CN109194594A - 一种基于连续载波聚合的相位噪声抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于无线通信技术领域，涉及一种基于连续载波聚合的相位噪声抑制方法。本发明设计了一种利用信道稀疏特性抑制相位噪声的方法。该发明首先对接收信号做频域变换，然后从中提取导频的接收信号，初步估计信道冲激响应，接着利用信道冲激响应(CIR)的稀疏特性设计一种时域滤波器，对其做进一步估计，然后通过FFT运算得到信道频域响应进而估计出传输数据。本发明联合信道估计和CPE校正得到的信道冲激响应解决了CPE不能从CIR分离出来的问题，并且在不具有信道先验信息的情况下对由相位噪声引起的两种失真——共同相位误差(CPE)和载波间干扰(ICI)同时进行了抑制，弥补了传统方法在CPE和ICI抑制方面的不足。

Description

一种基于连续载波聚合的相位噪声抑制方法

技术领域

本发明属于本发明属于无线通信技术领域，可用于无线通信系统中基于连续载波聚合的相位噪声的抑制。

背景技术

随着无线通信技术的日益发展，移动通信用户不断增加，用户对移动流量的需求不断增加，对数据速率的要求也越来越高。基于对网络高速率的追求，载波聚合成为运营商面向未来的必然选择。载波聚合是指聚合多个LTE载波单元，组成一个具有更大带宽的频谱，从而提高数据传输速率。连续载波聚合是将相邻的数个较小的载波整合为一个较大的载波从而增加传输带宽。

载波聚合系统的一个主要缺点是其对本地振荡器引入的相位噪声具有高灵敏度。由相位噪声引起的失真以共同相位误差(CPE)项和载波间干扰(ICI)项为特征。

现有的抑制CPE的方法大都是采用导频信号获得的信道冲激响应来估计CPE，然后基于估计的CPE补偿相位噪声。而它们都假定接收机具有理想的信道状态信息。然而，信道在实际环境中是随时间变化的，并且接收的信号不仅由CPE确定，而且还取决于信道冲激响应。由于它们都是未知的，因此很难准确地估计信道信息。

目前有两种方法可以应对ICI。第一种方法是忽略ICI或将ICI近似为加性噪声。由于ICI被忽略或被视为加性噪声，如果高频分量占据相位噪声中的主导部分，则该方法的估计性能就会很差。第二种方法是使用一些特殊的导频结构。在自抵消方法中，使用两个相邻子载波发送数据符号，由于ICI系数在相邻子载波上缓慢变化，所以可以线性地组合接收的符号来抑制ICI。这种技术具有实现复杂度低的优点，但是它将频谱效率降低了一半。与之类似，另一个ICI校正技术通过在数据传输占用的频谱之外插入一些导频信号来抑制ICI效应，并利用接收的导频信号估计相位噪声的模型参数。

由以上可知，目前的相位噪声抑制研究存在两个无法解决的问题：现有的CPE校正算法是基于完美的信道状态信息，现有的ICI抑制方法会降低频谱效率。因此本发明发展了一种利用信道冲激响应(CIR)的稀疏特性来抑制CPE和ICI的方法，并且无需获知CIR的先验信息。该方法能同时对CPE与ICI进行抑制，进一步抑制了相位噪声。

发明内容

本发明的目的是针对现有的基于连续载波聚合技术中相位噪声抑制方面存在的缺点与不足，联合信道估计和CPE校正，利用CIR的稀疏特性设计一种时域滤波方法进行信道估计，提出了一种可以在不具有CIR的先验信息的情况下使用CIR的稀疏属性来抑制相位噪声的方法。

本发明的技术方案是：

一种基于连续载波聚合的相位噪声抑制方法，其特征在于利用信道冲激响应的稀疏特性有效地抑制信道中相位噪声的影响，而不需CIR先验信息。其具体步骤如下：

步骤1：在接收端对接收信号作DFT运算，得到频域接收信号。

在连续载波聚合系统中，对发射的频域中N个子载波信号做IDFT处理，在时域中产生相应的N个调制信号。然后将长度为N_g的循环前缀添加到IDFT的输出流的开头以产生基带信号

其中n的范围为[-N_g,N-1]。由于多径衰落、加性高斯白噪声和相位噪声的影响，时域中的接收信号可写为

其中和F^-1(·)分别表示循环卷积和IDFT，φ(n)是第n个子载波信号上的相位噪声，H(k)表示相应信道增益，z(n)表示均值为0、方差为σ²的加性高斯白噪声。在DFT之后，频域接收信号为：

R(k)＝X(k)H(k)I(0)+ICI(k)+Z(k)

其中Z(k)是z(k)的DFT响应，由于DFT不改变噪声能量，因此Z(k)仍然是均值为0、方差为σ²的高斯变量。由于相位噪声的影响，CPE和ICI的影响分别由I(0)和ICI(k)表示。

接收信号的矩阵形式为

R＝XHI(0)+ICI+Z

这里R＝[R(0) … R(N-1)]^T，X＝diag{[X(0) … X(N-1)]}，H＝[H(0) … H(N-1)]^T，ICI＝[ICI(0) … ICI(N-1)]^T，Z＝[Z(0) … Z(N-1)]^T。

步骤2：在发送端插入导频信号，然后在接收端提取导频信号，利用发送的导频信号和导频接收信号，初步估计信道冲激响应。

在给定位置{i_n；0≤n≤N_p-1}的子载波中插入共N_p个导频符号则从接收端提取的导频信号的频域表示为：

其中是在导频位置作DFT输出的N_p维矢量， 是导频符号矩阵，是导频信道响应矢量，Z_p是导频信道的噪声矢量。

联合信道估计与CPE校正，将信道频域响应H_p与CPE影响因子I(0)看作一个整体：

HI_p＝H_pI(0)

则新定义的信道频域响应可根据导频信号及导频接收信号计算得到:

其中，相应的信道冲激响应hI可以估计为：

hI＝ifft(HI_p)

步骤3：利用CIR的稀疏特性设定时域滤波器，通过设定界值还原信道冲激响应中的零元素，从而得到最终所需的信道冲激响应的估计值。

由于信道的稀疏特性，hI也具有稀疏特性，但由于信道噪声和相位噪声的影响，hI的零元素在估计的hI中变为非零。设定界值还原hI中的零元素。

信道冲激响应的最终估计值为：

步骤4：经FFT运算将信道冲激响应转到频域，得到所有子载波的信道频域响应。

所有子载波的信道频域响应为:

HI＝fft(hI)

步骤5：由信道频域响应和频域接收信号即可计算出发送的子载波信号X(k)。

传输的数据X(k)可以估计为

本发明的有益效果是：

本发明利用导频信号估计初始的信道信息,联合信道估计和CPE校正，解决了CPE不能从CIR分离出来的问题，并且可以在不具有CIR先验信息的情况下利用信道冲激响应的稀疏特性有效地抑制CPE和ICI，从而抑制了相位噪声。

附图说明

图1.为本发明方法流程示意图；

图2为导频数量为64，不同SNR下的误码率对比；

图3为SNR＝30dB，不同导频数量下的误码率对比。

具体实施方式

下面结合附图和实例对本发明进行详细的描述。

如图1所示，本发明的流程为：首先在接收端接收信号，并将其转换到频域；然后根据插入的导频符号，从接收信号中提取导频的接收信号；接着利用导频信号初步估计信道冲激响应；再之后利用CIR的稀疏特性，通过时域滤波抑制相位噪声，进一步估计信道冲激响应；紧接着对信道冲激响应做FFT，得到信道频域响应；最后利用接收的频域信号及信道频域响应估计传输的数据。

实施例：

在连续载波聚合系统中传送N＝1024个子载波，对其做16-正交幅度调制得到传送的频域信号为：

X＝[X(0) X(1) … X(1023)]^T

使用功率谱密度(PDS)估计方法对第n个子载波上的相位噪声φ(n)建模：

其可以通过使用锁相环(PLL)测量真实调谐器来获得，将模型参数设置为a＝6.5，b＝4，f₁＝1KHz和f₂＝10KHz，系统采样频率为40MHz，利用高斯噪声序列通过低通滤波器产生相位噪声信号：

φ＝[φ(0) φ(1) … φ(1023)]^T。

将循环前缀长度N_g设为32，假定发送的信号通过多径衰落信道传播，多径信道个数为M＝4，通过脉冲延迟对该时域信道建模：

其中α_m为第n个传播途径的衰减系数，为零均值复高斯随机变量。对h做1024点FFT运算，得频域信道：

H＝[H(0) H(1) … H(1023)]^T

在连续载波聚合系统中，首先通过IDFT将多个载波转成时域信号中，然后经过多径传播信道h(n)到达接收端。考虑相位噪声φ(n)的影响，时域接收信号为：

r＝[r(0) r(1) … r(1023)]^T

其中表示循环卷积，F^-1(·)表示IDFT运算。

对r加入加性高斯噪声:

r＝r+z

其中z是信噪比SNR＝30dB的高斯噪声。

步骤1：对接收信号进行DFT运算，将信号从时域变换到频域，频域输出为：

R＝DFT(r)＝[R₁ R₂ … R₁₀₂₃]^T

步骤2：在接收端提取导频信号，通过导频信号及导频的接收信号，初步估计信道冲激响应。

设定导频子载波的数量N_p＝64，导频符号：

X_p＝[X(i₀) X(i₁) … X(i₆₃)]^T＝[X(1) X(17) X(33) … X(1009)]^T

设置X_p(i)＝1,i＝0,1,…,63，即令X(1)＝X(17)＝X(33)＝…＝X(1009)＝1。

根据导频符号的索引下标i₀,i₀,…,i₆₃，提取出导频的接收信号：

R_p＝[R(i₀) R(i₁) … R(i₆₃)]^T＝[R(1) R(17) R(33) … R(1009)]^T

根据导频符号X_p(i)及导频接收信号R_p(i)，其中i＝0,1,…,63，初步估计信道频域响应HI：

对HI做IFFT运算得到信道冲激响应hI:

hI＝IFFT(HI)

hI＝[hI(0) hI(1) … hI(63)]^T

步骤3：利用信道冲激响应的稀疏特性，开发一个时域滤波器，通过设定界值β还原信道冲激响应中的零元素。

令其中N_g＝64。当|hI(k)|<β时，令hI(k)＝0，即：

步骤4：经FFT运算将信道冲激响应转到频域，得到信道频域响应。

对上述得到的信道冲激响应hI做1024点FFT运算，得到信道频域响应HI:

HI＝fft(hI)

HI＝[HI(0) HI(1) … HI(1023)]^T

步骤5：由信道频域响应HI和频域接收信号R计算出发送信号X。

传输的数据X可以估计为：

X＝[X(0) X(1) … X(1023)]^T

为了进一步验证本发明方法的准确性，在没有相位噪声的情况下执行传统信道估计算法与在相位噪声环境中分别应用该实施方式和不做稀疏处理的方法进行了比较，附图2为不同信噪比(SNR)下的误码率比较，附图3为选取不同导频数量下的误码率对比。

从上述验证结果可以看出：在不同信噪比(SNR)下，三种方法的误码率均随SNR的增大而降低，但对于不同的噪声水平，本实施方式——利用信道稀疏特性的时域滤波方法的误码率明显低于其他两种方法；在选取不同导频数量时，三种方法的误码率也均随SNR的增大而降低，但本实施方式下的误码率明显低于其他两种方法。

本实施方式在导频数为64，SNR＝30dB时的误码率为10^-2左右，导频数增加时误码率更低，非常有效地抑制了相位噪声。

Claims (1)

1.一种基于连续载波聚合的相位噪声抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1：在接收端对接收信号作DFT运算，得到频域接收信号：

在连续载波聚合系统中，对发射的频域中N个子载波信号做IDFT处理，在时域中产生相应的N个调制信号，然后将长度为N_g的循环前缀添加到IDFT的输出流的开头以产生基带信号

其中n的范围为[-N_g,N-1]；由于多径衰落、加性高斯白噪声和相位噪声的影响，时域中的接收信号为：

其中和F^-1(·)分别表示循环卷积和IDFT，φ(n)是第n个子载波信号上的相位噪声，H(k)表示相应信道增益，z(n)表示均值为0、方差为σ²的加性高斯白噪声，在DFT之后，频域接收信号为：

R(k)＝X(k)H(k)I(0)+ICI(k)+Z(k)

其中Z(k)是z(k)的DFT响应，由于DFT不改变噪声能量，因此Z(k)仍然是均值为0、方差为σ²的高斯变量，由于相位噪声的影响，CPE和ICI的影响分别由I(0)和ICI(k)表示；

接收信号的矩阵形式为

R＝XHI(0)+ICI+Z

其中，R＝[R(0)...R(N-1)]^T，X＝diag{[X(0)...X(N-1)]}，H＝[H(0)...H(N-1)]^T，ICI＝[ICI(0)...ICI(N-1)]^T，Z＝[Z(0)...Z(N-1)]^T；

步骤2：在接收端提取发送端插入的导频信号，利用发送的导频信号和导频接收信号，初步估计信道冲激响应：

在给定位置{i_n；0≤n≤N_p-1}的子载波中插入共N_p个导频符号则从接收端提取的导频信号的频域表示为：

其中是在导频位置作DFT输出的N_p维矢量，是导频符号矩阵，是导频信道响应矢量，Z_p是导频信道的噪声矢量；

联合信道估计与CPE校正，将信道频域响应H_p与CPE影响因子I(0)看作一个整体：

HI_p＝H_pI(0)

则新定义的信道频域响应根据导频信号及导频接收信号计算得到:

其中，相应的信道冲激响应hI估计为：

hI＝ifft(HI_p)

步骤3：利用CIR的稀疏特性设定时域滤波器，通过设定界值还原信道冲激响应中的零元素，从而得到最终所需的信道冲激响应的估计值：

设定界值还原hI中的零元素：

步骤4：经FFT运算将信道冲激响应转到频域，得到所有子载波的信道频域响应：

HI＝fft(hI)

步骤5：由信道频域响应和频域接收信号计算出发送的子载波信号X(k)：