CN104038465A - 一种适用于co-ofdm系统的多子块相位噪声估计补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适用于CO-OFDM系统的多子块相位噪声估计补偿方法，该方法将每个CO-OFDM符号切割成若干个子块符号，从而对每个子块符号的光相位噪声分别进行估计，提高了光相位噪声的估计精度和时间分辨率。同时，选择信道均衡后的信号作为切块的输入，在子块相位噪声估计过程中无需采用复杂的残余符号间串扰补偿算法，降低了算法的复杂度。本发明方法实用性强，能有效地降低CO-OFDM系统对激光光源线宽的要求，对CO-OFDM系统在下一代高速光纤通信网络中的应用具有的重要意义。

Description

一种适用于CO-OFDM系统的多子块相位噪声估计补偿方法

技术领域

本发明属于光通信技术领域，特别涉及一种适用于CO-OFDM(相干光正交频分复用)系统的多子块相位噪声估计补偿方法。

背景技术

相干光正交频分复用(CO-OFDM)作为一种多载波相干光通信技术在近几年得到学者的广泛关注。

CO-OFDM系统结构如图1所示，按其功能可以分为5个模块：CO-OFDM发射端模块101、电光调制模块102、光纤传输模块103、光电检测模块104以及CO-OFDM接收端模块105，CO-OFDM发射端模块产生的电域信号经过电光调制的上变频变成光域的CO-OFDM信号，CO-OFDM信号经光纤传输、平衡探测器后经光电转换成电域的信号，CO-OFDM接收端再对接收到的电域信号进行信号处理以期恢复原始的发送端数据。结合图1，对整个系统的工作过程进行详细表述。CO-OFDM系统输入的数据106经过串并转换模块107，变为并行的N路数据；按照不同的调制格式将串并转换后的信号进行108数字调制；快速傅里叶逆变换IFFT模块109实现信号从频域到时域的转换；加入110循环前缀CP，解决信道衰落引起的ISI和ICI；将得到的电域的信号进行并串转换111。上述信号的同相分量和正交分量信号分别通过数模转换器112、113变换为模拟信号并通过低通滤波器114、115；采用放大器将信号的同相分量I116和正交分量Q117放大并注入到I/Q调制器中实现同相分量I和正交分量Q对光信号的正交调制；I/Q调制器由3个双臂的马赫增德尔MZM调制器120、121、122组成，其中两个调制器120、121实现对信号的调制，第三个调制器122控制光调制的同相分量I和正交分量Q的相位差；分别调节两个调制器120、121的直流偏置保证实现信号调制的调制器工作在最小功率点，而第三个控制相位差的调制器122工作在正交点以保证两路信号存在π/2的相位差；118表示CO-OFDM系统的发射激光器，通过分路器119分成两束同样的激光，用于驱动120和121。120和122输出的信号通过耦合器123，变成单路的光信号，接着输入到光纤信道进行传输中。产生的CO-OFDM信号在光纤中经过长距离的传输后，经过直接的光-光放大器——掺铒光纤放大器(EDFA)124补偿光纤损耗后再进行传输，125表示长距离的传输光纤。经过长距离的光纤传输后，光电检测模块104将光域信号变换为电域的信号。126表示CO-OFDM系统接收端的本地激光器，通过分路器分成两束同样的激光，127表示一个的π/2相移器；128和129表示两个耦合器，驱动4个光电二极管(PD)130、131、132、133。134和135表示两个减法器，分别对应输出接收信号的同相分量I部分和正交分量Q。得到的同相分量I和正交分量Q经过低通滤波器136、137和模数转换器138、139转换后进入CO-OFDM接收端。CO-OFDM接收端进行CO-OFDM发送端的逆过程，进行串并转换140，移除循环前缀CP141，然后进行FFT变换142，对CO-OFDM信号进行数字解调143，最后经过并串转换144恢复得到原始的发送端数据145。

上述是多载波相干光通信系统的一般结构，其相比于单载波的相干光通信技术(如目前100Gb/s工业标准采用的PDM-QPSK)，CO-OFDM能够实现更高的光谱效率(即带宽利用率)、更灵活的频谱使用、更高效的信道均衡和更高频谱扩展性，被学者广泛地认为是下一代400Gb/s及1Tb/s(1T＝1000G)光纤通信系统的重要解决方案。

但是CO-OFDM在高速光纤通信系统中的应用仍然存在一些技术上的挑战。CO-OFDM系统其中一个主要缺陷是对光相位噪声的容忍度较单载波的相干光通信系统要低。CO-OFDM系统采用了多个正交子载波通道并行传输相互独立的数据，而光相位噪声将导致这些通道间产生互扰。在CO-OFDM系统中，光相位噪声主要源至发射机及接收机中的光源。由于实际系统所使用的激光器并非理想的单频(非零线宽)光源，其输出的光载波的相位随着时间有一个随机的变化，即光相位噪声。光相位噪声中的高阶频谱分量在CO-OFDM系统中各子载波间引入串扰(ICI)，从而劣化系统解调后信号质量，同时也增加了CO-OFDM系统的信道估计误差，加大了系统的误码率。

为了抑制CO-OFDM系统中光相位噪声的这些影响，研究人员提出了多种不同的相位噪声估计补偿方法。研究人员提出了利用检测叠加的射频导频(RFP)来估计光相位噪声的方案。具体见参考文献：S.Randel,S.Adhikari,and S.L.Jansen,“Analysis of RF-pilot-based phase noise compensation for coherent opticalOFDM systems,”IEEE Photonics Technology Letters,vol.22,no.17,pp.1288-1290,2010.但是这种方法中，光相位噪声估计的精度受射频导频与承载数据子载波带间的互扰影响，RFP与承载数据的子载波频带两者间都需要加入保护间隔，并保持合适的功率比，方案实现起来比较复杂。研究人员还提出数据辅助(data-aided)估计方案。方案利用了待传输数据的相位的有限取值特性，通过将接收端受相位噪声污染的数据取M次方，从而从信号相位中分离出光相位噪声引入的随机相位量。具体见参考文献：X.Yi,W.Shieh,and T.Yan,“PhaseEstimation for Coherent Optical OFDM,”IEEE Photonics Technology Letters,vol.19,no.12,pp.919-921,2007.但是这种方法存在相位模糊问题，同时由于常用的方型mQAM信号的相位在m>4时沿圆周方向并非均匀分布，因此上述方法不能直接用到方型mQAM调制的多载波通信系统中。另一类估计方案采用在发射端将部分子载波设为导频子载波，通过在接收端检测承载了已知信息的导频子载波的相位与预期相位的差值，从而估计出光相位噪声引入的相位增量。具体见参考文献：X.Yi,W.Shieh,and Y.Ma,“Phase Noise Effects on High SpectralEfficiency Coherent Optical OFDM Transmission,”J Lightwave Technol,vol.26,no.10,pp.1309-1316,2008.但是这种方案只能估计出单个CO-OFDM符号内的相位噪声均值CPE，光相位噪声引起的ICI被近似为高斯噪声忽略掉了，所以这种方法不能够准确地描述光相位噪声在整个符号内的变化情况。

上述的技术方法大部分都是将单个CO-OFDM符号当作一个整体来估计相位噪声，即共同相位噪声估计(CPE)。单个CO-OFDM符号的估计方案只能估计出整个CO-OFDM符号的相位噪声的均值，其在原理上不能够准确地描述相位噪声随时间在符号内的变化情况。这类相位噪声估计方案的误差会随光相位噪声的增加而增加。在大的光相位噪声情况下，单个CO-OFDM符号相位噪声的估计方案的估计误差将会严重限制CO-OFDM系统的整体性能。因此，为了提升系统对光相位噪声的容忍度，有必要对单个CO-OFDM符号内的光相位噪声的变化情况进行相应的估计与补偿。

发明内容

本发明的主要目的在于克服现有技术的缺点与不足，提供一种适用于CO-OFDM系统的多子块相位噪声估计补偿方法，该方法使CO-OFDM系统能够更精准的估计和补偿光相位噪声，且具有算法复杂度低、对硬件要求低的优点。

本发明通过以下的技术方案实现：一种适用于CO-OFDM系统的多子块相位噪声估计补偿方法，将每个CO-OFDM符号切割成若干个子块符号，对每个子块符号的光相位噪声分别进行估计和补偿。

包括步骤：

(1)接收端对接收到的CO-OFDM信号进行相干探测接收，然后进行模数转换，得到电域的信号；

(2)对电域的信号进行串并转换，移除循环前缀CP并进行频率偏移估计和补偿；

(3)采用快速傅里叶变换(FFT)将信号从时域变为频域；

(4)进行光纤信道估计和补偿，得到信道均衡后的信号；

(5)对信道均衡后的信号进行IFFT变换，得到假设的仅受相位噪声污染的“接收端”的时域信号；

(6)估计每个CO-OFDM符号的共同相位噪声CPE的值并完成CPE补偿；初始化迭代计数器：K＝0；

(7)判断迭代计数器中的K值是否超过设定的迭代次数？若是，则转到步骤(12)；若否，则执行步骤(8)；这里，采用迭代技术的目的在于：更新估计出的各个子块符号所对应的共同相位噪声，以提高光相位噪声估计的精度，从而提高整个CO-OFDM系统的性能；

(8)若K＝0，则对步骤(6)得到的相位噪声补偿后的信号进行判决，将判决后的信号当作“发送端”信号；若K>0，则对步骤(11)得到的相位噪声补偿后的信号进行判决，将判决后的信号当作“发送端”信号；

(9)对步骤(8)的“发送端”信号进行IFFT变换，得到假设的“发送端”的时域信号；

(10)对步骤(9)得到的假设的“发送端”时域信号、步骤(5)得到的假设的仅受相位噪声污染的“接收端”时域信号分别进行切块处理，即将单个的CO-OFDM符号切割成若干个子块符号；

(11)利用切块得到的“发送端”和仅受相位噪声污染的“接收端”各子块符号来估计所对应子块的共同相位噪声CPE；并在时域上，分别对每个子块符号的共同相位噪声进行补偿；同时迭代计数器K值加上1；然后转入步骤(7)；

(12)对数据进行判决，去导频，反映射，输出最终的数据。

优选的，所述步骤(4)光纤信道估计采用基于训练序列的估计方法，在CO-OFDM发射端模块加入循环前缀CP后，在得到的信号的开始处插入若干个用于信道估计的训练序列，步骤(4)包括：

(4-1)提取用于信道估计的训练序列进行光纤信道的估计；

(4-2)利用单抽头频域滤波器进行信道均衡。

更进一步的，所述步骤(4-1)通过依次采用多个训练序列后均值方法和基于频域内的滑动平均方法完成光纤信道的估计，具体如下：

(4-1-1)多个训练序列后均值方法，步骤是：设发送端加入的训练序列的个数为Nt，利用这Nt个训练序列估计出Nt个信道传递函数，记通过第i个训练序列估计出的第i个信道传递函数中的第k个值为：

${\hat{H}}_k^i={\stackrel{\·\·}{Y}}_k^i/{\stackrel{\·\·}{X}}_k^i;$

对估计出的Nt个信道传递函数取均值后所得到的信道传递函数的第k个值为： ${\tilde{H}}_k=\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Nt}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_k^i/\mathrm{Nt};$

其中，k表示数据的序列号，采用FFT变换将训练序列从时域变到频域，表示CO-OFDM发送端的第i个训练序列的第k个值，表示CO-OFDM接收端的第i个训练序列的第k个值；

(4-1-2)基于频域内的滑动平均方法，步骤是：某一个频点的最终估计值是由其自己和周围的频点的估计值共同确定的，则最终的信道传递函数的第k个估计值表示为：

$H_k=\frac{1}{\min (k_{\max }^{\′},k+q)-\max (k_{\min }^{\′},k-q)+1}\underset{k^{\′}=k-q}{\overset{k+q}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{H}}_{k^{\′}};$

其中，q是设定的滑动窗口的长度，k′和k分别代表滑动平均之前和之后的频点，即数据所在的序列号；k′_min和k′_max分别表示滑动平均之前最小和最大的序列号。

更进一步的，所述步骤(4-2)利用单抽头频域滤波器进行信道均衡，均衡的公式为：

$Y_k^m={\stackrel{\‾}{Y}}_k^m\·\frac{{\left(H_k\right)}^{*}}{{\left|H_k\right|}^2};$

其中，表示信道均衡前的第m个CO-OFDM符号中的第k个子载波数据，表示信道均衡后第m个CO-OFDM符号中的第k个子载波数据，^*表示复共轭运算，H_k表示信道传递函数中的第k个估计值。

优选的，所述步骤(6)中，利用导频辅助来估计每个CO-OFDM符号的共同相位噪声CPE的值，并利用单抽头频域滤波器进行完成CPE补偿，步骤如下：

(6-1)采用最小二乘估计法估计出第m个CO-OFDM符号的CPE的值

${\hat{P}}_0^m=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k\∈\mathrm{Sp}}{\left(X_k^m\right)}^{*}\·Y_k^m}{{\mathrm{\Σ}}_{k\∈\mathrm{Sp}}{\left|X_k^m\right|}^2};$

其中，S_p是CO-OFDM发射端加入的分散导频所对应的子载波序号的集合，^*表示复共轭运算，k表示CO-OFDM符号中的第k个子载波的序号，是发射端第m个CO-OFDM符号所对应的第k个子载波数据，是信道均衡后的第m个CO-OFDM符号所对应的第k个子载波数据；

(6-2)利用单抽头频域滤波器进行相位噪声补偿，第m个CO-OFDM符号所对应的滤波器系数为：

$C_0^m=\frac{{\left({\hat{P}}_0^m\right)}^{*}}{{\left|{\hat{P}}_0^m\right|}^2};$

其中，^*表示复共轭运算，对第m个CO-OFDM符号中的第k个子载波数据的共同相位噪声进行补偿，补偿公式是：

${\hat{Y}}_k^m=C_0^m\·Y_k^m.$

优选的，步骤(11)，设假设的“发送端”时域信号的第m个CO-OFDM符号的第n个子块符号中的第k个值为假设的仅受相位噪声污染的“接收端”时域信号的第m个CO-OFDM符号的第n个子块符号中的第k个值为切割成的每一个子块符号的长度为S，则第m个CO-OFDM符号的第n个子块符号的共同相位噪声表示为：

${\hat{p}}_0^{m,n}=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^S{\hat{y}}_k^{m,n}}{{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^S{\hat{x}}_k^{m,n}};$

在时域上，对第m个CO-OFDM符号中的第n个子块符号中的第k个数据进行相位噪声补偿，补偿公式是：

${\hat{y}}_{\mathrm{com},k}^{m,n}={\hat{y}}_k^{m,n}\·{\left({\hat{p}}_0^{m,n}\right)}^{*};$

其中，^*表示复共轭运算，对所有切割成的CO-OFDM子块符号分别进行上述的补偿，直到所有的子块符号的相位噪声补偿完成为止。

本发明与现有技术相比，具有如下优点和有益效果：

1、本发明通过将单个CO-OFDM符号切割成若干个子块符号后再进行相位噪声估计和补偿，不仅可以补偿共同相位噪声CPE，还可以抑制由载波干扰ICI所引入的相位噪声，从而提升了整个通信系统的相位噪声估计的精度。

2、本发明通过选择信道均衡后的信号作为切块的输入，在子块相位噪声估计过程中无需采用复杂的残余符号间串扰补偿算法，降低了算法的复杂度。

3、本发明采用比较成熟的快速傅里叶(逆)变换，算法复杂度不高，实用性比较强。

4、采用本发明的方法，在相同性能的前提下，可降低对通信系统发射端和接收端激光器线宽的要求，可降低整个通信系统的成本。

附图说明

图1是现有技术中CO-OFDM系统的示意图。

图2是本发明实施例1的方法原理图。

图3是本发明实施例1的方法流程图。

图4是实施例1所采用的发射端CO-OFDM信号的数据帧结构示意图。

图5是实施例1中单个CO-OFDM符号和本发明中的多个子块符号估计出的相位噪声的对比图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细地描述，但本发明的实施方式不限于此。

实施例1

本发明方法主要是涉及相干光正交频分复用CO-OFDM系统接收端的信号处理问题，参考背景技术中对CO-OFDM系统结构地详细描述。

如图1所示，CO-OFDM系统包括CO-OFDM发射端模块101、CO-OFDM光调制模块102、光纤传输模块103、光电检测模块104以及CO-OFDM接收端模块105，发射端产生的信号经过了电光调制的上变频变成光域的CO-OFDM信号，CO-OFDM信号经光纤传输、平衡探测器后经光电转换成电域的信号，接收端再对接收到的电域信号进行信号处理以期恢复原始的发送端数据。

本实施例在CO-OFDM接收端模块中的光纤信道估计采用基于训练序列的估计方法，所以在CO-OFDM发射端模块加入循环前缀CP后，在得到的信号的开始处插入若干个用于信道估计的训练序列。另外本实施例是利用导频辅助来估计每个CO-OFDM符号的共同相位噪声CPE，所以在CO-OFDM发射端模块，CO-OFDM信号的数据帧结构如图4所示。

下面结合图2和3，对本发明的一种适用于CO-OFDM系统的多子块相位噪声估计补偿方法的步骤进行详细说明。

S201：接收端对接收到的信号进行相干探测接收，然后进行模数转换；对转换后的信号进行串并转换。

S202：移除循环前缀CP。

S203：频率偏移估计和补偿，得到一系列时域的CO-OFDM信号y。

S204：通过快速傅里叶变换(FFT)将时域信号y变成频域信号Y。

S205：提取用于信道估计的若干个训练序列，进行光纤信道的估计。因为相位噪声是乘性噪声，随机的相位噪声会造成信道的估计不准，为了降低相位噪声对信道估计的影响，本发明依次采用多个训练序列后均值和基于频域内的滑动平均方法来获取更为精确的信道信息。

①多个训练序列后均值方法：设发送端加入的训练序列的个数为Nt，利用这Nt个训练序列估计出Nt个信道传递函数，对估计出的Nt个信道传递函数取均值来降低随机相位噪声对信道估计的影响。记通过第i个训练序列估计出的第i个信道传递函数中的第k个值为：

${\hat{H}}_k^i={\stackrel{\·\·}{Y}}_k^i/{\stackrel{\·\·}{X}}_k^i;$

对估计出的Nt个信道传递函数取均值后所得到的信道传递函数的第k个值为：

${\tilde{H}}_k=\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Nt}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_k^i/\mathrm{Nt};$

其中，k表示数据的序列号，采用FFT变换将训练序列从时域变到频域。表示CO-OFDM发送端的第i个训练序列的第k个值，表示CO-OFDM接收端的第i个训练序列的第k个值；

②基于频域内的滑动平均方法：某一个频点的最终估计值是由其自己和周围的频点的估计值共同确定的，则最终的信道传递函数的第k个估计值表示为：

$H_k=\frac{1}{\min (k_{\max }^{\′},k+q)-\max (k_{\min }^{\′},k-q)+1}\underset{k^{\′}=k-q}{\overset{k+q}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{H}}_{k^{\′}};$

其中，q是设定的滑动窗口的长度，k′和k分别代表滑动平均之前和之后的频点，即数据所在的序列号。k′_min和k′_max分别表示滑动平均之前最小和最大的序列号。在滑动平均开始和结束的地方滑动平均的样本会下降，样本数为m+1，而在中间频点的滑动平均的样本的数目为2m+1；

结合多个训练序列后均值的方法和基于频域内的滑动平均方法估计出的信道的传递函数比只采用一个训练序列估计出的信道的传递函数平滑。在实际的光纤传输信道中信道的特性变换本来就是很缓慢的，即传递函数比较平滑，如果只采用一个训练序列，那么估计出的信道是剧烈波动的，这主要是由随机的相位噪声所导致的。采用平均方法可以减小相位噪声对信道估计的影响，因此采用上述两种平均方法相结合可以获得更加精确的信道传递函数。

同时，利用单抽头频域滤波器进行信道均衡，均衡的公式为：

$Y_k^m={\stackrel{\‾}{Y}}_k^m\·\frac{{\left(H_k\right)}^{*}}{{\left|H_k\right|}^2};$

其中，表示信道均衡前的第m个CO-OFDM符号中的第k个值，表示信道均衡后第m个CO-OFDM符号中的第k个值，^*表示复共轭运算，H_k表示信道传递函数中的第k个估计值。

S206：利用导频辅助来估计每一个CO-OFDM符号的共同相位噪声CPE的值并完成CPE补偿；初始化迭代计数器：K＝0。

采用最小二乘估计法估计出第m个CO-OFDM符号的CPE值

${\hat{P}}_0^m=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k\∈\mathrm{Sp}}{\left(X_k^m\right)}^{*}\·Y_k^m}{{\mathrm{\Σ}}_{k\∈\mathrm{Sp}}{\left|X_k^m\right|}^2};$

其中，S_p是CO-OFDM发射端加入的分散导频所对应的子载波序号的集合，^*表示复共轭运算，k表示CO-OFDM符号中的第k个子载波的序号，是发射端第m个CO-OFDM符号所对应的第k个子载波数据，是信道均衡后的第m个CO-OFDM符号所对应的第k个子载波数据；

利用单抽头频域滤波器进行相位噪声补偿，第m个CO-OFDM符号所对应的滤波器系数为：

$C_0^m=\frac{{\left({\hat{P}}_0^m\right)}^{*}}{{\left|{\hat{P}}_0^m\right|}^2};$

其中，^*表示复共轭运算，对第m个CO-OFDM符号中的第k个子载波数据的共同相位噪声进行补偿，补偿公式是：

${\hat{Y}}_k^m=C_0^m\·Y_k^m.$

S207：采用迭代技术来更新估计出的各个子块符号所对应的共同相位噪声，以提高光相位噪声估计的精度，从而提高整个CO-OFDM系统的性能。具体实现过程如下：判断迭代计数器中的K值是否超过设定的迭代次数？如果未超过设定的迭代次数，则继续下一步；如果超过了，则执行步骤S209。

S208：若K＝0，则对步骤S206得到的相位噪声补偿后的信号进行判决，将判决后的信号当作“发送端”信号；若K>0，则对步骤S214得到的相位噪声补偿后的信号进行判决，将判决后的信号当作“发送端”信号。

S210：对步骤S205信道均衡后的信号进行IFFT变换，得到假设的仅受相位噪声污染的“接收端”的时域信号利用快速傅里叶逆变换IFFT将步骤S208得到的“发送端”信号从频域变为时域信号，得到了假设的“发送端”时域信号

S211：对数据进行切块处理。将每个CO-OFDM符号切割成N_B个子块符号，每一子块符号的长度为S，其中S＝N/N_B，N是一个CO-OFDM符号中子载波的个数。对步骤S210得到的假设的“发送端”和假设的仅受相位噪声污染的“接收端”信号分别进行切块处理。假设的“发送端”时域信号的第m个CO-OFDM符号中第n个子块符号中的第k个数据用表示，子块符号长度为S，假设的仅受相位噪声污染的“接收端”时域信号的第m个CO-OFDM符号中第n个子块符号中的第k个数据用表示，子块符号长度也为S。则假设的“发送端”和仅受相位噪声污染的“接收端”时域信号的第m个CO-OFDM符号中的第n个子块符号分别表示为：

${\hat{x}}^{m,n}=[{\hat{x}}_1^{m,n},{\hat{x}}_2^{m,n},...{\hat{x}}_S^{m,n}{]}^T;$

${\hat{y}}^{m,n}=[{\hat{y}}_1^{m,n},{\hat{y}}_2^{m,n},...{\hat{y}}_S^{m,n}{]}^T;$

其中T表示矩阵的转置运算。

S212：利用假设的“发射端”时域信号的第m个CO-OFDM符号的第n个子块符号和假设的仅受相位噪声污染的“接收端”时域信号的第m个CO-OFDM符号的第n个子块符号来估计所在子块符号(第n块)的共同相位噪声CPE值从而更新单个CO-OFDM符号估计出的共同相位噪声的值，实现更为精细的相位噪声估计。第m个CO-OFDM符号的第n个子块符号的共同相位噪声表示为：

${\hat{p}}_0^{m,n}=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^S{\hat{y}}_k^{m,n}}{{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^S{\hat{x}}_k^{m,n}};$

S213：对第m个CO-OFDM符号中的第n个子块符号的共同相位噪声取共轭运算得到：

S214：对第m个CO-OFDM符号中的第n个子块符号进行相位噪声补偿，补偿公式是：

${\hat{y}}_{\mathrm{com},k}^{m,n}={\hat{y}}_k^{m,n}\·{\left({\hat{p}}_0^{m,n}\right)}^{*};$

对所有切割成的CO-OFDM子块符号分别进行补偿，直到所有的子块符号的相位噪声补偿完成为止；迭代计数器K值加上1；返回步骤S207继续执行。

S209：对数据进行判决，去导频，并进行反映射，输出数据。

图5是本实例中单个CO-OFDM符号和多个子块符号估计出的相位噪声的对比图。其设定CO-OFDM系统只发射一个CO-OFDM符号(采用16QAM调制)，包含520个子载波，其中20个是导频子载波，其余500个载波用于传输有效的数据，训练序列Nt为4个，切割成的子块符号数目N_B为10个，则子块符号长度S为52，信道估计中的基于频域滑动平均方法的滑动窗口的长度q取5，迭代次数取2。利用本发明的方法，CO-OFDM中多子块相位噪声估计补偿方法如下：

1)对接收到的数据进行串并转换，移去循环前缀，完成频偏估计后得到的时域的CO-OFDM信号可表示为：y＝[y₁ y₂ … y₅₂₀]；

2)FFT将时域信号y变成频域信号：Y＝[Y₁ Y₂ … Y₅₂₀]；

①第i个训练序列估计出的第i个信道传递函数的第k个值为：取均值后的信道传递函数的第k个值为：

②频域滑动平均： $H_k=\frac{1}{\min (520,k+5)-\max (1,k-5)+1}\underset{k^{\′}=k-5}{\overset{k+5}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{H}}_{k^{\′}};$

3)利用频域单抽头滤波器进行信道均衡：

对信道均衡后的信号进行IFFT变换，得到假设的仅受相位噪声污染的“接收端”的时域信号

4)估计第m个CO-OFDM符号的共同相位噪声：

5)进行CO-OFDM符号共同相位噪声补偿：

初始化迭代计数器：K＝0；

6)判断迭代计数器中的K值是否超过迭代次数2？否，则继续下一步；是，则跳转到步骤12)；

7)若K＝0，则对步骤5)得到的相位噪声补偿后的信号进行判决，将判决后的信号当作“发送端”信号；若K>0，则对步骤11)得到的相位噪声补偿后的信号进行判决，将判决后的信号当作“发送端”信号；

8)利用IFFT变换将信号从频域变为时域信号，得到假设的“发送端”的信号

9)将CO-OFDM符号切割成N_B＝10个子块符号，每一子块符号的长度为S＝N/N_B＝52，则假设的“发送端”和仅受相位噪声污染的“接收端”时域信号的第n个子块符号可分别表示为(因为只有一个CO-OFDM符号，所以m＝1)：

${\hat{x}}^{1,n}=[{\hat{x}}_1^{1,n},{\hat{x}}_2^{1,n},...{\hat{x}}_{52}^{1,n}{]}^T;$

${\hat{y}}^{1,n}=[{\hat{y}}_1^{1,n},{\hat{y}}_2^{1,n},...{\hat{y}}_{52}^{1,n}{]}^T;$

10)估计各子块符号的共同相位噪声：

11)对每个子块符号进行相位噪声补偿：

对所有切割成的子块符号分别进行补偿，直到所有的子块符号相位噪声补偿完成为止；迭代计数器K值加上1；返回步骤6)继续执行；

12)进行判决，去导频，反映射，并输出数据。

以上对本发明所述的相干光正交频分复用CO-OFDM系统中基于多子块相位噪声估计和补偿方法进行了详细地介绍，以上的实例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想而非对其进行限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种适用于CO-OFDM系统的多子块相位噪声估计补偿方法，其特征在于，将每个CO-OFDM符号切割成若干个子块符号，对每个子块符号的光相位噪声分别进行估计和补偿。

2.根据权利要求1所述的适用于CO-OFDM系统的多子块相位噪声估计补偿方法，其特征在于，包括步骤：

(1)接收端对接收到的CO-OFDM信号进行相干探测接收，然后进行模数转换，得到电域的信号；

(2)对电域的信号进行串并转换，移除循环前缀CP并进行频率偏移估计和补偿；

(3)采用FFT变换将信号从时域变为频域；

(4)进行光纤信道估计和补偿，得到信道均衡后的信号；

(5)对信道均衡后的信号进行IFFT变换，得到假设的仅受相位噪声污染的“接收端”的时域信号；

(6)估计出每个CO-OFDM符号的共同相位噪声CPE的值并完成CPE补偿；初始化迭代计数器：K＝0；

(7)判断迭代计数器中的K值是否超过设定的迭代次数？若是，则转到步骤(12)；若否，则执行步骤(8)；

(8)若K＝0，则对步骤(6)得到的相位噪声补偿后的信号进行判决，将判决后的信号当作“发送端”信号；若K>0，则对步骤(11)得到的相位噪声补偿后的信号进行判决，将判决后的信号当作“发送端”信号；

(9)对步骤(8)的“发送端”信号进行IFFT变换，得到假设的“发送端”的时域信号；

(10)对步骤(9)得到的假设的“发送端”时域信号、步骤(5)得到的假设的仅受相位噪声污染的“接收端”时域信号分别进行切块处理，即将单个的CO-OFDM符号切割成若干个子块符号；

(11)利用切块得到的“发送端”和仅受相位噪声污染的“接收端”各子块符号来估计所对应子块的共同相位噪声CPE；并在时域上，分别对每个子块符号的共同相位噪声进行补偿；同时迭代计数器K值加上1；然后转入步骤(7)；

(12)对数据进行判决，去导频，反映射，输出最终的数据。

3.根据权利要求2所述的适用于CO-OFDM系统的多子块相位噪声估计补偿方法，其特征在于，所述步骤(4)光纤信道估计采用基于训练序列的估计方法，在CO-OFDM发射端模块加入循环前缀CP后，在得到的信号的开始处插入若干个用于信道估计的训练序列；步骤(4)包括：

(4-1)提取用于信道估计的训练序列进行光纤信道的估计；

(4-2)利用单抽头频域滤波器进行信道均衡。

4.根据权利要求3所述的适用于CO-OFDM系统的多子块相位噪声估计补偿方法，其特征在于，所述步骤(4-1)，通过依次采用多个训练序列后均值方法和基于频域内的滑动平均方法来完成光纤信道的估计，具体如下：

(4-1-1)多个训练序列后均值方法，步骤是：设发送端加入的训练序列的个数为Nt，利用这Nt个训练序列估计出Nt个信道传递函数，记通过第i个训练序列估计出的第i个信道传递函数中的第k个值为：

${\hat{H}}_k^i={\stackrel{\·\·}{Y}}_k^i/{\stackrel{\·\·}{X}}_k^i;$

对估计出的Nt个信道传递函数取均值后所得到的信道传递函数的第k个值为： ${\tilde{H}}_k=\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Nt}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_k^i/\mathrm{Nt};$

其中，k表示数据的序列号，采用FFT变换将训练序列从时域变到频域，表示CO-OFDM发送端的第i个训练序列的第k个值，表示CO-OFDM接收端的第i个训练序列的第k个值；

(4-1-2)基于频域内的滑动平均方法，步骤是：某一个频点的最终估计值是由其自己和周围的频点的估计值共同确定的，则最终的信道传递函数的第k个估计值表示为：

$H_k=\frac{1}{\min (k_{\max }^{\′},k+q)-\max (k_{\min }^{\′},k-q)+1}\underset{k^{\′}=k-q}{\overset{k+q}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{H}}_{k^{\′}};$

其中，q是设定的滑动窗口的长度，k′和k分别代表滑动平均之前和之后的频点，即数据所在的序列号；k′_min和k′_max分别表示滑动平均之前最小和最大的序列号。

5.根据权利要求3所述的适用于CO-OFDM系统的多子块相位噪声估计补偿方法，其特征在于，所述步骤(4-2)利用单抽头频域滤波器进行信道均衡，均衡的公式为：

$Y_k^m={\stackrel{\‾}{Y}}_k^m\·\frac{{\left(H_k\right)}^{*}}{{\left|H_k\right|}^2};$

其中，表示信道均衡前的第m个CO-OFDM符号中的第k个子载波数据，表示信道均衡后第m个CO-OFDM符号中的第k个子载波数据，^*表示复共轭运算，H_k表示信道传递函数中的第k个估计值。

6.根据权利要求2所述的适用于CO-OFDM系统的多子块相位噪声估计补偿方法，其特征在于，所述步骤(6)中，利用导频辅助来估计每个CO-OFDM符号的共同相位噪声CPE的值，并利用单抽头频域滤波器完成CPE补偿，步骤如下：

(6-1)采用最小二乘估计法估计出第m个CO-OFDM符号的CPE的值

${\hat{P}}_0^m=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k\∈\mathrm{Sp}}{\left(X_k^m\right)}^{*}\·Y_k^m}{{\mathrm{\Σ}}_{k\∈\mathrm{Sp}}{\left|X_k^m\right|}^2};$

其中，S_p是CO-OFDM发射端加入的分散导频所对应的子载波序号的集合，^*表示复共轭运算，k表示CO-OFDM符号中的第k个子载波的序号，是发射端第m个CO-OFDM符号所对应的第k个子载波数据，是信道均衡后的第m个CO-OFDM符号所对应的第k个子载波数据；

(6-2)利用单抽头频域滤波器进行相位噪声补偿，第m个CO-OFDM符号所对应的滤波器系数为：

$C_0^m=\frac{{\left({\hat{P}}_0^m\right)}^{*}}{{\left|{\hat{P}}_0^m\right|}^2};$

其中，^*表示复共轭运算，对第m个CO-OFDM符号中的第k个子载波数据的共同相位噪声进行补偿，补偿公式是：

${\hat{Y}}_k^m=C_0^m\·Y_k^m.$

7.根据权利要求2所述的适用于CO-OFDM系统的多子块相位噪声估计补偿方法，其特征在于，步骤(11)，设假设的“发送端”时域信号的第m个CO-OFDM符号的第n个子块符号中的第k个值为假设的仅受相位噪声污染的“接收端”时域信号的第m个CO-OFDM符号的第n个子块符号中的第k个值为切割成的每一个子块符号的长度为S，则第m个CO-OFDM符号中的第n个子块符号的共同相位噪声表示为：

${\hat{p}}_0^{m,n}=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^S{\hat{y}}_k^{m,n}}{{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^S{\hat{x}}_k^{m,n}};$

在时域上，对第m个CO-OFDM符号中的第n个子块符号中的第k个子载波数据进行相位噪声补偿，补偿公式是：

${\hat{y}}_{\mathrm{com},k}^{m,n}={\hat{y}}_k^{m,n}\·{\left({\hat{p}}_0^{m,n}\right)}^{*};$

其中，^*表示复共轭运算，对所有切割成的CO-OFDM子块符号分别进行上述的补偿，直到所有的子块符号的相位噪声补偿完成为止。