CN105516031A - 一种快跳频系统的信道估计和信道均衡方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种快跳频系统的信道估计和信道均衡方法，属于无线通信技术领域。所述方法包括发射端的训练序列设计、快跳频和接收端的信道估计、信道均衡、解跳频。本发明保持了快跳频系统的优势，不改变主载波的频率，仅改变调制数据在子载波上的位置；在快跳频系统中，用子载波信息对应的信道信息完成了信道估计和信道均衡，本发明的训练序列防止了信道信息的缺失，解跳频和信道均衡的不同顺序防止了信道信息的错位，保证了结果的准确性。

Description

一种快跳频系统的信道估计和信道均衡方法

技术领域

本发明涉及一种快跳频系统的信道估计和信道均衡方法，属于无线通信技术领域。

背景技术

跳频是最常用的扩频方式之一，其工作原理是指按照预定规律对收发双方传输信号的载波频率进行离散变化，即通信中使用的载波频率受伪随机变化码的控制而随机跳变。与定频通信相比，跳频通信比较隐蔽也难以被截获。因为只要对方不清楚载频跳变的规律，就很难截获通信内容。但是常规的跳频方式也存在一些缺点，例如1)占用带宽大，当信号带宽接近30MHz，如果采用常规跳频方案，10个频点就会使信号总带宽达到300MHz，这对RF链路造成很大的负担；2)跳频速度受限；3)对大功率宽带干扰没有抑制能力。快跳频模式可以弥补这些缺点，它不改变主载波的频率，仅改变调制数据在子载波上的位置。快跳频的每个频点间隔为一个子载波带宽，并且不使用过多的频点，这样信号带宽几乎没有增加，同时保证了系统的抗截获能力。由于快跳频时不改变主载波频率，锁相环路不用重新捕获和跟踪，跳频速率可以达到系统的符号速率。面对大功率宽带干扰时，快跳频可以自适应缩减使用子载波的个数并改变跳频图样，从而使接收信干噪比仍然保持在一定水平，不至于完全失去通信能力。

在移动通信系统中，无线信道的时延扩展会引起通信系统的频率选择性衰落，造成子信道信号的幅度伸缩和相位旋转，当采用同步解调时，这种影响必须通过均衡予以消除。信道估计是信道均衡的基础，是影响系统性能的关键一步。因此，为了使无线通信系统能够在双选衰落的无线信道中工作，进行精确的信道估计以获得准确的信道信息就十分必要。通常采用的是基于训练序列的信道估计，即在无线通信系统发送端发送已知训练序列，接收机根据该训练序列和相应的接收信号进行信道估计。

在理想同步的条件下，OFDM系统的各子信道信号相当于分别通过了衰落系数不同的平坦衰落信道。因此，各子信道接收信号是发送的数据码元与相应的子信道传输函数的乘积。只要在FFT后对各个子信道分别采用单抽头复系数均衡器，补偿子信道传输函数引起的幅度衰减和角度旋转就可以实现信号的均衡。

对于快跳频系统，如果采用常规的信道估计和信道均衡方法则会产生错误，导致系统得不到正确的解调数据。因为快跳频结果改变了调制数据在子载波上的位置，所以仅仅通过训练序列估计出来的信道信息已经不能和快跳频后的数据子载波一一对应，从而产生了错误的信道均衡结果。

发明内容

本发明为了解决现有技术中存在的问题，提出一种快跳频系统的信道均衡和信道估计方法，以达到更好地利用快跳频优势，同时得到正确的信道估计值，完成信道均衡的目的。所述方法包括发射端的训练序列设计、快跳频和接收端的信道估计、信道均衡、解跳频。

本发明的一种快跳频系统的信道均衡和信道估计方法包括以下步骤：

第一步，设计发射端的训练序列结构。

训练序列设计对信道估计的性能有着重要影响，一个好的训练序列需要满足以下特征：恒模特性(降低系统的峰均值比)，二进制序列(降低系统复杂度)，良好的自相关特性和互相关特性(消除由多径信道导致的自干扰及天线间互干扰)。因此，本发明利用频域m序列产生需要的训练序列。

假设OFDM系统中有Q个OFDM符号，每个OFDM符号包含(M+N)个子载波，其中M个子载波携带有用数据，N个空子载波为保护间隔，不含数据信息，子载波的序号

n∈{0,1…,M+N-1}。其中，0到n为数据子载波，(n+1)到(n+N)为空白子载波，(n+N+1)到(M+N-1)为数据子载波。快跳频之后，有L个空白子载波会含有数据信息，即携带数据信息的子载波数量变为(M+L)。

由频域m序列经过双极性变换和添加空白点，形成的训练序列X长度为(M+N)，其中非零点为(M+L)个，空白点为(N-L)个。训练序列X的第0到个点为+1或者-1，第到(M+N-1)个点为+1或者-1，第到点为0。保证快跳频之后携带数据信息的(M+L)个子载波对应的训练序列值不为0。最后，对训练序列X进行IFFT变换，得到时域的子帧同步头数据。

第二步，设计发射端的快跳频方式。

假设快跳频之前的数据子载波标号为f(k)。采用快跳频的方法，生成周期为T的伪随机序列a(i)，其中i＝1,…,T；再截取伪随机序列a(i)中一段长度为T₁的序列a₁(i')，其中i'＝1,…,T₁；并将a₁(i')转换为L进制序列b(i”)，长度为T₂，i”＝1,2,…,T₂；L,L≤N，其中L进制对应着L种快跳频方式，为整数。再根据序列b(i”)的取值调整每个OFDM符号中子载波的位置，即：

$s(j,k)=f\left(k\right)+b\left(j\mathrm{mod}{T}_2\right)-\frac{L}{2}$

其中，s(j,k)表示快跳频后第j个OFDM符号时原始标号为f(k)的子载波所对应的位置，j＝0,1,2,…,Q-1，mod表示求余运算，b(jmodT₂)的结果为j除以T₂得出的余数。最后，对快跳频之后的子载波进行IFFT变换、加前缀、加窗等等，将得到的时域数据发射出去。

第三步，接收端进行信道估计。

由于发射时训练序列是已知的，所以用接收到的训练序列进行信道估计。发射端的频域训练码元为训练序列X，假设信道的频率响应为H，子载波上的信道噪声为N，接收端收到的子帧同步头经过FFT后的频域信号为Y，那么有下述表达式：

Y＝HX+N

因此，LS(LeastSquare，最小二乘法)信道估计值可以表示为：

$\hat{H}={\mathrm{YX}}^{-1}$

第四步，接收端进行信道均衡和解跳频。

在用训练序列得到信道估计值后，就可以对后面的接收数据做信道均衡。假设第k个OFDM符号在发射端的原始频域数据为X_K，经过信道和接收端的FFT变换之后，频域数据为Y_K，其中k＝0,1,2…Q-1。

情况(a)：接收端先信道均衡，后解跳频。

直接利用上一步骤得出的信道估计值，对后面的接收数据做信道均衡：

$X_k=\frac{Y_k}{\hat{H}}$

在接收端，生成与发射端相同的L进制序列b(i”)，则可进一步解得每个数据子载波原始标号上对应的数据值，完成解跳频。

情况(b)：接收端先解跳频，后信道均衡。

当先解跳频后信道均衡时，由于接收端的子载波位置经过解跳频发生了变化，从s(j,k)还原到了f(k)，而信道估计的信道信息依然对应于s(j,k)，所以还要对信道估计的结果进行解跳频处理，解跳频方式与子载波的解跳频一致。利用与发射端相同的L进制序列b(i”)，将第s(j,k)信道信息还原到f(k)，从而和子载波数据对应：

$f\left(k\right)=s(j,k)-b\left(j\mathrm{mod}{T}_2\right)+\frac{L}{2}$

由此得到的解跳频后的信道估计值为H^*，频域数据Y_K解跳频之后为Y_K ^*，根据下式进行信道均衡，原始频域数据为：

$X_k=\frac{{Y_k}^{*}}{H^{*}}$

本发明的优点在于：

(1)保持了快跳频系统的优势，不改变主载波的频率，仅改变调制数据在子载波上的位置；

(2)在快跳频系统中，用子载波信息对应的信道信息完成了信道估计和信道均衡，本发明的训练序列防止了信道信息的缺失，解跳频和信道均衡的不同顺序防止了信道信息的错位，保证了结果的准确性。

附图说明

图1是常规的训练序列和本发明的训练序列比较示意图。

具体实施方式

下面给出本发明方法在OFDM系统中的一个实施例，包括发射端设计训练序列、快跳频、接收端信道估计、解跳频和信道均衡，具体如下：

第一步，设计发射端的训练序列；

在OFDM系统中，每个符号包含64个子载波，标号为{0,1,2…63}，其中52个数据子载波，12个空白子载波。标号为0到25和38到63的为两段数据子载波，26到37为空白子载波。快跳频后会有56个子载波携带数据信息。

在一个频域m序列中截取出56点长度，并完成单极性到双极性的转换，变成值为+1或-1的序列P。添加8个空白数据点0，即形成64点的训练序列X。X＝{-1,1,-1,1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,-1,-1,1,-1,-1,1,-1,1,1,-1,1,1,-1,-1,-1,1,0,0,0,0,0,0,0,0,1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,-1,-1,1,1,1,1,-1,1,1,1,1,1}。训练序列X中的第0到27，36到63点依次为序列P中的56个值，第28到35点为空白点0。最后，对训练序列X进行IFFT，得到时域的子帧同步头数据。

第二步，发射端快跳频；

先生成周期为1024的伪随机序列a(i)，其中i＝1,2…1024，再将其转换为4进制序列b(i”)，其中i”＝1,2…512。然后根据伪随机序列的取值调整每个OFDM符号中数据子载波的位置，即

s(j,k)＝f(k)+b(jmod512)-2

例如，第38个子载波经过快跳频之后可能在第36号到39号子载波之间，向前跳了两个点或者向后跳了一个点，跳动范围为4个点。

经过快跳频之后，初始标号f(k)为26，27，36，37的空白子载波，会有相邻的子载波数据跳入，从而携带有数据信息。因此，快跳频后的数据子载波将会由原来的52个变成56个。

第三步，接收端的信道估计；

在实际系统中，由于训练序列值变为了双极性，其非零值只可能是±1，所以X实际上是对角线值为1或-1的对角阵，其逆阵等于本身；而且在接收端可以把Y作一下平均得到这样可以使噪声电平降低3dB，因此，信道估计可以简化为：

$\hat{H}=\stackrel{\‾}{Y}X$

由此可以看出，如果按照常规的训练序列设计方法，训练序列“0”值与子载波的空白点相对应，那么X的26到37为空白点0，这些点的信道估计值没有信道信息。而在经过快跳频之后，部分原始的空白子载波将会跳进数据信息，却没有相应的信道信息与之做信道均衡。常规的训练序列和本发明提出的训练序列比较如图1，横坐标表示训练序列的序号，纵坐标表示训练序列的幅度，为+1，-1或者0。本发明的训练序列比常规训练序列少了四个空白点。经过跳频后，常规训练序列中的这四个空白点将会有数据信息跳入。因此，本发明的训练序列防止了信道信息的缺失，保证了后续信道均衡结果的准确性。

第四步，接收端的信道均衡和解跳频。

经过小幅快跳频之后，数据子载波的位置发生了变化，由初始的f(k)变到了s(j,k)，而训练序列并没有经过快跳频过程，估计出来的仍然是原始f(k)的信道信息。我们按照以下两种情况来讨论。

情况(a)：接收端先信道均衡，后解跳频。

由于训练序列有56个非空点，保证了所有快跳频前后涉及到的数据子载波都能有对应的信道信息。因此，直接利用上一步骤得出的信道估计值，对后面的接收数据做信道均衡：

$X_k=\frac{Y_k}{\hat{H}}$

在接收端，生成与发射端相同的L进制序列b(i”)，则可进一步解得每个数据子载波原始标号上对应的数据值，完成解跳频。

情况(b)：接收端先解跳频，后信道均衡。

当先解跳频后信道均衡时，由于接收端的子载波位置经过解跳频发生了变化，从s(j,k)还原到了f(k)，而信道估计的信道信息依然对应于s(j,k)，所以还要在接收端对信道估计值进行解跳频处理。利用与发射端相同的4进制序列b(i”)，对信道估计的64点进行解跳频：

f(k)＝s(j,k)-b(jmod512)+2

将第s(j,k)信道信息还原到f(k)，从而和子载波数据对应。解跳频后的信道估计值为H^*，频域数据Y_K解跳频之后为Y_K ^*，根据下式进行信道均衡：

$X_k=\frac{{Y_k}^{*}}{H^{*}}$

得到OFDM系统的第j个符号在跳频前的64个子载波数据。

Claims (3)

1.一种快跳频系统的信道估计和信道均衡方法，其特征在于包括以下步骤：

第一步，设计发射端的训练序列结构；

利用频域m序列产生需要的训练序列；

第二步，设计发射端的快跳频方式；

假设快跳频之前的数据子载波标号为f(k)，采用快跳频的方法，生成周期为T的伪随机序列a(i)，其中i＝1,…,T；再截取伪随机序列a(i)中一段长度为T₁的序列a₁(i')，其中i'＝1,…,T₁；并将a₁(i')转换为L进制序列b(i”)，长度为T₂，i”＝1,2,…,T₂；L,L≤N，其中L进制对应着L种快跳频方式，为整数；再根据序列b(i”)的取值调整每个OFDM符号中子载波的位置，即：

其中，s(j,k)表示快跳频后第j个OFDM符号时原始标号为f(k)的子载波所对应的位置，j＝0,1,2,...,Q-1，mod表示求余运算，b(jmodT₂)的结果为j除以T₂得出的余数；最后，对快跳频之后的子载波进行IFFT变换、加前缀、加窗处理，将得到的时域数据发射出去；

第三步，接收端进行信道估计；

发射端的频域训练码元为训练序列X，假设信道的频率响应为H，子载波上的信道噪声为N，接收端收到的子帧同步头经过FFT后的频域信号为Y，那么有下述表达式：

Y＝HX+N

因此，最小二乘法得出的信道估计值表示为：

第四步，接收端进行信道均衡和解跳频。

2.根据权利要求1所述的一种快跳频系统的信道估计和信道均衡方法，其特征在于：第一步具体为，

假设OFDM系统中有Q个OFDM符号，每个OFDM符号包含(M+N)个子载波，其中M个子载波携带有用数据，N个空子载波为保护间隔，不含数据信息，子载波的序号n∈{0,1...,M+N-1}；其中，0到n为数据子载波，(n+1)到(n+N)为空白子载波，(n+N+1)到(M+N-1)为数据子载波；快跳频之后，有L个空白子载波会含有数据信息，即携带数据信息的子载波数量变为(M+L)；

由频域m序列经过双极性变换和添加空白点，形成的训练序列X长度为(M+N)，其中非零点为(M+L)个，空白点为(N-L)个；训练序列X的第0到个点为+1或者-1，第到(M+N-1)个点为+1或者-1，第到点为0；最后，对训练序列X进行IFFT变换，得到时域的子帧同步头数据。

3.根据权利要求1所述的一种快跳频系统的信道估计和信道均衡方法，其特征在于：所述的第四步具体为：

假设第k个OFDM符号在发射端的原始频域数据为X_K，经过信道和接收端的FFT变换之后，频域数据为Y_K，其中k＝0,1,2…Q-1；

情况(a)：接收端先信道均衡，后解跳频；

直接利用信道估计值，对后面的接收数据做信道均衡：

在接收端，生成与发射端相同的L进制序列b(i”)，则进一步解得每个数据子载波原始标号上对应的数据值，完成解跳频；

情况(b)：接收端先解跳频，后信道均衡；

利用与发射端相同的L进制序列b(i”)，将第s(j,k)信道信息还原到f(k)，从而和子载波数据对应：

由此得到的解跳频后的信道估计值为H^*，频域数据Y_K解跳频之后为Y_K ^*，根据下式进行信道均衡，原始频域数据为：