近い周波数である。周波数f_baseはN_int１２８△f(ここで、N_intは整数)のように表現される。

はf_baseに△_offsetを加えた周波数だけのダウン・コンバート動作を示し、アナログＯＳＣにより処理される。アナログＯＳＣにより処理される△_offsetは、毎シンボルごとに位相不連続を引き起こすことができるので、具現３の受信端は

を用いた位相補償を行う。図５Ｂ及び図５Ｃと同様に、

を用いた位相補償は、図９Ｂに示したように、ＦＦＴの前に行われることもでき、図９Ｃに示したように、ＦＦＴの後に行われることもできる。これらの例において、図９Ｂ及び図９Ｃは△_offsetに対する位相補償が行われる位置のみが異なり、それ以外の受信機の動作／機能は同一である。

比較すると、具現２は△_offsetだけの周波数シフトのためにサンプル単位で位相を回転することにより、サンプル単位で周波数をシフトする。即ち、具現２ではサンプル単位で位相を回転するために、サンプル単位で導き出される複素値を具現する。一方、具現３ではＯＦＤＭシンボル単位で固定された複素値をＦＦＴへの入力に乗じればよい。

また比較すると、具現１は全ての利用可能な搬送波周波数の候補について位相補償のために、１２８個或いは１２８＊３個の複素値シーケンスを活用する。即ち、具現１は各々の搬送波周波数についてシンボルごとに１２８個或いは１２８＊３個の複素値の１つを活用するので、搬送波周波数による位相補償のために１２８個或いは１２８＊３個の複素値シーケンスを活用する。一方、具現３ではf_fracだけの周波数シフトをＦＦＴからのリソースデマッピング位置を変更することにより行うので、f_fracについては１２８個或いは１２８＊３個の複素値シーケンスを活用せず、アナログダウン周波数変換により具現される△_offsetに対する位相補償のみを行えばよい。従って、具現３では△_offset＝＋／−５ｋＨｚに対する位相補償のために、＋／−５ｋＨｚに該当する２つの複素値シーケンスのみを活用する。また負の周波数は正の周波数の反対位相進行に該当するので、具現３は実際には位相補償のために１つの複素値シーケンスのみを活用する。また周波数範囲ＦＲ２とＦＲ１(＞３ＧＨｚ)である場合、或いは周波数範囲ＦＲ１(＜３ＧＨｚ)において△_offset＝０である場合には、具現２と同様に、ＦＦＴとダウン・コンバート以外には更なる動作(例えば、△_offsetによる周波数シフト)無しに搬送波周波数からのダウン・コンバート機能を構成できる。

上記具現(具現１、具現２及び具現３)は、基本的に位相不連続に対する位相補償が送信端の搬送波周波数f_Txと受信端の搬送波周波数f_Rxの各々について行われるシナリオについて説明している。しかし、数１６を参照すると、究極的に位相補償はf_Tx−f_Rxに該当する位相不連続(即ち、位相不一致)を補正することに該当する。f_Tx及びf_Rxは副搬送波の位置(例えば、副搬送波間隔の整数倍)に該当するので、位相補償は△_offsetが０にみなされるシナリオでも行われる。例えば、△_offsetが実際には０ではない時にも△_offsetを０とみなすことは、△_offsetに対する位相補正／補償を行わないシナリオに該当する。このように本明細の具現は、△_offsetが０にみなされる場合にも適用できる。△_offsetが０にみなされると、搬送波周波数で△_offsetを除いた周波数サイズについてのみ位相補償が各々送信端と受信端で行えばよい。位相補償項において△_offsetが０にみなされるシナリオでは、f_Tx＝N_Tx＊△fであるので、数１６の最後の行で位相補償に該当する項

及び

は各々以下のように表現できる。

数２８において、以下の式が維持される：f_Tx＝N_Tx＊△f＋△_offset＝N_int＊１２８△f＋ N_frac＊△f＋△_offset＝f_base＋N_frac＊△f＋△_offset＝f_base＋f_frac＋△_offset。数２９において、以下の式が維持される：f_Rx＝N_Rx＊△f＋△_offset＝N_int＊１２８△f＋N_frac＊△f＋△_offset＝f_base＋N_frac＊△f＋△_offset＝f_base＋f_frac＋△_offset。△_offsetを０とみなして行われる本明細によるＯＦＤＭシンボル信号の生成／復元は、△_offsetを０とみなして△_offsetに対する位相補償が行われない点を除くと、上述した具現１、具現２−１、具現２−２のように適用される。

このようなシナリオにおいて、具現１ａ、具現２−１ａ、具現２−２ａ及び具現３ａの各々に対応する具現１、具現２−１、具現２−２及び具現３が以下のように具現される。

＊具現ａ１

具現１の送信端関連の数１９を再度記載すると、以下の通りである。

具現１の位相補償項は

により与えられるが、△_offsetを考慮しない具現ａ１の位相補償項は

により与えられる。

具現１の受信端関連の数２２及び数２３のうち、図２３を再度記載すると、以下の通りである。

具現１の位相補償項は

により与えられるが、具現ａ１の位相補償項は△_offsetが考慮されないシナリオにおいて

により与えられる。

具現１の位相補償は、△_offsetが−５ｋＨｚ、０或いは＋５ｋＨｚである周波数帯域については１２８＊３個の複素値シーケンスのうちの１つを用いて行われる。逆に、具現ａ１の位相補償は、△_offsetとは関係なく、１２８個の複素値シーケンスのうちの１つを用いて行われる。具現ａ１では、△_offsetに対する周波数シフトがアナログ自励発振器により行われても、△_offsetにより引き起こされる位相不一致を補正するための位相補償が行われない。

＊具現ａ２−１

図１０Ａ及び図１０Ｂは本明細の具現ａ２−１の例を示す図である。特に、図１０Ａは具現ａ２−１による送信端構造の一部の例を示しており、図１０Ｂは具現ａ２−１による受信端構造の一部の例を示している。

△_offsetを除いた項目のみについて位相補償が行われることを考慮して、具現２−１の送信端関連の数２４は以下のように変形可能である。

数３２の１行目は数２４の１行目のf_Txにf_base＋f_frac＋△_offsetを代入して得られる。数３２から分かるように、具現ａ２−１の位相補償は、ＩＦＦＴ式である

においてリソースのマッピング位置を変更すること

と、f_baseに△_offsetを加えて得られる周波数(即ち、f_base＋△_offset)へのアップ・コンバート

を行うことにより行われる。ここで、f_baseは(例えば、f_Txより小さいか又は等しい周波数のうち、或いはf_Txより大きいか又は等しい周波数のうち、或いはf_Txの両方の周波数のうち)１２８△fの整数倍に該当する周波数のうち、f_Txに最も近い周波数である。結論として、△_offsetに対する位相補償が行われない場合、図１０Ａに示されたように、ＩＦＦＴに対するリソースマッピングシフトと(アナログＯＳＣを用いた)アップ・コンバートのみで搬送波周波数へのアップ・コンバートが行われる。具現ａ２−２では、△_offsetに対する周波数シフトがアナログ自励発振器により行われても、△_offsetが０とみなされ、即ち、△_offsetに対する位相補正／補償が行われない。

これと同様に、△_offsetを除いた項目のみについて位相補償が行われることを考慮して、具現２−１の受信端に関連する数２５は以下のように変形することができる。

数３３の１行目は数２５の１行目のf_Rxにf_base＋f_frac＋△_offsetを代入して得られる。数３３から分かるように、上述したように、具現２−１ａの位相補償は、ＦＦＴ式の

においてリソースのデマッピング位置を変更すること

と、f_baseに△_offsetを加えて得られる周波数(即ち、f_base＋△_offset)によるダウン・コンバート

を含む。ここで、f_baseは(例えば、f_Txより小さいか又は等しい周波数のうち、或いはf_Txより大きいか又は等しい周波数のうち、或いはf_Txの両方の周波数のうち)１２８△fの整数倍に該当する周波数のうち、f_Txに最も近い周波数である。結論として、△_offsetに対する位相補償が行われない場合、図１０Ｂに示されたように、位相補償の機能はＦＦＴに対するリソースデマッピングシフトと(アナログＯＳＣを用いた)ダウン・コンバートにより行われる。

＊具現ａ２−２

図１１Ａ及び図１１Ｂは本明細の具現ａ２−２の例を示す図である。特に、図１１Ａは具現ａ２−２による送信端構造の一例を示し、図１１Ｂは具現ａ２−２による受信端構造の一例を示す。図１１において、t_lは時間ドメインにおいてＯＦＤＭシンボルlの信号部分の開始位置を示し、

のように表現される。

具現ａ２−２において、送信端の一部を示す図１１Ａを参照すると、オフセット△_offsetが０にみなされ、即ち、△_offsetに対する位相補正／補償が行われない。即ち、アナログ自励発振器を用いてf_base＋△_offsetだけの周波数シフトが行われても、△_offsetに対する位相補正／補償は行われない。

比較すると、具現ａ２−１では送信端でf_baseと△_offsetに該当する周波数はＲＦ端のＯＳＣ(自励発振器)によるアップ・コンバート過程に使用され、f_fracに該当する部分はＩＦＦＴに対するリソースマッピング位置を定める過程に使用される。しかし、具現ａ２−１のいくつかのシナリオでは、基底帯域で出力される信号の非対称の程度がf_frac値によってＤＣを基準として大きくなる。これは送信機でＩＦＦＴの出力後(或いは受信機でＦＦＴの入力前)にフィルタリングなどによりスペクトルの効率性を制限することができる。

従って、この問題を解決するために、いくつかのシナリオでは、ＩＦＦＴのリソースマッピング位置を調節することにより、f_fracへの周波数アップ・コンバート(即ち、f_fracだけの周波数アップシフト)及び位相リセット機能を具現する具現ａ２−１の送信端動作を変更することが必要である。

これにより、具現ａ２−２では送信端でf_fracだけの周波数シフト及び位相リセット機能がデジタルＯＳＣにより具現される。図１１Ａに示したように、f_Txだけの周波数アップ・コンバートのために、具現ａ２−２はf_Tx のうち、f_baseと△_offsetに該当する周波数はＲＦ端での自励発振器によるアップ・コンバートに使用され、f_fracはデジタルＯＳＣによるＯＦＤＭシンボルごとの周波数アップ・コンバート及び(例えば、ＣＰが終了した時点にゼロ位相を有するように)位相をリセットするときに使用される。

具現ａ２−２において受信端の一部を示す図１１Ｂを参照すると、△_offsetが０にみなされ、即ち、△_offsetに対する位相補正／補償が行われない。言い換えれば、アナログ自励発振器によりf_base＋△_offsetだけの周波数シフトを行っても、△_offsetに対する位相補正／補償は行われない。

比較すると、具現ａ２−１において受信端ではf_baseと△_offsetに該当する周波数はＲＦ端のＯＳＣ(自励発振器)によるダウン・コンバート過程に使用され、f_fracに該当する部分はＦＦＴに対するリソースデマッピングの位置を定める過程で使用される。しかし、具現ａ２−１のいくつかのシナリオでは、ダウン・コンバートで出力される信号(即ち、ＲＦ出力)の非対称程度がf_frac値によってＤＣに基づいて増大することができる。これは受信機でダウン・コンバートの出力後(或いは受信機でＦＦＴの入力前)にフィルタリングなどによりスペクトルの効率性を制約することができる。

従って、この問題を解決するために、いくつかのシナリオでは、ＦＦＴのリソースデマッピング位置を調節することにより、f_fracに対応する周波数ダウン・コンバート(即ち、周波数ダウンシフト)及び位相リセット機能を具現する具現ａ２−１の受信端動作を変更することが必要である。

このために、具現ａ２−２では受信端でf_fracだけの周波数に対する周波数シフト及び位相リセット機能がデジタルＯＳＣにより実現される。図１１Ｂに示したように、f_Rxだけの周波数ダウン・コンバートのために、具現ａ２−２はf_Rxのうち、f_baseと△_offsetに該当する周波数はＲＦ端での自励発振器(即ち、アナログＯＳＣ)によるダウン・コンバートに使用され、f_fracはデジタルＯＳＣによるＯＦＤＭシンボルごとの周波数ダウン・コンバート及び(例えば、ＣＰが終了する時点にゼロ位相を有するように)位相をリセットするときに使用される。

以下、具現１、具現２及び具現３について簡略に整理する。

具現１は位相補償のために１２８個の補償値シーケンス或いは３つの△_offsetがある場合には１２８＊３個の補償値シーケンスを予め定めておき、各々のＯＦＤＭシンボルについて、予め定められた１２８個或いは１２８＊３個の補償値シーケンスのうち、該当搬送波周波数のための１つの補償値シーケンスを用いて該当ＯＦＤＭシンボルでの位相補償を行う。

具現２の場合、具現２−１と具現２−２の両方で１２８△fの整数倍が基本搬送波周波数f_baseとして使用され、周波数上り／ダウンシフトがＲＦ端で自励発振器によりf_baseだけ行われる。具現２において送信端はf_Txとf_baseの周波数差をＩＦＦＴに対するリソースマッピングで補償するか(具現２−１)、又はＩＦＦＴの後にデジタルＯＳＣを用いた周波数シフトにより補償する(具現２−２)。具現２の受信端はf_Rxとf_baseの周波数差をＦＦＴに対するリソースデマッピングで補償するか(具現２−１)、又はＦＦＴの前にデジタルＯＳＣを用いた周波数シフトにより補償する(具現２−２)。

具現３は具現２と類似するが、△_offsetだけの周波数シフトのためにサンプル単位で位相をリセットする具現２とは異なり、具現３はＯＦＤＭシンボルごとに△_offsetに対する位相補償を行う。

図１２は本明細の他の使用例を示す図である。

上述したように、ＯＦＤＭシンボルの間の位相不一致を防止するために、或いは容易な位相補償のために、１２８△fの整数倍に該当する周波数がＯＦＤＭシンボル信号の生成或いはＯＦＤＭシンボル信号の復元過程でアナログオシレーターに使用される。複数のニューマロロジーが支援される周波数帯域のニューマロロジーが変更される場合、例えば、周波数帯域の副搬送波間隔(ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ ｓｐａｃｉｎｇ、ＳＣＳ)が３０ｋＨｚから１５ｋＨｚに変わる場合、或いはその逆に変わる場合、図１２に示したように、１２８△fの整数倍になる周波数が不一致することができる。例えば、△f＝３０ｋＨｚであるとき、搬送波周波数f_Txと最も近い１２８△fの整数倍に該当する周波数f_base,１とする(ここで、f_base,１＝N_int,１＊１２８△f ｆｏｒ △f＝３０ｋＨｚ)。f_Txと同一の周波数帯域について、副搬送波間隔が△f＝３０ｋＨｚから△f＝１５ｋＨｚに変更される場合、△f＝１５ｋＨｚである時にアップ・コンバート周波数f_Txと最も近い１２８△fの整数倍に該当する周波数f_base,０(ここで、f_base,０＝N_int,０＊１２８△f ｆｏｒ △f＝１５ｋＨｚ)とf_base,１とに差△f_baseが発生することができる。或いは副搬送波間隔の変化によってアップ・コンバート／ダウン・コンバート周波数が△f_baseだけ変わることもできる。この場合、本明細において送信機と受信機はＲＦ再チューニングを行う代わりに、上述した本明細の具現２を用いて、△f_baseをデジタルオシレーター或いはＩＦＦＴ／ＦＦＴリソースマッピング／デマッピングを用いて補うことができる。

図１３Ａ及び図１３Ｂは本明細による送信機構造及び受信機構造の例を示す図である。上述した本明細の送信端構造と受信端構造は図１３Ａ及び図１３Ｂの基本構造に基づいて説明する。

図１３Ａを参照すると、送信機では、例えば、標準で定義した信号生成技法によって入力されたビットシーケンスについてシンボル(以下、情報シンボル)の生成が行われる。送信機はこのように生成された情報シンボルをＩＦＦＴの入力端で、送信しようとする帯域に合わせて、適切なリソースマッピング(即ち、副搬送波マッピング)を行い、周波数軸信号を時間軸信号に変換するためのＩＦＦＴをリソースマッピングされた情報シンボルについて行う。送信機はＯＦＤＭシンボル間の干渉緩和／回避のためのＣＰをＩＦＦＴ出力に挿入する。参考として、図５Ａ乃至図１１ＢにはＩＦＦＴ／ＦＦＴがリソースマッピング／デマッピング及びＣＰ付着(ａｔｔａｃｈ)／着脱(ａｔｔａｃｈ)機能を含むことが示されているが、図１３に示したように、ＣＰ付着／着脱がＦＦＴ／ＩＦＦＴと分離されて具現されることもできる。ＩＦＦＴとＣＰ付着を経て生成された信号について搬送波周波数にアップ・コンバートする前に、送信機はスペクトル特性を満たせるためのフィルタリング或いはウィンドウイング(ｗｉｎｄｏｗｉｎｇ)を行うこともできるが、フィルタリング或いはウィンドウイングはＲＦ機器の特性によって必ず具現すべき機能ではない。ＩＦＦＴとＣＰ付着を経て生成された信号或いはＩＦＦＴ、ＣＰ付着(及びフィルタリング／ウィンドウイング)を経て生成された信号を所定の搬送波周波数を使用して送信するために、送信機は信号に対し所定の搬送波周波数へのアップ・コンバートを行う。一般的に、アップ・コンバートはデジタル信号をアナログ信号に変換するためのデジタル−ｔｏ−アナログコンバーター(ｄｉｇｉｔａｌ−ｔｏ−ａｎａｌｏｇ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ、ＤＡＣ)、搬送波周波数を生成するためのオシレーター及びＰＬＬ(Ｐｈａｓｅ−ｌｏｃｋｅｄ ｌｏｏｐ)、基底帯域信号を所望の搬送波周波数に移すミキサーなどを用いて行われる。その後、送信機は周波数アップ・コンバートされた信号をアナログフィルター、増幅器(ａｍｐｌｉｆｉｅｒ)及びアンテナにより外部に送信する。

送信機において、デジタル−ｔｏ−アナログコンバーターに入力される信号はデジタル信号であり、デジタル−ｔｏ−アナログコンバーターで出力される信号はアナログ信号であるので、デジタル−ｔｏ−アナログコンバーター前の信号処理に使用される送信機モジュールはデジタルモジュールであり、デジタル−ｔｏ−アナログコンバーター後の信号処理に使用される送信機モジュールはアナログモジュールであるといえる。

受信機では送信機の逆過程に該当する動作を行う。受信機の動作を見ると、まず送信機が伝達した信号は受信機のアンテナ、増幅器及びアナログフィルターにより受信される。図１３Ｂを参照すると、受信機は受信信号についてダウン・コンバートを行う。一般的には、ダウン・コンバートはアナログ信号をデジタル信号に変換するためのアナログ−ｔｏ−デジタルコンバーター(ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−ｄｉｇｉｔａｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ、ＡＤＣ)、搬送波周波数を生成するためのオシレーター及びＰＬＬ、搬送波周波数で受信された信号を基底帯域信号に移すミキサーなどを用いて行われる。受信機はこのように基底帯域に伝達された信号をスペクトル特性に合うようにフィルタリングする。フィルタリングはＲＦ機器特性によっては具現されないこともできる。受信機は(フィルタリングされた或いはフィルタリングされていない)基底帯域信号について予め測定したタイミング情報に合わせてＣＰを着脱する動作を行い、ＣＰが着脱された信号を時間軸信号を周波数軸信号に変換するＦＦＴにより周波数軸信号に変換する。ＦＦＴ関数は全体周波数軸の信号のうち、受信機で伝達された信号のみを導き出すためのリソースデマッピング機能を含む。受信機は送信機が送信した信号を、チャネル上に歪まれた部分を補償するシンボル復旧(ｒｅｃｏｖｅｒｙ)過程により、リソースデマッピングされた信号から復旧し、特定の信号生成技法、例えば、通信標準が定義した信号生成技法に対するデコーディング過程を行って最終信号(ビットシーケンス)を得る。チャネル上で歪まれた部分を補償する過程及びデコーディング過程がいずれもシンボル復旧過程に該当する。

受信機でアナログ−ｔｏ−デジタルコンバーターに入力される信号はアナログ信号であり、アナログ−ｔｏ−デジタルコンバーターで出力される信号はデジタル信号であるので、アナログ−ｔｏ−デジタルコンバーター前の信号処理に使用される受信機モジュールはアナログモジュールであり、アナログ−ｔｏ−デジタルコンバーター後の信号処理に使用される受信機モジュールはデジタルモジュールであるといえる。

図１３Ａ及び図１３Ｂには示されていないが、送信機と受信機は本明細による動作を行うように構成されたデジタルオシレーターを含む。

図１４は本明細を具現するための送信装置１０及び受信装置２０の構成要素の例を示すブロック図である。

送信装置１０及び受信装置２０は各々、情報及び／又はデータ、信号、メッセージなどを運ぶ無線信号を送信又は受信できる無線周波数(ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ、ＲＦ)ユニット１３、２３、無線通信システム内の通信に関連する各種情報を貯蔵するメモリ１２、２２、ＲＦユニット１３、２３及びメモリ１２、２２などの構成要素と動作的に連結されて、上記構成要素を制御し、該当装置が上述した本明細の具現のいずれか１つを行うように、メモリ１２、２２及び／又はＲＦユニット１３、２３を制御するプロセッサ１１、２１を含む。

メモリ１２、２２は、プロセッサ１１、２１の処理及び制御のためのプログラムを貯蔵し、入出力される情報を臨時貯蔵する。メモリ１２、２２はバッファーとして活用されることもできる。

通常、プロセッサ１１、２１は、送信装置又は受信装置内の各種モジュールの全般的な動作を制御する。特に、プロセッサ１１、２１は、本明細を行うための各種制御機能を行う。プロセッサ１１、２１はコントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータなどとも呼ばれる。プロセッサ１１、２１は、ハードウェア又はファームウェア(ｆｉｒｍｗａｒｅ)、ソフトウェア又はこれらの結合により具現できる。ハードウェアを用いて本明細を具現する場合、本明細を行うように構成されたＡＳＩＣｓ(ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔｓ)又はＤＳＰＳ(ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒｓ)、ＤＳＰＤｓ(ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｄｅｖｉｃｅｓ)、ＰＬＤｓ(ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｌｏｇｉｃ ｄｅｖｉｃｅｓ)、ＦＰＧＡｓ(ｆｉｅｌｄ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙｓ)などがプロセッサ１１、２１に備えられる。いくつかの具現において、ファームウェアやソフトウェアを用いて本明細が具現される場合は、本明細の機能又は動作を行うモジュール、手順又は関数などを含むようにファームウェアやソフトウェアが構成され、本明細を行うように構成されたファームウェアやソフトウェアはプロセッサ１１、２１内に備えられるか、又はメモリ１２、２２に格納されてプロセッサ１１、２１により駆動される。

本明細のいくつかのシナリオにおいて、本明細に記載された機能、過程、及び／又は方法は、プロセッシングチップ(プロセッシング装置とも称される)により具現されることもできる。プロセッシングチップはチップ上のシステム(ｓｙｓｔｅｍ ｏｎ ｃｈｉｐ、ＳｏＣ)である。プロセッシングチップはプロセッサ１１、２１及びメモリ１２、２２を含み、送信装置１０又は受信装置２０に取り付け、設置又は連結される。プロセッシングチップは、ここに説明された方法及び／又は処理のうちのいずれか１つを行い、又はかかる方法及び／又は手順がプロセッシングチップが装置、設定又は連結される通信装置により行われるように制御する。プロセッシングチップ内のメモリ１２、２２はプロセッサにより実行されると、プロセッサ１１、２１に本明細に記載の機能、方法又は処理のうちのいずれか又は情報を行うようにする指示を含むソフトウェアコードを格納するように構成される。プロセッシングチップ内のメモリ１２、２２は、プロセッシングチップのプロセッサにより生成された情報、データ又は信号、或いはプロセッシングチップのプロセッサ１１、２１により復元又は得られたデータ又は信号を格納又はバッファリングする。情報、データ又は信号の送信或いは受信を含む１つ以上の処理がプロセッシングチップのプロセッサ１１、２１により、又はプロセッシングチップのプロセッサ１１、２１の制御下で行われる。例えば、プロセッシングチップに動作可能に連結又はカップリングされるＲＦユニット１３、２３は、プロセッシングチップのプロセッサ１１、２１の制御下で情報又はデータを含む信号を送信又は受信することができる。

送信装置１０に取り付け、設置又は連結されるプロセッサ１１はプロセッサ１１又はプロセッサ１１に連結されたスケジューラでスケジューリングされて外部に送信される信号及び／又はデータに対して所定の符号化(ｃｏｄｉｎｇ)及び変調を行った後、ＲＦユニット１３に送信する。例えば、プロセッサ１１は送信しようとするデータ列を逆多重化及びチャネル符号化、スクランブル、変調過程などを経てＫ個のレイヤーに変換する。符号化されたデータ列はコードワードとも称され、ＭＡＣ層が提供するデータブロックである輸送ブロックと同等である。１輸送ブロック(ｔｒａｎｓｐｏｒｔ ｂｌｏｃｋ、ＴＢ)は１コードワードに符号化され、各々のコードワードは１つ以上のレイヤーの形態で受信装置に送信される。プロセッサ１１は、例えば、標準に定義された信号生成技法によって入力されるビットシーケンスのためのシンボル(以下、情報シンボルともいう)を決定或いは生成する。プロセッサ１１は無線信号の送信のための搬送波周波数を決定する。プロセッサ１１は周波数アップ・コンバートのために使用される周波数f_baseを決定する。プロセッサ１１は搬送波周波数に基づいて、

の整数倍である周波数のうち、f_baseを決定する。周波数アップ・コンバートのためにＲＦユニット１３はオシレーターを含む。ＲＦユニット１３はN_t 個(N_t は１以上の正の整数)の送信アンテナを含む。ＲＦユニット１３はプロセッサ１１の制御下で本明細によってオシレーターによる周波数アップ・コンバートを行ってＯＦＤＭシンボル信号を生成する。例えば、具現２の場合、プロセッサ１１は

の整数倍である周波数を用いてアップ・コンバートを行うようにＲＦユニット１３のオシレーター(即ち、アナログオシレーター)を制御する。

受信装置２０の信号処理過程は送信装置１０での信号処理過程の逆に構成される。プロセッサ２１の制御下で、受信装置２０のＲＦユニット２３は送信装置１０により送信された無線信号を受信する。ＲＦユニット２３はN_r個の受信アンテナを含み、ＲＦユニット２３は受信アンテナで受信した信号を各々プロセッサ２１の制御下で本明細によるオシレーターによる周波数ダウン・コンバートを行って基底帯域信号に復元する。プロセッサ２１は無線信号の受信のための搬送波周波数を決定する。プロセッサ２１は周波数ダウン・コンバートのために使用されるf_baseを決定する。プロセッサ２１は搬送波周波数に基づいて、

の整数倍である周波数のうち、f_baseを決定する。例えば、具現２の場合、プロセッサ２１は

の整数倍である周波数を用いてダウン・コンバートを行うようにＲＦユニット２３のオシレーター(即ち、アナログオシレーター)を制御する。ＲＦユニット２３は周波数ダウン・コンバートのためにオシレーターを含む。プロセッサ２１は受信アンテナで受信した無線信号に対する復号(ｄｅｃｏｄｉｎｇ)及び復調(ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ)を行って、送信装置１０が本来送信しようとしたデータを復元する。

ＲＦユニット１３、２３は１つ以上のアンテナを有する。アンテナはＲＦユニット１３、２３により処理された信号を外部に送信するか、又は外部から無線信号を受信してＲＦユニット１３、２３に伝達する機能を行う。アンテナはアンテナポートとも呼ばれる。各々のアンテナは１つの物理アンテナに該当するか、又は１つ以上の物理アンテナ要素の組み合わせにより構成される。各々のアンテナから送信された信号は受信装置２０によりそれ以上分解されない。該当アンテナに対応して送信された参照信号(ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ、ＲＳ)は、受信装置２０の観点でこのアンテナを定義し、チャネルが１物理アンテナからの単一(ｓｉｎｇｌｅ)無線チャネルであるか、或いはアンテナを含む複数の物理アンテナ要素(ｅｌｅｍｅｎｔ)からの合成(ｃｏｍｐｏｓｉｔｅ)チャネルであるかに関係なく、受信装置２０をしてアンテナに対するチャネル推定を可能にする。即ち、アンテナはアンテナ上のシンボルを伝達するチャネルが上記同一のアンテナ上の他のシンボルが伝達されるチャネルから導き出されるように定義される。複数のアンテナを用いてデータを送受信する多重入出力(Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ、ＭＩＭＯ)機能を支援するＲＦユニットの場合には、２つ以上のアンテナに連結される。

本明細において、ユーザ機器(ｕｓｅｒ ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ、ＵＥ)、即ち、端末は上りリンクでは送信装置１０として動作し、下りリンクでは受信装置２０として動作する。本明細において、基地局は上りリンクでは受信装置２０として動作し、下りリンクでは送信装置１０として動作する。

送信装置１０に取り付け、設置又は連結されるプロセッサ１１は、送信する信号に対して本明細による処理を行うように構成され、送信する信号或いはプロセッサ１１により処理された信号に対して本明細による動作を行うように送信機のモジュールを制御する(図１３Ａを参照)。例えば、f_０とf_baseの差に該当する周波数シフトのために、プロセッサ１１は送信される信号に対するＩＦＦＴへのリソースマッピング位置をＮ_fracだけアップシフトするようにＩＦＦＴを制御する。他の例では、プロセッサ１１はf_０とf_baseの差だけを周波数アップシフトするようにデジタルオシレーターを制御する。さらに他の例では、プロセッサ１１はＯＦＤＭシンボルのＣＰ部分の端部、即ち、ＯＦＤＭシンボルの信号部分の開始で位相を一定値にリセットするようにデジタルオシレーターを制御する。プロセッサ１１は

の整数倍である周波数のうち、f_０と最も近い周波数をf_baseとして使用する。

受信装置１０において、プロセッサ２１は受信した信号に対して本明細による動作を行うように受信機のモジュールを制御し(図１３Ｂを参照)、ＲＦユニット２３からの信号に対して本明細による処理を行うように構成される。例えば、f_０とf_baseの差に該当する周波数シフトのために、プロセッサ２１は受信信号に対するＦＦＴからのリソースデマッピング位置をＮ_fracだけダウンシフトするようにＦＦＴを制御する。他の例では、プロセッサ２１はf_０とf_baseの差だけを周波数ダウンシフトするようにデジタルオシレーターを制御する。さらに他の例では、プロセッサ２１はＯＦＤＭシンボルのＣＰ部分の端部、即ち、ＯＦＤＭシンボルの信号部分の開始で位相を一定値にリセットするようにデジタルオシレーターを制御する。プロセッサ２１は

の整数倍である周波数のうち、f_０と最も近い周波数をf_baseとして使用する。

送信装置１０は図１３Ａを含むよう構成される。受信装置２０は図１３Ｂを含むように構成される。本明細の具現において、自励発振器によるアップ・コンバート及びダウン・コンバートはＲＦユニット１３、２３に備えられ、それ以外の本明細の動作(例えば、基底帯域信号の生成、ＩＦＦＴ／ＦＦＴ、リソースマッピング／デマッピング、ＣＰ付着／着脱、フィルタリング、シンボル回復)はプロセッサ１１、２１により或いはプロセッサ１１、２１の制御下で行われる。

図１４では送信装置１０と受信装置２０が分離されて示されているが、送信装置１０内のプロセッサ１１、メモリ１２及びＲＦユニット１３は、受信装置２０の動作も行うように構成され、送信装置２０内のプロセッサ２１、メモリ２２及びＲＦユニット２３は、送信装置１０の動作も行うように構成される。図１３Ａに示された送信機の一部と図１３Ｂに示された受信機の一部が送受信機として具現されることもできる。一方、“送受信機”という用語は、送信装置１０のＲＦユニット１３或いは受信装置２０のＲＦユニット２３を称するときにも使用できる。図１３Ａに示された送信機の一部と図１３Ｂに示された受信機の一部はプロセッサ１１、１２と共に具現されることもできる。

Claims (20)

1. 無線通信システムにおいて送信装置が直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ)信号を送信する方法において、
   前記送信装置のデジタルモジュールが、搬送波周波数f_０と第１周波数f_baseとの間の差だけ第１信号の周波数アップ−シフトを行うことにより、周波数−シフトされたＯＦＤＭ基底帯域信号を生成するステップであって、前記第１周波数f_baseは、１２８△fの整数倍に該当する周波数のうち、前記搬送波周波数f_０に最も近いものであり、△fはＯＦＤＭ副搬送波間隔である、ステップと、
   前記送信装置のアナログオシレーターが、前記周波数−シフトされたＯＦＤＭ基底帯域信号を前記第１周波数f_baseだけアップ・コンバートして、前記搬送波周波数f_０におけるＯＦＤＭシンボル信号を生成するステップと、
   前記送信装置の送信機が、前記搬送波周波数f_０における前記ＯＦＤＭシンボル信号を送信するステップと、を含む、方法。
2. 前記デジタルモジュールは、前記第１信号に逆高速フーリエ変換(ＩＦＦＴ)を実行するように構成される、請求項１に記載の方法。
3. 前記f_０とf_baseとの間の差だけ前記第１信号の前記周波数アップ−シフトを行うことは、前記ＩＦＦＴへの入力である前記第１信号に対するリソースマッピングをN_fracだけアップ−シフトすることを含み、N_fracは、f_０−f_base＝N_frac＊△fを満たす整数である、請求項２に記載の方法。
4. 前記デジタルモジュールはデジタルオシレーターを含み、
   前記f_０とf_baseとの間の差だけ前記第１信号の前記周波数アップ−シフトを行うことは、前記デジタルオシレーターにより行われる、請求項１に記載の方法。
5. 前記ＯＦＤＭシンボル信号を送信するステップの前に、前記デジタルオシレーターが、前記ＯＦＤＭシンボル信号の循環前置の端部において前記ＯＦＤＭシンボル信号の位相を所定の値にリセットするステップをさらに含む、請求項４に記載の方法。
6. 無線通信システムにおいて受信装置が直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ)信号を受信する方法において、
   搬送波周波数f_０においてＯＦＤＭシンボル信号を受信するステップと、
   前記受信装置のアナログオシレーターが、前記ＯＦＤＭシンボル信号を第１周波数f_baseだけダウン・コンバートして、ダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号を生成するステップと、
   前記受信装置のデジタルモジュールが、前記搬送波周波数f_０とf_baseとの間の差だけ前記ダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号の周波数ダウン−シフトを行うことにより、ＯＦＤＭ基底帯域信号を生成するステップと、を含み、
   前記第１周波数f_baseは、１２８△fの整数倍に該当する周波数のうち、前記搬送波周波数f_０に最も近いものであり、△fはＯＦＤＭ副搬送波間隔である、方法。
7. 前記デジタルモジュールは、前記ダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号に高速フーリエ変換(ＦＦＴ)を実行するように構成される、請求項６に記載の方法。
8. 前記f_０とf_baseとの間の差だけ前記ダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号の前記周波数ダウン−シフトを行うことは、前記ダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号に対する前記ＦＦＴからのリソースデマッピングをN_fracだけダウン−シフトすることを含み、N_fracはf_０−f_base＝N_frac＊△fを満たす整数である、請求項７に記載の方法。
9. 前記デジタルモジュールはデジタルオシレーターを含み、
   前記f_０とf_baseとの間の差だけ前記ダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号の前記周波数ダウン−シフトを行うことは、前記デジタルオシレーターにより行われる、請求項６に記載の方法。
10. 前記デジタルオシレーターが、前記ダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号の循環前置の端部において前記ダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号の位相を所定の値にリセットするステップをさらに含む、請求項９に記載の方法。
11. 無線通信システムにおいて直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ)信号を送信するための送信装置において、
    デジタルモジュールと、
    アナログオシレーターと、
    少なくとも１つのアンテナと、
    少なくとも１つのプロセッサと、
    前記少なくとも１つのプロセッサに動作可能に連結される少なくとも１つのコンピューターメモリと、を含み、
    前記少なくとも１つのコンピューターメモリは、実行時に前記少なくとも１つのプロセッサに、
    前記デジタルモジュールが、搬送波周波数f_０と第１周波数f_baseとの間の差だけ第１信号の周波数アップ−シフトを行うことにより周波数−シフトされたＯＦＤＭ基底帯域信号を生成し、前記第１周波数f_baseは、１２８△fの整数倍に該当する周波数のうち、前記搬送波周波数f_０に最も近いものであり、△fはＯＦＤＭ副搬送波間隔であり、
    前記アナログオシレーターが、前記周波数−シフトされたＯＦＤＭ基底帯域信号を前記第１周波数f_baseだけアップ・コンバートして、前記搬送波周波数f_０においてＯＦＤＭシンボル信号を生成し、
    前記少なくとも１つのアンテナを使用して、前記搬送波周波数f_０において前記ＯＦＤＭシンボル信号を送信することを含む動作を実行させる指示を格納する、送信装置。
12. 前記デジタルモジュールは、前記第１信号に逆高速フーリエ変換(ＩＦＦＴ)を実行するように構成される、請求項１１に記載の送信装置。
13. 前記f_０とf_baseとの間の差だけ前記第１信号の前記周波数アップ−シフトを行うことは、前記ＩＦＦＴへの入力である前記第１信号に対するリソースマッピングをN_fracだけアップ−シフトすることを含み、N_fracはf_０−f_base＝N_frac＊△fを満たす整数である、請求項１２に記載の送信装置。
14. 前記デジタルモジュールはデジタルオシレーターを含み、
    前記f_０とf_baseとの間の差だけ前記第１信号の前記周波数アップ−シフトを行うことは、前記デジタルオシレーターにより行われる、請求項１１に記載の送信装置。
15. 前記動作は、前記ＯＦＤＭシンボル信号を送信する前に、前記デジタルオシレーターが、前記ＯＦＤＭシンボル信号の循環前置の端部において前記ＯＦＤＭシンボル信号の位相を所定の値にリセットすることをさらに含む、請求項１４に記載の送信装置。
16. 無線通信システムにおいて直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ)信号を受信するための受信装置において、
    少なくとも１つのアンテナと、
    アナログオシレーターと、
    デジタルモジュールと、
    少なくとも１つのプロセッサと、
    前記少なくとも１つのプロセッサに動作可能に連結される少なくとも１つのコンピューターメモリと、を含み、
    前記少なくとも１つのコンピューターメモリは、実行時に前記少なくとも１つのプロセッサに、
    前記少なくとも１つのアンテナを使用して、搬送波周波数f_０においてＯＦＤＭシンボル信号を受信し、
    前記アナログオシレーターが、前記ＯＦＤＭシンボル信号を第１周波数f_baseだけダウン・コンバートして、ダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号を生成し、
    前記デジタルモジュールが、前記搬送波周波数f_０とf_baseとの間の差だけ前記ダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号の周波数ダウン−シフトを行うことにより、ＯＦＤＭ基底帯域信号を生成することを含む動作を実行させる指示を格納し、
    前記第１周波数f_baseは、１２８△fの整数倍に該当する周波数のうち、前記搬送波周波数f_０に最も近いものであり、△fはＯＦＤＭ副搬送波間隔である、受信装置。
17. 前記デジタルモジュールは、前記ダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号に高速フーリエ変換(ＦＦＴ)を実行するように構成される、請求項１６に記載の受信装置。
18. 前記f_０とf_baseとの間の差だけ前記ダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号の前記周波数ダウン−シフトを行うことは、前記ダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号に対する前記ＦＦＴからのリソースデマッピングをN_fracだけダウン−シフトすることを含み、N_fracはf_０−f_base＝N_frac＊△fを満たす整数である、請求項１７に記載の受信装置。
19. 前記デジタルモジュールはデジタルオシレーターを含み、
    前記f_０とf_baseとの間の差だけ前記ダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号の前記周波数ダウン−シフトを行うことは、前記デジタルオシレーターにより行われる、請求項１６に記載の受信装置。
20. 前記動作は、前記デジタルオシレーターが、前記ダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号の循環前置の端部において前記ダウン・コンバートされたＯＦＤＭシンボル信号の位相を所定の値にリセットすることをさらに含む、請求項１９に記載の受信装置。

Images