CN106788734B - 一种采用无数据辅助频偏估计算法的光ofdm系统 - Google Patents

一种采用无数据辅助频偏估计算法的光ofdm系统 Download PDF

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Abstract

一种采用无数据辅助频偏估计算法的光OFDM系统，包括：OFDM发送端、上变频、DAC、光调制、光纤传输、可变光衰减器、光探测器、ADC、OFDM接收端，OFDM发送端实现基带OFDM信号的产生；OFDM接收端包括下变频、频偏估计、再下变频、信道估计和基带频偏补偿，频偏估计将下变频后的基带OFDM时域信号除以其绝对值，得到含符号位影响的频偏因子，将含符号位影响的频偏因子取平方消除符号位影响，得到2倍频的频偏因子，通过求频偏因子的自相关函数消除噪声影响，求自相关函数的相角取平均得到频偏估计子，最后通过调整采样频率，再下变频消除上下变频频偏的包络，之后进行信道估计和频偏补偿。本发明是无数据辅助来估计频偏，故提高了数据利用率。

Description

一种采用无数据辅助频偏估计算法的光OFDM系统
技术领域
本发明涉及一种用于估计补偿由于采样时钟频率频差带来的对OFDM信号基带及下变频的影响的光OFDM系统。
背景技术
为了支持快速出现的带宽需求的多媒体服务，如高清电视，在线游戏等，需要光接入网络的传输容量增加。光正交频分复用(OOFDM)被认为是一个有希望的下一代无源光网络(PON)的候选技术。其固有的优点包括例如丰富的数字信号处理(DSP)实现、高频谱效率和灵活的动态带宽分配。同时，具有强度调制和直接检测(IMDD)的OOFDM系统，由于其低DSP而在访问场景中引起了很多关注，复杂性、稳定性能和低成本得到广泛应用，同时相干光OFDM(COOFDM)系统能够很好地适应现代化的通信要求，构建出的大容量、高速率、低成本和高质量的通信系统也受到广泛应用。但是，IMDD OOFDM系统和相干光OFDM(COOFDM)系统对采样频率同步误差特别敏感。偏移量在解调过程期间OFDM符号的正确起始点导致符号间干扰和相位旋转，并且降低系统误比特率(BER)性能和误差向量幅度(EVM)。另外，在无线前传进行模拟大容量数据传输时，由于采用OFDM调制，经数字上变频调到中频，必然会受到采样频率不匹配导致性能严重下降。
光OFDM通信系统在发射机和接收机要用到数字到模拟转换(Digital-to-AnalogConverter,DAC)和模拟到数字转换器(Analog-to-Digital Converter,ADC)，实现数模转换及数字上下变频，实现频谱搬移。在光OFDM系统的发射机中经IFFT调制后的数字OFDM信号，经过数字上变频搬移到中频，再经过DAC转换成模拟OFDM信号。在接收端通过模数转换器ADC将模拟信号转换成数字信号，在经过数字下变频将中频信号转换成基带信号，输入到FFT中进行解调。由于ADC和DAC的时钟不可能完全同步，将导致下变频之后OFDM基带信号中有余弦包络，FFT解调后，将导致信道间干扰(Inter-Carrier Interference,ICI)、幅度变化和经过FFT过后子载波的相位旋转，从而严重影响系统的性能，因此需要对采样的时钟进行同步。
经前期调研，上海大学Zhen Zhang等在Optics Express期刊发表的用于光IMDDOFDM系统的低复杂度的符号同步及采样频差估计的联合估计方法(Low-complexity jointsymbol synchronization and sampling frequency offset estimation scheme foroptical IMDD OFDM systems)，核心想法是估计出发送端和接收端的采样点数差来确定采样频差，每隔L个符号插训练符号，训练符号一方面来进行符号同步，训练符号是由BPSK和0构成共轭矩阵经IFFT形成的，通过接受信号的符号位与本地训练符号位进行同或运算得到定时度量以OFDM符号点数为窗口，取最大定时度量时的点为符号开始点；另一方面通过求定时度量以及早晚门同步器(Early-late gate synchronizers)来定义相位偏移度量，然后通过相位偏移度量来计数采样点数差，然后得到采样频差。缺点是该方法估计的准确性直接与训练符号的个数有关，当频偏较大导致采样点数差较大时，训练符号的数量就要增加，所以会适用过多训练符号造成数据冗余。
华为Lin Cheng等在Optics Express期刊发表的在色散光传输系统位前缀估计采样频偏(Binary prefix for sampling frequency offset estimation in dispersiveoptical transmissions)，华为提出了用唯一的二进制前缀(identical binary prefix)来代替传统的循环前缀CP，在接收端通过信号处理BP部分得到含频偏的余弦波形，求FFT得到频偏。其缺点是，采用FFT来确定频偏，FFT的频率分辨率影响精度，信号处理得到的是取绝对值的余弦信号，所以无法确定是正负频偏。
调研中的论文所公开的方法只适用于基带的OFDM系统，没有考虑由于采样时钟频率有频差导致上下变频后OFDM时域信号有余弦包络，因为有包络，导致FFT解调后，不仅有SFO引起的相位旋转，还有余弦包络引起的幅度周期变化，对OFDM系统性能有很大影响。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种采用无数据辅助频偏估计算法的光OFDM系统，补偿上下变频采样频偏影响及基带OFDM信号采样频偏的影响。
本发明采用以下技术方案来实现：
一种采用无数据辅助频偏估计算法的光OFDM系统，包括：OFDM发送端、上变频、DAC、光调制、光纤传输、可变光衰减器VOA、光探测器、ADC、及OFDM接收端，其中，OFDM发送端实现基带OFDM信号的产生；OFDM接收端包括下变频、频偏估计、再下变频、信道估计和基带频偏补偿，频偏估计将下变频后的基带OFDM时域信号除以其绝对值，得到含符号位影响的频偏因子，将含符号位影响的频偏因子取平方消除符号位影响，得到2倍频的频偏因子，再通过求频偏因子的自相关函数消除噪声影响，然后求自相关函数的相角取平均得到频偏估计子，最后通过调整采样频率，再下变频消除上下变频频偏的余弦包络，之后进行信道估计和频偏补偿。
OFDM发送端产生的基带OFDM信号由上变频调到中频，经DAC转换成模拟信号，再由光调制成光信号经光纤传输，通过可变光衰减器VOA改变光信号功率，光探测器检测光信号并还原电信号，DAC还原数字信号到OFDM接收端，通过下变频还原基带OFDM信号，进行频偏估计。
OFDM发送端，数据源通过QAM映射、共轭对称后经IFFT调制，加循环前缀CP，上变频到中频，实现基带OFDM信号的产生。
OFDM接收端还包括去循环前缀CP和FFT解调。
在OFDM发送端，OFDM符号中插入梳状子载波导频，到接收端，由于采样频偏导致FFT解调后产生的相位旋转和子载波索引有线性关系，所以每个符号的梳状子载波导频，通过除以其绝对值得到频偏因子，然后经过线性插值，实现基带频偏补偿。
频偏估计具体算法如下：
OFDM发送端产生的OFDM基带信号的数字信号，由于采用共轭矩阵进行IFFT调制，所以OFDM时域信号只有实部I(n)，上变频将基带信号转换成中频信号
Figure GDA0002214901080000031
其中fc为中频频率，fs为采样时钟频率；
OFDM接收端，通过数字下变频之后还原基带信号后，由于存在频率偏差的影响，OFDM基带信号包含频偏因子，如下式所示：
Figure GDA0002214901080000032
其中fc是中频频率、fo是基带采样频率、fs是采样时钟频率、Δf是采样频差、η(n)是高斯白噪声；
然后取频偏因子，r(n)除以其绝对值得到z(n)
Figure GDA0002214901080000033
由于z(n)含r(n)的符号位影响，所以z(n)取平方得到2倍频的频偏因子
Figure GDA0002214901080000041
接着求z(n)的自相关函数得到R(m)，自相关函数可以消除噪声影响
Figure GDA0002214901080000042
Lo为z(n)数据长度，最后，取R(m)的相角并取平均得到频偏的估计子，由此得到频偏的估计值，
Figure GDA0002214901080000043
本发明具有如下的有益效果：
通过MATLAB程序模拟光OFDM系统实现了采样时钟频率频差，并通过本发明估计出了频差，通过频偏补偿上下变频频偏、解调后补偿基带OFDM频偏，得到很好的BER、EVM数据和频偏估计值。本发明有效的实现了对采样时钟频率频差的估计，对于消除频偏的影响有关键的作用，且本发明算法简易易懂，节省通常采样频偏估计时的训练数据，本发明算法是无数据辅助来估计频偏，故提高了数据利用率，不仅限于光强度调制直接检测(IMDD，intensity-modulation and direct-detection)OFDM系统，也可以用于相干光OFDM系统，以及无线前传中的频偏问题，且估计精度高。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为本发明所提供的光OFDM系统的结构框图；
图2为本发明频偏估计算法的详细推导过程；
图3为频偏估计值与实际频偏比较曲线；
图4.a为消除上下变频频偏的星座图(SNR＝5dB)；
图4.b为消除基带OFDM频偏的星座图(SNR＝5dB)。
具体实施方式
下面结合光OFDM系统及算法推导过程对本算法进行详细说明。以下说明将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本算法。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本算法的保护范围。
本发明所提供的无数据辅助的频偏估计光OFDM传输系统，如图1所示，包括：OFDM发送端、上变频、数模转换DAC、光调制、光纤传输、可变光衰减器VOA、光探测器、模数转换ADC采样、及OFDM接收端，其中OFDM发送端，数据源通过QAM映射、共轭对称后IFFT调制，由于是共轭对称，所以IFFT调制后是实数，加循环前缀CP，上变频到中频，实现OFDM信号的产生；OFDM接受端包括下变频、频偏估计、再下变频、去CP、FFT解调、信道估计和基带频偏补偿、QAM解映射和最后计算误码率BER及误差向量误差EVM，频偏估计部分将下变频后的基带OFDM时域信号除以其绝对值，得到含符号位影响的频偏因子，然后将含符号位影响的频偏因子取平方消除符号位影响，得到2倍频的频偏因子，然后通过求频偏因子的自相关函数，自相关函数可以消除噪声影响，最后求自相关函数的相角取平均除以一些参数得到频偏估计子。
频偏估计算法过程如图2所示，首先OFDM发送端产生的OFDM基带信号的数字信号，由于采用共轭矩阵进行IFFT调制，所以OFDM时域信号只有实部I(n)，上变频将基带信号转换成中频信号
Figure GDA0002214901080000051
其中fc为中频频率，fs为采样时钟频率。
经数模转换DAC转换成模拟信号，再由光调制成光信号经光纤传输，可变光衰减器VOA改变光信号功率，光探测器检测光信号并还原电信号，数模转换DAC还原数字信号，在OFDM接收端，通过数字下变频之后还原基带信号后，由于存在频率偏差的影响，OFDM基带信号包含频偏因子，如下式所示：
Figure GDA0002214901080000052
其中fc是中频频率、fo是基带采样频率、fs是采样时钟频率、Δf是采样频差、η(n)是高斯白噪声。
然后取频偏因子，r(n)除以其绝对值得到z(n)
Figure GDA0002214901080000053
由于z(n)含r(n)的符号位影响，所以z(n)取平方得到2倍频的频偏因子
Figure GDA0002214901080000061
接着求z(n)的自相关函数得到R(m)，自相关函数可以消除噪声影响
Figure GDA0002214901080000062
Lo为z(n)数据长度，最后，取R(m)的相角并取平均得到频偏的估计子，由此得到频偏的估计值，
Figure GDA0002214901080000063
估出频偏后，通过调整采样频率，再下变频消除上下变频频偏的包络，之后FFT解调后进行信道估计和频偏补偿。在OFDM发送端OFDM符号中插入梳状子载波导频，到接收端，由于采样频偏导致FFT解调后而产生的相位旋转与子载波索引有线性关系，所以每个符号插入梳状子载波导频，通过除以其绝对值得到基带频偏因子，然后经过线性插值，实现补偿相位线性变化。
进一步地，进行仿真，通过对上变频之后的数据通过sinc函数插值实现频偏，插值上采样M倍，下采样M-1倍，采样频率变为fsM/M-1，频差为fs/M-1，本次频差估计值通过估计插值点数M来确定频偏。
仿真关键步骤如下，先取频偏因子，下变频后
Figure GDA0002214901080000064
fc是中频频率、fo是基带采样频率、η(n)是高斯白噪声，然后取频偏因子，r(n)除以其绝对值得到z(n)
Figure GDA0002214901080000065
z(n)取平方得到2倍频的频偏因子
Figure GDA0002214901080000066
求z(n)的自相关函数得到R(m)，自相关函数可以消除噪声影响
Figure GDA0002214901080000067
Figure GDA0002214901080000071
Lo为z(n)数据长度，最后取R(m)的相角并取平均得到频偏的估计子，由此得到插值点的估计值。
Figure GDA0002214901080000072
仿真得到的有频偏和频偏补偿后的BER和EVM表格分别如表1和表2所示：
表1为不同信噪比的频偏估计、BER和EVM表格，梳状导频间隔为3，表2位为不同信噪比的BER和EVM表格，梳状导频间隔为8。
表1
Figure GDA0002214901080000073
表2
Figure GDA0002214901080000074
可以看出，频偏估计值在不同SNR情况下非常精确，表1信道估计时导频间隔为3，表2导频间隔为8，导频间隔变大EVM会有所增加。消除上下变频频偏的星座图(SNR＝5dB)和消除基带OFDM频偏的星座图(SNR＝5dB)如图4.a和图4.b所示，消除上下变频频偏的星座图是旋转的，消除基带OFDM频偏后，星座图恢复正常。频偏估计值与实际频偏的比较曲线如图3所示，可以看到频偏估计值均在实际频偏的直线上。
本算法提供无数据辅助的频偏估计算法，采用将下变频后的基带OFDM时域信号除以其绝对值，得到含符号位影响的频偏因子，然后将含符号位影响的频偏因子取平方消除符号位影响，得到2倍频的频偏因子，然后通过求频偏因子的自相关函数，自相关函数可以消除噪声影响，最后求自相关函数的相角取平均除以一些参数得到频偏估计子。OFDM接收端，在频偏估计后，经过再下变频消除上下变频导致的余弦包络，信道估计和频偏补偿，在OFDM发送端OFDM符号中插入梳状子载波导频，到接收端，由于采样频偏导致FFT解调而产生的相位旋转和子载波索引有线性关系，所以每个符号的梳状子载波导频，通过除以其绝对值得到基带频偏因子，然后经过线性插值，实现补偿相位线性变化。
尽管本发明的内容已经通过上述的详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。

Claims (6)

1.一种采用无数据辅助频偏估计算法的光OFDM系统，其特征在于，包括依次连接的：OFDM发送端、DAC、光调制器、传输光纤、可变光衰减器VOA、光探测器、ADC及OFDM接收端，其中，OFDM发送端实现基带OFDM信号的产生；OFDM接收端包括下变频、频偏估计、再下变频、信道估计和基带频偏补偿，频偏估计将下变频后的基带OFDM时域信号除以其绝对值，得到含符号位影响的频偏因子，将含符号位影响的频偏因子取平方消除符号位影响，得到2倍频的频偏因子，再通过求频偏因子的自相关函数消除噪声影响，再求自相关函数的相角取平均得到频偏估计值，最后通过调整采样频率，再下变频消除上下变频频偏的余弦包络，之后进行信道估计和频偏补偿。
2.根据权利要求1所述的采用无数据辅助频偏估计算法的光OFDM系统，其特征在于，OFDM发送端产生的基带OFDM信号由上变频调到中频，经DAC转换成模拟信号，再由光调制器调制成光信号经传输光纤，通过可变光衰减器VOA改变光信号功率，光探测器检测光信号并还原电信号，DAC还原数字信号到OFDM接收端，通过下变频还原基带OFDM信号，进行频偏估计。
3.根据权利要求1所述的采用无数据辅助频偏估计算法的光OFDM系统，其特征在于，OFDM发送端，数据源通过QAM映射、共轭对称后经IFFT调制，加循环前缀CP，上变频到中频，实现基带OFDM信号的产生。
4.根据权利要求3所述的采用无数据辅助频偏估计算法的光OFDM系统，其特征在于，OFDM接收端还包括去循环前缀CP和FFT解调。
5.根据权利要求1所述的采用无数据辅助频偏估计算法的光OFDM系统，其特征在于，在OFDM发送端，OFDM符号中插入梳状子载波导频，到接收端，由于采样频偏导致FFT解调后产生的相位旋转和子载波索引有线性关系，所以每个符号的梳状子载波导频，通过除以其绝对值得到频偏因子，然后经过线性插值，实现基带频偏补偿。
6.根据权利要求1所述的采用无数据辅助频偏估计算法的光OFDM系统，其特征在于，频偏估计算法流程如下：
OFDM发送端产生的OFDM基带信号的数字信号，由于采用共轭矩阵进行IFFT调制，所以OFDM时域信号只有实部I(n)，上变频将基带信号转换成中频信号
Figure FDA0002333388250000021
其中fc为中频频率，fs为采样时钟频率；
OFDM接收端，通过数字下变频之后还原基带信号后，由于存在频率偏差的影响，OFDM基带信号包含频偏因子，如下式所示：
Figure FDA0002333388250000022
其中fc是中频频率、fo是基带采样频率、fs是采样时钟频率、Δf是采样频差、η(n)是高斯白噪声；
然后取频偏因子，梳状子载波导频r(n)除以其绝对值得到频偏因子z(n)
Figure FDA0002333388250000023
η′(n)为η(n)的一阶导数，由于z(n)含r(n)的符号位影响，所以z(n)取平方得到2倍频的频偏因子
Figure FDA0002333388250000024
η″(n)为η(n)的二阶导数，接着求z(n)的自相关函数得到R(m)，自相关函数可以消除噪声影响
Figure FDA0002333388250000025
Lo为z(n)的初始长度，最后，取R(m)的相角并取平均得到频偏的估计值，由此得到频偏的估计值
Figure FDA0002333388250000026
Figure FDA0002333388250000027
L为z(n)的长度。
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