CN103078819B - 精符号同步方法及其装置 - Google Patents

Abstract

本发明的范例提供了一种用于第二代数字电视地面广播系统的精符号同步方法与装置。精符号同步方法自多个径中找出具有最小均方差的径来当作第一径，而且其均方差的公式可以利用简化后的均方差公式来计算。因此，此精符号同步方法的同步时间短，且能够正确地找出第一径，以将快速傅立叶转换窗口的起始位置锁在正确的第一径的符元信号的起始位置。

Description

精符号同步方法及其装置

技术领域

本发明是有关于一种符号同步(Symbol Timing Synchronization)方法与装置，且特别是有关于一种用于第二代数字电视地面广播系统(Digital Video Broadcasting-Second Generation Terrestrial，DVB-T2)的精符号同步(Fine Symbol TimingSynchronization)方法与装置。

背景技术

正交频分复用(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing，OFDM)系统应用了多载波调变(Multi-Carrier Modulation)技术，并且将信道分成多个正交子信道。因此，OFDM系统可以将高速数据流转换成并行的低速子数据流，并将这些并行的低速子数据调变以在每个子信道上进行传输。其中，上述这些正交信号可以在接收端利用相关的调变技术来分开，因此子信道之间的相互干扰(Inter-Channel-Interference，ICI)可以有效被减少。另外，因为每个子信道上的信号频宽小于整个传输信道的频宽，所以能够减少或消除符号间干扰(Inter-Symbol-Interference，ISI)。

OFDM系统的优点是能够有效对抗多径时间延迟扩展(Multi-Path Time-DelaySpread)、且频谱利用率高，但它也存在对同步误差敏感的缺点。同步误差主要包括载波频率偏差(Offset)、取样时脉(Sampling Clock)偏差以及符号同步偏差，其中，符号同步偏差可能会造成符号间干扰(ISI)和子信道间干扰(ICI)，并给解调系统带来严重的影响。

OFDM技术在数字广播(Digital Broadcasting)系统中被广泛应用，以数字电视地面广播(Digital Video Broadcasting-Terrestrial，DVB-T)系统为例，请参阅图1所绘示的DVB-T系统100的系统方块图。此DVB-T系统100包括发射器(Transmitter)101与接收器(Receiver)102。发射器101接收符元信号后，会对符元信号进行处理，并将处理后的符元信号通过无线信道17传送至接收器102。接着，接收器102自无线信道17接收符元信号并对接收到的符元信号进行处理，以解出发射器101所传送的符元信号。

发射器101包括导频(Pilot)与传输参数信息(Transmission Parameter Signaling，TPS)插入器11、保护区间(Guard Interval，GI)插入器12、快速傅立叶反转换器(Inversed Fast Fourier Transform，IFFT)13、循环字首(Cyclic Prefix，CP)插入器14、数字模拟转换器15与发射器前端电路(Frontt-End Circuit)16。接收器102包括接收器前端电路18、模拟数字转换器19、降频及抗混迭(Down-Conversion andAnti-Aliasing)滤波电路20、插值(Interpolation)器21、频率与相位偏差校正器22、粗符号同步(Coarse Symbol Timing Synchronization)装置23、循环字首移除器24、快速傅立叶转换器(Fast Fourier Transform，FFT)25、传输参数信息撷取电路26、信道估计(Channel Estimation)与等化(Equalization)电路27、精符号同步装置28、载波同步装置29与取样同步装置30。

首先，发射器101接收频域(Frequency Domain)上的符元信号。然后，导频与传输参数信息插入器11会将多个离散导频(Scatter Pilot)和TPS插入至其接收到的符元信号。接着，保护区间插入器12会将GI加入到其接收到的输入信号(将其接收到信号的频带的两端补零)。之后，快速傅立叶反转换器13会对其接收到的输入信号(频域信号)进行快速傅立叶反转换以产生输出信号(时域信号)。

接着，循环字首插入器14会把CP加到其接收到的输入信号。之后，数字模拟转换器15将其接收的数字信号转换为模拟的输出信号。然后，发射器前端电路16将其接收到的输入信号(基频模拟信号)进行处理以产生输出信号(射频模拟信号)，并通过无线信道17将此输出信号传送至接收器102。

接收器前端电路18自无线信道17上接收发射器101所发射的输出信号，并对此接收到的信号进行处理。接着，此接收到的信号会被送至模拟数字转换器19进行模拟数字的转换。然后，降频及抗混迭滤波电路20对其接收到的输入信号(数字信号)进行降频、抗混迭与滤波的动作。

插值器21接收取样同步装置30所产生的同步取样信号，并根据此同步取样信号对降频及抗混迭滤波电路20的输出信号进行插值的动作。频率与相位偏差校正电路22根据载波同步装置29所产生的同步载波信号对插值器的输出信号进行频率与相位偏差的校正。

然后，粗符号同步装置23会对频率与相位偏差校正器22的输出信号进行粗符号同步，并藉此调整频率与相位偏差校正器22的输出信号的时间延迟偏差，使得频率与相位偏差校正器22的输出信号约略地落于正确的FFT窗口。循环字首移除器24根据精符号同步装置的输出信号调整粗符号同步装置23的输出信号的时间延迟，并正确地移除粗符号同步装置23的输出信号的循环字首。然后，快速傅立叶转换器25会将循环字首移除器23的输出信号(时域信号)进行快速傅立叶转换，以产生频域上的输出信号。

精符号同步装置28会对快速傅立叶转换器25的输出信号进行精符号同步，以藉此得到其接收信号的精确的时间延迟，因此精符号同步装置28能让循换字首移除器23在去除循环字首时可以选择正确的FFT窗口的起始位置。载波同步装置29会对快速傅立叶转换器25的输出信号进行载波同步，以藉此得到一个正确的同步载波信号。取样同步装置30会对快速傅立叶转换器25的输出信号进行取样同步，以藉此得到一个正确的同步取样信号。

之后，传输参数信息撷取电路26会撷取快速傅立叶转换器25的输出信号中的传输参数信息。最后，信道估计与等化电路27会对其输入信号进行信道估计与等化的动作，并将等化后的输入信号输出至与接收器102连接的后端电路。

为了有效地解决复杂多径效应，OFDM系统加入了循环字首来减少多径效应的干扰。换言之，就是OFDM系统把符元信号后面的数据复制一份到其前端当作循环字首(Cyclic Prefix，CP)，以减少发射器的输出信号在无线信道因多径抵达所造成的干扰。

符号同步一般分为精符号同步与粗符号同步两个阶段。精符号同步在FFT后执行，用以检测剩余的符元信号的同步偏差，以将FFT窗口的起始位置准确地锁在第一径的符元信号的起始位置。粗符号同步则在FFT前执行，利用循环字首的相关性判断符元信号的起始位置。当信号杂讯比(Signal to Noise Ratio，SNR)较低时，粗符号同步的精确度也较低。

请参照图2A与2B，图2A与2B显示在多径信道下的FFT窗口211、311的起始位置。在图2A与2B中，FFT窗口211、311的起始位置产生了非同步的情形，而符号同步技术则是用来估计正确的FFT窗口的起始位置。在多径信道下，正确的FFT窗口的起始位置应该等于第一径的符元信号的起始位置。因此，只有当FFT窗口的起始位置被正确地锁在第一径的符元信号的起始位置，循环字首移除器才能正确移除CP。

请继续参照图2A，此例显示在多径信道下，有第一径的符元信号201与第二径的符元信号202，而斜线部份为符元信号的循环字首203与204。一般而言，传统的符号同步方法多以第一径的符元信号201的起始位置为正确的FFT窗口211的起始位置，而不考虑第二径的符元信号202的起始位置。

请继续参照图2B，图2B的第一径的符元信号301的信号能量小于第二径的符元信号302的能量。在多径衰减的情况下，传统的符号同步方法会将FFT窗口的起始位置锁定在最大径的起始位置。因此，在此例中，FFT窗口311的起始位置会被锁定在第二径的符元信号302的起始位置，而非第一径的符元信号301的起始位置。当FFT窗口311的起始位置会被锁定在错误的起始位置时，将导致后端电路在进行信道估计与等化时会产生较大的错误，而使得接收器的接收效能下降。

接着，请参照图3，图3是DVB-T系统100的精符号同步装置28的系统方块图。精符号同步装置28采用传统精符号同步方法，精符号同步装置28根据接收器102所估计出的信道冲击响应(Channel Impulse Response)来找出正确的FFT窗口。精符号同步装置28包括离散导频提取电路284、快速傅立叶反转换器286与FFT窗口估计电路288。

请同时参照图1与图3，循环字首移除器24会根据精符号同步装置28所找到的FFT窗口的起始位置对粗符号同步装置23的输出信号做移除CP的动作。离散导频提取电路284接收快速傅立叶转换器25的输出信号，并从其中提取多个离散导频。接着，离散导频提取电路284根据这些离散导频计算出信道频率响应(ChannelFrequency Response)，并将信道频率响应输出至快速傅立叶反转换器286。快速傅立叶反转换器286对信道频率响应做快速傅立叶反转换，以藉此获得信道冲击响应。然后，FFT窗口估计电路288从快速傅立叶反转换器286会找出信道冲击响应中第一个超过门槛值的位置或者具有最大能量值的位置作为符元信号的起始位置，并将FFT窗口的起始位置锁在FFT窗口估计电路288所找出的位置。若FFT窗口能够被正确地锁在第一径的位置，接收器就能减少在多径信道下因为同步误差所产生的干扰，例如：ISI与ICI等。

简单地说，传统的精符号同步方法会将信道冲击响应中第一个过门槛值的径或具有最大能量值的最大径当作第一径来进行精符号同步。另外，传统的符号同步方法更有找出信道冲击响应中的对应杂讯功率最小的径来当作第一径的精符号同步方法，而此种找第一径的方法称为杂讯功率法。

利用信道冲击响应中第一个过门槛值的径或最大径来当作第一径的精符号同步方法的同步时间较短，但是当第一径的符元信号的能量小于第二径的符元信号的能量时，则此传统精符号同步方法可能会将第二径误判为第一径，并因此影响整个接收器的效能。

以信道冲击响应中的对应杂讯功率最小的径来当作第一径的精符号同步方法虽然可以解决第一径的符元信号的能量小于第二径的符元信号的能量的问题，但是计算杂讯功率所需的反馈电路的复杂度较高，所以所需的同步时间较长。一般而言，在DVB-T系统中的8K模式下，同步时间大约需要数十个毫秒。另外，在多径信道中，会有其中一些径的符元信号的能量相对于最大径的符元信号的能量很小(一般是指差18dB以上)且SNR值很低的情况，而导致此种传统精符号同方法变的不准确，并导致误判的发生。

综上所述，在SNR值比较低的情况下，若符元信号在多径衰减的无线信道传输，则使用传统的精符号同步方法的接收器不易稳定地检测出正确的符元信号的同步位置。

发明内容

有鉴于此，本发明的范例提出了一种用于正交频分复用系统的精符号同步方法与装置，针对第二代数字电视地面广播系统，在精符号同步的捕获阶段，准确地找到第一径，并将FFT窗口的位置放在最佳位置上。

本发明提出一种精符号同步的方法，适用于第二代数字电视地面广播系统的双天线发送单天线接收模式，其方法步骤包括：接收多个时域符元信号，并对该些时域符元信号进行快速傅立叶转换以产生多个频域符元信号。提取该些频域符元信号的多个离散导频，并根据该些离散导频，在每一子载波上的第一导频位置计算第一信道与第二信道的两信道频率响应和，且在每一子载波上的第二导频位置计算该第一信道与该第二信道的两信道频率响应差。接着，储存该些频域符元信号为第一频域符元信号。分别对该两信道频率响应和及该两信道频率响应差进行补0的动作，并将补0后的结果作快速傅立叶反转换，以分别得到两信道冲击响应和及两信道冲击响应差。设定第一门槛值，并根据该两信道冲击响应和与该第一门槛值找出该两信道冲击响应和中的多个径。设定一第二门槛值，并根据该两信道冲击响应差与该第二门槛值找出该两信道冲击响应差中的多个径。最后，分别计算该两信道冲击响应和中及该两信道冲击响应差中每一个径当作第一径时的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为第一径。

在本发明的一实施例中，此精符号同步的方法更包括当该两信道冲击响应和中的径的数目为A，该两信道冲击响应差中的径的数目为B时，其中，当A等于B，计算该两信道冲击响应和中每一个径当作该第一径时的均方差，且计算该两信道冲击响应差中每一个径当作该第一径时的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为该第一径。而当A大于B，计算该两信道冲击响应和中每一个径当作该第一径时的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为该第一径。以及当A小于B，计算该两信道冲击响应差中每一个径当作该第一径时的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为该第一径。

在本发明的一实施例中，其中该两信道冲击响应和的响应值大于该第一门槛值的位置，即为该两信道冲击响应和中该些径的位置。

在本发明的一实施例中，其中该两信道冲击响应差的响应值大于该第二门槛值的位置，即为该两信道冲击响应差中该些径的位置。

在本发明的一实施例中，上述的第一门槛值是该两信道冲击响应和中的各响应值的平均值与一比例因数的乘积。

在本发明的一实施例中，上述的第二门槛值是该两信道冲击响应差中的各响应值的平均值与一比例因数的乘积。

在本发明的一实施例中，其中，计算该两信道冲击响应和中及该两信道冲击响应差中每一个径当作该第一径时的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为该第一径的步骤，包括下列细部流程：计算该两信道冲击响应和中左起第i条径到原点的第一距离，根据该第一距离与该两信道频率响应和，计算出第一特定两信道频率响应和，根据该第一距离与该两信道频率响应差，计算出第一特定两信道频率响应差。接着，将该第一特定两信道频率响应和与该第一特定两信道频率响应差通过一低通滤波器，并利用二元一次方程式，解得对应于该两信道冲击响应和中左起第i条径当作该第一径时的第一信道频率响应及第二信道频率响应，利用所储存的该第一频域符元信号来计算其与对应于该两信道冲击响应和中左起第i条径当作该第一径时的第一信道频率响应及第二信道频率响应的均方差。另一部份，计算该两信道冲击响应差中左起第i条径到原点的第二距离，根据该第二距离与该两信道频率响应和，计算出第二特定两信道频率响应和，根据该第二距离与该两信道频率响应差，计算出一第二特定两信道频率响应差。接着，将该第二特定两信道频率响应和与该第二特定两信道频率响应差通过该低通滤波器，并利用二元一次方程式，解得对应于该两信道冲击响应差中左起第i条径当作该第一径时的第一信道频率响应及第二信道频率响应，利用所储存的该第一频域符元信号来计算其与对应于该两信道冲击响应差中左起第i条径当作该第一径时的第一信道频率响应及第二信道频率响应的均方差。最后，判断是否计算完对应于该两信道冲击响应和中及该两信道冲击响应差中每一个径当作该第一径时的均方差，并且比较对应于该两信道冲击响应和中及该两信道冲击响应差中每一个径当作该第一径时的均方差，而将该些径中具有最小均方差的径设为该第一径。

在本发明的一实施例中，其中，计算该两信道冲击响应和中及该两信道冲击响应差中第i条径当作该第一径时的均方差(Mean Square Error)，MSE_i的公式表示如下：

${\mathrm{MSE}}_i=\underset{k=0}{\overset{K_{\max }}{\mathrm{\Σ}}}|({\left|Y_k\right|}^2+{\left|Y_{k+1}\right|}^2)-2({\left|H_{i,1,k}\right|}^2+{\left|H_{i,2,k}\right|}^2)|$

其中，Y_k表示该第一频域符元信号中的第k个子载波的数据，Y_k+1表示该第一频域符元信号中的第k+1个子载波的数据，H_i，1，k表示第i条径当作该第一径时所对应的一第一信道频率响应中第k个子载波的响应值，H_i，2，k表示第i条径当作该第一径时所对应的一第二信道频率响应中第k个子载波的响应值，k为子载波的索引值，K_max为最大子载波个数。

本发明提出一种精符号同步的装置，适用于第二代数字电视地面广播系统的双天线发送单天线接收模式，其装置包括：信道频率响应计算电路、储存电路、快速傅立叶反转换器、信道冲击响应计算电路及均方差计算比较电路。信道频率响应计算电路的输入端耦接于该精符号同步装置的输入端，接收多个第一频域符元信号，并提取该些第一频域符元信号的多个离散导频，根据该些离散导频，在每一子载波上的一第一导频位置计算一第一信道与一第二信道的两信道频率响应和，在该每一子载波上的一第二导频位置计算该第一信道与该第二信道的两信道频率响应差。储存电路的输入端耦接于该信道频率响应计算电路的输出端，储存该些频域符元信号为第一频域符元信号。快速傅立叶反转换器的输入端耦接于该储存电路的输出端，分别对该两信道频率响应和及该两信道频率响应差进行补0的动作，并将补0后的结果作快速傅立叶反转换，以分别得到两信道冲击响应和及两信道冲击响应差。信道冲击响应计算电路的输入端耦接于该快速傅立叶反转换器的输出端，设定一第一门槛值，并根据该两信道冲击响应和与该第一门槛值找出该两信道冲击响应和中的多个径，设定一第二门槛值，并根据该两信道冲击响应差与该第二门槛值找出该两信道冲击响应差中的多个径。均方差计算比较电路的输入端耦接于该信道冲击响应计算电路，其输出端耦接该精符号同步装置的输出端，分别计算该两信道冲击响应和中及该两信道冲击响应差中每一个径当作一第一径时的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为该第一径。

本发明的范例所提供的精符号同步方法自多个径中找出具有最小均方差(Minimum Mean Square Error，MMSE)的径来当作第一径，而且其MSE的公式可以利用简化后的均方差公式来计算。因此，本发明的范例所提供的精符号同步方法、装置及其通讯收发机的同步时间短，且能够正确地找出第一径，以将FFT窗口的起始位置锁在正确的第一径的符元信号的起始位置。

为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合所附图式作详细说明如下。

附图说明

图1是DVB-T系统100的系统方块图。

图2A是多径信道下的FFT窗口211的位置的示意图。

图2B是多径信道下的FFT窗口311的位置的示意图。

图3是DVB-T系统100的精符号同步装置28的系统方块图。

图4A是DVB-T2系统的帧结构示意图。

图4B是DVB-T2系统SISO模式下的P2导频分布示意图。

图4C是DVB-T2系统MISO模式下的P2导频分布示意图。

图4D是MISO模式的发送端系统模型。

图5A是第一径的符元信号的能量大于第二径的符元信号的能量时的信道冲击响应示意图。

图5B是图5A的信道冲击响应的频率响应示意图。

图5C是第二径的符元信号的能量大于第一径的符元信号的能量时的信道冲击响应示意图。

图5D是图5C的信道冲击响应的频率响应示意图。

图6A是依据本发明一实施例SISO模式下精符号同步的方法流程图。

图6B是图6A的步骤S67的细部流程图。

图7A是依据本发明一实施例MISO模式下精符号同步的方法流程图。

图7B是图7A的步骤S78的细部流程图。

图8A是本发明的范例所提供的通讯收发器用于DVB-T2系统800的系统方块图。

图8B是精符号同步装置88的系统方块图。

【主要元件符号说明】

100：DVB-T系统

101：发射器

102：接收器

11：导频与传输参数信息插入器

12：保护区间插入器

13：快速傅立叶反转换器

14：循环字首插入器

15：数字模拟转换器

16：发射器前端电路

17：无线信道

18：接收器前端电路

19：模拟数字转换器

20：降频及抗混迭滤波电路

21：插值器

22：频率与相位偏差校正器

23：粗符号同步装置

24：循环字首移除器

25：快速傅立叶转换器

26：传输参数信息撷取电路

27：信道估计与等化电路

28：精符号同步装置

29：载波同步装置

30：取样同步装置

201：第一径的符元信号

202：第二径的符元信号

203、204：循环字首

211：FFT窗口

301：第一径的射频信号

302：第二径的射频信号

303、304：循环字首

311：FFT窗口

284：离散导频提取电路

286：IFFT

288：FFT窗口估计电路

410：第一天线的导频插入方式

412：P2导频符元信号

414：数据符元信号

420：第二天线的导频插入方式

422：P2导频符元信号

450：第一天线

460：第二天线

800：DVB-T2系统

802：接收器

88：精符号同步装置

880：信道频率响应计算电路

881：储存电路

882：快速傅立叶反转换器

883：信道冲击响应计算电路

884：均方差计算比较电路

S60～S67、S671～S675：SISO模式下精符号同步的方法流程步骤

S71～S78、S781～S792：MISO模式下精符号同步的方法流程步骤

具体实施方式

图4A是第二代数字电视地面广播系统(DVB-T2)的帧结构(Frame Structure)示意图。首先，由图4A可看出，DVB-T2系统是由超帧(Super Frame)所组成，T_SF表示一个超帧所占的时间。每个Super Frame则由T2帧(T2-frame)来组成，接续着T2-frame之后的是未来扩展帧部分(Future Extension Frame Parts，FEF Parts)。而T2-frame是由几个符元信号(Symbol)组成，第一个是P1 symbol，后面则接续跟着几个P2symbol，接着是数个数据符元信号(Data Symbol)。本发明实施例主要是使用此帧结构中的P2 symbol(图4A中的P20～P2 N_P2-1)来进行精符号的同步方法，这是因为P2 symbol具有一些可用的导频(Pilot)，适合本发明所提出的计算方法。

DVB-T2系统有两种模式，一种是单天线发送，单天线接收(Single Input SingleOutput，SISO)，另一种是双天线发送，单天线接收(Multiple Input Single Output，MISO)。图4B是DVB-T2系统SISO模式下的P2导频分布示意图，P2导频符元信号等间隔地插入整个P2符元信号。图4C是DVB-T2系统MISO模式下的P2导频分布示意图，410代表双天线其中第一天线的导频插入方式，420代表双天线其中第二天线的导频插入方式，实心圆412为P2导频符元信号，空心圆414则为数据符元信号。在DVB-T2系统MISO模式下，由于是采取双天线发射，第一天线是利用与SISO模式相同的导频插入方式，第二天线则是有不同的导频插入方式，在第二天线上，所有实心导频按照SISO模式的原值发射，420中所有以虚心圆表示的P2导频符元信号(例如422)，则按照SISO模式的值取相反数来发射。

图4D是MISO模式的发送端系统模型，代表MISO模式对于发送数据的调制，正交频分复用数据符元信号将根据此系统模型来发送信号。如图4D，此发送端系统模型规范于DVB-T2系统规格书中，其中，发射信号的规范如下：

e_m，l，p(TX1)＝a_m，l，p    e_m，l，p+1(TX1)＝a_m，l，p+1  p∈{0，2，4，6，...N_data-2}

$e_{m,l,p}\left(\mathrm{TX}2\right)=-a_{m,l,p+1}^{*}$ $e_{m,l,p+1}\left(\mathrm{TX}2\right)=a_{m,l,p}^{*}$ p∈{0，2，4，6，...N_data-2}

其中，TX1代表天线450(即上述的第一天线)，TX2代表天线460(即上述的第二天线)，天线450其一部分的发送信号是a_m，l，p，另一部份的发送信号是a_m，l，p+1。天线460其一部份的发送信号是另一部份的发送信号是而*符号代表共轭(Conjugate)。

而接收信号r₁及r₂的规范如下：

$r_1=H_1{a}_{m,l,p}-H_2{a}_{m,l,p+1}^{*}$

$r_2=H_1{a}_{m,l,p+1}+H_2{a}_{m,l,p}^{*}$

其中，H₁是第一天线450的信道频率响应，H₂是第二天线460的信道频率响应。MISO模式在接收端采用单天线接收，由于采用以上发射方式，一根天线接收了两个信道(第一天线450与第二天线460)传递过来的数据，在实心导频位置(例如P2导频符元信号412所在的位置)上可以得到两种信道频率响应的和，而在虚线导频位置上可以得到两种信道频率响应的差(例如P2导频符元信号422所在的位置)。

接着，请参照图5A～5D。图5A是第一径的符元信号的能量大于第二径的符元信号的能量时的信道冲击响应示意图，图5B是图5A的信道冲击响应的频率响应示意图。图5C是第二径的符元信号的能量大于第一径的符元信号的能量时的信道冲击响应示意图，图5D是图5C的信道冲击响应的频率响应示意图。如图5A～5D所示，当第一径的符元信号的起始位置与能量不同时，其对应的信道频率响应将完全不同，因此可以通过计算实际上接收到的数据与经过等化及硬性决策后所估测的接收数据之间的均方差来判断第一径的符元信号的起始位置。

首先，在SISO模式下，当第i条径被当成第一径时，所得到的实际上接收到与估测的接收数据之间的均方差可以表示为：

${\mathrm{MSE}}_i={\mathrm{\Σ}}_{m=0}^{K_{\max }}{(Y_{i,m}-{\hat{H}}_{i,m}\·X_{i,m})}^2$

，其中，m为子载波的索引值，K_max为最大子载波个数。子信道频率响应表示第i个符元信号中第m个子载波所估计出的子信道频率响应，Y_i，m表示经FFT后接收到的第i个符元信号中第m个子信道的数据，X_i，m表示频域上经过等化及硬性决策后的第i个符元信号中第m个子信道的数据。接着，在这些径中找出一条径的均方差最小者，而此均方差最小的径即为第一径。

简单地说，找出第一径的问题就会变成找出具有MSE最小的径。上述的计算MSE的方法虽然最准确，但求平方的计算会比较复杂，因此，可以用绝对值来简化，把上面式子改写如下：

${\mathrm{MSE}}_i={\mathrm{\Σ}}_{m=0}^{K_{\max }}|Y_{i,m}-{\hat{H}}_{i,m}\·X_{i,m}|$

其中，m为子载波的索引值，Kmax为最大子载波个数。假设经过上述的线性插值与经过频域滤波后得到的信道频率响应的子信道频率响应为其所对应接收到的频域上的数据为Y_0，m，而经过等化和硬性决策(Hard Decision)后得到的数据为X_0，m。除此之外，由于频域发送的数据X_i，m是一个在1附近的数值，因此可以省略等化与硬性决策的影响，将MSE计算公式简化为：

${\mathrm{MSE}}_i={\mathrm{\Σ}}_{m=0}^{K_{\max }}\left|\right|Y_{0,m}|-|{\hat{H}}_{i,m}\left|\right|$ 公式(1)

。最后，对于接收器而言，数据Y_0，m是接收到的频域上的数据，所以，只要计算出子信道频率响应的数值，便可以求得每一条路径被设为第一径时的MSE。

接着，请参照图6A，图6A是本发明的范例所提供的精符号同步方法的流程图。首先，于步骤S60，接收多个符元信号。接着，在步骤S61，将接收的多个符元信号依序作FFT，经过FFT处理的符元信号，例如为Y_K。在步骤S62，自这些进行FFT后的多个符元信号中，提取其多个离散导频计算多个信道频率响应，离散导频例如为P_K，则信道频率响应为H_K＝Y_K/P_K。

接着，在步骤S64，储存对应的频域上的子载波的数据Y_0，m。接着，在步骤S65中，对信道频率响应H_K进行补0的动作与对补0后的信道频率响应H_K进行IFFT以得到信道冲击响应h_t，也就是h_t＝IFFT(H_K)。在步骤S66，设定门槛值TH并找出径的位置与个数，其中，设定门槛值TH可为信道冲击响应中的各响应值的平均值与一比例因数的乘积，该比例因数为正整数可调。另外，超过门槛值TH的响应值的那点即为一个径，而没有超过门槛值TH的响应值的那点则视为杂讯。

最后，在步骤S67，计算每条径当作第一径时的MSE，并从这些径所算出的MSE中找出一个具有最小MSE的径来当作第一径，其SISIO模式下找出最小MSE的公式如同上述的公式(1)。

请参照图6B，图6B是图6A的步骤S67的流程图。在步骤S671，将通过门槛值限制的每根径移到原点位置，相当于导频点上的频率响应乘以一个相位。在步骤S672，经过低通滤波得到所有子载波上的信道频率响应。步骤S673，根据SISO公式，亦即上述的公式(1)，用所储存的符元信号中，挑选符合的子载波来计算其与信道频率响应的均方差。

在步骤S674，判断是否每一径当作第一径的MSE皆被计算，若否，则回到步骤S671，若是，则执行步骤S675。最后，在步骤S675比较所有径的MSE，并将具有最小MSE的径设为第一径。在找到第一径后，便可以将FFT窗口的起始位置设在第一径的符元信号的起始位置，而完成整个在SISO模式下的精符号同步方法。

在本发明的实施方法中，于MISO情况下并参照DVB-T2系统规格书所规范的接收端信号模式，对接收端所接收到的数据作以下变换：

$Y_k=H_{1,k}{X}_k-H_{2,k}{X}_{k+1}^{*}$

$Y_{k+1}^{*}=H_{1,k+1}^{*}{X}_{k+1}^{*}+H_{2,k+1}^{*}{X}_k$

其中，Y_k为第k个子载波上的接收数据，Y_k+1为第k+1个子载波上的接收数据，X_k为发送端第k个子载波上的发送数据，X_k+1为发送端第k+1个子载波上的发送数据，而*符号代表共轭(Conjugate)。此外，H_1，k为第k个子载波上的第一信道频率响应，H_2，k为第k个子载波上的第二信道频率响应，H_1，k+1为第k+1个子载波上的第一信道频率响应，H_2，k+1为第k+1个子载波上的第二信道频率响应。事实上，在相邻两个子载波上，信道的变化并不会很剧烈，因此，可有下列近似：

H_1，k≈H_1，k+1

H_2，k≈H_2，k+1

因此，可得到下列的计算结果：

${\left|Y_k\right|}^2={\left|H_{1,k}{X}_k\right|}^2+{\left|H_{2,k}{X}_{k+1}\right|}^2-H_{1,k}{X}_k{H}_{2,k}^{*}{X}_{k+1}-H_{\mathrm{1,2}}^{*}{X}_k^{*}{H}_{2,k}{X}_{k+1}^{*}$

${\left|Y_{k+1}\right|}^2={\left|H_{\mathrm{1,2}}{X}_{k+1}\right|}^2+{\left|H_{2,k}{X}_k\right|}^2+H_{1,k}{X}_k{H}_{2,k}^{*}{X}_{k+1}+H_{1,k}^{*}{X}_k^{*}{H}_{2,k}{X}_{k+1}^{*}$

|Y_k|²+|Y_k+1|²＝|H_1，kX_k+1|²+|H_2，kX_k|²+|H_1，kX_k|²+|H_2，kX_k+1|²

＝(|H_1，k|²+|H_2，k|²)·(|X_k|²+|X_k+1|²)

除此之外，由于频域发送的数据X_k及X_k+1是在1附近的数值，也就是说，能有下列近似：

(|X_k|²+|X_k+1|²)≈2

因此，在MISO模式下，将MSE计算公式简化如下：

$\mathrm{MSE}=\underset{k=0}{\overset{K_{\max }}{\mathrm{\Σ}}}|({\left|Y_k\right|}^2+{\left|Y_{k+1}\right|}^2)-2({\left|H_{1,k}\right|}^2+{\left|H_{2,k}\right|}^2)|$ 公式(2)

接着，请参照图7A，图7A是依据本发明一实施例MISO模式下精符号同步的方法流程图。步骤S71，接收多个时域符元信号。步骤S72，对时域符元信号进行快速傅立叶转换以产生多个频域符元信号。步骤S73，提取频域符元信号的多个离散导频，并根据该些离散导频，在每一子载波上的第一导频位置计算第一信道与第二信道的两信道频率响应和(例如表示为H_sum_k)，在每一子载波上的第二导频位置计算第一信道与第二信道的两信道频率响应差(例如表示为H_dif_k)。步骤S74，储存该些频域符元信号为第一频域符元信号。

步骤S75，分别对两信道频率响应和H_sum_k及两信道频率响应差H_dif_k进行补0的动作，并将补0后的结果作快速傅立叶反转换，以分别得到两信道冲击响应和h_{t，sum_k}及两信道冲击响应差h_{t，dif_k}。

步骤S76，设定第一门槛值TH1，此第一门槛值TH1是两信道冲击响应和h_{t，sum_k}中的各响应值的平均值与一比例因数的乘积。并根据两信道冲击响应和h_{t，sum_k}与第一门槛值TH1找出两信道冲击响应和h_{t，sum_k}中的多个径，其中两信道冲击响应和h_{t，sum_k}的响应值大于第一门槛值TH1的位置，即为两信道冲击响应和h_{t，sum_k}中该些径的位置。

步骤S77，设定第二门槛值TH2，此第二门槛值TH2是两信道冲击响应差h_{t，dif_k}中的各响应值的平均值与一比例因数的乘积。并根据两信道冲击响应差h_{t，dif_k}与第二门槛值TH2找出两信道冲击响应差h_{t，dif_k}中的多个径，其中两信道冲击响应差h_{t，dif_k}的响应值大于第二门槛值TH2的位置，即为两信道冲击响应差h_{t，dif_k}中该些径的位置。

步骤S78，分别计算两信道冲击响应和h_{t，sum_k}中及两信道冲击响应差h_{t，dif_k}中每一个径当作第一径时的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为第一径。

图7B是图7A的步骤S78的细部流程图。首先，计算两信道冲击响应和h_{t，sum_k}中左起第i条径到原点的第一距离(步骤S781)，根据第一距离与两信道频率响应和H_sum_k，计算出第一特定两信道频率响应和(步骤S782)，根据第一距离与两信道频率响应差H_dif_k，计算出第一特定两信道频率响应差(步骤S783)，其在时域上的意义，相当于将每根径移到原点的位置。接着，将第一特定两信道频率响应和通过低通滤波器获得H_sum_k’，将第一特定两信道频率响应差通过低通滤波器获得H_dif_k’，并利用二元一次方程式，解得对应于两信道冲击响应和h_{t，sum_k}中左起第i条径当作第一径的第一信道频率响应H_1k’及第二信道频率响应H_2k’(步骤S784)。

H_1k’＝(H_sum_k’+H_dif_k’)/2

H_2k’＝(H_sum_k’-H_dif_k’)/2

接着，用所储存的第一频域符元信号来计算其与对应于两信道冲击响应和h_{t，sum_k}中左起第i条径当作第一径的第一信道频率响应H_1k’及第二信道频率响应H_2k’的均方差(步骤S785)。

另一方面，计算两信道冲击响应差h_{t，dif_k}中左起第i条径到原点的第二距离(步骤S786)。根据第二距离与两信道频率响应和H_sum_k，计算出第二特定两信道频率响应和(步骤S787)，根据第二距离与两信道频率响应差H_dif_k，计算出第二特定两信道频率响应差(步骤S788)，其在时域上的意义，相当于将每根径移到原点的位置。接着，将第二特定两信道频率响应和通过低通滤波器获得H_sum_k”，将第二特定两信道频率响应差通过低通滤波器获得H_dif_k”，并利用二元一次方程式，解得对应于两信道冲击响应差h_{t，dif_k}中左起第i条径当作第一径的第一信道频率响应H_1k”及第二信道频率响应H_2k”(步骤S789)。

H_1k”＝(H_sum_k”+H_dif_k”)/2

H_2k”＝(H_sum_k”-H_dif_k”)/2

接着，用所储存的第一频域符元信号来计算其与对应于两信道冲击响应差h_{t，dif_k}中左起第i条径当作第一径的第一信道频率响应H_1k”及第二信道频率响应H_2k”的均方差(步骤S790)。

事实上，当第一径的符元信号的起始位置与能量不同时，其对应的信道频率响应是不同的，也就是说，把每一个径作为第一径所得到的信道频率响应完全不同，因此，上述MISO模式计算MSE的公式(2)可改写如下：

${\mathrm{MSE}}_i=\underset{k=0}{\overset{K_{\max }}{\mathrm{\Σ}}}|({\left|Y_k\right|}^2+{\left|Y_{k+1}\right|}^2)-2({\left|H_{i,1,k}\right|}^2+{\left|H_{i,2,k}\right|}^2)|$ 公式(3)

其中，MSE_i代表第i条径当作第一径时的均方差，H_i，1，k表示第i条径当作该第一径时所对应的第一信道频率响应中第k个子载波的响应值，H_i，2，k表示第i条径当作该第一径时所对应的一第二信道频率响应中第k个子载波的响应值，而k为子载波的索引值。

也就是说，在步骤S785，即可使用上述的公式(3)来计算对应于两信道冲击响应和h_{t，sum_k}中左起第i条径当作第一径的第一信道频率响应H_1k’及第二信道频率响应H_2k’的均方差。

而在步骤S790，亦可使用上述的公式(3)来计算对应于两信道冲击响应差h_{t，dif_k}中左起第i条径当作第一径的第一信道频率响应H_1k”及第二信道频率响应H_2k”的均方差。

在做完上述的流程之后，判断是否计算完对应于两信道冲击响应和h_{t，sum_k}中及两信道冲击响应差h_{t，dif_k}中每一个径当作第一径时的均方差(步骤S791)。若否，回到步骤S781，若是，则至步骤S792，比较对应于两信道冲击响应和h_{t，sum_k}中及两信道冲击响应差h_{t，dif_k}中每一个径当作第一径时的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为第一径。

在本发明其他实施例中，在选径来计算均方差的步骤，亦可为以下作法。当两信道冲击响应和h_{t，sum_k}中的径的数目为A，该两信道冲击响应差h_{t，dif_k}中的径的数目为B。首先，当A等于B时，计算两信道冲击响应和h_{t，sum_k}中每一个径当作第一径时的均方差，且计算两信道冲击响应差h_{t，dif_k}中每一个径当作该第一径时的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为该第一径。

而当A大于B时，仅计算两信道冲击响应和h_{t，sum_k}中每一个径当作该第一径时的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为该第一径。而当A小于B时，则仅计算两信道冲击响应差h_{t，dif_k}中每一个径当作该第一径时的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为该第一径。

接着，请参照图8A，图8A是本发明的范例所提供的通讯收发器用于DVB-T2系统800的系统方块图。通讯收发器包括了发射器101与接收器802。其中，图8A的发射器101与图1的发射器101完全相同，而图8A的接收器802与图1的接收器102只有精符号同步装置88与28不同，其它的部分皆完全相同。因此，在此仅介绍精符号同步装置88，而其它的部分便不再赘述。

请参照图8B，图8B是精符号同步装置88的系统方块图。精符号同步装置88包括信道频率响应计算电路880、储存电路881、快速傅立叶反转换器882、信道冲击响应计算电路883与均方差计算比较电路884。其中，信道频率响应电路880耦接于快速傅立叶转换器25，储存电路881耦接于信道频率响应电路880，快速傅立叶反转换器882耦接于储存电路881，信道冲击响应计算电路883耦接于快速傅立叶反转换器882，而MSE计算比较电路884则耦接于信道冲击响应计算电路883与循环字首移除器24。

信道频率响应计算电路880其输入端耦接于精符号同步装置88的输入端，接收多个第一频域符元信号，并提取该些第一频域符元信号的多个离散导频，根据该些离散导频，在每一子载波上的第一导频位置计算第一信道与一第二信道的两信道频率响应和H_sum_k，及在每一子载波上的第二导频位置计算第一信道与第二信道的两信道频率响应差H_dfi_k。

储存电路881其输入端耦接于信道频率响应计算电路的880输出端，储存该些频域符元信号为第一频域符元信号。

快速傅立叶反转换器882，其输入端耦接于储存电路881的输出端，分别对两信道频率响应和H_sum_k及两信道频率响应差H_dif_k进行补0的动作，并将补0后的结果作快速傅立叶反转换，以分别得到两信道冲击响应和h_{t，sum_k}及两信道冲击响应差h_{t，dif_k}。

信道冲击响应计算电路883，其输入端耦接于快速傅立叶反转换器882的输出端，设定第一门槛值TH1，并根据该两信道冲击响应和h_{t，sum_k}与第一门槛值TH1找出两信道冲击响应和中h_{t，sum_k}的多个径，信道冲击响应计算电路883并设定第二门槛值TH2，并根据h_{t，dif_k}两信道冲击响应差与第二门槛值TH2找出该两信道冲击响应差中的多个径。

均方差计算比较电路884，其输入端耦接于该信道冲击响应计算电路883，其输出端耦接该精符号同步装置88的输出端，分别计算h_{t，sum_k}两信道冲击响应和中及该两信道冲击响应差h_{t，dif_k}中每一个径当作第一径时的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为该第一径，其中，MSE计算比较电路884找出正确的第一径的实施方式可以执行如同图7B的步骤S781～S792。

综上所述，本发明的范例所提供的精符号同步方法自多个径中找出具有最小均方差的径来当作第一径，而且其MSE的公式可以利用简化后的MSE公式来计算。因此，本发明的范例所提供的精符号同步方法、装置及其通讯收发机的同步时间短，且能够正确地找出第一径，以将FFT窗口的起始位置锁在正确的第一径的符元信号的起始位置。

虽然本发明已以实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，故本发明的保护范围当视后附的权利要求所界定的为准。

Claims (9)

1.一种精符号同步的方法，适用于第二代数字电视地面广播系统的双天线发送单天线接收模式，包括：

接收多个时域符元信号；

对该些时域符元信号进行快速傅立叶转换以产生多个频域符元信号；

提取该些频域符元信号的多个离散导频，并根据该些离散导频，在每一子载波上的一第一导频位置计算一第一信道与一第二信道的两信道频率响应和，在该每一子载波上的一第二导频位置计算该第一信道与该第二信道的两信道频率响应差；

储存所有该些频域符元信号为一第一频域符元信号；

分别对该两信道频率响应和及该两信道频率响应差进行补0的动作，并将补0后的结果作快速傅立叶反转换，以分别得到两信道冲击响应和及两信道冲击响应差；

设定一第一门槛值，并根据该两信道冲击响应和与该第一门槛值找出该两信道冲击响应和中的多个径；

设定一第二门槛值，并根据该两信道冲击响应差与该第二门槛值找出该两信道冲击响应差中的多个径；以及

分别计算该两信道冲击响应和中及该两信道冲击响应差中每一个径当作一第一径时的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为该第一径。

2.如权利要求1所述的精符号同步的方法，其特征在于，更包括：

该两信道冲击响应和中的径的数目为A，该两信道冲击响应差中的径的数目为B时，

当A等于B，计算该两信道冲击响应和中每一个径当作一第一径时的均方差，且计算该两信道冲击响应差中每一个径当作该第一径时的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为该第一径；

当A大于B，仅需计算该两信道冲击响应和中每一个径当作该第一径时的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为该第一径；以及

当A小于B，仅需计算该两信道冲击响应差中每一个径当作该第一径时的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为该第一径。

3.如权利要求1所述的精符号同步的方法，其特征在于，该两信道冲击响应和的响应值大于该第一门槛值的位置，即为该两信道冲击响应和中该些径的位置。

4.如权利要求1所述的精符号同步的方法，其特征在于，该两信道冲击响应差的响应值大于该第二门槛值的位置，即为该两信道冲击响应差中该些径的位置。

5.如权利要求1所述的精符号同步的方法，其特征在于，计算该两信道冲击响应和中及该两信道冲击响应差中每一个径当作该第一径时的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为该第一径的步骤，包括：

计算该两信道冲击响应和中左起第i条径到原点的一第一距离；

根据该第一距离与该两信道频率响应和，计算出一第一特定两信道频率响应和；

根据该第一距离与该两信道频率响应差，计算出一第一特定两信道频率响应差；

将该第一特定两信道频率响应和与该第一特定两信道频率响应差通过一低通滤波器，并利用二元一次方程式，解得对应于该两信道冲击响应和中左起第i条径当作该第一径的第一信道频率响应及第二信道频率响应；

用所储存的该第一频域符元信号来计算其与对应于该两信道冲击响应和中左起第i条径当作该第一径的第一信道频率响应及第二信道频率响应的均方差；

计算该两信道冲击响应差中左起第i条径到原点的一第二距离；

根据该第二距离与该两信道频率响应和，计算出一第二特定两信道频率响应和；

根据该第二距离与该两信道频率响应差，计算出一第二特定两信道频率响应差；

将该第二特定两信道频率响应和与该第二特定两信道频率响应差通过该低通滤波器，并利用二元一次方程式，解得对应于该两信道冲击响应差中左起第i条径当作该第一径的第一信道频率响应及第二信道频率响应；

用所储存的该第一频域符元信号来计算其与对应于该两信道冲击响应差中左起第i条径当作该第一径的第一信道频率响应及第二信道频率响应的均方差；

判断是否计算完对应于该两信道冲击响应和中及该两信道冲击响应差中每一个径当作该第一径时的均方差；以及

比较对应于该两信道冲击响应和中及该两信道冲击响应差中每一个径当作该第一径时的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为该第一径。

6.如权利要求5所述的精符号同步的方法，其特征在于，计算该两信道冲击响应和中及该两信道冲击响应差中第i条径当作该第一径时的均方差MSE_i的公式表示如下：

${\mathrm{MSE}}_i=\underset{k=0}{\overset{K_{\max }}{\mathrm{\Σ}}}|({\left|Y_k\right|}^2+{\left|Y_{k+1}\right|}^2)-2({\left|H_{i,1,k}\right|}^2+{\left|H_{i,2,k}\right|}^2)|$

其中，Y_k表示该第一频域符元信号中的第k个子载波的数据，Y_k+1表示该第一频域符元信号中的第k+1个子载波的数据，H_i,1,k表示第i条径当作该第一径时所对应的一第一信道频率响应中第k个子载波的响应值，H_i,2,k表示第i条径当作该第一径时所对应的一第二信道频率响应中第k个子载波的响应值，而k为子载波的索引值，K_max为最大子载波个数。

7.如权利要求1所述的精符号同步方法，其特征在于，该第一门槛值是该两信道冲击响应和中的各响应值的平均值与一比例因数的乘积。

8.如权利要求1所述的精符号同步方法，其特征在于，该第二门槛值是该两信道冲击响应差中的各响应值的平均值与一比例因数的乘积。

9.一种精符号同步装置，适用于第二代数字电视地面广播系统的双天线发送单天线接收模式，包括：

一信道频率响应计算电路，其输入端耦接于该精符号同步装置的输入端，接收多个第一频域符元信号，并提取该些第一频域符元信号的多个离散导频，根据该些离散导频，在每一子载波上的一第一导频位置计算一第一信道与一第二信道的两信道频率响应和，在该每一子载波上的一第二导频位置计算该第一信道与该第二信道的两信道频率响应差；

一储存电路，其输入端耦接于该信道频率响应计算电路的输出端，储存所有该些频域符元信号为一第一频域符元信号；

一快速傅立叶反转换器，其输入端耦接于该储存电路的输出端，分别对该两信道频率响应和及该两信道频率响应差进行补0的动作，并将补0后的结果作快速傅立叶反转换，以分别得到两信道冲击响应和及两信道冲击响应差；

一信道冲击响应计算电路，其输入端耦接于该快速傅立叶反转换器的输出端，设定一第一门槛值，并根据该两信道冲击响应和与该第一门槛值找出该两信道冲击响应和中的多个径，设定一第二门槛值，并根据该两信道冲击响应差与该第二门槛值找出该两信道冲击响应差中的多个径；以及

一均方差计算比较电路，其输入端耦接于该信道冲击响应计算电路，其输出端耦接该精符号同步装置的输出端，分别计算该两信道冲击响应和中及该两信道冲击响应差中每一个径当作一第一径时的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为该第一径。