WO2014142576A1 - 무선 통신 시스템에서 단말 간 직접 통신을 이용한 신호 수신 방법 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 단말 간 직접 통신을 이용한 신호 수신 방법 Download PDF

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WO2014142576A1
WO2014142576A1 PCT/KR2014/002118 KR2014002118W WO2014142576A1 WO 2014142576 A1 WO2014142576 A1 WO 2014142576A1 KR 2014002118 W KR2014002118 W KR 2014002118W WO 2014142576 A1 WO2014142576 A1 WO 2014142576A1
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signal
symbol
subframe
transmitted
boundary
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서한별
김병훈
박종현
김학성
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엘지전자 주식회사
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    • H04W88/00—Devices specially adapted for wireless communication networks, e.g. terminals, base stations or access point devices
    • H04W88/02—Terminal devices

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method for receiving a signal using direct communication between terminals in a wireless communication system.
  • the present invention describes a method for receiving a signal of direct communication between terminals.
  • a UEU120 and a UE2 130 perform direct communication between terminals.
  • the UE means a terminal of a user.
  • the network equipment such as the base station to transmit and receive a signal using the direct communication method between the terminals may be considered as a kind of UE.
  • the eNB may control the location of the time / frequency resources, transmission power, etc. for direct communication between the UE through the appropriate control signal.
  • direct communication between terminals may be set to be performed without a control signal of the eNB LLO.
  • D2D device-to-device
  • a link connected for direct communication between terminals is referred to as a device-to-device (D2D) link, and a link through which the UE communicates with an eNB is called a NU (eNB-UE) link.
  • D2D device-to-device
  • a UE connected to an eNB performs D2D communication using some subframes, and performs communication with an eNB using some other subframes.
  • a timing advance given to uplink transmission of each of the UE1 120 and the UE2 130 and a propagation delay between the UE1 120 and the UE2 130 may be determined. It is necessary to consider.
  • the boundary of the D2D subframe received by UE2 130 is determined by the subframe boundary of UEK120 and UE2 130. It may not match the subframe boundary.
  • D2D communication is performed between UEs located in a short distance, it may be assumed that D2D communication is performed with a round—trip propagation delay within an Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) symbol size.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • GI a predetermined guard interval
  • the GI is shorter than the length of a single OFDM symbol, and in particular, may be regarded as less than 0.5 symbol length.
  • a special signal may be transmitted using the remaining 0.5 symbols of one symbol.
  • the special signal may be used to determine an exact time point at which a D2D subframe starts by using a sequence previously known by a D2D receiving UE, which is a terminal receiving a D2D in advance.
  • the special signal may be referred to as a D2D subframe synchronization signal or a D2D subframe determining signal. Since the special signal is a signal previously known to the D2D receiver, it may be used for measurement of channel estimation and channel state information feedback of the D2D signal.
  • the present invention proposes a signal receiving method using direct communication between terminals in a wireless communication system.
  • a method for receiving a signal using direct communication between terminals in a wireless communication system includes: receiving a synchronization signal for direct communication between terminals from a second terminal; Acquiring synchronization based on the synchronization signal; Receiving a boundary signal for direct communication between terminals from the second terminal; And receiving a control signal or a data signal using direct communication between terminals based on the boundary signal, wherein the synchronization signal is transmitted using a portion of one symbol.
  • the one symbol includes N divided sections
  • the synchronization signal is transmitted using M sections of the divided sections
  • the remaining N-M sections are used as guard intervals. It is characterized by.
  • the synchronization signal is repeated on the M intervals. Thus, it can be obtained based on the difference between the start point of the synchronization signal and the start point of the window.
  • the boundary signal is transmitted using a different sequence from the resource block to which the synchronization signal is transmitted.
  • the bandwidth of the boundary signal is a subset of the bandwidth of the control signal or data signal. More preferably, the boundary signal is transmitted in resource blocks k— ⁇ to k + k 2 , the control signal or data signal is transmitted in resource blocks ⁇ to n 2 , and the resource block k is expressed as a center resource block. floor (( ni + n 2 ) / 2). The number of resource blocks through which the boundary signal is transmitted may be determined according to the number of resource blocks through which the data signal or the control signal is transmitted.
  • the resource blocks through which the boundary signals are transmitted may be grouped into a plurality of groups, and the number of resource blocks through which the boundary signals are transmitted may be determined for each of the plurality of groups.
  • the control signal or data signal may be received using the same bandwidth as the boundary signal, and the second terminal may be identified based on a sequence of boundary signals transmitted from the second terminal.
  • the boundary signal is generated based on a specific parameter and the specific parameter is determined based on a hashing function in which IDs of a plurality of terminals are mapped to one parameter. do. '
  • the boundary signal is generated based on a specific parameter, and the specific parameter is linked to a transmission parameter of the control signal or data signal. More preferably, the transmission parameters are grouped into a plurality of groups, and each of the plurality of groups is linked with the specific parameter.
  • the control signal or the parameter of the data signal may include at least one of a bandwidth of the control signal, a bandwidth of the data signal, and a demodulation reference signal parameter.
  • the synchronization signal may be a sounding reference signal.
  • the boundary signal may be a demodulation reference signal.
  • a signal can be efficiently received by using direct communication between terminals in a wireless communication system.
  • 1 is a conceptual diagram of direct communication between terminals.
  • FIG. 2 shows a wireless communication system including a relay station.
  • 3 shows a radio frame structure of a 3GPP LTE system.
  • 4 is a diagram illustrating a resource grid in a downlink slot.
  • 5 shows a structure of a downlink subframe.
  • FIG. 6 shows the structure of an uplink gib frame.
  • FIG 8 shows an example of the structure of an OFDM transmitter and an OFDM receiver.
  • 9 and 10 illustrate an example in which a guard interval is located in a subframe.
  • FIG. 11 shows a conventional data transmission method in a subframe including a guard interval.
  • FIG. 13 shows an example of overlapping transmission of data in two symbols including a guard interval.
  • FIG. 14 shows an example in which data is repeatedly transmitted only in partial symbols of two symbols including a guard period.
  • FIG. 15 shows another example in which data is repeatedly transmitted in partial symbols of two symbols including a guard period.
  • 16 shows an example of combining data of partial symbols in a demodulation process of an OFDM receiver.
  • 17 shows an example of assigning a symbol index in a subframe including a guard period.
  • FIG. 18 illustrates a method for comparing a short block with a long block and generating a short block.
  • FIG. 19 shows an example of allocating a short block to a symbol including a guard period.
  • FIG. 20 shows an example of a radio resource location to which a short block can be allocated.
  • 21 and 22 illustrate an example of configuring a guard subcarrier ( gLiard subcarrier) in a resource block adjacent to a short block.
  • 23 to 27 show examples of setting a guard subcarrier in a short block.
  • 28 and 29 illustrate examples of allocation of short blocks and guard subcarriers included in a subframe in a multi-user environment.
  • 30 and 31 illustrate an example of a subframe structure that can be used in the backhaul uplink.
  • FIG. 32 is a graph illustrating a sync function with f (x) of Equation 3.
  • FIG 33 shows an example in which a plurality of terminals transmit a macro SRS to a base station.
  • 34 illustrates an SRS transmission method of a relay station according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 35 shows an example of a structure of an uplink subframe when the RS transmits an SRS.
  • 36 to 39 show examples of the SRS transmission band of the relay station that may be set by the 'srsBandwidth' parameter.
  • FIG. 40 illustrates a process in which a relay station (or a terminal) generates and transmits a long block SRS and a base station receives a long block SRS.
  • FIG. 41 illustrates a process in which a relay station (or a terminal) generates and transmits a short block SRS and the base station receives a short block SRS.
  • Figure 43 shows a transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • the receiver 44 illustrates a receiver according to an embodiment of the present invention.
  • the receiver may be part of a base station.
  • FIG. 45 illustrates a process of processing two SRSs when a long block SRS and a short block SRS are simultaneously received by a receiver of a base station.
  • 47 to 49 show signals in the frequency domain at processing points B, C, and E in the receiver of FIG. 45, respectively.
  • 50 to 52 illustrate a subframe structure including a guard period and a D2D subframe synchronization signal, according to an embodiment of the present invention.
  • 53 is a diagram for explaining a method of generating a subframe synchronization signal according to an embodiment of the present invention.
  • 55 is a diagram illustrating interference between subcarriers according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 57 is a diagram for describing a method of obtaining frequency / time synchronization according to an embodiment of the present invention.
  • Figure 58 is an embodiment of the present invention, a view illustrating the position at which the synchronization signal is transmitted.
  • 59 is a diagram for describing a method of identifying a start point of a signal according to an embodiment of the present invention.
  • 60 and 61 are diagrams for describing a method of identifying a start point of a signal using a DM-RS as an embodiment of the present invention.
  • 62 and 63 are diagrams for describing a method of extending a transmission time of a subframe synchronization signal according to an embodiment of the present invention.
  • 64 and 65 are diagrams for describing a resource region of a subframe boundary signal according to an embodiment of the present invention.
  • 66 and 67 are diagrams for describing a method of identifying a transmission bandwidth of a signal according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 68 illustrates a block diagram of a communication device according to an embodiment of the present invention.
  • each component or feature may be considered to be optional unless otherwise stated.
  • Each component or feature is different from other components or features. It may be implemented in an uncoupled form.
  • some components and / or features may be combined to form an embodiment of the present invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment.
  • Embodiments of the present invention will be described with reference to the relationship between data transmission and reception between a base station and a terminal.
  • the base station has a meaning as a terminal node of the network that directly communicates with the terminal. Certain operations described as being performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases. .
  • a 'base station (BS)' may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNode B (eNB), and an access point (AP).
  • the repeater may be replaced by terms such as relay node (RN) and relay station (RS).
  • RN relay node
  • RS relay station
  • the term 'terminal' may be replaced with terms such as a user equipment (UE), a mobiye station (MS), a mobile subscriber station (MSS), and a subscriber station (SS).
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of wireless access systems IEEE 802 system, 3GPP system, 3GPP LTE and LTE-L (LTE-Advanced) system and 3GPP2 system. That is, steps that are not described in order to clearly reveal the technical spirit of the present invention among the embodiments of the present invention or Portions may be supported by the documents. In addition, all terms disclosed in the present document can be described by the above standard document.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC to FDMA single carrier frequency division multiple access
  • CDMA may be implemented by a radio technology such as UTRAOJniversal Terrestrial Radio Access) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented in wireless technologies such as GSKGlobal System for Mobile communications (GPRS) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enceded Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GPRS Global System for Mobile communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enceded Data Rates for GSM Evolution
  • 0FDMA may be implemented in a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, Evolved UTRA (E-UTRA), and the like.
  • UTRA is part of the Universal Mobile Telecom TM Universal Systems (UMTS).
  • 3rd Generation Partnershi Project (3GPP) long term evolution (LTE) is a part of Evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA, and employs 0FDMA in downlink and SOFDMA in uplink.
  • LTE-A Advanced is an evolution of 3GPP LTE.
  • WiMAX can be described by the IEEE 802.16e standard (WirelessMAN-OFDMA Reference System) and the advanced IEEE 802.16m standard (Wireless ⁇ -0FDMA Advanced system).
  • IEEE 802.16e WirelessMAN-OFDMA Reference System
  • advanced IEEE 802.16m Wireless ⁇ -0FDMA Advanced system
  • FIG. 2 illustrates a wireless communication system including a relay station. .
  • a wireless communication system 210 including a relay station includes at least one base station 211.
  • Each base station 211 provides communication services for a particular geographic area 215, commonly referred to as a cell.
  • the cell can be further divided into a plurality of areas, each of which is called a sector.
  • One or more cells may exist in one base station.
  • the base station 211 generally refers to a fixed station communicating with the terminal 213, and includes an evolved NodeB (eNB), a Base Transceiver System (BTS), an Access Point, an Access Network (AN), and the like. It may be called in other terms.
  • the base station 211 may perform functions such as connect ivi ty, management, control, and resource allocation between the relay station 212 and the terminal 214.
  • a relay station (RS) 212 refers to a device that relays a signal between a base station 211 and a terminal 214 and may be called other terms such as a relay node, a repeater, a repeater, and the like. Can be.
  • a relay method used by the relay station any method such as AF mpHfy and forward) and DF (decode and forward) may be used, and the technical spirit of the present invention is not limited thereto.
  • the terminal 213 may be fixed or mobile, and may include a mobile station (MS), a UT user terminal (SS), a subscriber station (SS), a wireless device, a PDA ( Other terms may include Personal Digital Assistant, Wireless Modem, Handheld Device, and Access Terminal.
  • the macro UE (Mac UE, Ma UE, 213) is a terminal that communicates directly with the base station 211 and the relay station (relay UE, Re UE, 214) refers to a terminal that communicates with the relay station. Even the macro terminal 213 in the cell of the base station 211 can communicate with the base station 211 via the relay station 212 to improve the transmission rate according to the diversity effect.
  • a link between the base station 211 and the macro terminal 213 will be referred to as a macro link.
  • a macro link may be divided into a macro downlink and a macro uplink.
  • a macro downlink (M-DL) means communication from a base station 211 to a macro terminal 213, and a macro uplink , M-UL) means communication from the macro terminal 213 to the base station 211.
  • the link between the base station 211 and the relay station 212 will be referred to as a backhaul link.
  • the backhaul link may be classified into a backhaul downlink (B-DL) and a backhaul uplink (B—UL).
  • B-DL backhaul downlink
  • B—UL backhaul uplink
  • the backhaul downlink means communication from the base station 211 to the relay station 212
  • the backhaul uplink means communication from the relay station 212 to the base station 211.
  • the link between the relay station 212 and the relay station terminal 214 will be referred to as an access link.
  • the access link may be classified into an access downlink (A-DL) and an access uplink (A-UL).
  • Access downlink is Means communication from relay station 212 to relay station 214
  • access uplink means communication from relay station terminal 214 to relay station 212.
  • the wireless communication system 210 including the relay station is a system supporting bidirectional communication.
  • Bidirectional communication may be performed using a TDD Tifiie Division Duplex (FDD) mode, a Frequency Division Duplex (FDD) mode, or the like.
  • TDD mode uses different time resources in uplink transmission and downlink transmission.
  • FDD mode uses different frequency resources in uplink transmission and downlink transmission.
  • 3 is a diagram illustrating a structure of a radio frame used in a 3GPP LTE system.
  • a radio frame has a length of 10 ms (327200 x Ts) and consists of 10 equally sized subframes.
  • Each subframe has a length of 1 ms and consists of two slots.
  • Each slot has a length of 0.5 ms (15360xTs).
  • the slot includes a plurality of 0FDM symbols in the time domain and includes a plurality of resource blocks (RBs) in the frequency domain.
  • one resource block includes 12 subcarriers X 7 (6) 0FDM symbols.
  • Transmission time interval ( ⁇ ), which is the unit time at which data is transmitted, may be determined in units of one or more subframes.
  • TTI may be a minimum unit of scheduling.
  • a unit time of a D2D subframe in which a D2D transmission / reception operation is performed may be determined in units of one subframe or in units of one or more subframes.
  • the structure of the above-described radio frame is merely an example, and the number of subframes included in the radio frame, the number of slots included in the subframe, and the number of 0FDM symbols included in the slot may be variously changed.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a resource grid in a downlink slot.
  • one downlink slot includes seven 0FDM symbols in the time domain and one resource block (RB) includes 12 subcarriers in the frequency domain
  • the present invention is not limited thereto.
  • General In the case of a cyclic prefix (CP) one slot includes 7 OFDM symbols, but in the case of an extended CP, one slot may include 6 OFDM symbols.
  • Each element on the resource grid is called a resource element.
  • One resource block contains 12X7 resource elements.
  • the number of N DL of resource blocks included in the downlink slot depends on a DL transmission bandwidth eu architecture of an uplink slot may be same as that of the downlink slot.
  • 5 shows a structure of a downlink subframe.
  • a maximum of three OFDM symbols in the front part of the first slot in one subframe corresponds to a control region to which a control channel is allocated.
  • the remaining OFDM symbols correspond to data regions to which a physical downlink shared channel (PDSCH) is allocated.
  • Downlink control channels used in the 3GPP LTE system include, for example, a physical control format indicator channel (PCFICH), a physical downlink control channel (PDCCH), a physical HARQ indicator channel. (Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH).
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and includes information on the number of OFDM symbols used for control channel transmission in the subframe.
  • the PHICH includes a HARQ AC / NAC signal as a response of the uplink transmission.
  • Control information transmitted through the PDCCH is referred to as downlink control information (DCI).
  • DCI includes uplink or downlink scheduling information or an uplink transmit power control command for a certain terminal group.
  • the PDCCH includes a resource allocation and transmission format of a DL shared channel (DL-SCH), resource allocation information of an uplink shared channel (UL DL SCH), paging information of a paging channel (PCH), system information on a DL-SCH, and a PDSCH.
  • DL-SCH DL shared channel
  • UL DL SCH uplink shared channel
  • PCH paging information of a paging channel
  • system information on a DL-SCH and a PDSCH.
  • a plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region.
  • the UE may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH is transmitted in an aggregate of one or more consecutive Control Channel Elements (CCEs).
  • CCE is a radio channel
  • CCE processes multiple resource element groups.
  • the format of the PDCCH and the number of available bits are determined according to the correlation between the number of CCEs and the coding rate provided by the CCEs.
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI transmitted to the terminal, and adds a cyclic redundancy check (CRC) to the control information.
  • CRC cyclic redundancy check
  • the CRC is masked with an identifier called Radio Network Temporary Identifier (RNTI) according to the owner or purpose of the PDCCH.
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • the PDCCH is for a specific terminal, the cell-RNTI (C-RNTI) identifier of the terminal may be masked to the CRC.
  • a paging indicator identifier P—RNTI
  • the system information identifier and system information RNTI may be masked to the CRC.
  • SI-RNTI system information RNTI
  • the random access RNT RA-RNTI may be masked to the CRC.
  • FIG. 6 illustrates a structure of an uplink subframe.
  • an uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • a physical uplink control channel (PUCCH) including uplink control information is allocated to the control region.
  • a physical uplink shared channel (PUSCH) including user data is allocated.
  • PUCCH for one UE is allocated to an RB pair in a subframe.
  • Resource blocks belonging to a resource block pair occupy different subcarriers for two slots.
  • the resource block pair allocated to the PUCCH is said to be frequency-hopped at the slot boundary.
  • FIG 8 shows an example of the structure of an OFDM transmitter and an OFDM receiver.
  • the OFDM transmitter modulates information bits to be transmitted through a modulator and inputs the serial bits to an S / P unit which converts a serial signal into a parallel signal.
  • the modulator can use various modulation schemes, such as quadrature phase shift keying (QPSK) and quadrature amplitude modulation (QAM).
  • QPSK quadrature phase shift keying
  • QAM quadrature amplitude modulation
  • the parallel signal converted by the S / P unit becomes a signal having a period longer than the channel delay spread.
  • the parallel signal is inputted to an IFFT lnverse Fast Fourier Transform (IFFT) unit, which represents a signal in the frequency domain as a signal in the time domain, and IFFT is then inserted into the CP and transmitted through the RF unit.
  • IFFT lnverse Fast Fourier Transform
  • the RF unit includes at least one antenna.
  • the OFDM receiver After receiving the radio signal through the RF unit, the OFDM receiver removes the CP through a cyclic prefix remover and converts the serial signal into a parallel signal through the S / P unit.
  • the transformed parallel signal is FFTed through a fast fourier transform (FFT) unit.
  • the FFT represents a signal in the time domain as a signal in the frequency domain.
  • the signal in the frequency domain is restored to data through an equalizer and a demodulator.
  • the equalizer removes the influence of the channel on each subcarrier by multiplying each subcarrier by the estimated channel response.
  • the demodulator demodulates the data in a demodulation manner, which is the modulation scheme used in the modulator.
  • the OFDM transmitter may be part of a base station or a relay station.
  • the OFDM receiver may be part of a relay station or base station.
  • the relay station When a relay station is included in a wireless communication system, it is assumed that it is difficult for the relay station to transmit a signal simultaneously with receiving the signal in the same frequency band. Thus, the relay station receives or transmits signals in the same frequency band at different times.
  • the RS may operate in a manner of receiving a signal from the base station in subframe #n and transmitting a signal to the RS in subframe # n + l.
  • the transmission interval between the signal transmission period and the reception period when the signal is transmitted and received switching.
  • Requires a guard time (or guard interval).
  • the guard interval is the time required to stabilize, protect, or generate a signal that meets the requirements of the system.
  • the guard interval is designed to stabilize the operation of a power amplifier that amplifies the signal. Transient time may be included.
  • 9 and 10 illustrate an example in which a guard interval is located in a subframe.
  • two guard periods are located at the boundaries of a subframe. That is, the first symbol and the last symbol of the subframe include the guard period.
  • the guard period may be located not only at the symbol at the boundary of the subframe but also at other symbols.
  • one of two guard periods is located in a symbol that is not an intermediate symbol of a subframe, that is, a symbol that is not at the boundary of the subframe.
  • the location of the guard interval is exemplified for the case where the scheduling unit is a subframe, but this is not a limitation. That is, if the scheduling unit is a slot, the guard period may be located in the slot and the boundary or the increment symbol of the slot (all are the same below). This guard interval may be a time interval smaller than one symbol. The remainder of the symbol except for the guard interval is called a partial symbol.
  • 11 shows a data transmission method in a subframe including a guard interval.
  • a guard interval In the guard period, it may be difficult to transmit data.
  • the symbol is wasted without using partial symbols except for the guard interval for data transmission.
  • a subframe In case of a normal CP in LTE, a subframe includes 14 symbols and in case of an extended CP, 12 symbols. Two of these symbols cannot be used due to the guard interval. If scheduling is performed in slot units, two symbols in one slot may not be used due to the guard interval. Four symbols in one subframe may not be used due to the guard period. Therefore, there is a need for a method of transmitting a signal using a symbol including a guard interval.
  • different data may be loaded on two partial symbols and transmitted.
  • the section excluding the guard period from the symbol including the guard period is referred to as a partial symbol.
  • PSD1 and PSD2 may be different data. If the guard period is short enough to be negligible compared to the symbol period, PSDl and PSD2 may be properly demodulated.
  • PSDl and PSD2 may need to be more robust channel coding than other symbols to satisfy the error rate required by the system.
  • a new resource allocation rule that can be channel-coded and transmitted in symbol units can be defined.
  • additional coding gain may be obtained by repeating PSD1 and PSD2 in the channel coding process. More coding is imposed on PSDl and PSD2, thereby reducing the error rate during demodulation.
  • the symbol including each partial symbol may be sequentially assigned to the last symbol index of a subframe in consideration of the fact that a difference may occur in channel coding or resource allocation rules compared to other symbols.
  • the symbol index # 0 is assigned to the second symbol of the subframe and the symbol index # 1 is assigned to the third symbol.
  • Symbol index # 12 may be assigned to the first symbol and symbol index # 13 may be assigned to the last symbol.
  • symbol indexes # 0 to # 11 are transmitted or transmitted as in the conventional method.
  • the data transmission method or the data reception method different from the conventional method may be applied to the symbol indexes # 12 and # 13 of the subframe.
  • FIG. 13 shows an example of overlapping transmission of data in two symbols including a guard interval.
  • a guard period may be included in the first symbol and the last symbol of a subframe.
  • the data transmitted in the partial symbol of the first symbol is PSD-A (partial symbol data-A); Data transmitted in the partial symbol of the last symbol is called PSD-B.
  • PSD-A and PSD-B may be part of the FSD which is one symbol data, and PSD-A may correspond to the rear part of the FSD and PSD-B may correspond to the front part of the FSD.
  • the FSD is configured in the order of CP + data, and the CP is a cyclically copied copy of the latter part of the data.
  • PSD—A and PSD-B are the same as if some data was cyclically copied from each other, and in this sense, the symbol on which PSD-A or PSD-B is transmitted is called an eye lie-copied symbol. It may be. There are two cases in which data is amplified and transmitted in two symbols including a guard period in detail.
  • the first method is to transmit data in the entire symbol including the partial symbol and the guard interval, that is, the guard interval. That is, in a symbol including a guard period located at the boundary of the subframe, the transmitter applies and amplifies a signal in the entire symbol despite the guard period and transmits the signal. Since the data is transmitted in the guard interval, the data may be distorted in the guard interval. However, since the signal is transmitted through the same processing as the symbol without the guard interval, the convenience of implementation is high. For example, in the first heart fire, since the guard interval is located in front of the symbol, the data carried in the front of the symbol may be distorted. On the other hand, in the last symbol, since the guard period is located at the rear of the symbol, the data carried at the rear of the symbol may be distorted.
  • the second method is to transmit data only in partial symbols in a symbol including a guard interval. That is, in a symbol including a guard interval, the guard interval The data is transmitted using some or all of the partial symbols without transmitting the data.
  • the second method is described in detail with reference to FIG.
  • FIG. 14 shows an example in which data is repeatedly transmitted only in partial symbols of two symbols including a guard period.
  • data is transmitted only in a partial symbol in a symbol including a guard interval, and at this time, a signal is transmitted by applying a signal from a specific time point of the partial symbol or by applying a signal only to a specific time point of the partial symbol.
  • a signal is transmitted by applying a signal from a specific time point of the partial symbol or by applying a signal only to a specific time point of the partial symbol.
  • Can transmit In the guard period since data is distorted and loaded, it may not have much meaning. Therefore, data is transmitted from a specific time point of the partial symbol in which data distortion does not occur.
  • PSD-A may include the second half of one symbol data
  • PSD-B may include the first half of the one symbol data.
  • PSD-A and PSD-B are generated from the same symbol data, but the contents of the PSD-A and PSD-B may be different since they are the back and the front of the 1 symbol data.
  • the U and t2 may be set variously according to the demodulation scheme of the OFDM receiver.
  • tl and t2 may be set to ((1/2) * T sym + CP length) in consideration of CP of each symbol.
  • FIG. 15 shows another example of overlapping transmission of data in partial symbols of two symbols including a guard period.
  • U and t2 may be set to a section excluding a guard period from T sym .
  • the OFDM transmitter may use a method of allocating and transmitting data to the entire partial heart, and selecting and combining necessary parts in the 0FOM receiver.
  • tl and t2 may be set independently of each other. 16 illustrates an example of combining data of partial symbols in a demodulation process of an OFDM receiver.
  • one symbol data may be restored by combining in the order of PSD-B and PSD-A.
  • the combination of PSD-B and PSD-A is preferably performed at the front end of the FFT unit. That is, rather than combining the partial symbols after demodulation through the FFT process, it is preferable to first combine the received radio signal itself and then recover one symbol through the FFT process.
  • 17 shows an example of assigning a symbol index in a subframe including a guard period.
  • the index of the first symbol of the subframe is 0, and the index of the second symbol is 1,.
  • the index of the last symbol is 13.
  • the first symbol or the last symbol including the guard period may or may not transmit data. That is, the first symbol and the last symbol may be punctured as in the prior art, thereby not transmitting data, or transmitting data according to the present invention.
  • a symbol including a guard interval can be used for a special purpose, so that the last symbol index that can be used can be allocated without setting the index of the first symbol to zero.
  • the symbol index # 0 is assigned to the second symbol of the subframe and the symbol index # 1 is assigned to the third symbol. after combining a part of the symbol and the last symbol partial symbol made one symbol may be assigned to # 12, the last symbol index.
  • the existing method of performing interleaving, puncturing, mapping, etc. according to the symbol index such as LTE
  • the signal transmission method according to the present invention can be applied only to a symbol having the last symbol index. If the signal transmission method according to the present invention is not applied, the relay station in the backhaul link may puncture the unusable symbol and transmit data when two symbols including a guard interval are not available. In normal CP, the relay station Two symbols may be punctured and data may be transmitted using 12 symbols. Even if there is a guard period in the subframe and ignores this and uses all 14 symbols, the RS may transmit the symbol without puncturing.
  • a method of transmitting data using a short block (SB) in a symbol including a guard interval will be described.
  • a method of transmitting data using a short block has the same meaning as a method of transmitting data using a shortened symbol in the time domain.
  • the short symbol refers to a symbol having a shorter interval in the time domain than a general symbol (see FIG. 4).
  • a method of transmitting data using a long block has the same meaning as a method of transmitting data using a general symbol in the time domain.
  • FIG. 18 illustrates a method of comparing a short block with a long block and generating a short block.
  • a short block means a radio resource with a shorter time interval than a long block and a wide spacing of subcarriers in a frequency domain.
  • the subcarrier spacing may be 30 KEZ.
  • the long block corresponds to the entire symbol in the time domain, and the subcarrier spacing may be a narrower radio resource than the short block.
  • the subcarrier spacing may be 15 KHz.
  • the short block may include, for example, 1/2 time intervals of the long block. That is, if the time interval of the long block is T, the time interval of the short block may be T / 2. In this case, comparing the subcarrier spacing in the long block and the frequency domain, the long block may be 15KHz and the short block may be 30KHZ. The number of bits that a short block can transmit may be 1/2 of a long block. When a long block (LB) is generated through the N_point IFFT, a short block may be generated through the N / 2-point IFFT. Short blocks generally consist of 1/2 time intervals of long blocks, but are not limited thereto. According to the guard period in the symbol, the short block may be composed of 2/3 time intervals (8 subcarriers in the frequency domain) of the long block. .
  • 19 shows an example of allocating a short block to a symbol including a guard period. 19 shows an example of allocating a short block to a symbol including a guard period.
  • the last symbol index of a subframe is assigned to a symbol formed of SB1 + SB2.
  • the index '0' is assigned to the second symbol without assigning the index '0' to the first symbol of the subframe.
  • the short block symbol SB1 included in the first symbol of the subframe and the short block symbol SB2 included in the last symbol are combined to form one symbol, and a symbol index '12' is assigned to the formed symbol.
  • FIG. 20 shows an example of a radio resource location to which a short block can be allocated.
  • the short block may be allocated to a band that is advantageous for signal transmission among frequency bands. It can also be assigned to the first slot or the second slot of a symbol in the time domain. That is, the short block may be allocated to any slot without the constraint of being allocated to a specific slot of a subframe.
  • 21 and 22 illustrate examples of configuring a guard subcarrier in a resource block adjacent to a short block.
  • the guard subcarrier may be set to a resource block adjacent to a short block in the frequency domain.
  • Subcarrier spacing within a short block is 30 KHz, twice that of a long block. Therefore, in the short block, the number of usable subcarriers is half of the long block. For example, if the number of subcarriers in the long block is 12, the number of subcarriers in the short block is six. Protection by not assigning signals to subcarriers of long blocks adjacent to short blocks Can act as a subcarrier. In this case, as shown in FIG. 22, all six subcarriers included in the short block may be used.
  • 23 to 27 illustrate an example of setting a guard subcarrier in a short block.
  • the protection subcarriers are set at both boundaries in the frequency domain of the short block, but this is not a limitation. That is, as shown in FIG. 26 or FIG. 27, the protection subcarrier may be set only at one boundary. When the protection subcarriers are set at both boundaries, the number of usable subcarriers can be enjoyed as 4 within a short block, but there is an advantage of reducing interference on adjacent resource blocks. If the protection subcarriers are set only at one boundary, the number of subcarriers that can be used within a short block is five, and the number of usable subcarriers is increased rather than setting the subcarriers at both boundaries.
  • protection subcarriers set within a short block may enjoy interference on adjacent resource blocks.
  • the protection subcarrier may be composed of a plurality of consecutive subcarriers.
  • 28 and 29 illustrate examples of allocation of short blocks and guard subcarriers included in a subframe in a multi-user environment.
  • a partial symbol of a symbol including a guard period in a frequency band allocated to a relay station may be configured as a short block. All other symbols except the symbol including the guard interval may be configured as long blocks.
  • a protection subcarrier is configured in a resource block adjacent to a short block in the frequency domain. That is, a guard subcarrier is located in a frequency band allocated to UE_a or UE_b.
  • a subcarrier located at a boundary within a short block in the frequency domain is set as a guard subcarrier.
  • 30 and 31 show an example of a subframe structure that can be used in the backhaul uplink.
  • the relay station transmits an uplink control signal to a base station.
  • the area to transmit is represented by R-PUCCH, and the area to transmit data is represented by R-PUSCH.
  • a partial symbol of the first symbol and the last symbol may not transmit a signal.
  • the partial symbol of the symbol including the guard period may serve as a guard band for preventing interference with the frequency band or the R—PUSCH band allocated to the macro terminal.
  • the partial symbols of the first symbol and the last symbol may be referred to as guard resources. If the relay station has a large frequency band, the waste of resources does not matter because the proportion of protected resources is relatively small. The protected resource does not have to coincide with the partial symbol and can be set larger or smaller than the partial symbol.
  • partial symbols of the first symbol and the last symbol may be allocated to a macro terminal.
  • the protected resource may be set in the resource block adjacent to the partial symbols of the first symbol and the last symbol.
  • the macro terminal may not use at least one subcarrier adjacent to the partial symbols of the first and last symbols in the PUSCH band. In other words, some of the radio resources allocated to the macro terminal (which may vary from one subcarrier to a plurality of resource blocks) are not used to prevent interference.
  • the RS does not transmit a signal.
  • the macro terminal may transmit a signal in a partial symbol not used by the relay station, but may not transmit a signal in some radio resources of the PUSCH region adjacent to the partial symbol.
  • the uplink subframe has been described above, the same may be applied to the downlink subframe.
  • a (k) be the k-th subcarrier signal of the first symbol and B (k) be the k-th subcarrier signal of the last symbol. It can be determined as follows.
  • Equation 1 N is the power of 2 as the FFT size. If the signal of the time domain combining the signal of the first symbol and the signal of the last symbol is c (n), c (n) may be determined as in Equation 2 below.
  • C (M) may be expressed as Equation 3 below.
  • a (M) B (M).
  • Equation 3 ICI is affected by f (x).
  • FIG. 32 is a graph illustrating a sync function with f (x) of Equation 3.
  • f (x) in Equation 3 has a form similar to a sync function.
  • f (x) is 0 when X is even. That is, when (k-M) is even in Equation 3, f (k-M) becomes 0. Therefore, there is no ICI from the subcarrier k that makes (k—M) even.
  • the cyclically copied subcarriers receive an ICI corresponding to the size of a sync function from the non-cyclically copied subcarriers.
  • the frequency band assigned to the backhaul link between the base station and the relay station (relay station band) and the frequency band assigned to the link between the base station and the terminal (macro access band) are each composed of consecutive subcarriers in the frequency domain, the relay station band and macro access
  • a guard subcarrier may be placed between bands to recover a symbol transmitted in a cyclically copied subcarrier. Without a guard subcarrier, ICI can overcome the ICI received from the macro access band through strong channel coding or signal repetition.
  • SB short block
  • a (k) be the k-th subcarrier signal of a symbol consisting of short blocks (hereinafter, referred to as a short block symbol), and B (k) be the k-th subcarrier signal of a symbol composed of long blocks (hereinafter, referred to as a long block symbol).
  • the signal a (n) in the time domain of the short block symbol and the signal b (n) in the time domain of the long block symbol can be expressed by Equation 4 below.
  • N is the power of 2 as the FFT size.
  • the signal c (n) received by the receiver may be expressed by Equation 5 below.
  • the receiver may perform N—FFT on c (n) and extract the M th subcarrier signal to decode the long block symbol.
  • the M-th subcarrier signal C (M) is shown in Equation 6 below.
  • the ICI element is A (k). That is, in order to use the M th subcarrier of the long block symbol, the M / 2 th subcarrier of the short block symbol should not be used. If k is not M / 2, then the ICI element is determined by f (x).
  • the receiver applies an N / 2-FFT to the second half of c (n) and extracts the Mth subcarrier signal to decode a short block symbol signal. If the M-th subcarrier signal of the short block symbol is C '(M), C' (M) is expressed by the following equation.
  • the ICI element is determined by f (x). Compared with the case of using the above-described cyclically copied symbols, the interference average effect is eliminated, and the interference power is increased by 3 dB. On the other hand, since there is one more short block symbol in the last symbol of the subframe, the interference power can be prevented from increasing by 3 dB by utilizing this short block symbol.
  • the relay station is deemed protected.
  • a method of transmitting a sounding reference signal (SRS) in a subframe that includes it will be described.
  • the SRS is a reference signal transmitted from a terminal or a relay station to a base station and is a reference signal not related to uplink data or control signal transmission.
  • SRS is mainly used for channel quality estimation for frequency selective scheduling in uplink (macro uplink or backhaul uplink), but may be used for other purposes. For example, it can be used for power control, initial MCS selection, initial power control for data transmission, etc. have.
  • the SRS sequence used for the SRS may be the same as the sequence used for the DM RS.
  • the length of the SRS sequence may be limited by the resource block size * (a multiple of 2, 3, and / or 5).
  • the smallest SRS sequence may have a length of 12.
  • the transmittable SRS band NSRSRB and the SRS sequence length MSRSSC may be given by Equation 8 below.
  • ⁇ 2, ⁇ 3, and ⁇ 5 are positive integer sets.
  • the SRS uses the same resource block and the same subcarrier, but maintains orthogonality by using different cyclic shift values in the same basic sequence.
  • the cyclic shift value may be set for each terminal or relay station.
  • FIG 33 shows an example in which a plurality of terminals transmit a macro SRS to a base station.
  • UE # 1 transmits a macro SRS through a comb form, that is, one subcarrier of every two subcarriers, over the entire frequency band.
  • the terminals # 2 to # 4 transmit the macro SRS through a subcarrier allocated in a comb form in an SRS band allocated thereto (that is, a band for transmitting the SRS).
  • This allocation of subcarriers in the form of a comb is also referred to as interleaved FDMA.
  • each terminal repeatedly transmits the SRS twice in the SC-FDMA symbol when the long block is used in the SC-FDMA symbol to which the macro SRS is transmitted.
  • 34 shows an SRS transmission method of a relay station according to an embodiment of the present invention.
  • the relay station receives sounding reference signal parameters from the base station (S3410), and the relay station receives the sounding reference signal parameters. Allocating a radio resource using the step (S3420), and transmitting the SRS to the base station through the allocated radio resource (S3430).
  • the radio resource indicated by the sounding reference signal parameters includes a symbol in which a guard interval is located in the time domain.
  • the sounding reference signal parameters received by the RS from the base station in step S3410 may be, for example, as shown in the following table.
  • 'srsBandwidthConfiguration' represents a maximum band in which an SRS can be transmitted in a cell.
  • 'srsSubframeConfiguration' indicates a possible set of subframes in which an SRS can be transmitted in each radio frame.
  • 'srsSubframeConfiguration' is a cell-specific broadcast signal transmitted to a relay station in a cell, and may be configured, for example, of 4 bits.
  • the SRS may be sent in the last SC-FDMA symbol within the subframes in which the SRS may be sent.
  • the backhaul uplink data transmission of the relay station may not be allowed in the SOFDMA symbol in which the SRS is transmitted.
  • 'srsBandwidth' represents the SRS transmission band of the relay station.
  • the SRS transmission band may be determined according to the transmission power of the relay station, the number of relay stations that the base station can support, and the like.
  • the SRS transmission band of the relay station indicated by 'srsBanclwklth' will be described later.
  • [Duration] is a parameter indicating whether the base station requests one relay SRS transmission or periodically transmits the SRS. By this parameter, the relay station may transmit the SRS only once or periodically transmit the SRS to the base station.
  • 'ransmissionComb' indicates to which subcarrier the SRS transmitted by the RS is allocated.
  • IFDMA interleaved FDMA
  • RPF repetition factor
  • the subcarrier on which the SRS is transmitted has a comb-like spectrum.
  • the subcarrier on which the SRS is transmitted is composed of only even subcarriers (or odd subcarriers) in the allocated sounding band.
  • the relay station is assigned a parameter called 't ransmissionComb' because of the IFDMA structure of the symbol on which the SRS is transmitted.
  • ransmissionComb' has a value of 0 or 1 and indicates where the SRS is sent. However, this is not a limitation and may indicate how many subcarriers are allocated to every four subcarriers, such as 4n, 4n + l, 4n + 2, and 4n + 3th subcarriers. In this case, the SRS occupies 1/4 symbol in the time domain.
  • 'SrsResourcetype' is a parameter indicating whether a resource block to which an SRS is allocated is a long block or a short block. That is, the relay station An SRS may be allocated to a block and transmitted, or an SRS may be allocated and transmitted to a long block.
  • the relay station allocates a radio resource using the sounding reference signal parameters as described above.
  • FIG. 35 shows an example of a structure of an uplink subframe when a relay station transmits an SRS.
  • a resource block located at a boundary in a frequency domain of an uplink subframe is allocated a PUCCH through which an uplink control signal of a terminal is transmitted, and a backhaul PUCCH (backhaul) in which a relay station transmits a backhaul uplink control signal adjacent to the PUCCH.
  • PUCCH may be allocated.
  • a backhaul PUCCH region or a backhaul PUSCH (region indicated as backhaul in FIG. 35) through which backhaul uplink data is transmitted may include a guard period at a boundary of a subframe. Therefore, it is difficult for the relay station to use the entire last symbol of the subframe.
  • the relay station may use only a part of the last symbol when transmitting the SRS to the base station. For example, a short block may be allocated to the first half of the last symbol and SRS (SB-SRS) may be transmitted using this short block.
  • SB-SRS may mean an SRS allocated to a short symbol in terms of time.
  • the UE may transmit the macro SRS using the entire symbol. That is, SRS (LB—SRS) using long blocks can be transmitted.
  • the LB-SRS may mean an SRS allocated to a normal symbol generally in terms of time. In this case, whether the RS transmits the SRS may also be a problem even in the frequency band to which the PUCCH is allocated.
  • 36 to 39 show examples of the SRS transmission band of the relay station that may be set by the 'srsBandwidth' parameter. '
  • 36 shows a case in which the transmission band of the SRS transmitted by the RS is excluded from the PUCCH region of the UE.
  • 37 is . This shows a case where the transmission band of the SRS transmitted by the RS includes the PUCCH region of the UE.
  • the backhaul PUCCH is located at the boundary of the frequency band of the subframe.
  • the SRS transmission band transmitted by the RS is shown in FIG.
  • the backhaul PUCCH region may be excluded or may be included as shown in FIG. 39.
  • the UE may not transmit the SRS in the band in which the backhaul PUCCH is transmitted. As a result, puncturing of the last symbol of the backhaul PUCCH region can be prevented by the macro SRS.
  • a short block SRS may be spread by a constant ant amplitude zero autocorrelation (CAZAC) or Zadoff-Chu sequence to reduce interference and maintain low PAPR / CM characteristics.
  • CAZAC constant ant amplitude zero autocorrelation
  • the transmission band and frequency positions of the short block SRS and the long block SRS may be the same in order to obtain a high processing gain by this sequence.
  • the transmission band, transmission comb, cyclic shift, hopping, etc. for the short block SRS may be known to the RS by the sounding reference signal parameter.
  • a new rule may be defined or the same rule used for the long block SRS may be used, but only newly required parameters may be added.
  • FIG. 40 illustrates a process in which a relay station (or a terminal) generates and transmits a long block SRS and a base station receives a long block SRS.
  • the RS converts an A1 all-parallel signal, which is a long block SRS, to be transmitted, then performs a discrete fourier transform (DFT) and maps it to a subcarrier. It then converts it to a serial signal via an N-point IFFKlnverse Fast Fourier Transform. Then, the signal A1 to be transmitted by the relay station becomes a signal repeated twice in one symbol (B1 is repeated twice).
  • DFT discrete fourier transform
  • the base station recovers the long block SRS through the N-point FFT, subcarrier demapping, and inverse distributed fourier transform (IDFT) of the signal received through the wireless channel.
  • IDFT inverse distributed fourier transform
  • FIG. 41 illustrates a process in which a relay station generates and transmits a short block SRS and a base station receives a short block SRS.
  • A2 which is a short block SRS, performs N / 2-point IFFT instead of N-point in the process of performing IF T.
  • the number of points to be sampled is half of that of the long block SRS.
  • B2 is disposed only at 1/2 symbol.
  • the base station restores a short block SRS via a subcarrier demapping (IDapping) through an N / 2-point FFT and a signal received through a radio channel.
  • IDapping subcarrier demapping
  • a long block SRS is allocated to odd subcarriers (or even subcarriers) among subcarriers having a 15KHZ subcarrier spacing
  • a short block SRS is allocated to subcarriers having a 30KHZ subcarrier spacing.
  • the long block SRS or the short block SRS or the assigned subcarriers have the same interval as 30 kHz.
  • the long block SRS and the short block SRS may have different waveforms. That is, each subcarrier has a form of a sync function in the frequency domain.
  • two subcarriers are twice as wide as a long block SRS. Therefore, since each subcarrier on which the long block SRS is transmitted has a maximum value, the value of each subcarrier on which the short block SRS is transmitted is not exactly zero. However, the effect is not large because the value at that time is not large.
  • the transmitter may be part of a relay station.
  • the transmitter may include a modulator, a DFT unit, a subcarrier mapper, an IFFT unit, and an RF unit.
  • the modulator generates modulated symbols by mapping the encoded bits to symbols representing positions on a signal constellation.
  • the modulation scheme is not limited, and may be m_Phase Shift Keying (m-PSK) or m- Quadrature Amplitude Modulation (m-QAM).
  • the modulated symbols are input to the DFT unit.
  • the DFT unit performs a DFT on the input symbols and outputs complex-valued symbols. For example, if K symbols are input, the DFT size is K (K is a natural number).
  • the subcarrier mapper maps the complex symbols to each subcarrier in the frequency domain. Complex symbols may be mapped to resource elements corresponding to a resource block allocated for data transmission.
  • the IFFT unit performs an IFFT on the input symbol and outputs a baseband signal for data which is a time domain signal.
  • N can be determined by the channel bandwidth (N is a natural number).
  • the CP inserter (not shown) copies a part of the rear part of the baseband signal for data and inserts it in front of the base bend signal for data. By inserting CP, ISK Inter Symbol Interference) and ICKlnter Carrier Interference can be prevented, so that orthogonality can be maintained even in a multipath channel.
  • SC-FDMA may also be referred to as DFTS-0FDM (DFT spread-OFDM).
  • DFTS-0FDM DFT spread-OFDM
  • PAPR peak-to-average power ratio
  • CM cubic metric
  • transmission power efficiency may be increased.
  • the receiver 44 illustrates a receiver according to an embodiment of the present invention.
  • the receiver may be part of a base station.
  • the receiver may include an RF unit, an FFT unit, a demapper, and an IDFT unit. It may also include an IFFT unit, a short block signal cancellation unit (SB signal cancellation unit).
  • the RF unit may include at least one antenna and receives a wireless signal through a wireless channel.
  • the received radio signal is converted from a serial signal to a parallel signal and then converted into a signal in the frequency domain by the FFT unit.
  • the signal in the frequency domain is converted into a signal in the time domain through a demapper and an IDFT unit.
  • the IFFT unit converts the received signal converted into the signal in the frequency domain through the FFT unit into a signal in the time domain. At this time, if the FFT unit performs an N-point FFT, the IFFT unit may perform an N / 2-point IFFT.
  • the short block signal removal unit subtracts the short block signal received from the IFFT unit from the signal received through the RF unit. That is, it serves to remove the short block signal from the signal received through the RF unit. 45 illustrates a process of processing two SRSs when a long block SRS and a short block SRS are simultaneously received by a receiver of a base station.
  • the base station may simultaneously receive the long block SRS transmitted by the UE and the short block SRS transmitted by the RS in the last symbol of the subframe. That is, the analog signal (the signal at point A) received by the RF unit of the receiver may be a signal in which a long block signal and a short block signal are mixed.
  • the receiver samples the received analog signal and then converts the sampled signal into a parallel signal (signal B point).
  • the receiver then performs an N-point FFT on the parallel signal.
  • the number N of signal samples input to the FFT process may be 2048.
  • the receiver can obtain 1024 samples (which can be obtained only by obtaining signals of even or odd carriers) from the signal obtained after performing the FFT, which corresponds to samples of short block signals (signals at point C). Samples of the short block signal are restored to the short block signal via the IDFT.
  • the long block signal included in the signal at point A cannot be directly obtained from the sampled signal. This is because the sampled signal contains both a short block signal and a long block signal. Therefore, additional processing is required to extract only samples for long block signals.
  • the signal at point C corresponds to a sample of the short block signal.
  • the receiver generates the sample of the short block signal as the same signal as the short block signal generated at the transmitter.
  • the receiver may subtract the generated short block signal from the signal at point A to remove interference due to the short block signal from the signal at point A.
  • this process may be implemented by removing the short block signal from the signal of the B point, not the signal of the A point.
  • the receiver converts a signal from which the short block signal is removed from the received signal into a parallel signal (signal D) and performs an N-point FFT again (signal E).
  • the IDFT then recovers the long block signal.
  • 46 illustrates a signal in the frequency domain at processing point A in the receiver of FIG. 46 illustrates the waveforms of each subcarrier in parallel, not the actual waveform of the long block SRS or the short block SRS.
  • the actual waveform is the same as the sum of each subcarrier.
  • the long block SRS and the short block SRS have the same subcarrier spacing of 30 kHz, but have different waveforms in the frequency domain.
  • the spacing of zero crossing points of the short block SRS has a wider shape.
  • the sampling points may be configured at 15 KHz intervals.
  • 47 to 49 show signals in the frequency domain at processing points B, C, and E in the receiver of FIG. 45, respectively.
  • both the long block SRS and the short block SRS are present in a mixed form at point B.
  • a long block SRS may have a value at odd subcarriers
  • a short block SRS may have a value at even subcarriers and an odd subcarrier. Since the short block SRS has a value even in the odd subcarriers, it interferes with the long block SRS.
  • the signal at point C has values at even subcarriers and odd subcarriers. That is, the signal at point C may include only a short block SRS.
  • a signal at point E that is, a signal passing through an N-point FFT may include only a long block SRS.
  • the SRS transmitted from the relay station to the base station may be allocated to a part of a symbol, for example, a first half half symbol or a second half half symbol, in a symbol including a guard period in a subframe. In this manner, the SRS can be prevented from being degraded due to the guard period included in the symbol of the subframe.
  • the transmission capacity of the backhaul link is increased. This is because, when a signal is transmitted through a general normal symbol, radio resources to be wasted due to a guard interval are used for backhaul link signal transmission. If the RS does not transmit the SRS in the last symbol of the subframe, it should transmit in other symbols. Accordingly, the RS must puncture symbols transmitting SRSs, resulting in puncturing symbols to be used for backhaul data transmission.
  • a method of receiving a signal using a portion of one symbol as described above will be described.
  • a subframe operating with a D2D link is referred to as a D2D subframe.
  • the unit time of the D2D subframe in which the D2D transmission / reception operation is performed may be determined in one subframe unit or one or more subframe units.
  • 50 to 52 illustrate, as an embodiment of the present invention, a subframe structure including a guard period and a D2D subframe synchronization signal.
  • subframe #n operates as a D2D link
  • NU link operates in subframes # n ⁇ 1 and subframes # n + l.
  • a part of the last symbol of the preceding subframe #nl with respect to subframe # 11 is set to a guard interval (GI), and the other part is used to transmit and receive a D2D subframe synchronization signal. Used.
  • the D2D receiving UE can determine the exact time point at which the D2D subframe starts (that is, the time point at which reception of the D2D subframe synchronization signal ends), while the D2D control signal or D2D starts from the first symbol of subframe #n. A data signal can be received.
  • FIG. 50 it is assumed that a part of the last symbol of subframe #n is used to transmit and receive a subframe synchronization signal, and the other part of the last symbol is set as a guard period.
  • the eNB configures the corresponding subframe as a cell-specific SRS subframe, and thus the UEs can operate to end transmission of the PUSCH or the PUCCH before the last symbol. If a propagation delay between UEs is large or more guard intervals are needed, normal NU link operation may not be possible in a plurality of symbols among the last symbols of subframe #nl. In this case, the eNB needs to perform scheduling appropriately so that the UE does not indicate NU link transmission in subframe #nl. Referring to FIG.
  • a D2D subframe synchronization signal and a guard period are set in the first symbol of subframe # n + l.
  • the last symbol of subframe #n can be used for transmitting and receiving D2D signals
  • the first symbol of subframe # n + l cannot be used for the NU link.
  • the eNB may not schedule transmission using the first symbol in subframe # n + l to the UE performing D2D operation in subframe #n. For example, transmission of the SRS using the last symbol can be scheduled.
  • the UE may not separately transmit and receive a D2D subframe synchronization signal. However, as the last partial time domain is set as the guard period, the UE may subframe. Transmit / receive mode switching may be performed for NU link operation in # n + l.
  • guard intervals may be omitted.
  • the uplink signal transmission in subframe # n—1 is not scheduled to the IE performing the D2D operation in the eNB garb frame #n
  • the subframe #nl and the subframe #n are not. Since the guard interval of becomes unnecessary, the guard interval may be omitted.
  • the guard interval occupies only a part of the OFDM symbol.
  • the guard interval may have a larger value.
  • the guard interval is further extended forward, the propagation delay when the distance between UEs is very large may be overcome. In this case, even if the cell-specific SRS is configured in subframe # n-l, normal NU link signal transmission may not be possible.
  • the eNB may not allocate the corresponding subframe to the corresponding D2D receiving UE.
  • the D2D subframe synchronization signal described above may be, for example, a short length SRS.
  • the SRS of the 3GPP LTE system has a unique structure in which a sequence of 0.5 symbol size is transmitted twice in succession during one symbol time. Thanks to this structure, even if the UE receives only 0 5 symbols, the process of restoring the UE is not different from the case of receiving the existing SRS symbol. Therefore, a special signal in a time interval smaller than 1 symbol signal) can be inserted. However, the operation using the signal reduced in half is shown only at the receiving UE side, and the transmitting UE may transmit the D2D subframe synchronization signal by using all one symbol.
  • the transmitting UE repeatedly transmits a D2D subframe synchronization signal having a size of 0.5 symbol two times at the beginning and / or the end of the subframe, but the receiving UE is one area in which one signal of the two signals is transmitted.
  • the 0.5 symbol region can be used as a guard interval.
  • a receiving UE may perform a receiving operation in a D2D subframe and a transmitting operation to an eNB in a neighboring subframe of the D2D subframe. In this case, the mode switching between the transmitting and receiving in the boundary region of the receiving subframe is not possible. This is because normal transmission and reception operations are impossible during the time of mode switching.
  • the transmitting UE performs a transmission operation in a D2D subframe, and performs a transmission operation to an eNB in a neighboring subframe of the D2D subframe. Therefore, from the perspective of the transmitting UE, the above-described D2D subframe synchronization signal may take the form of a typical signal that occupies one OFDM symbol. For example, it may be in the form of a conventional SRS. Of course, a modification thereof is also possible and an important point is that this type of D2D subframe synchronization signal exists with a guard interval of a size / position designated in the LTE subframe structure. Is that.
  • the D2D subframe synchronization signal may be used for various purposes not only for synchronization purpose but also for channel estimation and synchronization tracking.
  • a relationship with a demodulation reference signal separately present in the D2D subframe may be specifically established.
  • the demodulation reference signal is utilized for channel estimation for each transport layer in a multi-antenna transmission / reception situation. Therefore, when a plurality of layers are transmitted, different precoding may be applied to each layer.
  • the D2D subframe synchronization signal is generally transmitted in a single layer, reference is made to the D2D subframe synchronization signal and demodulation in terms of demodulation of the signal. Assuming that the same precoding is applied to the signal, performing the operation can cause problems. However, since the two signals are transmitted from the same transmitter and received through the same radio channel, a transceiver such as Doppler spread, Doppler shift, Delay spread, and Average delay is used. The long-term attributes of the channels in between may be assumed to be the same.
  • the D2D subframe synchronization signal and the demodulation reference signal are cache-co-locates that share many physical properties, although they are not transmitted from the exact same antenna port from the point of view of the logical antenna including precoding. It can be assumed that it is transmitted from a (quasi-co—located) antenna.
  • the D2D subframe synchronization signal may appear in a form in which a signal having a relatively short length is repeated several times.
  • a typical SRS may be configured such that the same signal is repeated twice on the time axis by inputting 0 to each of two subcarriers once.
  • a signal is transmitted only once, and the remaining area may be used as a guard interval.
  • the signal is applied only once to N subcarriers and the remaining N-1 subcarriers are applied to the subcarrier .
  • the same signal may be repeated N times during one OFDM symbol on the time axis, M may be transmitted as a D2D subframe synchronization signal, and the remaining NM intervals may be used as a guard interval.
  • the sequence of the existing SRS can be reused as the sequence used as the D2D subframe synchronization signal.
  • a new sequence may be introduced as a sequence used as a D2D subframe synchronization signal, and in this case, a transmission signal may be generated by inputting a signal only once to N subcarriers.
  • 53 is a diagram for describing a method of generating a subframe synchronization signal according to an embodiment of the present invention.
  • N 8
  • the generated signal is transmitted in one OFDM symbol, it appears that the same signal block is repeated N times on the time axis.
  • NM blocks are used as guard intervals and only the remaining M blocks are used. Is sent.
  • a method of generating a subframe synchronization signal when M is 4 will be described with reference to FIG. 54.
  • a signal is transmitted in which M of the rear part of a total of N signal blocks is transmitted.
  • M the number of the blocks in the front portion are transmitted.
  • 55 is a diagram illustrating interference between subcarriers according to an embodiment of the present invention.
  • a signal is applied to a subcarrier corresponding to a multiple of 8 and a null signal is correctly applied to the remaining even subcarriers, while a residual component of a signal applied to an adjacent subcarrier may appear on an odd subcarrier.
  • the subcarrier spacing of the subframe synchronization signal may be interpreted as being wider. Can be.
  • the OFDM symbol time of the subframe synchronization signal may be interpreted to be shortened.
  • such a subframe synchronization signal can be detected before acquiring frequency synchronization, thereby widening the subcarrier spacing so that the subframe synchronization signal has a property that is relatively robust to interference between subcarriers due to frequency synchronization error.
  • the UE can easily detect the subframe synchronization signal even before synchronization where there is a synchronization error.
  • FIG. 56 shows a frequency response of a signal transmitted by a UE.
  • the structure of the D2D subframe synchronization signal in which the same signal block is repeated is effective in detecting and correcting a frequency error between the transmitting and receiving UEs.
  • the phase of the same signal increases linearly with time from the receiving UE's point of view.
  • the UE may first compare the phase difference between the two signal blocks to determine the rate at which the phase of the same signal changes based on a time interval of two signal blocks that are previously defined. In addition, it is possible to identify and correct the frequency error based on this.
  • the receiving UE should first acquire frequency synchronization of the transmitting UE, and then acquire time synchronization at which the D2D subframe starts. Assuming that the receiving UE acquires the frequency synchronization of the receiving UE through the above-described process, and receives the signal at the same frequency, time synchronization can also be obtained using the structure in which the signal block is repeated as shown in FIG. Hereinafter, a method of obtaining frequency / time synchronization will be described with reference to FIG. 57.
  • FIG. 57 is a diagram for describing a method of obtaining frequency / time synchronization according to an embodiment of the present invention.
  • the sequence of the Constant Amplitude Zero Auto Correlation (CAZAC) sequence used in the SRS is a cyclic shift of a base sequence given in the frequency domain in a shift in the time domain. shift). Therefore, when the time sequence is not obtained as shown in FIG. 56 and the transmission sequence is detected over the two signal blocks using the synchronized frequency, the signal has the same length as the start point of the actual signal block and the signal block. Detect a sequence in the frequency domain to which a cyclic shift is applied, corresponding to a time interval corresponding to the difference between the start points of the window. do.
  • the receiving UE can grasp the error between the start point of the actual signal block and the start point of the detection window based on the cyclic shift value of the sequence detected in one window on the premise that the receiving UE knows the basic sequence in advance. In addition, based on this, it is possible to obtain a time synchronization with respect to the start time of the D2D subframe.
  • the window is referred to as a detection window
  • the cyclic shift is referred to as CS.
  • a signal block is obtained.
  • the starting point of the D2D subframe can be determined based on the CS value of the detected sequence in the detection window of # 6 and # 7.
  • the number of signal blocks shown in FIG. 57 is just one example, and the number of signal blocks may be variously modified. In addition, various modifications are possible as to which signal block the receiving UE uses to acquire time and frequency synchronization.
  • 58 is a diagram for explaining a position where a synchronization signal is transmitted as an embodiment of the present invention.
  • the D2D subframe synchronization signal may be transmitted before the D2D control signal or the D2D data signal is transmitted.
  • the D2D subframe synchronization signal may be transmitted at the position indicated in FIG. 50, 51, or 52.
  • the first symbol may be transmitted using an OFDM symbol located first in a subframe allocated with D2D.
  • the D2D subframe synchronization signal appearing at the end of the subframe may be omitted or moved to another position.
  • the UE can grasp a start time of a D2D subframe.
  • the receiving UE misses the previous part of the transmission of the signal block, it may not be able to determine the start time of the subframe. In this case, it is because it is difficult to determine when the repetition of the signal block of the D2D subframe synchronization signal ends.
  • the UE may continuously observe whether the signal block is transmitted after frequency / time synchronization is acquired, and may identify the start point of the D2D subframe when the signal block is not detected. Or as a starting point of a D2D control signal or a D2D data signal. have.
  • this operation is dependent on the energy detection of the signal block, which may be unreliable when the noise is strong. Therefore, as one method for overcoming this, a method of transmitting or receiving a D2D boundary signal will be described.
  • 59 is a diagram for describing a method of identifying a start point of a signal according to an embodiment of the present invention.
  • a signal having a different sequence from that of a conventional signal block may be transmitted in the last partial signal block of the signal block.
  • the first four blocks and the second two blocks use different sequences.
  • the receiving UE may acquire frequency / time synchronization based on the previous block, and then determine the start time of the D2D subframe based on the later block using the different sequence.
  • the receiving UE is trying to detect the "sequence to be transmitted in a block located behind the success in the detection of the sequence can grasp the fact that the straight D2D subframe begins.
  • This principle can be variously modified.
  • the number of signal blocks in the front and the number of signal blocks in the rear may vary. However, it may generally be desirable to transmit more of the preceding signal block required for frequency / time synchronization acquisition.
  • a demodulation reference signal may be used as the D2D subframe boundary signal. That is, as another method of transmitting a separate signal for determining the start position of the D2D subframe, the DM-RS used for demodulating the D2D signal may be used for determining the start position of the D2D subframe. In particular, the method is effective when the DM—RS is transmitted with the start of a D2D subframe.
  • DM-RS used for determining the start position of the D2D subframe is referred to as D2D DM-RS. 60 and 61, a method of identifying a start position of a D2D subframe using a DM-RS will be described.
  • 60 and 61 are diagrams for describing a method of identifying a start point of a signal using a DM-RS as an embodiment of the present invention.
  • a D2D subframe synchronization signal is transmitted using the last symbol of subframe #nl which is a preceding subframe as shown in FIG. 50.
  • the receiving UE first acquires frequency / time synchronization using the D2D subframe synchronization signal, and then attempts to detect the D2D DM-RS. Thereafter, if the detection of the D2D DM-RS is successful, the time at which the detection is successful can be identified as the start time of the D2D subframe after the D2D subframe synchronization signal is terminated.
  • a D2D subframe synchronization signal is transmitted in a first symbol of a D2D subframe, and a D2D DM-RS is transmitted in a second symbol.
  • the D2D subframe synchronization signal and the D2D DM-RS have a difference in length of time interval or subcarrier interval used for transmission.
  • the D2D DM-RS is preferably transmitted using the entire OFDM symbol interval together with the conventional D2D signal
  • the D2D subframe synchronization signal is transmitted on the remaining portion except the guard interval on one OFDM symbol. .
  • the 60 and 61 may be part of the D2D DM-RS appearing in one D2D subframe. Therefore, in some cases, an additional D2D DM-RS may appear in a subsequent OFDM symbol, and the additional D2D DM—RS may be used for accurate channel estimation for a D2D signal transmitted later in a subframe.
  • the position of the D2D DM-RS illustrated in FIGS. 60 and 61 may be interpreted as the position of the D2D DM-RS first appearing in the D2D subframe.
  • 62 and 63 are diagrams for explaining a method of extending a transmission time of a subframe synchronization signal according to an embodiment of the present invention.
  • one guard period corresponds to half the symbol length and transmission of the D2D subframe synchronization signal is omitted after the subframe #n.
  • a synchronization signal of a D2D subframe completely occupies one symbol.
  • the guard period for switching between transmission and reception is defined as a time shorter than a time corresponding to one symbol, a difference may occur in symbol timing of the D2D subframe and the NU link subframe.
  • one guard period corresponds to half of a symbol length.
  • the sum of two guard periods located at the boundary of subframe #n corresponds to one symbol time. Therefore, symbols except for one symbol among available symbols in one subframe may be used for transmitting and receiving a D2D signal.
  • one of symbols used for transmitting and receiving the D2D signal is used for the D2D subframe boundary signal.
  • the number of symbols that can be used to transmit the control signal or data signal is as few as two symbols available in the general NU link.
  • a D2D subframe boundary signal is transmitted in a symbol period corresponding to one symbol and one half of one symbol.
  • a symbol that can be used to transmit a D2D control signal or data signal has the same symbol timing as that of the NU signal, thereby enabling orthogonalization of the D2D signal and the NU signal through OFDM.
  • the boundary signal of the above-described D2D subframe may have a different length of transmission time depending on whether the UE is inside or outside the coverage of the eNB.
  • that the UE is out of coverage may mean a case in which the transmitting UE is out of coverage, but the transmitting UE is in coverage while the receiving UE is in coverage. It may mean that it is outside the coverage.
  • a UE being in coverage may mean a case where a UE outside of coverage transmits to a UE in coverage.
  • the UE When the UE performs the D2D operation within the coverage, it is important that the signal of the D2D link is well multiplexed with the signal of the NU link using different subcarriers in the same subframe. To this end, since the two signals must use the same symbol timing, the length of a usable subframe boundary signal may be limited. For example, as described in FIG. 58 or 63 so that the symbol timing of the D2D link is the same as the symbol timing of the NU link, the UE may use a subframe boundary signal whose symbol length is not an integer. In particular, since the UE is relatively well synchronized within the coverage, a subframe boundary signal length smaller than one symbol length may be used as shown in FIG. 58.
  • the problem of multiplexing with the NU link signal does not occur. Therefore, since the symbol timing of the D2D link and the symbol timing of the NU link may be different from each other, the length of the subframe boundary signal different from the length of the boundary signal used in FIG. 58 or 63 may be used as shown in FIG. 62. have. In particular, since the UEs will not be synchronized well outside the coverage, using a subframe boundary signal having a longer length than the boundary signal used inside the coverage may help more accurate synchronization.
  • the length of the subframe boundary signal may be adjusted according to the frequency of the carrier wave. For example, when a higher frequency carrier is used, the frequency error is greater, so that the subframe boundary signal having a longer length may be used to correct the frequency error.
  • 62 and 63 assume that the lengths of the two guard intervals located at the boundary of the subframe #n are the same, but this is only one example and the sum of the lengths of the two guard intervals is different even if the lengths of the two guard intervals are different. If less than or equal to one symbol time, the principles of the present invention described above can be applied.
  • the D2D subframe boundary signal is transmitted for a time shorter than one symbol time, the interval between subcarriers is widened as shown in FIG. 56.
  • the level of interference on adjacent subcarriers can be higher than when using one symbol completely.
  • a signal using a wide subcarrier spacing causes more interference to neighboring subcarriers in the same location.
  • the D2D subframe boundary signal is a signal transmitted for the purpose of acquiring the position at which the D2D subframe starts, the received power of the D2D signal, or the frequency synchronization with respect to the D2D signal, and thus the frequency as in the general control signal or data signal. It doesn't have to be resource intensive. Therefore, the D2D subframe boundary signal described in the present invention may be set to be transmitted in a smaller bandwidth than the following D2D control signal or data signal, and thus, may be configured to transmit more than one symbol . Intercarrier interference between the D2D subframe boundary signal having a short transmission time and other signals can be mitigated.
  • 64 and 65 are diagrams for describing a resource allocation method of a subframe boundary signal according to an embodiment of the present invention.
  • the guard interval is omitted in FIG. 64, but this is only an example, and in some cases, the guard interval may be included in the D2D subframe.
  • a D2D subframe boundary signal may be transmitted in a subset of a resource block (RB) through which a D2D control signal or a data signal is transmitted.
  • the D2D subframe boundary signal is transmitted in some resource blocks located in the center of the resource blocks to which the D2D control signal or data signal is transmitted.
  • the remaining resource blocks may be utilized as guard bands of resource blocks through which signals of other UEs are transmitted.
  • only some subcarriers may be used for signal transmission, as described with reference to FIGS. 53 to 56.
  • resource block k is regarded as a central resource block and resource block k-kl to resource block k + k2.
  • Kl + k2 + l resource blocks of are used as the D2D subframe boundary signals.
  • floor (X) may be represented by j and is defined as the largest integer less than or equal to X.
  • the number M of resource blocks used for the D2D subframe boundary signal may be fixed to a value equal to 1 or 2 in advance.
  • N when N becomes larger, since it is possible to allocate more resource blocks to the D2D subplane boundary signal, it is preferable that M be set as a non-decreasing function.
  • a may be an arbitrary value
  • M may be defined as always M ⁇ L to ensure at least the number of resource blocks in the D2D subframe boundary signal.
  • L is the specific minimum value.
  • divide the entire area that N can have into several subareas assign one M value to each subarea, and, if N is given, use the value assigned to that subarea as the M value. It may work.
  • the M value may be assigned to each subregion such that M increases as N increases or M maintains at least the same value.
  • N N is used to utilize all possible resource blocks for D2D subframe boundary signal transmission. If N is larger than T, more resource blocks are D2D subframes. It can be judged that the gain which is used for transmission of a boundary signal is small, and it can hold
  • maintain M T.
  • the M value set according to the relationship between N and T is shown in the following table.
  • specifying that the subcarriers located at the boundary of the resource block not be used may reduce interference between subcarriers to adjacent resource blocks.
  • a subcarrier located at the edge of one resource block may be applied with a null signal again to reduce interference to adjacent resource blocks.
  • a null signal is applied to subcarrier # 0 and subcarrier # 10.
  • the operation of not using a series of subcarriers located at the boundary of the resource block as the D2D subframe boundary signal is more effective when the bandwidth occupied by the D2D signal is narrow and there is a signal of another UE in the vicinity. Therefore, the above operation may be selectively performed when the number of resource blocks occupied by the D2D subframe boundary signal or the D2D control signal or data signal is equal to or less than a predetermined value.
  • 66 and 67 are diagrams for explaining a method of determining a transmission bandwidth of a signal according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 66 proposes a method of determining a transmission bandwidth of a D2D signal using a bandwidth in which a D2D boundary signal is transmitted.
  • a receiving UE detects the transmitted subframe boundary signal and the By identifying the resource blocks occupied by the boundary signal, the transmission bandwidth of the D2D signal may be determined and the signal may be demodulated.
  • each UE uses a different sequence as a subframe boundary signal.
  • each UE may be assigned a parameter required for generating a subframe boundary signal from an eNB or another UE, or may arbitrarily determine a parameter when there is no such operation.
  • the parameters are, for example, CS may be a value that applies to PRS (Pseudo Random Sequence) of seed generation (seec l) value, or the base sequence (base sequence).
  • a method of arbitrarily determining a parameter may use a method of setting a parameter based on an identity (ID) of the UE.
  • ID identity
  • the scheme may be in the form of a hashing function in which IDs of the plurality of UEs are mapped to one parameter.
  • the hashing function may have a form that varies with time.
  • the hashing function may be derived from Equation 9 below used in the 3GPP LTE system.
  • Yi may be an ID of a UE, and A and D may be any prime numbers.
  • k is a time index, for example, may represent a subframe index.
  • mod means modulo operation
  • a mod b means the remainder of a divided by b.
  • the UE may determine the parameter combination to be used at that time by using the final value obtained by performing modulo operation on the Y k value obtained through the above equation as the total number of parameter combinations.
  • UE1 and UE2 use 5RB and 3RB, respectively, and transmit a subframe boundary signal in all bands allocated by the UE, but use different sequences to distinguish the transmitting UEs from each other. do. That is, since the sequence of each transmitting UE is different, even if the two transmitting UEs occupy consecutive resource blocks, the receiving UE can distinguish the allocation areas of the two UEs through the fact that the sequence of subframe boundary signals is not continuous.
  • the receiving UE uses the bandwidth of the subframe boundary signal to transmit the D2D signal. You can determine the bandwidth of. Since the bandwidth of the subframe boundary signal varies depending on the frequency region occupied by the D2D signal, the receiving UE grasps the rule between the bandwidths If present, the bandwidth of the subframe boundary signal is first detected, and then the bandwidth of the D2D signal can be estimated according to the corresponding rule.
  • the receiving UE attempts to blindly detect a set of transport blocks through which a subframe boundary signal of a specific sequence is transmitted, and based on this, transmit bandwidth of the D2D control signal or data signal is based on the received UE. It should have a function of estimating.
  • possible values for the transmission bandwidth of the D2D signal may be fixed in advance to several values, and in particular, the possible values may be determined by the system bandwidth.
  • One feature that may appear in this case is that, if the system bandwidth is large, more resource blocks can be used for D2D operation of an individual UE, so the possible value for D2D operation of an individual UE increases with system bandwidth. Can be inclined.
  • at least one RB may be provided between D2D signal transmissions of the two UEs. Such a rule may be applied to the entirety of the D2D control signal or data signal, or may be limitedly applied to the subframe boundary signal.
  • the method of setting the bandwidth of the subframe boundary signal to a subset of the bandwidth of the D2D control signal or data signal as shown in FIG. 64 or FIG. 67 is regarded as an embodiment of implementing the second method. Can be.
  • the receiving UE can determine the boundary between the signals.
  • the UE may always use N—k RBs and do not use the remaining k RBs. Even in this case, the k value may be characterized by increasing according to the system bandwidth or the N value.
  • UE is the transmission bandwidth and the sub-frame boundary signal with respect to D2D control signal or data signal, but always default "using the bandwidth with respect to the set with the sub-frame boundary signal bandwidth to the underlying pre- send Parameters can be linked.
  • a one-to-one relationship between the parameter of the subframe boundary signal and the D2D signal transmission bandwidth may be established in advance.
  • the receiving UE attempts to detect the subframe boundary signal on the assumption that the subframe boundary signal is transmitted with the basic bandwidth. In this case, the receiving UE should assume that various parameters can be used.
  • the receiving UE may determine the transmission bandwidth of the D2D signal linked to the corresponding subframe boundary signal through the last detected parameter.
  • 3RB is a basic bandwidth of a subframe boundary signal
  • a transmitting UE uses sequence 1 when 5RB is used for transmitting and receiving a D2D signal, and 3RB is used for transmitting and receiving a D2D signal. If so, use sequence 2.
  • the position of the frequency at which the subframe boundary signal can be transmitted may be predetermined in order to assist the operation of the receiving UE, and as the system bandwidth increases, the basic transmission bandwidth of the subframe boundary signal may also increase.
  • the interworking relationship between the subframe boundary signal and the D2D signal in the frequency domain that is, which subframe boundary signal is interworked with the D2D signal in which frequency domain should be determined according to a predetermined rule.
  • the rule may simply be defined such that the bandwidth of the associated D2D signal is in a form including a subframe boundary signal. That is, the receiving UE first detects the fact that the D2D control signal or the data signal is transmitted with the bandwidth associated with the detected sequence in the region including the subframe boundary signal after detecting the subframe boundary signal transmitted with the basic bandwidth. Can be.
  • a relative frequency position of the subframe boundary signal and the D2D control signal or data signal should be determined in advance.
  • the subframe boundary signal may be defined to be transmitted at the center portion or one end of the bandwidth of the D2D control signal or data signal, or may be defined to be transmitted from an area having a constant offset at one end.
  • FIG. 69 illustrates a case in which a subframe boundary signal is transmitted at one end of a D2D transmission signal bandwidth, which is an example and does not limit the present invention. If the subframe boundary signal is located at the beginning as well as at the end of the subframe, the above-described operation may be performed as described above, and the boundary signal located at the end of the subframe may be unnecessary to transmit bandwidth information. It is also possible to operate to always use the entire bandwidth of the D2D signal.
  • signaling overhead can be reduced because it is possible to transmit information on bandwidth used for transmission of a D2D control signal or data signal to a receiving UE without additional signaling.
  • the above-described scheme may be modified in the form of using the DM-RS used for demodulation of the D2D control signal or data signal.
  • Various information other than bandwidth information may be transmitted using a principle of transmitting information about a D2D control signal or a data signal through the parameter of the subframe boundary signal described above.
  • the principle of interworking the transmission parameters of the subframe boundary signal with the parameters of the D2D control signal or data signal may be usefully utilized.
  • the receiving UE may first detect the subframe boundary signal within a possible parameter set. Thereafter, the fact that the D2D control signal or data signal is transmitted from the UE having an ID associated with the detected set can be detected. In this way, the receiving UE may selectively receive only signals transmitted by the transmitting UE of interest.
  • the above-described principle can also be applied to the service [pi] that defines various types of services.
  • the parameter of the DM-RS may be a seed value for generating a DM-RS sequence or a CS value applied to a base sequence. That is, the specific parameter of the subframe boundary signal may interwork with the specific parameter of the DM-RS.
  • a specific parameter of DM—RS may be designated as a specific value according to the interworking relationship. This corresponds to a one-to-one relationship.
  • a specific parameter of the DM-RS may be limited to one of values included in a specific set, which corresponds to a one-to-many relationship.
  • the receiving UE may blindly detect the subframe boundary signal with various parameters, determine the parameter of the last detected signal, and then determine which value the specific parameter of the DM-RS uses based on the interworking relationship. Alternatively, it is possible to grasp the possibility of what value the specific parameter of the DM-RS can use.
  • the operation is different UE because by D2D transmit the UE to select the parameters of the DM-RS optionally help to reduce the symptoms that cause the "serious interference seam on a channel estimation using the same DM-RS when mwonseu .
  • a CS applied to a sequence as a parameter of the subframe boundary signal and the DM-RS may be considered.
  • the transmitting UE may arbitrarily select one of them to lower the probability of generating the same DM—RS sequence as the other UE. However, this means that the receiving UE should blindly detect the DM-RS using all of the eight CSs.
  • the subframe boundary signal may have two CS values, and four DM-RS CS values are linked to each CS value.
  • the CS value of the subframe boundary signal is represented by CSJx mdaryl and CS_boundary2
  • the DM-RS CS value is represented by CS_DMRS_1, CS_DM S_2, CS_DMRS_3, CS_DMRS_4, DM-RS CS_DMRS_5, CS_DMRS_6, CS_DMRS_7 and CS_DMRS-8. do .
  • the four DM-RS CS values are associated with the subframe boundary signal CS value. If the CS boundaryl value is used for the subframe boundary signal, DM—RS is set to CS—DMRS_1, CS_DMRS_2, CS_DMRS_3, and CS_DMRS—4. It may have one value, and if the CS—boundary2 value is used for the subframe boundary signal, it means that it may have one of DM-RS CS_DMRS_5, CS_DMRS_6, CS_DM S_7, and CS_DMRS-8.
  • the receiving UE first performs blind detection on two CS values of the subframe boundary signal, and performs blind detection only on a set of DM-RS CS values linked to the detected CS values. You can try Since each set consists of four CS values, the total number of blind detections is reduced to six times.
  • more reliable blind detection may be performed using the subframe boundary signal and the DM-RS together.
  • not all combinations of the parameter combinations of the two signals are possible.
  • applying CS_boundary2 and CS—DMRS—1 to the subframe boundary signal and DM—RS, respectively is a nonexistent combination. Therefore, blind detection may be performed using only possible combinations according to the interworking relationship, and as a result, the number of blind detection combinations may be reduced.
  • the subframe boundary signal uses a smaller number of subcarriers in order to absorb the above-mentioned transmission / reception switching operation, the number of parameters may be reduced, in which case the number of parameters of the subframe boundary signal may have. May be limited.
  • forming a one-to-many relationship between DM-RS parameters helps to maintain the total number of selectable DM-RS parameters. That is, it is helpful to form a relationship in which a plurality of DM-RS parameter values are linked to one subframe boundary signal parameter value.
  • the CS of the subframe boundary signal may be 3, and 4 DM RS RS values may be linked to each other.
  • the subframe boundary signal may be a signal to be detected first, and thus, reliability of detection may be considered to be important.
  • a method of changing a precoder applied to a subframe boundary signal for each transmission modulation symbol (or for each symbol group grouping a series of modulation symbols) This can be applied.
  • a signal when a sequence of subframe boundary signals is sequentially mapped to a frequency, a signal may be transmitted while changing a precoder used in each transmission subcarrier according to a predetermined rule. This allows a specific receiving UE Even in the situation that can not receive a particular signal precoder well, it is possible that at least some sub-carriers different precoders is used since a certain level, the sub-frame boundary detection signal.
  • the precoder applied to the start and the precoder applied to the end may be differently set.
  • the receiving UE may determine the channel state, that is, channel phase information, with the transmitting UE by applying a precoder change rule and a sequence of subframe boundary signals determined through blind detection. have.
  • the information may be used together with channel estimation using DM-RS to improve performance.
  • Another method for improving the blind detection performance of the DM-RS parameter is a method of differently setting a precoder applied to a subframe boundary signal and a DM-RS precoder differently.
  • the precoder used for one signal is disadvantageous to a specific receiving UE, the other signal is likely to use a good precoder, and thus, stable blind detection may be possible by utilizing the interworking relationship between the two signals described above. If there is only one transmitting antenna of the transmitting UE, the phases of the two signals may be determined or set arbitrarily according to a specific rule.
  • some or all of the subframe boundary signals may be combined with the DM-RS to perform channel estimation. For example, if a subframe boundary signal is transmitted by switching two transmitting antennas and the DM-RS is transmitted to the first antenna, only the portion of the subframe boundary signal transmitted from the first antenna is combined with the DM—RS to perform channel estimation. Can be done. If the precoder relationship between the two signals is not known (for example, when the transmitting UE selects a precoder arbitrarily) or the precoder relationship is known, only the effective channel between the transmitting and receiving UE including the precoder can be estimated.
  • cache-co-location information obtained from the subframe boundary signal may perform operations that assume that the co-team channel attributes are the same as the DM-RS.
  • the precoder includes an antenna select ion for selecting one of the antennas held by the transmitting UE to use for actual transmission.
  • the precoders [1 0] ⁇ and [0 1] ⁇ mean that the first antenna and the second antenna are used for signal transmission, respectively.
  • the parameters of the subframe boundary signal and the DM-RS parameter which are actually interworked can be variously combined in addition to the above-described embodiment.
  • the combination of the number of blind detection attempts for the subframe boundary signal and the number of blind detection attempts for the DM-RS may also appear in various forms. If the subframe boundary signal should be used for a relatively smaller amount of subcarriers or for the purposes of the time / frequency tracking described above, the reliability may be low, thus reducing the number of blind detections compared to the DM-RS. It may be desirable.
  • the number of blind detections performed on the two signals may be set to be the same as much as possible. For example, it is possible to perform eight blind detections by interworking four DM-RS parameter candidates.
  • the principle determines a scrambling seed value for randomizing D2D data in addition to the DM-RS parameter. This can also be applied.
  • the receiving UE When a parameter of at least one subframe boundary signal selected from a given candidate group is transmitted, the receiving UE operates to detect the blind, and may transmit another information through this. For example, one of the other pieces of information that can be transmitted is whether the combined reception of the signal of the corresponding transmission subframe and the signal of the preceding transmission subframe is possible.
  • combining the signals of the two subframes may include performing channel estimation by integrating the DM-RSs in the two subframes. For example, assuming that the effective channels including the precoder in the two subframes are the same in both subframes, a more stable channel is performed by performing linear combinat ion such as averaging the DM-RSs of the two subframes. Estimation can be performed.
  • decoding is performed assuming that information bits of D2D data transmitted in two subframes or a scrambling sequence applied thereto are the same, for example, decoding is performed with an average of demodulation symbols in two subframes. can do.
  • the receiving UE may determine that a subframe having the same parameter of the detected subframe boundary signal is capable of part or all of the above-described series of signal combinations, and may operate.
  • the transmitting UE maintains the parameter of the subframe boundary signal when transmitting the same signal as in the previous subframe or using the same precoding, but the parameter of the subframe boundary signal when the property of the transmitted signal is changed.
  • Fig, 68 illustrates a block diagram of a communication device according to an embodiment of the present invention eu
  • the wireless communication system of the present invention includes a base station and a terminal.
  • a transmitter may be part of the base station 6810 and a receiver may be part of the terminal 6820.
  • a transmitter may be part of the terminal 6820 and a receiver may be part of the base station 6810.
  • the base station 6810 includes a processor 6811, a memory 6812 and a Radio Frequency (RF) unit 6613.
  • the processor 6811 may be configured to implement the procedures and / or methods proposed in the present invention. Can be.
  • the memory 6812 is connected to the processor 6811 and stores various information related to the operation of the processor 6811.
  • the RF unit 6713 is coupled to the processor 6811 and transmits and / or receives wireless signals.
  • the terminal 6820 includes a processor 6821, a memory 6822, and an RF unit 6823.
  • the processor 6721 may be configured to implement the procedures and / or methods proposed in the present invention.
  • the memory 6822 is connected to the processor 6721 and stores various information related to the operation of the processor 6821.
  • the RF unit 6823 is connected to the processor 6721 and transmits and / or receives radio signals.
  • the base station 6810 and / or the terminal 6820 may have a single antenna or multiple antennas.
  • embodiments of the present invention have been mainly described based on a signal transmission / reception relationship between a terminal and a base station.
  • This transmission / reception relationship is extended / similarly to signal transmission / reception between the terminal and the relay or the base station and 3 ⁇ 4 ray.
  • Certain operations described in this document as being performed by a base station may, in some cases, be performed by an upper node thereof. That is, it is apparent that various operations performed for communication with the terminal in a network including a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or other network nodes other than the base station.
  • a base station may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNode B (eNB), an access point, and the like.
  • the terminal may be replaced with terms such as UE Jser Equipment (MS), Mobile Station (MS), and Mobile Subscriber Station (MSS).
  • the embodiment according to the present invention may be implemented by various means, for example, hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • ASICs ap 1 i cat ion specific integrated circuits
  • DSPs digi tal signal processors
  • DSPDs ciigi signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs f ield programmable gate arrays
  • processors controllers, micro It can be implemented by a controller, microprocessor, or the like.
  • an embodiment of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, functions, etc. that perform the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in a memory unit and driven by a processor.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

본 출원에서는 무선 통신 시스템에서, 제 1 단말이 신호를 수신하는 방법이 개시된다. 구체적으로, 제 2 단말로부터 단말 간 직접 통신을 위한 동기 신호를 수신하는 단계; 상기 동기 신호에 기반하여 동기를 획득하는 단계; 상기 제 2 단말로부터 단말 간 직접 통신을 위한 경계 신호를 수신하는 단계; 및 상기 경계 신호에 기반하여 단말 간 직접 통신을 이용한 제어 신호 또는 데이터 신호를 수신하는 단계를 포함하고, 상기 동기 신호는, 하나의 심볼 중 일부분을 이용하여 전송되는 것을 특징으로 한다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
무선 통신 시스템에서 단말 간 직접 통신올 이용한 신호 수신 방법 【기술분야】
[1] 본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는， 무선 통신 시스템에서 단말 간 직접 통신을 이용하여 신호를 수신하는 방법에 관한 것이다.
【배경기술】
[2] 본 발명에서는 단말 간 직접 통신의 신호를 수신하는 방법을 설명한다.
[3] 본 발명을 설명하기에 앞서， 단말 간 직접 통신에 관하여 설명한다. 도 1은 단말 간 직접 통신의 개념도이다.
[4] 도 1을 참조하면， UEU120)과 UE2(130)가 상호 간의 단말 간 직접 통신을 수행하고 있다. 여기서 UE 라 함은 사용자의 단말을 의미한다. 다만， 기지국과 같은 네트워크 장비라도 단말 간 직접 통신 방식을 이용하여 신호를 송수신하는 경우에는 .일종의 UE로 간주될 수 있다. 한편， eNB는 적절한 제어 신호를 통하여 UE 들 사이의 직접 통신을 위한 시간 /주파수 자원의 위치， 전송 전력 등에 대한 제어를 수행할 수 있다. 그러나， eNB(llO)의 커버리지 (coverage) 외부에 UE 들이 위치하는 경우, 단말 간 직접 통신은 eNB(llO)의 제어 신호 없이도 수행되도록 설정될 수 있다. 이하에서는 단말 간 직접 통신을 D2D (device-to-device) 통신이라 지칭한다. 또한, 단말 간 직접 통신을 위해 연결된 링크를 D2D (device-to-device) 링크라 지칭하고， UE가 eNB와 통신하는 링크를 NU (eNB-UE) 링크라 지칭한다.
[5] 한편， eNB(llO)에 연결된 UE 는 일부 서브프레임을 이용하여 D2D 통신을 수행하고， 다른 일부 서브프레임을 이용하여 eNB 와의 통신을 수행한다. 이와 같은 D2D 시스템을 설계함에 있어서， UE1(120) 및 UE2(130) 각각의 상향 링크 송신에 주어진 타이밍 어드밴스 (Timing Advance)와 UE1(120) 및 UE2(130) 간의 전파 지연 (propagation del y) 을 고려할 필요가 있다. UE1(120)이 UE2(130)로 신호를 전송할 경우， 발생하는 일정량의 전파 지연으로 인해 UE2(130)가 수신하는 D2D 서브프레임의 경계는 UEK120)의 서브프레임 경계 및 UE2(130)의 서브프레임 경계와 일치하지 않을 수 있다. 일반적으로, D2D 통신은 근거리에 위치한 UE 간에 이루어지므로 0.5 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 크기 이내의 왕복 전파 지연 (round—trip propagation delay)으로 D2D 통신을 수행하는 것을 가정할 수 있다. 또한， UE 가 특정 서브프레임에서 eNB 로 신호를 송신하고， 후속하는 서브프레임에서 D2D 신호를 수신하는 경우， 송신 동작을 수신 동작으로의 송수신 동작 전환을 위해 일정 시간이 필요하다. 나아가， UE 가 상기 수신 동작을 수행한 후， 그 다음 후속하는 서브프레임에서 eNB 로 신호를 송신하는 경우에도, 수신 동작에서 송신 동작으로의 송수신 동작 전환을 위해 일정 시간이 필요하다. 이와 같이， UE 간의 전파 지연의 상쇄 및 송수신 동작 전환을 위해 D2D 링크 서브프레임 및 NU 링크 서브프레임 간에는 소정의 보호 구간 (Guard Interval, 이하 GI 라 함) 이 존재하며， 해당 GI 에서는 유의미한 신호의 송수신이 중단될 필요가 있다. 일반적으로， 상기 GI 는 단일 OFDM 심볼의 길이보다 짧으며， 특히 0.5 심볼 길이 이하로 간주할 수 있다.
[6] 만약， GI 가 0.5 심볼 이하로 설정되는 경우， 하나의 심볼의 나머지 0.5 심볼을 이용하여 특수한 신호를 송신할 수 있을 것이다. 상기 특수한 신호는， 사전에 D2D 수신하는 단말인 D2D 수신 UE 가 미리 알고 있는 시뭔스 (sequence) 를 사용함으로써 D2D 서브프레임이 시작하는 정확한 시점을 파악하는 용도로 활용될 수 있다. 이와 같은 관점에서， 상기 특수한 신호는 D2D 서브프레임 동기화 신호 (D2D subframe synchronization signal) 또는 D2D 서브프레임 결정 신호 (D2D subframe determining signal) 라 지칭할 수 있다. 상기 특수한 신호는 D2D 수신단에 미리 알려진 신호이므로， D2D 신호에 대한 채널 추정 (channel estimation) 및 CSI 피드백 (channel state information feedback) 을 위한 측정 (measurement)용도로 활용될 수도 있다.
【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
[7] 이상의 논의를 바탕으로， 본 발명에서는 무선 통신 시스템에서 단말 간 직접 통신을 이용한 신호 수신 방법을 제안하고자 한다.
【기술적 해결방법】 [8] 본 발명의 실시예에 따르면 무선 통신 시스템에서 단말 간 직접 통신을 이용하여 신호를 수신하는 방법은， 제 2 단말로부터 단말 간 직접 통신을 위한 동기 신호를 수신하는 단계; 상기 동기 신호에 기반하여 동기를 획득하는 단계; 상기 제 2 단말로부터 단말 간 직접 통신을 위한 경계 신호를 수신하는 단계; 및 상기 경계 신호에 기반하여 단말 간 직접 통신을 이용한 제어 신호 또는 데이터 신호를 수신하는 단계를 포함하고， 상기 동기 신호는, 하나의 심볼 중 일부분을 이용하여 전송되는 것을 특징으로 한다.
[9] 바람직하게는， 상기 하나의 심볼은 N 개로 분할된 구간을 포함하고， 상기 동기 신호는 상기 분할된 구간 중 M 개의 구간을 이용하여 전송되며， 나머지 N- M 개의 구간은 보호구간으로 이용되는 것을 특징으로 한다. 더욱 바람직하게는， 상기 동기 신호는 상기 M 개의 구간 상에서 반복되는 것을 특징으로 한다. 따라서， 상기 동기 신호의 시작점 및 원도우 (window) 의 시작점 간의 차이에 기반하여 획득될 수 있다.
[10] 바람직하게는， 상기 경계 신호는 상기 동기 신호가 전송되는 자원 블록과 상이한 시퀀스 (sequence)를 이용하여 전송되^ 것을 특징으로 한다.
[11] 한편, 상기 경계 신호에 기반하여 단말 간 직접 통신을 이용한 제어 신호 또는 데이터 신호를 수신하는 단계는， 상기 경계 신호의 대역폭에 기반하여 상기 제어 신호 또는 데이터 신호의 대역폭을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다. 바람직하게는， 상기 경계 신호의 대역폭은， 상기 제어 신호 또는 데이터 신호의 대역폭의 부분 집합언 것을 특징으로 한다. 더욱 바람직하게는， 상기 경계 신호는 자원 블톡 k— ^ 내지 k+k2에서 전송되고， 상기 제어 신호 또는 데이터 신호는 자원 블록 ηι 내지 n2 에서 전송되며， 상기 자원블록 k 는 중심 자원 블록으로서 수식 floor((ni + n2)/2) 에 의해 결정되는 것을 특징으로 한다. 또한， 상기 경계 신호가 전송되는 자원 블록의 개수는， 상기 데이터 신호 또는 상기 제어 신호가 전송되는 자원 블록의 개수에 따라 결정될 수 있다. 추가적으로， 상기 경계 신호가 전송되는 자원 블록은， 복수의 그룹으로 그룹큉 (grouping)되고， 상기 경계 신호가 전송되는 자원 블록의 개수는, 상기 복수의 그룹 마다 각각 결정 ¾ 수 있다. [12] 또는， 상기 제어 신호 또는 데이터 신호는 상기 경계 신호와 동일한 대역폭을 이용하여 수신되고， 상기 제 2 단말은 상기 제 2 단말로부터 전송되는 경계 신호의 시퀀스에 기반하여 식별되는 것을 특징으로 한다. 바람직하게는, 상기 경계 신호는 특정 파라미터에 기반하여 생성되고 상기 특정 파라미터는 복수의 단말의 ID (Identity)가 하나의 파라미터로 맵핑 (mapping) 되는 해싱 (hashing) 함수에 기반하여 결정되는 것을 특징으로 한다. '
[13] 바람직하게는， 상기 경계 신호는 특정 파라미터에 기반하여 생성되고， 상기 특정 파라미터는 상기 제어 신호 또는 데이터 신호의 전송 파라미터와 연동된 것을 특징으로 한다. 더욱 바람직하게는， 전송 파라미터는 복수의 그룹으로 그룹핑 (grouping)되고, 상기 복수의 그룹 각각은 상기 특정 파라미터와 연동되는 것을 특징으로 한다. 구체적으로， 상기 제어 신호 또는 상기 데이터 신호의 파라미터는， 상기 제어 신호의 대역폭, 상기 데이터 신호의 대역폭 및 복조 참조 신호 (Demodulation Reference Signal) 파라미터 증 적어도 하나를 포함할 수 있다.
[14] 바람직하게는， 상기 동기 신호는 사운딩 참조 신호 (Sounding Reference Signal) 일 수 있다.
[15] 바람직하게는， 상기 경계 신호는 복조 참조 신호 (Demodulation Reference Signal)일 수 있다.
【유리한 효과 I '
[16] 본 발명의 실시예에 따르면 무선 통신 시스템에서 단말 간 직접 통신을 이용하여 효율적으로 신호를 수신할 수 있다.
[17] 본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설명】
[18] 도 1은 단말 간 직접 통신의 개념도이다.
[19] 도 2는 중계국을 포함하는 무선통신 시스템을 도시한 도면이다.
[20] 도 3은 3GPP LTE 시스템의 무선 프레임 (radio frame) 구조를 나타낸다. [21] 도 4 는 하향링크 슬롯에서의 자원 그리드 (resource grid)를 나타내는 도면이다.
[22] 도 5는 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[23] 도 6은 상향링크기브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[24] 도 7은 OFDM 심볼에 CP(cycHc prefix)를 삽입하는 예를 나타낸다.
[25] 도 8은 OFDM 전송기와 OFDM수신기의 구조를 나타내는 예이다.
[26] 도 9 및 도 10은 보호 구간이 서브프레임 내에 위치하는 예를 나타낸다.
[27] 도 11 은 보호 구간을 포함하는 서브프레임에서 종래 데이터 전송 방법을 나타낸다.
[28] 도 12 는 보호 구간을 포함하는 2 개의 심볼에서 서로 다른 데이터를 전송하는 예를 나타낸다.
[29] 도 13 은 보호 구간을 포함하는 2 개의 심볼에서 데이터를 중복하여 전송하는 예를 나타낸다.
[30] 도 14 는 보호 구간을 포함하는 2 개의 심볼의 부분심볼에서만 데이터를 중복하여 전송하는 예를 나타낸다.
[31] 도 15 는 보호 구간을 포함하는 2 개의 심볼의 부분심볼에서 데이터를 중복하여 전송하는 다른 예를 나타낸다.
[32] 도 16은 OFDM수신기의 복조과정에서 부분심볼의 데이터를 결합하는 예를 나타낸다.
[33] 도 17 은 보호 구간을 포함하는 서브프레임에서 심볼 인덱스를 부여하는 일 예를 나타낸다.
[34] 도 18 은 짧은 블록과 긴 블록을 비교하고， 짧은 블록을 생성하는 방법을 나타낸다.
[35] 도 19 는 짧은 블록을 보호 구간을 포함하는 심볼에 할당하는 예를 나타낸다.
[36] 도 20은 짧은 블록이 할당될 수 있는 무선자원 위치의 예를 나타낸다.
[37] 도 21 및 도 22 는 짧은 블록에 인접한 자원 블록에 보호 부반송파 (gLiard subcarrier)를 설정하는 예를 나타낸다. [38] 도 23 내지 도 27 은 짧은 블록 내에 보호 부반송파를 설정하는 예를 나타낸다.
[39] 도 28 및 도 29 는 다중 사용자 환경에서 서브프레임에 포함되는 짧은 블록과 보호 부반송파의 할당 예들을 나타낸다.
[40] 도 30 및 도 31 은 백홀 상향링크에서 사용될 수 있는 서브프레임 구조의 예를 나타낸다.
[41] 도 32는 수학식 3의 f(x)와 sync함수를 나타내는 그래프이다.
[42] 도 33 은 복수의 단말이 기지국으로 매크로 SRS 를 전송하는 예를 나타낸다.
[43] 도 34는 본 발명의 일 실시예에 따른 중계국의 SRS 전송 방법을 나타낸다.
[44] 도 35 는 중계국이 SRS 를 전송하는 경우 상향링크 서브프레임의 구조의 예를 나타낸다.
[45] 도 36 내지 도 39 는 'srsBandwidth' 파라미터에 의해 설정될 수 있는 중계국의 SRS 전송 대역의 예들을 나타낸다.
[46] 도 40 은 증계국 (또는 단말) 이 긴 블록 SRS 를 생성하여 전송하고， 기지국이 긴 블록 SRS를 수신하는 과정을 나타낸다.
[47] 도 41 은 중계국 (또는 단말) 이 짧은 블록 SRS 를 생성하여 전송하고， 기지국이 짧은 블록 SRS를 수신하는 과정을 나타낸다.
[48] 도 42 는 긴 블록 SRS 와 짧은 블록 SRS 의 각 부반송파 파형과 부반송파 간격을 비교하여 나타낸다.
[49] 도 43은 본 발명의 일 실시예에 따른 전송기를 나타낸다.
[50] 도 44 는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기를 나타낸다. 수신기는 기지국의 일 부분일 수 있다.
[51] 도 45 는 기지국의 수신기에서 긴 블록 SRS 와 짧은 블록 SRS 를 동시에 수신한 경우, 2개의 SRS를 처리하는 과정을 나타낸다.
[52] 도 46 은 도 45 의 수신기에서 처리지점 A 에서의 주파수 영역에서의 신호를 나타낸다.
[53] 도 47 내지 도 49 는 각각 도 45 의 수신기에서 처리지점 B, C, E 에서의 주파수 영역에서의 신호를 나타낸다. [54] 도 50 내지 도 52 는 본 발명의 일 실시예로서， 보호 구간 및 D2D 서브프레임 동기화 신호를 포함하는 서브프레임 구조를 나타낸다.
[55] 도 53 은 본 발명의 일 실시예로서, 서브프레임 동기화 신호를 생성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
[56] 도 54 는 본 발명의 일 실시예로서， M=4 인 경우 서브프레임 동기화 신호를 생성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
[57] 도 55는 본 발명의 일 실시예에 따라 부반송파간의 간섭을 설명하기 위한 도면이다ᅳ
[58] 도 56은 UE가 송신하는 신호의 주파수 응답을 나타낸다 .
[59] 도 57 은 본 발명의 일 실시예로서， 주파수 /시간 동기를 획득하는 방법을 설명하기 위한 도면이다
[60] 도 58 은 본 발명의 일 실시예로서， 동기화 신호가 전송되는 위치를 설명하기 위한 도면이다.. '
[61] 도 59 는 본 발명의 일 실시예로서, 신호의 시작 시점을 파악하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
[62] 도 60 및 도 61 은 본 발명의 일 실시예로서， DM-RS 를 사용하여 신호의 시작 시점을 파악하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
[63] 도 62 및 도 63 은 본 발명의 일 실시예로서， 서브프레임 동기 신호의 전송 시간을 확장 방법에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
[64] 도 64 및 도 65 는 본 발명의 일 실시예로서， 서브프레임 경계 신호의 자원 영역에 관하여 설명하기 위한 도면이다.
[65] 도 66 및 도 67 은 본 발명의 일 실시예로서， 신호의 전송 대역폭 파악하는 방법올 설명하기 위한 도면이다.
[66] 도 68 은 본 발명의 일 실시예에 따른 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.
【발명의 실시를 위한 형태】
[67] 이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한， 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고， 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.
[68] 본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서， 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 (terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다. .
[69] 즉， 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국 (BS: Base Station)'은 고정국 (fixed station), Node B, eNode B(eNB), 액세스 포인트 (AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 중계기는 Relay Node(RN), Relay Station(RS) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한， '단말 (Terminal)'은 UE(User Equipment), MS(MobiIe Station), MSS (Mobile Subscriber Station), SS(Subscr iber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.
[70] 이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며， 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
[71] 몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나， 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한， 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다ᅳ
[72] 본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802 시스템， 3GPP 시스템, 3GPP LTE 및 LTE— A(LTE-Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉， 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
[73] 이하의 기술은 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA( Frequency Division Multiple Access) , TDMA(Time Division Multiple Access) , 0FDMA( Orthogonal Frequency Division Multiple Access), SC~FDMA( Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA 는 UTRAOJniversal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000 과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA 는 GSKGlobal System for Mobile communicat ions)/GPRS(General Packet Radio Service )/EDGE(En anced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. 0FDMA 는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA( Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA 는 UMTS(Universal Mobile Teleco醒 unicat ions System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnershi Project ) LTE( long term evolution)는 E—UTRA 를 사용하는 E-UMTS( Evolved UMTS)의 일부로써， 하향링크에서 0FDMA 를 채용하고 상향링크에서 SOFDMA 를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE 의 진화이다. WiMAX 는 IEEE 802.16e 규격 (WirelessMAN-OFDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802.16m 규격 (Wireless画 -0FDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 3GPP LTE-A 시스템을 위주로 설명하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.
[74] 도 2는 중계국을 포함하는 무선통신 시스템을 도시한 도면이다..
[75] 도 2 를 참조하면, 중계국을 포함하는 무선통신 시스템 (210)은 적어도 하나의 기지국 (211; Base Station, BS)을 포함한다. 각 기지국 (211)은 일반적으로 셀 (cell)이라고 불리는 특정한 지리적 영역 (215)에 대해 통신 서비스를 제공한다. 셀은 다시 다수의 영역으로 나누어 질 수 있는데 각각의 영역은 섹터 (sector)라고 칭한다. 하나의 기지국에는 하나 이상의 셀이 존재할 수 있다. 기지국 (211)은 일반적으로 단말 (213)과 통신하는 고정된 지점 (fixed station)을 말하며， eNB( evolved NodeB) , BTS(Base Transceiver System), 액세스 포인트 (Access Point), AN(Access Network) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 기지국 (211)은 중계국 (212)과 단말 (214) 간의 연결성 (connect ivi ty) , 관리 (management), 제어 및 자원 할당과 같은 기능을 수행할 수 있다.
[76] 중계국 (Relay Station, RS, 212)은 기지국 (211)과 단말 (214) 사이에서 신호를 중계하는 기기를 말하며， RN(Relay Node), 리피터 (repeater), 중계기 등의 다른 용어로 불릴 수 있다. 중계국에서 사용하는 중계 방식으로 AF mpHfy and forward) 및 DF(decode and forward) 등 어떠한 방식을 사용할 수 있으며， 본 발명의 기술적 사상은 이에 제한되지 않는다.
[77] 단말 (213， 214； User Equipment , UE)은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, MS(Mobile Station), UT User Terminal), SS(Subscr iber Station), 무선기기 (Wireless Device), PDA (Personal Digital Assistant), 무선 모뎀 (Wireless Modem) , 휴대기기 (Handheld Device), AT(Access Terminal) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 이하에서 매크로 단말 (macro UE, Ma UE, 213)은 기지국 (211)과 직접 통신하는 단말이고 중계국 단말 (relay UE, Re UE, 214)은 중계국과 통신하는 단말을 칭한다. 기지국 (211)의 셀 내에 있는 매크로 단말 (213)이라 할지라도, 다이버시티 효과에 따른 전송속도의 향상을 위하여 중계국 (212)을 거쳐서 기지국 (211)과 통신할 수 있다.
[78] 이하에서 기지국 (211)과 매크로 단말 (213) 간의 링크를 매크로 링크 (macro link)라 칭하기로 한다. 매크로 링크는 매크로 하향링크와 매크로 상향링크로 구분될 수 있다， 매크로 하향링크 (macro downlink, M-DL)는 기지국 (211)에서 매크로 단말 (213)로의 통신을 의미하며， 매크로 상향링크 (macro uplink, M-UL)는 매크로 단말 (213)에서 기지국 (211)으로의 통신을 의미한다.
[79] 기지국 (211)과 중계국 (212)간의 링크는 백홀 (backhaul) 링크라 칭하기로 한다. 백홀 링크는 백홀 하향링크 (backhaul downlink, B-DL)와 백홀 상향링크 (backhaul uplink, B— UL)로 구분될 수 있다. 백홀 하향링크는 기지국 (211)에서 중계국 (212)으로의 통신을 의미하며， 백홀 상향링크는 중계국 (212)에서 기지국 (211)으로의 통신을 의미한다.
[80] 중계국 (212)과 중계국 단말 (214)간의 링크는 액세스 링크 (access link)라 칭하기로 한다. 액세스 링크는 액세스 하향링크 (access downlink, A— DL)와 액세스 상향링크 (access uplink, A-UL)로 구분될 수 있다. 액세스 하향링크는 중계국 (212)에서 중계국 단말 (214)로의 통신을 의미하며, 액세스 상향링크는 중계국 단말 (214)에서 중계국 (212)으로의 통신을 의미한다.
[81] 중계국을 포함하는 무선통신 시스템 (210)은 양방향 통신을 지원하는 시스템이다. 양방향 통신은 TDD Tifiie Division Duplex) 모드， FDD (Frequency Division Duplex) 모드 등을 이용하여 수행될 수 있다. TDD 모드는 상향링크 전송과 하향링크 전송에서 서로 다른 시간 자원을 사용한다. FDD 모드는 상향링크 전송과 하향링크 전송에서 서로 다른 주파수 자원올 사용한다.
[82] 도 3 은 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 예시하는 도면이다.
[83] 도 3 을 참조하면 , 무선 프레임 (radio frame)은 10ms (327200 xTs)의 길이를 가지며 10 개의 균등한 크기의 서브프레임 (subframe)으로 구성되어 있다. 각각의 서브프레임은 1ms의 길이를 가지며 2개의 슬롯 (slot)으로 구성되어 있다. 각각의 슬롯은 0.5ms(15360xTs)의 길이를 가진다. 여기에서， Ts 는 샘플링 시간을 나타내고， Ts=l/( 15kHz X2048)=3.2552 X10-8 약 33ns)로 표시된다. 슬롯은 시간 영역에서 복수의 0FDM 심볼을 포함하고， 주파수 영역에서 복수의 자원 블록 (Resource Block; RB)을 포함한다. LTE 시스템에서 하나의 자원 블록은 12 개의 부반송파 X 7(6)개의 0FDM 심볼을 포함한다. 데이터가 전송되는 단위시간인 ΓΠ (Transmission Time Interval)는 하나 이상의 서브프레임 단위로 정해질 수 있다ᅳ TTI 는 스케줄링의 최소 단위일 수 있다. 본 발명에 따라 D2D 송수신 동작이 수행되는 D2D 서브프레임의 단위시간은， 하나의 서브프레임 단위 또는 하나 이상의 서브프레임 단위로 정해질 수 있다.
[84] 상술한 무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고， 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
[85] 도 4 는 하향링크 슬롯에서의 자원 그리드 (resource grid)를 나타내는 도면이다.
[86] 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 7 개의 0FDM 심볼을 포함하고， 하나의 자원 블록 (RB)은 주파수 영역에서 12 개의 부반송파를 포함하는 것으로 도시되어 있지만， 본 발명이 이에 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, 일반 CP(Cyclic Prefix)의 경우에는 하나의 슬릇이 7 OFDM 심볼을 포함하지만， 확장된 CP( extended-CP)의 경우에는 하나의 슬롯이 6 OFDM 심볼을 포함할 수 있다. 자원 그리드 상의 각각의 요소는 자원 요소 (resource eiement)라 한다. 하나의 자원 블록은 12X7 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 NDL의 개수는 하향링크 전송 대역폭에 따른다ᅳ 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.
[87] 도 5는 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[88] 하나의 서브프레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분의 최대 3 개의 OFDM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 OFDM 심볼들은 물리하향링크공유채널 (Physical Downlink Shared Chancel; PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한다. 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는, 예를 들어, 물리제어포맷지시자채널 (Physical Control Format Indicator Channel; PCFICH), 물리하향링크제어채널 (Physical Downlink Control Channel; PDCCH) , 물리 HARQ 지시자채널 (Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel； PHICH) 등이 있다. PCFICH 는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH 는 상향링크 전송의 응답으로서 HARQ AC /NAC 신호를 포함한다. PDCCH 를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링크제어정보 (Downlink Control Information; DCI)라 한다. DCI 는 상향링크 또는 하향링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다. PDCCH 는 하향링크공유채널 (DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷， 상향링크공유채널 (ULᅳ SCH)의 자원 할당 정보， 페이징채널 (PCH)의 페이징 정보, DL-SCH 상의 시스템 정보， PDSCH 상으로 전송되는 임의접속웅답 (Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트， 전송 전력 제어 정보， VoIP(Voice over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH 가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다. 단말은 복수의 PDCCH 를 모니터링할 수 있다. PDCCH 는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소 (Control Channel Element; CCE)의 조합 (aggregat ion)으로 전송된다. CCE 는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH 를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE 는 복수개의 자원 요소 그룹에 대웅한다. PDCCH 의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE 의 개수와 CCE 에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다. 기지국은 단말에게 전송되는 DCI 에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고， 제어 정보에 순환잉여검사 (Cyclic Redundancy Check; CRC)를 부가한다. CRC 는 PDCCH 의 소유자 또는 용도에 따라 무선 네트워크 임시 식별자 (Radio Network Temporary Identifier; RNTI)라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH 가 특정 단말에 대한 것이면， 단말의 cell-RNTI(C-RNTI) 식별자가 CRC 에 마스킹될 수 있다. 또는， PDCCH 가 페이징 메시지에 대한 것이면, 페이징 지시자 식별자 (Paging Indicator Identifier; P— RNTI)가 CRC 에 마스킹될 수 있다. PDCCH 가 시스템 정보 (보다 구체적으로， 시스템 정보 블록 (SIB))에 대한 것이면， 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTI(SI-RNTI)가 CRC 에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 응답인 임의접속웅답을 나타내기 위해， 임의접속 RNT RA-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.
[89] 도 6은 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[90] 도 6 을 참조하면， 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널 (Physical Uplink Control Channel; PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널 (Physical uplink shared channel; PUSCH)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해서， 하나의 단말은 PUCCH 와 PUSCH 를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH 는 서브프레임에서 자원 블록 쌍 (RB pair)에 할당된다. 자원 블록 쌍에 속하는 자원 블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH 에 할당되는 자원 블록 쌍이 슬롯 경계에서 주파수 -호핑 (freQuency- hopped)된다고 한다.
[91] 도 7은 OFDM 심볼에 CP(cyclic prefix)를 삽입하는 예를 나타낸다.
[92] 도 7 을 참조하면， 노멀 (normal) CP 의 경우， 노멀 CP 가 삽입되는 시간 구간은 서브프레임의 첫 번째 심볼에서는 160Tsᅳ 나머지 심볼에서는 144 Ts 일 수 있다 (Ts = l/(15000*2048)sec). CP 는 심볼의 마지막 부분을 복사하여 심볼의 처음 부분에 추가하는 것으로 심볼 간의 간섭 (inter symbol interference)를 피하기 위한 것이다.
[93] 도 8은 OFDM 전송기와 OFDM수신기의 구조를 나타내는 예이다.
[94] OFDM 전송기는 전송하려는 정보 비트들을 변조기 (modulator) 를 통해 변조한 후， 직렬 신호를 병렬 신호로 변환하는 S/P(Serial to Parallel) 유닛으로 입력한다. 변조기는 변조 방식으로， QPSK(quadrature phase shift keying) , m— QAM (quadrature amplitude modulation) 등 다양한 변조 방식을 사용할 수 있다. S/P 유닛에 의해 변환된 병렬 신호는 채널 지연 확산 (channel delay spread)보다 긴 주기를 가지는 신호가 된다. 병렬 신호는 주파수 영역의 신호를 시간 영역의 신호로 나타내는 IFFT lnverse Fast Fourier Transform) 유닛으로 입력되어 IFFT 된 후, CP 가 삽입되고， RF 유닛을 통해 전송된다. RF 유닛은 적어도 하나의 안테나를 포함한다.
[95] OFDM 수신기는 RF 유닛을 통해 무선 신호를 수신한 후， CP 제거기 (cyclic prefix remover)를 통해 CP 를 제거하고, S/P 유닛을 통해 직렬 신호를 병렬 신호로 변환한다. 변환된 병렬 신호는 FFT(Fast Fourier Transform) 유닛을 통해 FFT 된다. FFT 는 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 나타낸다. 주파수 영역의 신호는 이퀄라이저 (equalizer), 복조기 (demodulator) 를 거쳐 데이터로 복원된다. 이퀄라이저는 각 부반송파에 추정된 채널 웅답을 곱하여 각 부반송파에 대한 채널의 영향을 제거한다ᅳ 복조기는 변조기에서 사용된 변조 방식에 대웅한 복조 방식으로 데이터를 복조한다.
[96] 본 발명에서 OFDM 전송기는 기지국 또는 중계국의 일부일 수 있다. OFDM 수신기는 중계국 또는 기지국의 일부일 수 있다.
[97] 무선통신 시스템에 중계국을 포함하는 경우， 중계국은 동일한 주파수 대역에서 신호를 수신하는 것과 동시에 신호를 전송하는 것은 어렵다고 가정한다. 따라서， 중계국은 서로 다른 시간에 동일한 주파수 대역의 신호를 수신하거나 전송한다. 예를 들어， 중계국은 서브프레임 #n 에서 기지국으로부터 신호를 수신하고 서브프레임 #n+l 에서 중계국 단말에게 신호를 전송하는 방식으로 동작할 수 있다. [98] 그런데, 중계국이 동일 주파수 대역의 신호를 전송하다가 수신하는 경우, 또는 동일 주파수 대역의 신호를 수신하다가 전송하는 경우와 같이 신호의 송수신 전환 (switching) 시에 신호의 송신 구간과 수신 구간 사이에 보호 구간 (guard time, 또는 guard interval)을 필요로 한다. 보호 구간은 시스템의 안정화， 보호 또는 시스템이 요구하는 요구 조건을 만족하는 신호를 생성하기 위해 필요로 하는 시간이다ᅳ 예를 들어， 보호 구간에는 신호를 증폭하는 파워 앰프 (power amplifier)의 동작 안정화를 위한 천이 시간 (transient time)이 포함될 수 있다.
[99] 도 9 및 도 10은 보호 구간이 서브프레임 내에 위치하는 예를 나타낸다.
[100] 도 9 를 참조하면， 2 개의 보호 구간이 각각 서브프레임의 경계에 위치한다. 즉, 서브프레임의 첫 번째 심볼 및 마지막 심볼이 보호 구간을 포함한다. 보호 구간은 서브프레임의 경계에 있는 심볼이 아니라 그 외의 심볼에도 위치할 수 있다. 도 10에서는 2개의 보호 구간 중 하나의 보호 구간이 서브프레임의 중간 심볼, 즉 서브프레임의 경계에 있는 심볼이 아닌 심블에 보호 구간이 위치한다. 상기 예에서는 스케줄링 단위가 서브프레임인 경우에 대해 보호 구간의 위치를 예로 들었으나 이는 제한이 아니다. 즉， 스케줄링 단위가 슬롯이라면 보호 구간은 슬롯와 경계 또는 슬롯의 증간 심볼에 위치할 수 있다 (이하 모두 동일하다). 이러한 보호 구간은 1 심볼보다 작은 시간 구간일 수 있다. 하나의 심볼 내에서 보호 구간을 제외한 나머지 부분을 부분심볼 (partial symbol)이라 지칭한다.
[101] 도 11 은 보호 구간을 포함하는 서브프레임에서의 데이터 전송 방법을 나타낸다ᅳ
[102] 보호 구간에서는 데이터를 전송하는 것이 어려울 수 있다. 도 11 에 도시된 바와 같이 서브프레임의 경계에 있는 심볼 내에 보호 구간이 위치하는 경우, 해당 심볼은 보호 구간을 제외한 부분심볼도 데이터 전송에 사용되지 않고 낭비되었다. 예를 들어， LTE에서 노멀 CP의 경우， 서브프레임은 14개의 심볼을 포함하고 확장 CP 의 경우 12 개의 심볼을 포함한다. 이 중 2 개의 심볼이 보호 구간으로 인하여 사용되지 못한다. 만약 슬롯 단위로 스케줄링을 수행하는 경우, 하나의 슬롯에서 2 개의 심볼이 보호 구간으로 인해 사용되지 못할 수 있으며 하나의 서브프레임에서 4 개의 심볼이 보호 구간으로 인해 사용되지 못할 수 있다. 따라서, 보호 구간을 포함하는 심볼을 활용하여 신호 전송에 사용하는 방법이 필요하다.
[103] 도 12 는 보호 구간을 포함하는 2 개의 심볼에서 서로 다른 데이터를 전송하는 예를 나타낸다.
[104] 도 12 와 같이 2 개의 부분심볼 전체에 서로 다른 데이터를 실어 전송할 수 있다. 상술한 바와 같이 보호 구간을 포함하는 심볼에서 보호 구간을 제외한 구간을 부분심볼이라 지칭한다.
[105] 첫 번째 부분심볼에 실린 데이터를 PSD1, 두번째 부분심볼에 실린 테이터를 PSD2라 하면 PSD1과 PSD2는 서로 다른 데이터일 수 있다. 만약， 보호 구간이 심볼 구간에 비해 무시할 수 있을 만큼 짧다면 PSDl, PSD2 는 적절히 복조될 수 있다.
[106] PSDl, PSD2 는 시스템에서 요구하는 오류율을 만족하기 위해 다른 심볼에 비해 강력한 채널코딩 할 필요가 있을 수 있다. 이를 위해 심볼 단위로 채널 코딩하여 전송할 수 있는 새로운 형태의 자원할당규칙을 정의할 수 있다. 또는 채널 코딩 과정에서 PSDl, PSD2 를 반복하여 추가적인 코딩이득을 얻을 수 있다. PSDl, PSD2 에는 더 많은 코딩이 부과되므로 복조과정에서 오류율을 줄일 수 있다.
[107] 이처럼 서로 다른 부분심볼에 서로 다른 데이터를 전송하는 경우， 각 부분심볼을 포함하는 심볼에 대해 서로 다른 심볼 인덱스를 부여하는 것이 바람직하다. 또한， 각 부분심볼을 포함하는 심볼에 대해서는 다른 심볼과 비교하여 채널 코딩이나 자원할당 규칙에 차이가 발생할 수 있다는 점을 고려하여 서브프레임의 마지막 심볼 인덱스를 차례로 부여할 수 있다. 예를 들어, 노멀 CP 의 경우 서브프레임의 두번째 심볼에 심볼 인덱스 #0 을 부여하고 세 번째 심볼에 심볼 인덱스 #1을 부여하는 식으로 13번째 심볼까지 심볼 인덱스를 오름차순으로 부여한 후, 서브프레임의 첫 번째 심볼에 심볼 인덱스 #12， 마지막 심볼에 심볼 인덱스 #13 을 부여할 수 있다. 이러한 심볼 인덱스 방법에 의하여 심볼 인텍스 #0 부터 #11 까지는 기존의 방법과 같이 데이터를 전송 또는 수신하고, 서브프레임의 심볼 인덱스 #12, #13 에 대해서는 상기 기존의 방법과 다른 데이터 전송 방법 또는 데이터 수신 방법을 적용할 수 있다.
[108] 이하에서는 보호 구간을 포함하는 2 개의 심볼에서 데이터를 중복하여 전송하는 방법을 설명한다.
[109] 도 13 은 보호 구간올 포함하는 2 개의 심블에서 데이터를 중복하여 전송하는 예를 나타낸다.
[110] 도 13 을 참조하면, 보호 구간은 서브프레임의 첫 번째 심볼， 마지막 심볼에 포함될 수 있다. 편의상 상기 첫 번째 심볼의 부분심볼에서 전송되는 데이터를 PSD-A(partial symbol data-A); 마지막 심볼의 부분심볼에서 전송되는 데이터를 PSD-B 라 칭한다. 그리고 1 심볼에서 전송되는 1 심볼 데이터는 FSD(full symbol data)라 칭한다. 그러면, PSD— A, PSD-B 는 1 심볼 데이터인 FSD의 일부분으로 PSD-A는 FSD의 뒷부분, PSD-B는 FSD의 앞부분에 해당할 수 있다. 일반적으로 FSD 는 CP + 데이터의 순으로 구성되는데 CP는 상기 데이터의 뒷부분을 순환 복사 (cyclically copy)한 것이다. 따라서， PSD— A와 PSD-B는 서로 간에 일부 데이터가 순환 복사된 것과 마찬가지로 동일하며 이러한 의미에서 PSD-A 또는 PSD-B 가 전송되는 심볼을 순환 복사된 심볼 (eye lie-copied symbol)이라 부를 수도 있다. 보호 구간을 포함하는 2 개의 심볼에서 데이터를 증복하여 전송하는 것은 구체적으로 다음 2가지 경우가 있을 수 있다.
1) 첫째는 부분심볼 및 보호 구간, 즉 보호 구간을 포함하는 심볼 전체에서 데이터를 전송하는 방법이다. 즉， 서브프레임의 경계에 위치한 보호 구간을 포함하는 심볼에서 전송기는 보호 구간에도 불구하고 심볼 전체에서 신호를 인가하고 증폭하여 전송한다. 보호 구간에서도 데이터를 실어 전송하므로 보호 구간에서는 데이터의 왜곡이 발생할 수 있으나， 보호 구간이 없는 심볼과 동일한 처리과정을 통해 신호를 전송하므로 구현의 편의성이 높다. 예컨대， 첫 번째 심불에서는 보호 구간이 심볼의 앞부분에 위치하므로 심볼의 앞부분에 실린 데이터가 왜곡될 수 있다. 반면， 마지막 심볼에서는 보호 구간이 심볼의 뒷부분에 위치하므로 심볼의 뒷부분에 실린 데이터가 왜곡될 수 있다.
2) 둘째는 보호 구간을 포함하는 심볼에서 부분심볼에서만 데이터를 전송하는 방법이다. 즉 , 보호 구간을 포함하는 심볼에서 보호 구간에서는 데이터를 전송하지 않고 부분심볼의 일부 또는 전부를 이용하여 데이터를 전송한다. 둘째 방법은 도 14를 참조하여 상세히 설명한다 .
[111] 도 14 는 보호 구간을 포함하는 2 개의 심볼의 부분심볼에서만 데이터를 중복하여 전송하는 예를 나타낸다.
[112] 도 14 를 참조하면， 보호 구간을 포함하는 심볼에서 부분심볼에서만 데이터를 전송하며， 이 때, 부분심볼의 특정 시점부터 신호를 인가하여 전송하거나， 부분심볼의 특정 시점까지만 신호를 인가하여 전송할 수 있다. 보호 구간에서는 데이터가 왜곡되어 생성되므로 데이터를 싣는 것이 큰 의미가 없을 수 있다. 따라서， 데이터의 왜곡이 발생하지 않는 부분심볼의 특정 시점에서부터 데이터를 전송하는 것이다.
[113] 예를 들어， 서브프레임의 첫 번째 심볼에서 전송되는 데이터는 첫 번째 심볼의 부분심볼에서 tl 만큼 인가해서 생성된다. 마지막 심볼에서 전송되는 데이터는 마지막 심볼의 부분심볼에서 t2 만큼 생성된다. 도 14 에서 PSD— A 는 1 심볼 데이터의 후반부， PSD— B는 상기 1 심볼 데이터의 전반부를 포함할 수 있다. PSD-A, PSD-B 는 동일한 1 심볼 데이터로부터 생성되었지만, 각각 상기 1 심볼 데이터의 뒷부분， 앞부분이므로 그 내용은 다를 수 있다.
[114] 상기 U, t2는 OFDM수신기의 복조 방식에 따라 다양하게 설정될 수 있다. tl, t2는 예를 들어， 1 심볼 구간이 ！ ^이라 할 때 tl=t2=(l/2)*Ts>™일 수 있다. 또는 tl >(1/2) Tsym, t2 > (1/2) Tsym 일 수 있다. OFDM 수신기의 복조 과정에서 정확한 신호 복원을 위해 tl, t2는 각 심볼의 CP를 고려하여 ((1/2)* Tsym + CP의 길이 )로 설정될 수 있다.
[115] 도 15 는 보호 구간을 포함하는 2 개의 심볼의 부분심볼에서 데이터를 중복하여 전송하는 다른 예를 나타낸다.
[116] 도 15 를 참조하면 U, t2 는 Tsym 에서 보호 구간을 제외한 구간으로 설정될 수도 있다. 이 때 OFDM 전송기에서는 부분심불 전체에 데이터를 할당하여 전송하고 0FOM수신기에서는 필요한 부분을 선택하여 결합하는 방법을 사용할 수 있다.
[117] 1 심볼 데이터를 복원할 수 있다면 tl, t2 는 서로 독립적으로 설정될 수도 있다. [118] 도 16은 OFDM수신기의 복조과정에서 부분심볼의 데이터를 결합하는 예를 나타낸다.
[119] OFDM 수신기의 복조과정에서 PSD-B 와 PSD-A 의 순서로 결합하여 1 심볼 데이터를 복원할 수 있다. 이 때 PSD-B 와 PSD-A 의 결합은 FFT 유닛의 전단에서 수행되는 것이 바람직하다. 즉， FFT 과정을 거쳐 복조 후 부분심볼을 결합하는 것보다는 수신된 무선 신호 자체를 먼저 결합한 후 FFT 과정을 거쳐 하나의 심볼을 복원하는 것이 바람직하다.
[120] 도 17 은 보호 구간을 포함하는 서브프레임에서 심볼 인덱스를 부여하는 일 예를 나타낸다.
[121] LTE 에서 노멀 CP 의 경우, 서브프레임의 첫 번째 심볼의 인덱스가 0， 두번째 심볼의 인덱스가 1， …， 마지막 심볼의 인덱스가 13 이다. 그런데， 보호 구간을 포함하는 첫 번째 심볼 또는 마지막 심볼은 데이터를 전송하지 않거나 전송할 수 있다. 즉， 첫 번째 심볼 및 마지막 심볼은 종래와 같이 천공 (puncturing)하여 데이터를 전송하지 않거나 본 발명에 따라 데이터를 전송할 수 있다. 이처럼 보호 구간을 포함하는 심볼은 특별한 용도로 사용될 수 있으므로 첫 번째 심볼의 인덱스를 0 으로 하지 않고 사용 가능한 마지막 심볼 인덱스를 할당할 수 있다.
[122] 예컨대, 노멀 CP 의 경우 서브프레임의 두번째 심볼에 심볼 인덱스 #0 을 부여하고 세번째 심볼에 심볼 인덱스 #1 을 부여하는 식으로 13 번째 심볼까지 심블 인덱스를 오름차순으로 부여한 후， 첫 번째 심볼의 부분심볼과 마지막 심볼의 부분심볼을 합쳐 하나의 심볼을 만든 후 마지막 심볼 인덱스 #12 를 '할당할 수 있다.
[123] 이러한 심볼 인덱싱 방법에 의하면 LTE 와 같이 심볼 인덱스에 따라 인터리빙 (interleaving), 천공， 맵핑 (mapping) 등을 수행하는 기존방식을 변경하지 않고 이용할 수 있다. 다만， 마지막 심볼 인덱스를 가지는 심볼에 대해서만 본 발명에 따른 신호 전송 방법을 적용할 수 있다. 본 발명에 따른 신호 전송 방법을 적용하지 않는다면， 백홀 링크에서 증계국은 보호 구간을 포함하는 2 개의 심볼을 사용할 수 없게 되는 경우， 그 사용할 수 없는 심볼을 천공하고 데이터를 전송할 수 있다. 노멀 CP 에서 중계국은 보호 구간을 포함하는 2 개의 심볼을 천공하고 12 개의 심볼올 사용하여 데이터를 전송할 수 있다. 서브프레임 내에 보호 구간이 있더라도 이를 무시하고 14 개의 심볼을 모두 사용하는 경우， 중계국은 심볼을 천공하지 않고 전송할 수도 있다.
[124] 이하에서는 보호 구간을 포함하는 심볼에서 짧은 블록 (short block, SB)을 이용하여 데이터를 전송하는 방법을 설명한다. 이하에서 짧은 블록을 이용하여 데이터를 전송하는 방법은， 시간 영역에서 볼 때 짧은 심볼 (shortened symbol)을 이용하여 데이터를 전송하는 방법과 마찬가지의 의미를 가진다. 여기서 짧은 심볼은 일반적인 심볼 (도 4 참조)에 비해 시간 영역에서 짧은 구간을 가지는 심볼을 의미한다. 또한， 긴 블록을 이용하여 데이터를 전송하는 방법은 시간 영역에서 볼 때， 일반적인 심볼을 이용하여 데이터를 전송하는 방법과 마찬가지의 의미를 가진다.
[125] 도 18 은 짧은 블록과 긴 블록을 비교하고， 짧은 블록을 생성하는 방법을 나타낸다.
[126] 짧은 블록은 긴 블록에 비해 시간 구간은 짧고 주파수 영역에서는 부반송파의 간격은 넓은 무선자원을 의미한다. 예컨대 부반송파 간격은 30KEZ 일 수 있다. 긴 블록 (long block)은 시간 영역에서 하나의 심볼 전체에 해당하고 부반송파 간격은 짧은 블록에 비해 좁은 무선자원일 수 았다. 예컨대 부반송파 간격은 15KHz일 수 있다.
[127] 짧은 블록은 예컨대， 긴 블록의 1/2 시간 구간으로 구성될 수 있다. 즉， 긴 블록의 시간 구간을 T라고 하면 짧은 블록의 시간 구간은 T/2일 수 있다. 이 경우， 긴 블록과 주파수 영역에서 부반송파 간격을 비교하면， 긴 블록은 15KHz이고 짧은 블록은 30KHZ일 수 있다. 짧은 블록이 전송할 수 있는 비트수는 긴 블록의 1/2 일 수 있다. 긴 블록 (long block, LB)이 N_포인트 IFFT 를 통해 생성되는 경우 짧은 블록은 N/2—포인트 IFFT 를 통해 생성될 수 있다. 짧은 블록은 일반적으로 긴 블록의 1/2 시간 구간으로 구성되나， 이로써 제한되지는 않는다. 심볼 내의 보호 구간에 따라 짧은 블록은 긴 블록의 2/3 시간 구간 (주파수 영역에서는 8 부반송파) 으로 구성될 수도 있다. .
[128] 도 19 는 보호 구간을 포함하는 심볼에 짧은 블록을 할당하는 예를 나타낸다. [129] 도 19 는 보호 구간을 포함하는 심볼에 짧은 블록을 할당하는 예를 나타낸다.
[130] 도 19 를,참조하면， 짧은 블록 (SBl, SB2)을 첫 번째 심볼 또는 마지막 심볼의 부분심볼에 할당하여 사용할 수 있다. 보호구간을 포함하지 않는 심볼에서 전송할 수 있는 데이터를 절반으로 분할하여 하나는 SB1 을 통해 전송하고， 나머지 절반을 SB2 를 통해 전송할 수 있다. OFDM 수신기에서 SB1 + SB2 를 수신한 후 결합하면 하나의 심볼에서 전송되는 데이터를 수신하는 결과가 된다. 따라서， 보호 구간으로 인해 낭비되는 심볼의 수를 1개 줄일 수 있다.
[131] 짧은 심볼을 이용하는 경우에도 SB1 + SB2 로 형성되는 심볼에 서브프레임의 마지막 심볼 인덱스를 할당하는 것이 바람직하다. 서브프레임의 첫 번째 심볼에 인덱스' 0' 을 할당하지 않고 두 번째 심볼에 인덱스' 0' 을 할당한다. 세 번째 심볼부터 차례로 오름차순으로 심볼 인덱스를 할당한다. 서브프레임의 첫 번째 심볼에 포함된 짧은 블록 심볼 (SB1)과 마지막 심볼에 포함된 짧은 블록 심볼 (SB2)를 결합하여 하나의 심볼을 형성하고 이 형성된 심볼에 대해 심볼 인덱스 '12' 를 할당한다.
[132] 도 20은 짧은 블록이 할당될 수 있는 무선자원 위치의 예를 나타낸다.
[133] 짧은 블록은 주파수 대역 중에서 신호 전송에 유리한 대역에 할당될 수 있다. 또한, 시간 영역에서 심볼의 첫 번째 슬롯 또는 두 번째 슬롯에 할당될 수 있다. 즉， 짧은 블록은 서브프레임의 특정 슬롯에 한정되어 할당되는 제약 없이 어느 슬롯에나 할당될 수 있다.
[134] 도 21 및 도 22 는 짧은 블록에 인접한 자원 블록에 보호 부반송파 (guard subcarrier)를 설정하는 예를 나타낸다.
[135] 도 21에 도시된 바와 같이 보호 부반송파는 주파수 영역에서 짧은 블록에 인접한 자원 블록에 설정될 수 있다. 짧은 블록 내에서의 부반송파 간격 (subcarrier spacing)은 긴 블록의 2 배로 30KHz 이다. 따라서 , 짧은 블록 내에서는 사용할 수 있는 부반송파의 개수가 긴 블록의 절반이다. 예를 들어， 긴 블록의 부반송파 개수가 12 개인 경우 짧은 블록의 부반송파 개수는 6 개이다. 짧은 블록에 인접한 긴 블록의 부반송파에는 신호를 할당하지 않음으로써 보호 부반송파의 역할을 하게 할 수 있다. 이러한 경우， 도 22 에 도시된 바와 같이 짧은 블록에 포함된 6개의 부반송파를 모두 사용할 수 있다.
[136] 도 23 내지 도 27 은 짧은 블록 내에 보호 부반송파를 설정하는 예를 나타낸다.
[137] 도 23 내지 도 25 에서는 짧은 블록의 주파수 영역에서의 양쪽 경계에 모두 보호 부반송파가 설정된 예를 나타내고 있으나 이는 제한이 아니다. 즉， 도 26 또는 도 27 과 같이 어느 한쪽 경계에만 보호 부반송파가 설정될 수도 있다. 양쪽 경계에 모두 보호 부반송파가 설정되는 경우 짧은 블록 내에서 사용할 수 있는 부반송파의 개수가 4 개로 즐어들게 되나 인접한 자원 블록에 미치는 간섭을 줄일 수 있는 장점이 있다. 한쪽 경계에만 보호 부반송파를 설정하는 경우 짧은 블록 내에서 사용할 수 있는 부반송파의 개수가 5 개로， 양쪽 경계에 모두 부반송파를 설정하는 경우보다사용할 수 있는 부반송파의 개수가 증가한다. 따라서, 백홀 링크의 채널 상황 예를 들어 백홀 링크의 데이터 량이나 채널 상태 등을 고려하여 보호 부반송판를 어떻게 설정할 것인지를 결정할 수 있다. 짧은 블록 내에 설정되는 보호 부반송파로 인해 인접한 자원 블록에 미치는 간섭을 즐일 수 있다. 도 21 내지 도 27 과 달리 보호 부반송파는 연속하는 복수의 부반송파로 구성될 수도 있다.
[138] 도 28 및 도 29 는 다중 사용자 환경에서 서브프레임에 포함되는 짧은 블록과 보호 부반송파의 할당 예들을 나타낸다ᅳ
[139] 도 28 및 도 29 에 도시된 바와 같이 중계국에 할당되는 주파수 대역에서 보호 구간을 포함하는 심볼의 부분심볼은 짧은 블록으로 구성될 수 있다. 보호 구간을 포함하는 심볼올 제외한 나머지 심볼들은 모두 긴 블록으로 구성될 수 있다. 도 28 에서는 주파수 영역에서 짧은 블록에 인접한 자원 블록에 보호 부반송파가 설정된다. 즉, UE_a, 또는 UE_b 에 할당된 주파수 대역에 보호 부반송파가 위치한다. 반면 도 29 에서는 주파수 영역에서 짧은 블록 내의 경계에 위치한 부반송파가 보호 부반송파로 설정된다.
[140] 도 30 및 도 31 은 백홀 상향링크에서 사용될 수 있는 서브프레임 구조의 예를 나타낸다. 도 30 및 도 31 에서 중계국이 기지국으로 상향링크 제어신호를 전송하는 영역을 R-PUCCH 로 나타내고， 데이터를 전송하는 영역을 R-PUSCH 로 나타낸다.
[141] 도 30 를 참조하면, R— PUCCH 영역에서 첫 번째 심볼 및 마지막 심볼에 보호 구간이 포함되는 경우， 상기 첫 번째 심볼 및 마지막 심볼의 부분심볼에서는 신호를 전송하지 않을 수 있다. 그러면， 보호 구간을 포함하는 심볼의 부분심볼은 매크로 단말에게 할당되는 주파수 대역 또는 R— PUSCH 대역과의 간섭을 방지하는 보호 밴드 (guard band)의 역할을 수행할 수 있다. 이러한 의미에서 상기 첫 번째 심볼 및 마지막 심볼의 부분심볼은 보호자원 (guard resource)이라 칭할 수 있다. 중계국에 할당된 주파수 대역이 큰 경우 보호자원의 비율은 상대적으로 매우 작기 때문에 자원낭비는 크게 문제되지 않는다. 보호자원은 부분심볼과 반드시 일치할 필요는 없으며 부분심볼보다 크거나 작게 설정될 수 있다.
[142] 도 31 을 참조하면， 중계국에 할당된 대역에서 첫 번째 심볼 및 마지막 심볼에 보호 구간이 포함되는 경우， 상기 첫 번째 심볼 및 마지막 심볼의 부분심볼은 매크로 단말에게 할당될 수 있다. 이러한 경우， 상기 첫 번째 심볼 및 마지막 심볼의 부분심볼과 인접한 자원 블록에 보호자원을 설정할 수 있다. 예컨대， 매크로 단말은 PUSCH 대역에서 상기 첫 번째 심볼 및 마지막 심볼의 부분심볼과 인접한 적어도 하나의 부반송파는 사용하지 않을 수 있다. 다시 말해 매크로 단말에게 할당된 무선자원 중 일부 (1 부반송파부터 복수의 자원 블록까지 다양할 수 있다)를 간섭을 방지하기 위해 사용하지 않는 것이다.
[143] 상술한 도 30 및 도 31 의 방법은 결합되어 사용될 수 있다. 즉， 보호 구간을 포함하는 심볼의 부분심볼에서 중계국은 신호를 전송하지 않는다. 그리고， 매크로 단말은 중계국에 의해 사용되지 않는 부분심볼에서 신호를 전송하되, 상기 부분심볼과 인접한 PUSCH 영역의 일부 무선자원에서는 신호를 전송하지 않을 수 있다. 이상에서 상향링크 서브프레임의 경우를 예로 하였으나 하향링크 서브프레임에서도 마찬가지로 적용될 수 있다.
[144] 이하에서는 도 13 내지 도 16 를 참조하여 설명한 방법， 즉 보호구간을 포함하는 심볼의 부분심볼에서 데이터를 반복하여 전송하는 방법 (순환 복사된 심볼을 사용하는 방법)에 의할 때 수신기에서 복조한 신호를 수학적으로 검토한다. '
[145] A(k)를 첫 번째 심볼의 k 번째 부반송파 신호， B(k)를 마지막 심볼의 k 번째 부반송파 신호라 하자ᅳ 그러면, 첫 번째 심볼， 마지막 심볼의 시간 영역의 신호는 다음 수학식 1과 같이 결정될 수 있다.
[146] 【수학식 1】 a{n) = A(k)eJ27rkn,N, b(n) =
k=Q
Figure imgf000025_0001
[147] 수학식 1에서 N은 FFT사이즈로 2의 멱승값이다. 첫 번째 심블의 신호와 마지막 심볼의 신호를 결합한 시간 영역의 신호를 c(n)이라고 하면， c(n)은 다음 수학식 2와 같이 결정될 수 있다.
[148] 【수학식 2】
_ ί ain ≤n<N/2
C^n)= \b{n NI2<n<N
[149] 수신기에서 c(n)을 FFT 한 후， 추출한 M 번째 부반송파 신호를 C(M)이라 하면， C(M)은 다음 수학식 3 과 같이 나타낼 수 있다. 여기서 M 번째 부반송파 신호는 순환복사되어 A(M)=B(M)이라 가정한다.
[150] 【수학식 3】
C(
Figure imgf000026_0001
1 Λ'-l Λ72- Λ'-l
k-M)nlN 2z{k-M )n/N
丄 ᄀ ∑ A{k) e j2 (
+ ∑ {k)e
n=N!2
Figure imgf000026_0002
[151] 즉， 원하는 신호 A(M)과 그 외의 부반송파 간 간섭 (inter-carrier interference, ICI)으로 표현된다. 수학식 3에서 ICI는 f(x)의 영향을 받는다.
[152] 도 32는 수학식 3의 f(x)와 sync함수를 나타내는 그래프이다.
[153] 도 32 를 참조하면， 수학식 3 에서 f(x)는 싱크 (sync) 함수와 유사한 형태를 가진다. f(x)는 X 가 짝수일 때 0 이다. 즉, 수학식 3 에서 (k-M)이 짝수인 경우 f(k-M)은 0 이 된다. 따라서， (k— M)을 짝수가 되게 하는 부반송파 k 로부터는 ICI 가 없음을 의미한다. (k-M)이 흩수가 되게 하는 부반송파 k 에 대해서는 해당 부반송파 k 에 순환 복사된 심볼이 실려있어 A(k)=B(k)가 성립한다면 마찬가지로 ICI가 없어진다.
[154] 즉， 순환 복사된 부반송파는 순환 복사되지 않은 부반송파로부터 싱크 (sync) 함수의 크기에 상응하는 ICI 를 받게 된다. 기지국-중계국 간의 백홀 링크에 할당되는 주파수 대역 (증계국 대역)과 기지국 -단말 간의 링크에 할당되는 주파수 대역 (매크로 액세스 대역 )이 각각 주파수 영역에서 연속한 부반송파들로 구성된다면, 중계국 대역과 매크로 액세스 대역 사이에 보호 부반송파를 두어 순환 복사된 부반송파에서 전송되는 심볼을 복원할 수 있다. 보호 부반송파를 두지 않는다면 강력한 채널 코딩이나 신호의 반복을 통해 매크로 액세스 대역으로부터 받는 ICI를 극복할 수 있다. [155] 이하에서는 보호 구간을 포함하는 심볼에서 짧은 블록 (short block, SB)을 이용하여 데이터를 전송하는 방법을 사용하는 경우， 수신기에서 복조한 신호를 수학적으로 검토한다.
[156] A(k)를 짧은 블록으로 구성된 심볼 (이하 짧은 블록 심볼)의 k 번째 부반송파 신호라 하고， B(k)를 긴 블록으로 구성된 심볼 (이하 긴 블록 심볼)의 k 번째 부반송파 신호라 하자. 짧은 블록 심볼의 시간 영역에서의 신호 a(n), .긴 블록 심볼의 시간 영역에서의 신호 b(n)은 다음 수학식 4 와 같이 나타낼 수 있다.
[157]
Figure imgf000027_0001
[158] 여기서 , N은 FFT사이즈로 2의 멱승값이다.
[159] 수신기에서 수신하는 신호 c(n)은 다음 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.
[160] 【수학식 5】
Figure imgf000027_0002
[161] 수신기는 긴 블록 심볼을 디코딩하기 위해 c(n)에 N— FFT 를 하고 M 번째 부반송파 신호를 추출할 수 있다. M번째 부반송파 신호 C(M)은 다음 수학식 6과 같다.
[162] 【수학식 6】
Figure imgf000028_0001
-
I ！
丄∑ ∑B(k)e + - y
N
：
[163] C(M)에
Figure imgf000028_0002
[164] (2k-M)이 0이면 (즉, k=M/2) ICI 요소는 A(k)가 된다. 즉, 긴 블록 심볼의 M 번째 부반송파를 사용하기 위해서는 짧은 블록 심볼의 M/2 번째 부반송파는 사용하지 않아야 한다. k가 M/2가 아니면 ICI 요소는 f(x)에 의해 결정된다.
[165] 수신기는 짧은 블록 심볼의 신호를 디코딩하기 위해 c(n)의 후반부에 N/2-FFT를 인가하고 M번째 부반송파신호를 추출한다. 짧은블록 심볼의 M번째 부반송파신호를 C' (M)이라 하면， C' (M)은 다음수학식 7과 같다.
[166] 【수학식 71
Figure imgf000029_0001
A{M) +∑「25(/()(ᅳ 2Λ/) f(k - 2Μ)
[167] C (M)에 포함된 ICI 요소는
Figure imgf000029_0002
된다 이 때, (k-2M)이 0 즉ᅳ k=2M 이면 ICI 요소는 B(k)가 그대로 나온다. 즉， 짧은 블록 심볼의 M 번째 부반송파를 사용하기 위해서는 긴 블록 심볼의 2M 번째 부반송파는 사용되지 않아야 한다.
[168] k가 2M이 아닌 경우에는 ICI 요소가 f(x)에 의해 결정된다. 상술한 순환 복사된 심볼을 사용하는 경우와 비교해보면, 간섭 평균 효과가 없어져서 간섭 전력이 3dB높아진다. 반면 서브프레임의 마지막 심볼에 짧은 블록 심볼이 하나 더 존재하므로 이 짧은 블록 심볼을 활용하면 간섭 전력이 3dB 높아지는 것을 방지할 수 있다.
[169] 이하에서는 중계국이 보호 구간을. 포함하는 서브프레임에서 사운딩 참조신호 (sounding reference signal, SRS) 를 전송하는 방법을 설명한다.
[170] SRS 는 단말이나 중계국이 기지국으로 전송하는 참조신호로 상향링크 데이터나 제어신호 전송과 관련되지 않는 참조신호이다. SRS 는 주로 상향링크 (매크로 상향링크 또는 백홀 상향링크)에서 주파수 선택적 스케즐링을 위한 채널 품질 추정을 위해 사용되나 다른 용도로 사용될 수도 있다. 예를 들면 파워 제어나 최초 MCS 선택， 데이터 전송을 위한 최초 파워 제어 등에도 사용될 수. 있다. ' [171] SRS 에 사용되는 SRS 시뭔스는 DM RS 에 사용되는 시¾스와 동일할 수 있다. SRS 시퀀스의 길이는 자원 블록 사이즈 *(2， 3, 및 /또는 5 의 배수)로 제한될 수 있다. 가장 작은 SRS 시퀀스의 길이는 12 일 수 있다. 예컨대, 전송 가능한 SRS 대역 NSRSRB 와 SRS 시퀀스 길이 MSRSSC 는 다음 수학식 8 과 같이 주어질 수 있다.
[172] 【수학식 8】
Figure imgf000030_0001
SRS _ 1 . ATSRS Ι
sc ᅳ 2 IVRB I
[173] 여기서， α2, α3, α5 는 양의 정수 집합이다. SRS 는 동일한 자원 블록 및 동일한 부반송파를 사용하되， 동일한 기본 시퀀스에 서로 다른 순환 쉬프트 값올 사용하여 직교한 성질을 유지할 수 있다. 순환 쉬프트 값은 각 단말 또는 중계국마다 설정될 수 있다.
[174] 먼저， 단말이 기지국으로 매크로 SRS 를 전송하는 경우를 살펴보고 본 발명에 대해 설명한다.
[175] 도 33 은 복수의 단말이 기지국으로 매크로 SRS 를 전송하는 예를 나타낸다.
[176] 도 33을 참조하면， 단말 #1은 전 주파수 대역에 걸쳐 빗 (comb) 형태 즉， 매 2 개의 부반송파 중 하나의 부반송파를 통해 매크로 SRS 를 전송한다. 그리고 단말 #2 내지 #4는 자신에게 할당된 SRS 대역 (즉, SRS를 전송하는 대역)에서 빗 형태로 할당된 부반송파를 통해 매크로 SRS 를 전송한다. 이처럼 빗 형태로 부반송파를 할당하는 것을 인터리브드 FDMA 라 칭하기도 한다. 또한 각 단말은 매크로 SRS 가 전송되는 SC-FDMA 심볼에서 긴 블록을 이용하는 경우， 상기 SC- FDMA 심볼 내에서 2번에 걸쳐 SRS를 반복하여 전송한다.
[177] 도 34는 본 발명의 일 실시예에 따른 중계국의 SRS 전송 방법을 나타낸다.
[178] 중계국의 SRS 전송방법은 중계국이 기지국으로부터 사운딩 참조신호 파라미터들을 수신하는 단계 (S3410), 중계국이 사운딩 참조신호 파라미터들을 이용하여 무선자원을 할당하는 단계 (S3420), 할당된 무선자원을 통해 기지국으로 SRS 를 전송하는 단계 (S3430)를 포함한다. 여기서， 사운딩 참조신호 파라미터들이 지시하는 무선자원은 시간 영역에서 보호 구간이 위치하는 심볼을 포함한다. 이하 각 단계에 대해 상세히 설명한다.
[179] 상기 S3410 단계에서 중계국이 기지국으로부터 수신하는 사운딩 참조신호 파라미터들은 예를 들어 다음 표와 같을 수 있다.
[180] 【표 1]
Figure imgf000031_0001
[181] 상기 표 1에서 'srsBandwidthConfiguration' 은 셀 내에서 SRS가 전송될 수 있는 최대 대역을 나타낸다.
[182] 'srsSubframeConfiguration' 은 각 무선 프레임 내에서 SRS가 전송될 수 있는 서브프레임들의 가능한 집합을 지시한다. 'srsSubframeConfiguration' 은 셀 특정적으로 브로드캐스트되는 신호로 샐 내의 중계국에게 전달되며, 예를 들어， 4 비트로 구성될 수 있다. SRS 는 SRS 가 전송될 수 있는 서브프레임들 내에서 마지막 SC-FDMA 심볼에서 전송될 수 있다. SRS 가 전송되는 SOFDMA 심볼에서는 중계국의 백홀 상향링크 데이터 전송이 허용되지 않을 수 있다. [183] 'srsBandwidth' 는 중계국의 SRS 전송 대역을 나타낸다. SRS 전송 대역은 중계국의 전송 전력， 기지국이 지원할 수 있는 중계국의 수 등에 따라 결정될 수 있다. 'srsBanclwklth' 에 의해 지시되는 중계국의 SRS 전송 대역에 대해서는 후술한다.
[184] 'Duration '은 기지국이 중계국에게 한번의 SRS 전송을 요구하는지, 아니면 주기적으로 SRS 를 전송하도록 설정하는지를 나타내는 파라미터이다. 이 파라미터에 의해 중계국은 한번만 SRS 를 전송할 수도 있고， 또는 주기적으로 SRS를 기지국으로 전송할 수도 있다.
[185] 'ransmissionComb' 은 중계국이 전송하는 SRS 가 어느 부반송파에 할당되는지를 나타낸다. 다중 사용자 환경에서 주파수 선택적 스케줄링을 지원하기 위해， 서로 다른 단말 또는 중계국으로부터 전송되고. 서로 다른 SRS 대역을 가지는 SRS 가 겹칠 수 있게 하는 것이 필요하다. 이를 지원하기 위해 SRS 가 전송되는 SC-FDMA 심볼에는 반복 팩터 (RePetition Factor, RPF)가 2 인 인터리브드 FDMA( inter leaved FDMA, IFDMA)가 사용된다. 예를 들어， SRS 전송 대역에서 홀수 번째 부반송파에서 SRS 가 전송되는지 또는 짝수 번째 부반송파에서 SRS가 전송되는지를 나타낼 수 있다. 시간 영역에서 RPF는 주파수 영역에서는 데시메이션 팩터 (decimation factor)로 작용한다. SRS 가 전송되는 SC-FDMA 심볼에서 시간 영역에서 SRS 가 2 번 반복되는 것에 의해 SRS 가 전송되는 부반송파는 빗 (comb)과 같은 스펙트럼 (comb— like spectrum)을 가지게 된다. 다시 말해 SRS 가 전송되는 부반송파는 할당된 사운딩 대역에서 짝수 번째 부반송파 (또는 홀수 번째 부반송파)들로만 구성된다. SRS 가 전송되는 심볼의 IFDMA 구조 때문에 중계국은 't ransmissionComb' 이라는 파라미터를 할당받는다.
't ransmissionComb' 은 0 또는 1 의 값을 가지며 어디서 SRS 가 전송되는지 알려준다. 그러나， 이는 제한이 아니며 4n, 4n+l, 4n+2, 4n+3 번째 부반송파 등과 같이 매 4 개의 부반송파 중 몇 번째 부반송파에 할당되는지를 나타낼 수도 있다. 이러한 경우 시간 영역에서 SRS는 1/4 심볼을 차지하게 된다.
[186] 'srsResourcetype' 는 SRS 가 할당되는 자원 블록이 긴 블록인지 아니면 짧은 블록인지를 나타내는 파라미터이다. 즉， 중계국은 이 파라미터에 따라 짧은 블록에 SRS 를 할당하여 전송할 수도 있고， 긴 블록에 SRS 를 할당하여 전송할 수도 있다.
[187] 중계국은 상술한 바와 같은 사운딩 참조신호 파라미터들을 이용하여 무선자원을 할당한다.
[188] 도 35 는 중계국이 SRS 를 전송할 경우 상향링크 서브프레임의 구조의 예를 나타낸다.
[189] 상향링크 서브프레임의 주파수 영역에서 경계에 위치한 자원 블록에는 단말의 상향링크 제어신호가 전송되는 PUCCH 가 할당되고， 이러한 PUCCH 에 인접하여 중계국이 백홀 상향링크 제어신호를 전송하는 백홀 PUCCH (backhaul PUCCH) 가 할당될 수 있다. 백홀 PUCCH 영역 또는 백홀 상향링크 데이터가 전송되는 백홀 PUSCH (도 35 에서 backhaul 이라 표시한 영역) 영역은 서브프레임의 경계에서 보호 구간을 포함할 수 있다. 따라서, 중계국은 서브프레임의 마지막 심볼 전체를 사용하기는 어렵다. 중계국은 기지국으로 SRS 를 전송하는 경우， 마지막 심볼의 일부만을 이용할 수 있다. 예를 들면， 마지막 심볼의 전반부에 짧은 블록을 할당하고 이러한 짧은 블록을 이용하여 SRS (SB-SRS)를 전송할 수 있다. SB-SRS 는 시간 측면에서 짧은 심볼에 할당되는 SRS를 의미할 수 있다.
[190] 반면 단말은 서브프레임의 마지막 심볼에 보호 구간을 포함하지 않으므로 심볼 전체를 이용하여 매크로 SRS 를 전송할 수 있다. 즉， 긴 블록을 이용한 SRS (LB— SRS)를 전송할 수 있다. LB-SRS 는 시간 측면에서 일반적인 노멀 심볼에 할당되는 SRS 를 의미할 수 있다. 이 때， PUCCH 가 할당되는 주파수 대역에 대해서도 중계국이 SRS를 전송할 것인지 여부가 문제될 수 있다.
[191] 도 36 내지 도 39 는 'srsBandwidth' 파라미터에 의해 설정될 수 있는 중계국의 SRS 전송 대역의 예들을 나타낸다. '
[192] 도 36에서는 중계국이 전송하는 SRS의 전송 대역이 단말의 PUCCH 영역은 제외하는 경우를 나타낸다. 도 37 은. 중계국이 전송하는 SRS 의 전송 대역이 단말의 PUCCH영역을 포함하는 경우를 나타낸다.
[193] 도 38 및 도 39에서는 백홀 PUCCH가 서브프레임의 주파수 대역의 경계에 위치하는 경우를 나타낸다. 이 때 중계국이 전송하는 SRS 전송 대역은 도 38 과 같이 백홀 PUCCH 영역을 제외할 수도 있고， 도 39 과 같이 포함할 수도 있다. 또한， 단말은 백홀 PUCCH가 전송되는 대역에서는 SRS를 전송하지 않을 수 있다-. 그 결과 매크로 SRS 에 의하여 백홀 PUCCH 영역의 마지막 심볼이 천공 (puncturmg) 되는 것을 방지할 수 있다.
[194] 긴 블록 SRS 와 같이 짧은 블록 SRS 도 CAZAC( Const ant amplitude zero autocorrelation) 또는 Zadoff-Chu 시¾스에 의해 확산되어 간섭을 줄이고 낮은 PAPR/CM 특성을 유지할 수 있다. 특히， 이러한 시퀀스에 의한 높은 처리 이득을 얻기 위해 짧은 블록 SRS 와 긴 블록 SRS 의 전송 대역 및 주파수 위치는 동일할 수 있다.
[195] 짧은 블록 SRS 를 위한 전송 대역， 전송 빗， 순환 쉬프트, 호핑 를 등은 상기 사운딩 참조신호 파라미터에 의해 중계국에게 알려질 수 있다. 이 때 새로운 규칙을 정의할 수도 있고， 긴 블록 SRS 에 사용되는 규칙을 동일하게 사용하되， 새롭게 요구되는 파라미터들만 추가할 수도 있다.
[196] 이하에서 중계국이 사운딩 참조신호 파라미터에 의해 할당된 무선자원을 통해 기지국으로 SRS 를 전송하는 방법과 이러한 SRS 를 기지국이 수신하는 과정을 설명한다.
[197] 도 40 은 중계국 (또는 단말)이 긴 블록 SRS 를 생성하여 전송하고, 기지국이 긴 블록 SRS를 수신하는 과정을 나타낸다.
[198] 도 40을 참조하면， 중계국은 전송하고자 하는 긴 블록 SRS 인 A1올 병렬 신호로 변환한 후， DFT(discrete Fourier Transform)를 수행하고 부반송파에 맵핑한다. 그 후 N-포인트 IFFKlnverse Fast Fourier Transform)를 거쳐 시리얼 신호로 변환한다. 그러면， 중계국이 전송하고자 하는 신호 A1 은 하나의 심볼에서 2번 반복되는 형태의 신호가 된다 (B1이 2 번 반복된다).
[199] 기지국은 무선 채널을 통해 수신한 신호를 N—포인트 FFT, 부반송파 디맵핑， IDFT (Inverse Distribute Fourier Transform) 를 거쳐 긴 블록 SRS 를 복원하게 된다.
[200] 도 41 은 중계국이 짧은 블록 SRS 를 생성하여 전송하고， 기지국이 짧은 블록 SRS를 수신하는 과정을 나타낸다 . [201] 도 40와 비교하여 짧은 블록 SRS인 A2 는 IF T를 수행하는 과정에서 N- 포인트가 아니라 N/2-포인트 IFFT 를 수행한다. 즉， 긴 블록 SRS 에 비하여 샘플링하는 포인트의 수가 절반이다. 그러면， 짧은 블록 SRS 는 1 심볼에서 1/2 심볼에만 신호가 배치된다. 즉, 도 40 에서 B2 는 1/2 심볼에만 배치된다. 또한, 기지국은 무선 채널을 통해 수신한 신호를 N/2-포인트 FFT 를 거쳐 부반송파 디맵핑 (demapping), IDFT를 거쳐 짧은 블록 SRS를 복원한다.
[202] 도 42 는 긴 블록 SRS 와 짧은 블록 SRS 의 각 부반송파 파형과 부반송파 간격을 비교하여 나타낸다.
[203] 도 42 를 참조하면， 긴 블록 SRS 는 15KHZ 부반송파 간격을 가지는 부반송파들 중 홀수 번째 부반송파들 (또는 짝수 번째 부반송파들)에 할당되며， 짧은 블록 SRS는 30KHZ 부반송파 간격을 가지는 부반송파들에 할당된다.
[204] 따라서， 긴 블록 SRS 나 짧은 블록 SRS 나 할당되는 부반송파들의 간격은 30kHz 로 동일하나， 주파수 영역에서의 파형을 비교하면， 긴 블록 SRS 와 짧은 블록 SRS 는 서로 파형이 다를 수 있다. 즉 각 부반송파는 주파수 영역에서 싱크 (sync) 함수의 형태를 가지는데 값이 0 이 되는 점 (zero crossing point)의 간격을 비교하면, 짧은 블록 SRS 의 경우 긴 블록 SRS보다 2 배가 넓은 형태가 된다. 따라서, 긴 블록 SRS 가 전송되는 각 부반송파가 최대값을 가지는 점에서 짧은 블록 SRS 가 전송되는 각 부반송파의 값이 정확히 0 이 되는 것은 아니다. 그러나 그 때의 값이 크지 않기 때문에 미치는 영향은 크지 않다.
[205] 도 43은 본 발명의 일 실시예에 따른 전송기를 나타낸다.
[206] 전송기는 중계국의 일 부분일 수 있다. 전송기는 변조기， DFT 유닛, 부반송파 맵퍼 (mapper), IFFT유닛, RF 유닛을 포함할 수 있다.
[207] 변조기는 부호화된 비트를 신호 성상 (signal constellation) 상의 위치를 표현하는 심볼로 맵핑하여 변조된 심볼들을 생성한다. 변조 방식 (modulation scheme)에는 제한이 없으며， m-PSK(m_Phase Shift Keying) 또는 m-QAM(m- Quadrature Amplitude Modulation)일 수 있다. 변조된 심볼들은 DFT 유닛에 입력된다. DFT 유닛은 입력되는 심볼들에 DFT 를 수행하여 복소수 심볼들 ( complex-valued symbol)을 출력한다. 예를 들어， K 심볼들이 입력되면， DFT크기 (size)는 K이다 (K는 자연수). [208] 부반송파 맵퍼는 복소수 심볼들을 주파수 영역의 각 부반송파에 맵핑시킨다. 복소수 심볼들은 데이터 전송을 위해 할당된 자원 블록에 대응하는 자원요소들에 맵핑될 수 있다. IFFT 유닛은 입력되는 심볼에 대해 IFFT 를 수행하여 시간 영역 신호인 데이터를 위한 베이스밴드 신호를 출력한다. IFFT 크기를 N 이라 할때， N 은 채널 대역폭 (cha皿 el bandwidth)에 의해 결정될 수 있다 (N 은 자연수). CP 삽입부 (미도시)는 데이터를 위한 베이스밴드 신호의 뒷부분 일부를 복사하여 데이터를 위한 베이스벤드 신호 앞에 삽입한다. CP 삽입을 통해 ISK Inter Symbol Interference) , ICKlnter Carrier Interference)가 방지되어 다중 경로 채널에서도 직교성이 유지될 수 있다.
[209] 이와 같이， DFT 확산 (spreading) 후 IFFT 가 수행되는 전송 방식을 SO FDMA( single-carrier frequency division multiple access)라 한다. SC-FDMA 는 DFTS-0FDM(DFT spread-OFDM)이라고도 할 수 있다. SC-FDMA 에서는 PAPR( peak-to- average power ratio) 또는 CM(cubic metric)이 낮아질 수 있다. SC-FDMA 전송 방식을 이용하는 경우， 전송전력 효율이 높아질 수 있다.
[210] 도 44 는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기를 나타낸다. 수신기는 기지국의 일 부분일 수 있다.
[211] 수신기는 RF 유닛， FFT 유닛， 디맵퍼 (demapper), IDFT 유닛을 포함할 수 있다. 또한, IFFT 유닛， 짧은 블록 신호 제거 유닛 (SB signal cancellation unit)을 포함할수 있다.
[212] RF 유닛은 적어도 하나의 안테나를 포함할 수 있으며 무선 채널을 통해 무선 신호를 수신한다. 수신된 무선 신호는 시리얼 신호에서 병렬 신호로 변환된 후， FFT 유닛에 의해 주파수 영역의 신호로 변환된다. 상기 주파수 영역의 신호는 디맵퍼， IDFT유닛을 통해 시간 영역의 신호로 변환된다.
[213] IFFT 유닛은 FFT 유닛을 통해 주파수 영역의 신호로 변환된 수신 신호를 다시 시간 영역의 신호로 변환하는 역할을 수행한다. 이 때 FFT유닛이 N-포인트 FFT 를 수행하였다면， IFFT 유닛은 N/2—포인트 IFFT 를 수행할 수 있다. 짧은 블록 신호 제거 유닛은 RF 유닛을 통해 수신한 신호에서 IFFT 유닛으로부터 입력받은 짧은 블록 신호를 빼는 역할을 수행한다. 즉， RF 유닛을 통해 수신한 신호에서 짧은 블록 신호를 제거하는 역할을 수행한다. [214] 도 45 는 기지국의 수신기에서 긴 블록 SRS 와 짧은 블록 SRS 를 동시에 수신한 경우， 2개의 SRS를 처리하는 과정을 나타낸다.
[215] 기지국은 서브프레임의 마지막 심볼에서 단말이 전송한 긴 블록 SRS 와 중계국이 전송한 짧은 블록 SRS 를 동시에 수신할 수 있다. 즉, 수신기의 RF 유닛에서 수신한 아날로그 신호 (A 지점의 신호)는 긴 블록 신호와 짧은 블록 신호가 흔합된 신호일 수 있다.
[216] 이러한 경우， 수신기는 수신한 아날로그 신호를 샘플링을 한 후 샘플링된 신호를 패러탤 (parallel)한 신호 (B 지점의 신호)로 변환한다. 그 후， 수신기는 패러탤한 신호를 N-포인트 FFT 를 수행한다. 예컨대， 반송파 대역이 20MHz 인 경우， FFT 처리에 입력되는 신호 샘플의 수 N은 2048 일 수 있다. 수신기는 FFT 수행 후 얻어진 신호에서 1024 샘플 (짝수 번째 또는 홀수 번째 반송파의 신호만을 획득하여 얻어질 수 있다)을 얻을 수 있는데 이는 짧은 블록 신호의 샘플에 해당한다 (C 지점의 신호). 짧은 블록 신호의 샘플은 IDFT 를 거쳐 짧은 블록 신호로 복원된다.
[217] A 지점의 신호에 포함된 긴 블록 신호는 샘플링된 신호로부터 바로 얻을 수는 없다. 샘플링된 신호에 짧은 블록 신호와 긴 블록 신호가 둘다 포함되어 있기 때문이다. 따라서, 긴 블록 신호에 대한 샘플만을 뽑아내기 위해서 추가적인 처리가 필요하다ᅳ
[218] 상술한 바와 같이 C 지점의 신호는 짧은 블록 신호의 샘플에 해당한다ᅳ 수신기는 이러한 짧은 블록 신호의 샘플을 전송기에서 생성된 짧은 블록 신호와 동일한 신호로 생성시킨다. 수신기는 생성된 짧은 블록 신호를 A 지점의 신호에서 빼는 연산을 수행하여 A 지점의 신호에서 짧은 블록 신호로 인한 간섭을 제거 할 수 있다. 물론 이러한 과정은 A 지점의 신호가 아니라 B 지점의 신호에서 짧은 블록 신호를 제거하여 구현될 수도 있다.
[219] 수신기는 수신 신호에서 짧은 블록 신호가 제거된 신호를 병렬 신호로 변환하고 (D 지점의 신호)， 다시 N-포인트 FFT 를 수행한다 (E 지점의 신호). 이 후 IDFT를 통해 긴 블록 신호를 복원한다.
[220] 이하에서는 상술한 도 45 의 수신기에서 A, B, C, E 지점에서의 주파수 영역에서의 신호를 설명한다. [221] 도 46 은 도 45 의 수신기에서 처리지점 A 에서의 주파수 영역에서의 신호를 나타낸다. 도 46 은 긴 블록 SRS 또는 짧은 블록 SRS 의 실제 파형이 아니라 각 부반송파의 파형을 병렬적으로 나타낸 것이다. 실제 파형은 각 부반송파를 합한 결과와 동일하다. 긴 블록 SRS 와 짧은 블록 SRS 는 부반송파들의 간격은 30kHz 로 동일하나， 주파수 영역에서의 파형은 서로 다르다. 짧은 블록 SRS 의 제로 크로싱 포인트들의 간격이 더 넓은 형태를 가진다. A 지점의 신호에서 샘플링 포인트는 15KHz 간격으로 구성될 수 있다.
[222] 도 47 내지 도 49 는 각각 도 45 의 수신기에서 처리지점 B, C, E 에서의 주파수 영역에서의 신호를 나타낸다.
[223] 도 47 을 참조하면， B 지점에서 긴 블록 SRS 와 짧은 블록 SRS 는 서로 흔합된 형태로 모두 존재한다. 예를 들어， 긴 블록 SRS 는 홀수 번째 부반송파에서 값을 가지고， 짧은 블록 SRS 는 짝수 번째 부반송파 및 홀수 번째 부반송파에서 값을 가질 수 있다. 짧은 블록 SRS 는 홀수 번째 부반송파에서도 값을 가지므로 긴 블록 SRS에 간섭을 미치게 된다.
[224] 도 48 을 참조하면， C 지점의 신호는 짝수 번째 부반송파 및 홀수 번째 부반송파에서 값을 가진다. 즉， C 지점의 신호는 짧은 블록 SRS 만 포함할 수 있다ᅳ 도 49 를 참조하면， E 지점의 신호 즉， N-포인트 FFT 를 거친 신호는 긴 블록 SRS만 포함할 수 있다.
[225] 상술한 바와 같이 중계국이 기지국으로 전송하는 SRS 는 서브프레임 내 보호 구간을 포함하는 심볼에서 심볼의 일부 예를 들면 전반부 1/2 심볼 또는 후반부 1/2 심볼에 할당되어 전송될 수 있다. 이러한 방법에 의하여 SRS 가 서브프레임의 심볼에 포함된 보호 구간으로 인해 열화되는 것을 방지할 수 있다.
[226] 또한 상술한 바에 의하면 백홀 링크의 전송 용량이 증가한다. 왜냐하면 일반적인 노멀 심볼을 통해 신호를 전송하는 경우에는 보호 구간으로 인해 낭비될 무선자원을 백홀 링크 신호 전송에 사용하는 효과가 있기 때문이다. 만약 중계국이 SRS 를 서브프레임의 마지막 심볼에서 전송하지 않는다면 그 이외의 심볼에서 전송하여야 할 것이다. 따라서, 중계국은 SRS 를 전송하는 심볼은 천공 (puncturing)하여야 하며 그 결과 백홀 데이터 전송에 사용되어야 할 심볼을 천공하는 결과가 된다. [227] 이하， 상기 설명한 방법과 같이 하나의 심볼의 일부분을 이용하여 신호를 수신하는 방법에 관하여 설명한다. 이하， D2D 링크로 동작하는 서브프레임을 D2D 서브프레임이라 지칭한다. 여기서， 본 발명에 따라 D2D 송수신 동작이 수행되는 D2D 서브프레임의 단위시간은 하나의 서브프레임 단위 또는 하나 이상의 서브프레임 단위로 정해질 수 있다. 우선, D2D 서브프레임이 주어진 경우， 상기 설명한 방법에 따라서 보호 구간 및 D2D 서브프레임 동기화 신호의 배치를 설명한다.
[228] 도 50 내지 도 52 는.본 발명의 일 실시예로서， 보호 구간 및 D2D 서브프레임 동기화 신호를 포함하는 서브프레임 구조를 나타낸다. 여기서， 서브프레임 #n 은 D2D 링크로 동작하고, 서브프레임 #n-l 및 서브프레임 #n+l에서는 NU 링크가 동작한다고 가정한다.
[229] 도 50을 참조하면 , 서브프레임 #11에 대하여 선행하는 서브프레임 #n-l의 마지막 심볼의 일부분은 보호 구간 (Guard interval, GI)으로 설정되고， 나머지 일부분은 D2D 서브프레임 동기화 신호의 송수신에 사용된다. 그 결과， D2D 수신 UE 는 D2D 서브프레임이 시작하는 정확한 시점 (즉， D2D 서브프레임 동기화 신호의 수신이 종료되는 시점)을 파악할 수 있는 한편， 서브프레임 #n 의 첫 번째 심볼부터 D2D 제어 신호 또는 D2D 데이터 신호를 수신할 수 있다. 한편， 도 50 에서는 서브프레임 #n 의 마지막 심볼의 일부분은 서브프레임 동기화 신호의 송수신에 사용되고， 마지막 심볼의 나머지 일부분은 보호 구간으로 설정된 것으로 가정하였다.
[230] 여기서, 서브프레임 #n— 1의 마지막 심볼은 정상적인 NU 링크 동작을 위해 사용될 수 없다. 이러한 문제점을 해결하기 위하여， eNB 는 해당 서브프레임을 셀 -특정 (cell-specific) SRS 서브프레임으로 설정하고, 그에 따라 UE 들은 마지막 심볼 이전에 PUSCH 또는 PUCCH 의 전송을 종료하도록 동작할 수 있다. 만약 UE 들 간의 전파 지연이 크거나 보호 구간이 더욱 많이 필요한 경우에는， 서브프레임 #n-l 의 마지막 심볼 중 복수의 심볼에서 정상적인 NU 링크 동작이 불가능할 수 있다. 이 경우， eNB 는 해당 UE 가 서브프레임 #n-l 에서 NU 링크 전송을 지시하지 않도록 적절하게 스케줄링을수행할 필요가 있다. [231] 도 51 을 참조하면 서브프레임 #n+l 의 첫 번째 심볼에 D2D 서브프레임 동기화 신호 및 보호 구간이 설정된다. 이 경우， 서브프레임 #n 의 마지막 심볼까지 D2D 신호 송수신을 위해 사용할 수 있다는 장점이 있지만， 서브프레임 #n+l 의 첫 번째 심볼을 NU 링크에 사용할 수 없다. 이를 해결하기 위해， eNB 는 서브프레임 #n 에서 D2D 동작을 수행하는 UE 에게는 서브프레임 #n+l 에서 첫 번째 심볼을 사용하는 전송을 스케줄링하지 않을 수 있다. 예를 들어， 마지막 심볼을 사용하는 SRS의 전송은 스케줄링할 수 있다.
[232] 도 52 를 참조하면， UE 는 D2D 서브프레임이 종료하는 시점에는 별도로 D2D 서브프레임 동기화 신호를 송수신하지 않을 수 있다ᅳ 다만， 마지막의 일부 시간 영역을 보호 구간으로 설정함에 따라 UE는 서브프레임 #n+l에서의 NU 링크 동작을 위해 송수신 모드 전환을 수행할 수 있다.
[233] 경우에 따라서, 일부 보호 구간은 생략하는 실시예를 고려할 수도 있다. 예를 들어， 도 52 에서 eNB 가서브프레임 #n 에서 D2D 동작을 수행하는 IE 에게 서브프레임 #n— 1 에서의 상향링크 신호 송신을 스케즐링 하지 않는 경우에는 서브프레임 #n-l 과 서브프레임 #n사이의 보호 구간은 불필요하게 되므로, 보호 구간이 생략될 수 있다.
[234] 상기， 설명한 실시예에서 보호 구간은 OFDM 심볼의 일부만을 차지하는 것으로 가정하였으나， D2D UE 간의 거리가 매우 멀리 떨어져 있는 경우, 보호 구간은 더 큰 값을 가질 수도 있다. 예를 들어， 도 52 의 실시예에서, 보호 구간올 앞쪽으로 더욱 확장하면， UE 간 거리가 매우 큰 경우의 전파 지연이 극복될 수 있다. 이와 같은 경우에는 서브프레임 #n-l 에서 셀 -특정 SRS 를 설정하여도 정상적인 NU 링크 신호의 송신이 불가능할 수 있다. 나아가 보호 구간이 더 커져서 마지막 심볼만으로 보호 구간을 처리할 수 없는 경우에는 eNB는 해당 서브프레임을 해당 D2D수신 UE에게 할당하지 않을 수 있다.
[235] 상기 설명한 D2D 서브프레임 동기화 신호는， 예를 들어 , 짧은 길이 SRS일 수 있다. 3GPP LTE 시스템의 SRS 는, 한 심볼 시간 동안 0.5 심볼 크기의 시퀀스가 2 회 연속적으로 전송되는 특이한 구조를 가진다. 이러한 구조 덕분에 UE 가 0 5 심볼만 수신하여도 이를 복원하는 과정은 기존 SRS 심볼을 수신하는 경우와 다르지 않다. 따라서, 1 심볼보다 작은 시간 구간에 특수 신호 (special signal)를 삽입할 수 있다. 다만， 이와 같이 절반으로 줄어든 신호를 사용하는 동작은 수신 UE 측에서만 나타나고， 송신 UE 는 하나의 심볼 전체를 이용하여 D2D 서브프레임 동기화 신호를 전송할 수 있다. 예를 들어， 송신 UE 는 0.5 심볼 크기의 D2D 서브프레임 동기화 신호를 서브프레임의 시작 및 /또는 마지막에서 2희 반복하여 전송하되， 수신 UE는 상기 2희 중 1회의 신호가 전송되는 영역인 하나의 0.5 심볼 영역을 보호 구간으로 사용할 수 있다.
[236] 이와 같은 동작은 수신 UE 에서 더 유용할 수 있다. 수신 UE 는 D2D 서브프레임에서는 수신 동작올 수행하고， D2D 서브프레임의 인접 서브프레임에서는 eNB 로의 송신 동작을 수행할 수 있는데， 이 경우 수신 UE 입장에서는 해당 서브프레임의 경계 영역에서는 송수신 사이의 모드 전환이 이루어져야 하며， 상기 모드 전환이 이루어지는 시간 동안 정상적인 송수신 동작이 불가능하기 때문이다.
[237] 반면， 송신 UE 는 D2D 서브프레임에서 송신 동작을 수행하고， D2D 서브프레임의 인접 서브프레임에서는 eNB 로의 송신 동작을 수행한다. 따라서, 송신 UE 관점에서는 상기 설명한 D2D 서브프레임 동기화 신호가 하나의 OFDM 심볼을 차지하는 통상적인 신호의 형태를 ¾ 수 있다. 예를 들어， 통상적인 SRS 의 형태를 될 수 있다ᅳ 물론, 이에 대한 변형 역시 가능하며 중요한 점은 이와 같은 형태의 D2D 서브프레임 동기화 신호는 LTE 서브프레임 구조에서 지정된 크기 /위치의 보호 구간과 함께 존재한다는 점이다.
[238] 상기 설명한 바와 같이， D2D 서브프레임 동기화 신호는 단순히 동기 목적뿐 아니라 채널 추정， 동기 유지 (tracking) 등을 위한 목적으로 다양하게 사용될 수 있다. 특히， D2D 서브프레임 동기화 신호가 채널 추정에 사용되는 경우， D2D 서브프레임 내부에 별도로 존재하는 복조 참조 신호 (Demodulation Reference Signal) 와의 관계가 특수하게 정립될 수 있다. 일반적으로, 복조 참조 신호는 다중 안테나 송수신 상황에서 각각의 전송 레이어 (layer) 에 대한 채널 추정을 위하여 활용된다. 따라서, 복수의 레이어가 전송되는 경우에는 각각의 레이어 별로 상이한 프리코딩 (precoding) 이 인가될 수 있다.
[239] 반면， D2D 서브프레임 동기 신호는 단일 레이어로 전송되는 것이 일반적이므로, 신호의 복조 차원에서 D2D 서브프레임 동기화 신호와 복조 참조 신호에 동일한 프리코딩이 인가된 것으로 가정하고 동작을 수행하 것은 문제를 발생시킬 수 있다. 다만， 상기 두 신호가 동일한 전송기로부터 전송되고 동일한 무선 채널을 통해서 수신되므로， 도플러 확산 (Doppler spread), 도플러 편이 (Doppler shift), 지연 확산 (Delay spread) , 평균 지연 (Average delay) 과 같은 송수신단 사이의 채널의 통-팀 (long-term) 속성은 동일한 것으로 가정할 수 있다. 이와 같은 의미에서， D2D서브프레임 동기화 신호와 복조 참조 신호는， 프리코딩을 포함하는 논리 안테나의 관점에서는 완벽하게 동일한 안테나 포트로부터 전송되는 것은 아니지만， 많은 물리적 속성을 공유하고 있는 카시- 코-로케이트 (quasi-co— located) 되어 있는 안테나로부터 전송되는 것으로 가정할 수 있다.
[240] 상기 설명한 동작에서， D2D 서브프레임 동기화 신호는 상대적으로 짧은 길이의 신호가 수 차례 반복되는 형태로 나타날 수도 있다. 예를 들어， 앞서 설명한 SRS 를 D2D 서브프레임 동기화 신호에 사용하는 경우에， 통상적인 SRS 는 두 부반송파에 1 회씩 0 을 입력하여 시간 축에서 동일 신호가 2 회 반복되는 형태를 될 수 있고， 상기 설명한 실시예와 같이 신호는 1 회만 전송되고， 나머지 영역은 보호 구간으로 활용될 수 있다.
[241] 이를 보다 일반화하면， N 개의 부반송파에 1 회씩만 신호를 인가하고 나머지 N-1개의 부반송파에는 .0을 입력하여 시간 축에서 하나의 OFDM 심볼 동안 동일 신호가 N 회 반복되도록 구성하고， 그 중 M 개를 D2D 서브프레임 동기화 신호로 전송하고 나머지 N-M 개의 구간은 보호 구간으로 활용할 수 있다. 이 경우， D2D서브프레임 동기화 신호로 사용되는 시퀀스로 기존의 SRS 의 시퀀스를 재사용할 수 있다. 또는， D2D 서브프레임 동기화 신호로 사용되는 시퀀스로 새로운 시뭔스를 도입할 수 있으며， 이 경우 N 개의 부반송파에 1 회씩만 신호를 입력하는 형태로 전송 신호를 생성할 수 있다. N=2, M=l 인 경우， 앞서 설명한 실시예와 같이， 0.5 심볼 구간 동안 SRS 신호가 전송된다. '
[242] 도 53 은 본 발명의 일 실시예로서， 서브프레임 동기화 신호를 생성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
[243] 도 53을 참조하면， UE는 서브프레임 동기화 신호를 생성하기 위해 N=8인 경우에 N 회의 부반송파 중 하나의 부반송파에만 신호를 인가하고， 나머지 부반송파에는 0 을 입력한다. 이렇게 생성된 신호가 하나의 OFDM 심볼 전체에서 전송되는 경우， 시간 축에서 동일한 신호 블록어 N 회 반복되는 것으로 나타나지만， 상기 설명한 본 발명의 원리에 따라서 N-M 개의 블록은 보호 구간으로 사용되고 나머지 M 개의 블록만이 전송된다. 이하， 도 54 를 참조하여 M이 4인 경우에 서브프레임 동기화 신호를 생성하는 방법을 설명한다.
[244] 도 54 는 본 발명의 일 실시예로서， M=4 인 경우 서브프레임 동기화 신호를 생성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다ᅳ 여기서， 신호는 총 N 개의 신호 블록 중 뒷부분의 M 개가 전송되는 것으로 가정한다. 다만, 앞부분의 M개의 블록이 전송되는 변형도 가능하다.
[245] 도 54를 참조하면， N=8이고， M=4인 경우 8개의 블록 증 4개의 블록만이 전송되고, 나머지 4 개의 블록은 보호 구간으로 사용된다. 도 54 와 같이 반복되는 N 개의 신호 블록 중 일부가 전송되지 않으면， 도 42 에서와 같이 하나의 부반송파의 대역폭이 증가하는 효과가 발생한다. 그 결과， 도 53 에서 신호가 인가되는 부반송파에 인접한 널 (Null) 부반송파에 해당하는 주파수 위치에도 약간의 신호 성분이 나타날 수 있다. 예를 들어， N=8이고， M=4인 경우 기존의 두 부반송파가 하나의 부반송파로 묶이는 것과 같은 효과가 나타날 수 있다.
[246] 도 55 는 본 발명의 일 실시예에 따라 부반송파 간 간섭을 설명하기 위한 도면이다ᅳ
[247] 도 55 를 참조하면, 8 의 배수에 해당하는 부반송파에서는 신호가 인가되고 나머지 짝수 번째 부반송파에는 널 신호가 정확히 인가되는 반면， 홀수 번째 부반송파에는 인접 부반송파에 인가된 신호의 잔여 성분이 나타날 수 있다.
[248] 이러한 과정을， 서브프레임 동기화 신호와 그 이후의 본격적으로 단말 간 정보 전달을 위해 사용되는 신호와의 속성을 비교하여 살펴보면， 서브프레임 동기화 신호의 부반송파 간격 (spacing)이 더 넓은 것으로 해석될 수 있다. 마찬가지로 서브프레임 동기화 신호의 OFDM 심볼 시간이 짧아지는 것으로 해석될 수도 있다. 특히， 이러한 서브프레임 동기화 신호는 주파수 동기를 획득하기 이전에 검출될 수 있으므로， 부반송파 간격을 넓혀서 주파수 동기 오차에 의한 부반송파 간의 간섭에 상대적으로 강인한 속성을 지니도록 함으로써， 주파수 동기 오차가 존재하는 동기화 이전일지라도 UE 는 서브프레임 동기화 신호를 용이하게 검출할 수 있다.
[249] 도 56은 UE가 송신하는 신호의 주파수 웅답을 나타낸다.
[250] 도 56 을 참조하여， 주파수 웅답을 이용하여 동기를 획득하는 방법을 설명한다.
[251] 도 54에서 설명한 바와 같이， 동일 신호 블록이 반복되는 D2D 서브프레임 동기화 신호의 구조는 송수신 UE 간의 주파수 오차를 검출하고 보정함에 있어 효과적이다. 일반적으로, 송수신 UE 간의 주파수 오차가 존재하는 상황에서는， 수신 UE 의 관점에서는 동일한 신호의 위상이 시간에 따라서 선형적으로 증가하는 형태로 나타난다. 따라서， 도 56과 같은 구조 하에서 UE는 우선적으로 두 신호 블록의 위상차를 비교하여 사전에 규정되어 있는 두 신호 블록의 시간 간격을 바탕으로 동일 신호의 위상이 변화하는 속도를 파악할 수 있다. 또한， 이에 기반하여 주파수 오차를 파악하고 보정할 수 있게 된다.
[252] 이와 같은 과정을 통해서， 우선 수신 UE 가 송신 UE 의 주파수 동기를 획득한 후， D2D서브프레임이 시작되는 시간 동기를 획득해야 한다. 상기 설명한 과정을 통해서 수신 UE 가 수신 UE 의 주파수 동기를 획득하고， 동일한 주파수로 신호를 수신하는 것으로 가정하면， 도 54 에서와 같이 신호 블록이 반복되는 구조를 이용하여 시간 동기 역시 획득할 수 있다. 이하， 도 57 을 참조하여 주파수 /시간 동기를 획득하는 방법을 설명한다.
[253] 도 57 은 본 발명의 일 실시예로서， 주파수 /시간 동기를 획득하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
[254] SRS 에서 사용하는 CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto Correlation) 계열의 시퀀스는 시간 영역 (domain) 에서의 천이 (shift) 가 주파수 영역에서는 사전에 주어진 기본 시¾스 (base sequence) 의 순환 쉬프트 (cyclic shift) 로 나타나는 특성이 있다. 따라서， 도 56 에서와 같이 시간 동기를 획득하지 못한 상태에서， 동기화를 마친 주파수를 이용하여 두 신호 블록에 걸쳐서 송신 시퀀스를 검출하게 되면， 실제 신호 블록의 시작 시점과 신호 블록과 동일한 길이를 가지는 휜도우 (window) 의 시작 시점 사이의 차이에 해당하는 시간 간격에 대응하는 만큼 순환 쉬프트가 인가된 시퀀스를 주파수 영역에서 검출하게 된다. 따라서， 수신 UE 는 사전에 기본 시¾스를 파악하고 있다는 전제하에 한 번의 원도우 내에서 검출된 시퀀스의 순환 쉬프트 값을 토대로 실제 신호 블록의 시작 시점과 검출 원도우의 시작 시점 간의 오차를 파악할 수 있다. 또한， 이에 기반하여， D2D 서브프레임의 시작 시점에 대한 시간 동기를 획득할 수 있게 된다. 이하, 상기 원도우를 검출 윈도우라 칭하고, 순환 쉬프트는 CS라 지칭한다.
[255] 도 57을 참조하면， 수신 UE는 신호 블록 #4와 #5， 및 #5와 # 6 에 걸친 두 검출 원도우에서 측정된 동일한 신호들의 위상차에 기반하여 주파수 동기를 획득한 후， 신호 블록 #6 과 #7 에 걸친 검출 윈도우에서 검출된 시퀀스의 CS 값에 기반하여 D2D 서브프레임의 시작점을 파악할 수 있다. 도 57 에 나타난 신호 블록의 개수는 하나의 예시에 불과하며， 상기 신호 블록의 개수는 다양한 변형이 가능하다. 또한， 수신 UE 가 어떤 신호 블록을 이용하여 시간 및 주파수 동기를 획득할 것인지에 관하여는 다양한 변형이 가능하다.
[256] 도 58 은 본 발명의 일 실시예로서， 동기화 신호가 전송되는 위치를 설명하기 위한 도면이다.
[257] D2D 서브프레임 동기화 신호는 D2D 제어 신호 또는 D2D 데이터 신호가 전송되기 이전에 전송될 수 있다. D2D 서브프레임 동기화 신호는 도 50， 도 51 또는 도 52 에서 표시된 위치에서 전송될 수 있다. 또는 도 58 에서와 같이 D2D 로 할당된 서브프레임 내부에서 가장 처음에 위치한 OFDM 심볼을 이용하여 전송될 수도 있다. 또한， 앞서 설명한 바와 같이 서브프레임의 마지막에 나타나는 D2D서브프레임 동기화 신호는 생략되거나 다른 위치로 이동할 수 있다.
[258] 도 57 에 관한 설명과 같이， UE 는 주파수 /시간 동기를 획득한 후， D2D 서브프레임의 시작 시점을 파악할 수 있다. 그러나 만약, 수신 UE 가 신호 블록의 전송 중 앞의 일 부분을 놓치는 경우에는， 서브프레임의 시작 시점을 파악하지 못하는 경우가 발생할 수 있다. 이 경우， D2D 서브프레임 동기화 신호의 신호 블록의 반복이 종료되는 시점을 파악함에 있어 어려움이 따르기 때문이다. 물론 신호 블록이 층분히 반복된다는 조건하에서는 UE 가 주파수 /시간 동기 획득 후 지속적으로 신호 블록의 전송 여부를 관찰하다가 신호 블록이 검출되지 않기 시작하는 시점을 D2D 서브프레임의 시작 시점으로 파악할 수도 있다. 또는 D2D 제어 신호 또는 D2D 데이터 신호의 시작 시점으로 파악할 수도 있다. 그러나 이러한 동작은 신호 블록의 에너지 검출에 의존하는 방벋으로써， 잡음이 강한 경우 신뢰성이 떨어질 수 있다. 따라서 이를 극복하기 위한 하나의 방법으로서, D2D 경계 신호를 송신 또는 수신하는 방법을 설명한다.
[259] 도 59 는 본 발명의 일 실시예로서， 신호의 시작 시점을 파악하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
[260] 도 59 를 참조하면， 일 예로 신호 블록의 마지막 일부 신호 블록에서는 기존의 신호 블록과는 상이한 시퀀스를 가지는 신호가 전송될 수 었다. 도 59 에서는 총 6 개의 신호 블록이 나타나는 것으로 가정한다. 여기서 앞부분의 4 개의 블록과 뒷부분의 2 개의 블록은 서로 상이한 시퀀스를 사용한다. 이러한 구조를 이용하여， 수신 UE 는 앞부분의 블록에 기반하여 주파수 /시간 동기를 획득한 후， 상이한 시퀀스를 사용하는 뒷부분의 블록에 기반하여 D2D 서브프레임의 시작 시점을 파악할 수 있다. 구체적으로， 수신 UE 는 뒷부분의 블록에서 '전송될 시퀀스의 검출을 시도하고 있다가 해당 시퀀스의 검출에 성공하면， 곧바로 D2D 서브프레임이 시작된다는 사실을 파악할 수 있다. 이러한 원리는 다양하게 변형될 수 있다. 앞부분의 신호 블록의 개수와 뒷부분의 신호 블록의 개수는 다양하게 변할 수 있다. 다만， 주파수 /시간 동기 획득에 필요한 앞부분의 신호 블록이 더 많이 전송되는 것이 일반적으로 바람직할 수 있다.
[261] 한편， 상기 D2D 서브프레임 경계 신호로서 복조 참조 신호 (Demodulation Reference signal, DM-RS)가사용될 수 있다. 즉, D2D 서브프레임의 시작 위치를 파악하는 별도의 신호를 전송하는 다른 방법으로， D2D 신호를 복조하기 위해 사용하는 DM-RS 를 D2D 서브프레임의 시작 위치를 파악하는 용도로 사용할 수 있다. 특히， 상기 방법은 DM— RS 가 D2D 서브프레임의 시작과 함께 전송되는 경우에 효과적이다. 여기서， D2D 서브프레임의 시작 위치를 파악하는 용도로 사용되는 DM-RS 는 이하 D2D DM-RS 라 지칭한다. 이하， 도 60 및 도 61 올 참조하여， DM-RS 를 이용하여 D2D 서브프레임의 시작 위치를 파악하는 방법을 설명한다.
[262] 도 60 및 도 61 은 본 발명의 일 실시예로서， DM-RS 를 사용하여 신호의 시작 시점을 파악하는 방법을 설명하기 위한 도면이다. [263] 도 60 을 참조하면， D2D 서브프레임 동기화 신호는 도 50 에서와 같이 선행하는 서브프레임인 서브프레임 #n-l 의 마지막 심볼을 이용하여 전송된다. 이 경우， 수신 UE 는 우선 D2D 서브프레임 동기화 신호를 이용하여 주파수 /시간 동기를 획득한 후， D2D DM-RS 의 검출을 시도한다. 그 후， 해당 D2D DM-RS 의 검출에 성공하면, 검출에 성공한 시점을， D2D 서브프레임 동기화 신호가 종료되고 D2D서브프레임의 시작 시점으로 파악할 수 있다.
[264] 도 61 을 참조하면， D2D 서브프레임 동기화 신호는 D2D 서브프레임의 첫 번째 심볼에서 전송되고， D2D DM-RS 는 두 번째 심볼에서 전송된다. D2D 서브프레임 동기화 신호와 D2D DM-RS 는 전송에 사용되는 시간 구간의 길이 또는 부반송파 간격에서 차이가 있다. 구체적으로, D2D DM-RS 는 통상적인 D2D 신호와 함께 전체 OFDM 심볼 구간을 사용하여 전송되는 것이 바람직한 반면, D2D 서브프레임 동기화 신호는 하나의 OFDM 심볼 상에서 보호 구간을 제외한 나머지 일부분에서 전송된다는 특징이 있다.
[265] 도 60 및 도 61 에서 도시한 D2D DM-RS 는 하나의 D2D서브프레임 내에서 나타나는 D2D DM-RS 의 일부일 수 있다. 따라서， 경우에 따라서는, 추가적인 D2D DM-RS가 후속하는 OFDM 심볼에서 나타날 수 있으며 , 상기 추가적인 D2D DM— RS는 서브프레임의 뒷부분에서 전송되는 D2D 신호에 대한 정확한 채널 추정을 위해 사용될 수 있다. 이러한 관점에서， 도 60 및 도 61 에서 예시한 D2D DM-RS 의 위치는 D2D서브프레임에서 최초로 나타나는 D2D DM-RS 의 위치인 것으로 해석될 수 있다.
[266] 만약， 상기 설명한 바와 같이 하나의 심볼 시간 보다 적은 시간 동안의 D2D 서브프레임 동기 신호의 전송올 통해서는 안정적인 동기화를 이루는 것이 불가능 할 수도 있다. 이 경우에는， D2D 서브프레임 동기 신호의 전송 시간을 늘이는 것도 가능할수 있다.
[267] 도 62 및 도 63 은 본 발명의 일 실시예로서， 서브프레임 동기 신호의 전송 시간을 확장 방법에 대하여 설명하기 위한 도면이다. 여기서， 하나의 보호 구간은 절반의 심볼 길이에 해당하고， 서브프레임 #n 의 뒷부분에 D2D 서브프레임 동기 신호의 전송이 생략되는 것으로 가정하였다. [268] 도 62 를 참조하면， D2D 서브프레임의 동기 신호가 하나의 심볼을 완전히 차지한다. 이 경우 송수신 간 전환을 위한 보호 구간은 하나의 심볼에 해당하는 시간 보다 짧은 시간으로 정의되므로 D2D 서브프레임과 NU 링크 서브프레임의 심볼 타이밍 (symbol timing) 에 차이가 발생할 수 있다. 도 62 에서는， 하나의 보호 구간이 절반의 심볼 길이에 해당한다고 가정하였으며, 그 결과 서브프레임 #n 의 경계에 위치한 두 개의 보호 구간의 합은 하나의 심볼 시간에 해당한다. 따라서， 하나의 서브프레임에서 가용한 심볼 중 하나의 심볼을 제외한 심볼들이 D2D신호의 송수신 동작에 사용될 수 있다.
[269] 뿐만 아니라, 도 62에 따르면， 상기 D2D신호 송수신에 사용되는 심볼 중 하나는 D2D 서브프레임 경계 신호를 위해 사용된다. 결과적으로， D2D 제어 신호 또는 D2D 데이터 신호로서， 제어 신호 또는 데이터 신호를 송신하기 위해 사용할 수 있는 심볼은 일반적인 NU 링크에서 사용 가능한 심볼보다 두 개만큼 적게 된다.
[270] 각 심볼의 전송 시점에 대해 살펴보면， 서브프레임 #n 에서는 보호 구간만큼 지연된 시점부터 심볼의 전송이 시작되므로， 서브프레임 경계에서부터 바로 심볼의 전송이 시작되는 NU 링크의 서브프레임과 차이가 발생할 수 있다. 이와 같은 차이는， 서브프레임 #n 에서 D2D 신호 및 NU 신호가 OFDM 에 의하여 직교화되는 것을 어렵게 할 수 있으므로， 이로 인해 발생하는 간섭을 방지하기 위해 D2D 신호 및 NU 신호 사이에 일정한 주파수 영역을 가드 (guard) 영역으로 설정하고 통신에 사용하지 않을 수 있다.
[271] 도 63 을 참조하면， 하나의 심볼과 하나의 심볼의 절반에 해당하는 심볼 구간에서 D2D 서브프레임 경계 신호가 전송된다. 그 결과， D2D 제어 신호 또는 데이터 신호를 송신하기 위해 사용할 수 있는 심볼은 NU 신호와 동일한 심볼 타이밍을 가지게 되므로 OFDM 을 통한 D2D 신호 및 NU신호의 직교화가 가능하게 된다.
[272] 한편， 상기 설명한 D2D 서브프레임의 경계 신호는 UE 가 eNB 의 커버리지 내부에 있는지 또는 외부에 있는지에 따라서 전송 시간의 길이가 달라질 수 있다. 여기서， UE 가 커버리지 외부에 있다는 것은， 송신 UE 가 커버리지 외부에 있는 경우를 의미할 수 있지만, 송신 UE 는 커버리지 내부에 있는 반면， 수신 UE 가 커버리지 외부에 있는 경우를 의미할 수도 있다. 마찬가지로, UE 가 커버리지 내부에 있다는 것은， 커버리지 외부의 UE 가 커버리지 내부의 UE 에게 송신하는 경우를 의미할 수도 있다. 이를 명확하게 구분하기 위해서， 일종의 지시자를 도입할 수 있다. 예를 들어， 커버리지 외부의 UE 를 위해서 일종의 기준 신호를 송신하는 경우， 기준 신호 내부에 지시자를 두어， 커버리지 내부에서 송신된 기준 신호인지 여부의 구분을 가능하게 할 수 있다. 이 경우， 외부의 UE 들은 지시자의 지시를 통해 잠재적인 수신 UE 가 커버리지 내부에 있는지 또는 외부에 있는지를 파악할 수 있다.
[273] UE 가 커버리지 내부에서 D2D 동작을 수행.하는 경우에는 D2D 링크의 신호가 동일 서브프레임에서 다른 부반송파를 사용하는 NU 링크의 신호와 잘 멀티플렉싱 (multiplexing) 되는 것이 중요하다. 이를 위해서， 상기 두 신호는 동일한 심볼 타이밍을 사용해야 하므로， 사용할 수 있는 서브프레임 경계 신호의 길이가 제한될 수 있다. 예를 들어， D2D 링크의 심볼 타이밍이 NU 링크의 심볼 타이밍과 동일하도록, 도 58 또는 도 63 에서 설명한 바와 같이， UE 는 심볼의 길이가 정수가 아닌 서브프레임 경계 신호를 사용할 수 있다. 특히, 커버리지 내부에서는 UE 가 상대적으로 동기화가 잘 되어 있으므로, 도 58 에서와 같이 하나의 심볼 길이보다 작은 서브프레임 경계 신호 길이를 사용할 수 있다.
[274] 반면， 커버리지 외부에서 D2D 동작을 수행하는 경우에는 NU 링크 신호와의 멀티플렉싱 문제가 발생하지 않는다. 따라서， D2D 링크의 심볼 타이밍과 NU 링크의 심볼 타이밍이 서로 상이하도록 동작하는 것도 가능하므로， 도 62 와 같이 도 58 또는 도 63 에서 사용한 경계 신호의 길이와는 상이한 서브프레임 경계 신호의 길이를 사용할 수도 있다. 특히， 커버리지 외부에서는 상대적으로 UE 들이 동기화가 잘 되어 있지 않을 것이므로， 커버리지 내부에서 사용하는 경계 신호보다는 길이가 더 긴 서브프레임 경계 신호를 사용하는 것이 보다 정확한 동기화에 도움이 될 수 있다.
[275] 유사한 방식에 따라， 서브프레임 경계 신호의 길이는 반송파의 주파수에 따라서 조절될 수 있다. 예를 들어， 더 높은 주파수의 반송파를 사용하는 경우에는 주파수 오차가 더 크게 나타나므로 이를 보정하기 위해 길이가 더욱 긴 서브프레임 경계 신호를 사용하도록 동작할 수 있다. [276] 도 62 및 도 63 에서는 서브프레임 #n 의 경계에 위치한 두 보호 구간의 길이가 동일한 것으로 가정하였으나 이는 하나의 예시에 불과하고 두 보호 구간의 길이가 다르더라도 두 보호 구간의 길이의 합이 하나의 심볼 시간보다 작거나 같은 경우에는 상기 설명한 본 발명의 원리를 적용할 수 있다.
[277] 이하에서는 D2D 서브프레임 경계 신호가 차지하는 주파수 영역 자원에 대하여 설명한다.
[278] 도 50 과 같이 D2D 서브프레임 경계 신호가 하나의 심볼 시간보다 짧은 시간 동안 전송되다면, 도 56 에서 도시한 바와 같이 부반송파 간 간격이 넓어진다. 그 결과， 하나의 심볼을 완전히 사용하는 경우에 비하여 인접한 부반송파에 미치는 간섭의 수준이 더 높아질 수 있다. 특히, 송수신단 간의 주파수 동기가 완벽하지 않아서 부반송과간 간섭 (inter-carrier interference)이 존재하는 경우에는， 넓은 부반송파 간격을 사용하는 신호가 동일 위치의 인근 부반송파에 더 많은 간섭을 미치게 된다.
[279] 한편， D2D 서브프레임 경계 신호는 D2D 서브프레임이 시작되는 위치， D2D 신호의 수신 전력 또는 D2D 신호에 대한 주파수 동기를 획득하는 목적으로 전송되는 신호이므로， 일반적인 제어 신호나 데이터 신호와 같이 주파수 자원을 많이 사용하여 전송할 필요는 없다. 따라서， 본 발명에서 설명하는 D2D 서브프레임 경계 신호는 후행하는 D2D 제어 신호 또는 데이터 신호에 비해서 더 적은 대역폭에서 전송되도록 설정될 수 있으며， 이를 통해서 하나의 심볼보다. 짧은 전송 시간을 가지는 D2D 서브프레임 경계 신호가 다른 신호에게 미치는 부반송파간 간섭을 완화할 수 있다.
[280] 도 64 및 도 65 는 본 발명의 일 실시예로서， 서브프레임 경계 신호의 자원 할당 방법에 관하여 설명하기 위한 도면이다. 설명의 편의를 위하여 도 64 에서는 보호 구간은 생략되었지만， 이는 하나의 예시에 불과하며， 경우에 따라서는 D2D 서브프레임에 보호 구간이 포함될 수도 있다.
[281] 도 64 를 참조하면， D2D 서브프레임 경계 신호는 D2D 제어 신호 또는 데이터 신호가 전송되는 자원 블록 (Resource Block, RB)의 부분집합에서 전송될 수 있다. 이 경우， D2D 제어 신호 또는 데이터 신호가 전송되는 자원 블록 중 중앙에 위치한 일부 자원 블록에서 상기 D2D 서브프레임 경계 신호가 전송되고， 나머지 자원 블록은 다른 UE 들의 신호가 송신되는 자원 블록의 보호대역으로 활용될 수 있다. 또한， 비록 D2D 서브프레임 경계 신호가 전송되는 자원 블록 내에서도 경계 신호가 심볼 시간을 완전히 사용하지 않는 경우에는 도 53 내지 도 56에서 설명한 바와 같이 일부 부반송파만이 신호 전송에 활용될 수 있다.
[282] 예를 들어， D2D 서브프레임 제어 신호 또는 데이터 신호가 자원 블록 nl 부터 n2 까지 연속적으로 사용하는 경우， 자원 블록 k를 중심 자원 블록으로 간주하고 자원 블록 k-kl 부터 자원 블록 k+k2까지의 kl+k2+l 개의 자원 블록을 D2D서브프레임 경계 신호로 사용한다. 여기서， k는 수식 k= floor((nl + n2)/2) 에 의해 결정된다. floor (X)는， j 로 표현될 수 있으며， X 보다 작거나 같으면서 가장 큰 정수로 정의된다. 또한， 총 M 개의 자원 블록이 D2D 서브프레임 경계 신호로 사용되는 경우, D2D서브프레임의 경계 신호를 D2D 제어 신호 또는 데이터 신호가 전송되는 자원 블록 영역에서 대칭적으로 구성하기 위해서 상기 kl 및 k2 는 다음과 같이 설정될 수 있다. D2D 서브프레임 경계 신호에 사용되는 자원 블록의 개수 M 이 홀수인 경우， kl 및 k2 는 수식 kl=k2=(M-l)/2로 설정될 수 있고， M 이 짝수인 경우， kl 및 k2 는 각각 수식 kl =M/2-l, k2 =M/2로 설정될 수 있다.
[283] D2D 서브프레임 경계 신호에 사용되는 자원 블록의 개수 M 은， 간단히 사전에 1 또는 2 와 같은 값으로 고정될 수 있다. 또는， D2D 서브프레임 경계 신호에 사용되는 자원 블록의 개수 M 은 D2D 제어 신호 또는 데이터 신호가 사용하는 자원 블록의 개수 N 에 의해서 결정될 수 있으며 여기서 수식 N=n2- nl+1 의 관계가 성립한다. 이 경우, 일반적으로 N 이 커지면， 더 많은 자원 블록을 D2D 서브프레인 경계 신호에 할당하는 하는 것이 가능하므로, M 은 비- 감소 (non-decreasing) 함수로 설정되는 것이 바람직하다.
[284] 구체적으로， M은 M=floor(axN) (단, 0<a<l) 일 수 있고， 이는 곧 D2D제어 신호 또는 데이터 신호가 사용되는 자원 블록 중 대략 axl00% 의 자원 블록을 D2D 서브프레임 경계 신호에 사용한다는 것을 의미한다. 이 때， a 는 임의의 값이고， 상기 M 은 최소한 자원 블록 개수를 D2D 서브프레임 경계 신호에 보장해주기 위해 항상 M≥L 인 것으로 규정할 수 있다. 여기서 L 은 특정 최소 값을 의미한다. [285] 혹은 N 이 가질 수 있는 전체 영역을 몇 개의 부분 영역으로 분할하고 각 부분 영역 별로 하나의 M 값을 할당한 다음， N 이 주어지면 해당하는 부분 영역에 할당된 값을 M 값으로 사용하도록 동작할 수도 있다. 바람직하게는， N 이 커질수록 M 도 커지거나 M 이 최소한 동일한 값을 유지하도록 각 부분 영역에 M 값을 할당해 둘 수도 있다.
[286] 일 예로， N 이 일정한 값 T 가 될 때까지 M=N 으로 설정하여 가능한 모든 자원 블록을 D2D 서브프레임 경계 신호 전송에 활용하되， N 이 T 보다 크면, 그 이상의 자원 블록이 D2D 서브프레임 경계 신호의 전송에 사용되어 얻을 수 있는 이득이 적다고 판단하고， M=T로 유지할 수 있다.
[287] 또 다른 예로， N 을 분할하여 M 값을 고려하는 경우도 생각할 수 있다. N 이 T1 이 될 때까지는 M=N 을 유지하여 D2D 서브프레임 경계 신호가 D2D 제어 신호 또는 데이터 신호와 동일한 자원 블록을 차지하도록 하되， N 이 T1 보다 큰 경우에는， N 을 여러 영역으로 분할하고 각 분할 별로 사용되는 M 값이 일정하게 유지되도록 설정할 수도 있다. N 과 T 의 관계에 따라 설정되는 M 값은 아래 2표와 같다 .
[288] 【표 2】
Figure imgf000052_0001
[289] 상기 표는 하나의 예시로서， N, T 및 M 의 관계는 이와 다르게 설정될 수도 있다.
[290] 한편， 각 자원 블록에서 전송되는 D2D 서브프레임 경계 신호가 차지하는 부반송파 관점에서 보면， 해당 자원 블록의 경계에 위치한 부반송파를 사용하지 않도록 규정하는 것은 인접 자원 블록으로의 부반송파간 간섭을 줄일 수 있다. 도 65를 참조하여 설명한다.
[291] 도 65 를 참조하면， 하나의 심볼 시간의 절반 동안 D2D 서브프레임 경계 신호를 전송함으로써 짝수 번째 위치하는 부반송파마다 신호가 인가되는 경우, 하나의 자원 블록의 가장자리에 위치한 부반송파에는 다시 널 (Null) 신호를 인가하여 인접한 자원 블록으로의 간섭을 줄일 수 있다. 도 65 에서는 부반송파 #0 및 부반송파 #10 에 널 신호가 인가되는 것으로 나타난다. 특히， 자원 블록의 경계에 위치한 일련의 부반송파를 D2D 서브프레임 경계 신호로 사용하지 않는 동작은， D2D 신호가 차지하는 대역폭이 좁고 인접한 곳에 다른 UE 의 신호가 존재하는 경우에 더욱 효과적이다. 따라서， 상기와 같은 동작은 D2D 서브프레임 경계 신호 또는 D2D 제어 신호 또는 데이터 신호가 차지하는 자원 블록의 개수가 일정 값 이하인 경우에 선택적으로 수행될 수도 있다.
[292] 이하에서 상기 설명한 서브프레임 경계 신호를 이용하여 D2D 신호의 전송 대역폭을 파악하는 방법을 도 66및 도 67을 참조하여 설명한다 .
[293] 도 66 및 도 67 은 본 발명의 일 실시예로서， 신호의 전송 대역폭을 파악하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
[294] 우선， 한가지 방법으로 도 66 에서, D2D 경계 신호가 전송되는 대역폭을 이용해 대웅하는 D2D신호의 전송 대역폭을 파악하는 방법을 제안한다.
[295] 특정 UE 가 특정 자원 블록 집합을 D2D 송신으로 할당받고， 해당 UE 가 할당 받은 자원 블록 모두를 이용해 서브프레임 경계 신호를 송신하는 경우， 수신 UE 는 상기 송신된 서브프레임 경계 신호를 검출하고 상기 경계 신호가 차지하는 자원 블록을 파악하여 D2D 신호의 송신 대역폭을 파악하고 신호의 복조를 수행할 수 있다.
[296] 이 경우， 동일 서브프레임에서 주파수 영역 멀티플렉싱되는 상이한 UE 로부터의 D2D 신호를 구분하기 위해， 각각의 UE 는 상이한 시퀀스 (sequence) 를 서브프레임 경계 신호로 사용하는 것이 바람직하다. 이를 위해， 각각의 UE 는 서브프레임 경계 신호를 생성하는데 필요한 파라미터 (parameter)를 eNB 또는 다른 UE 로부터 할당 받거나， 그러한 동작이 없는 경우에는 임의로 파라미터를 결정할 수 있다. 상기 파라미터는， 예를 들어， PRS (Pseudo Random Sequence) 생성의 시드 (seecl) 값 또는 기본 시퀀스 (base sequence)에 적용하는 CS 값일 수 있다. 특히， 임의로 파라미터를 결정하는 방식으로 UE 의 ID (Identity) 를 기반으로 파라미터를 설정하는 방식을 이용할 수 있다. 일반적으로， 가능한 파라미터의 개수에 비해 UE 의 ID 가 매우 많으므로, 상기 파라미터를 설정하는 방식은, 복수의 UE 의 ID 가 하나의 파라미터로 맵핑 (mapping) 되는 해싱 함수 (Hashing function) 의 형태를 될 수 있다.
[297] 추가적으로， 두 개의 UE 가 지속적으로 동일한 파라미터를 사용하는 경우를 방지하기 위해서 상기 해싱 함수는 시간에 따라서 가변하는 형태를 될 수도 있다. 일 예로, 상기 해싱 함수는 3GPP LTE 시스템에서 사용하는 아래의 수학식 9로부터 유도할 수 있다.
[298] 【수학식 9】
Yk =(A-Yk^)modD
[299] 여기서， Y-i 은 UE 의 ID 일 수 있고， A 와 D 는 임의의 소수인 것도 가능하다. 또한， k 는 시간 인덱스 (time index) 로서， 예를 들어， 서브프레임 인덱스를 나타낼 수 있다. 나아가， mod 는 모들로 (modulo) 연산을 의미하는 것으로서， a mod b 라 함은 a 를 b 로 나눈 나머지 값을 의미한다. UE 는 상기 수식을 통해 구해진 Yk 값을 전체 파라미터 조합의 개수로 모들로 연산을 취하여 획득한 최종 값을 이용하여， 해당 시점에서 사용할 파라미터 조합을 결정할 수 있다.
[300] 도 66 을 참조하면， UE1 및 UE2 는 각각 5RB 와 3RB 를 사용하고 있으며， 해당 UE 가 할당 받은 전대역에서 서브프레임 경계 신호를 송신하되, 상이한 시퀀스를 사용하여 상기 송신 UE 서로가 구분되도록 동작한다. 즉， 각 송신 UE 의 시퀀스가 상이하므로， 비록 두 송신 UE 가 연속하는 자원 블록을 차지하더라도 수신 UE 는 서브프레임 경계 신호의 시퀀스가 연속하지 않는다는 사실을 통해 두 UE의 할당 영역을 구분할 수 있다.
[301] 도 66 에서 설명된 방법의 변형으로, D2D 경계 신호가 전송되는 대역폭을 이용해 대응하는 D2D신호의 전송 대역폭을 파악하는 다른 방법을 설명한다.
[302] 다른 한가지 방법으로， 도 64 또는 도 67 을 참조하면， 서브프레임 경계 신호가 D2D신호가 차지하는 주파수의 부분 집합에서만 전송되는 경우에도, 수신 UE 는 서브프레임 경계 신호의 대역폭을 이용하여 D2D 신호의 대역폭을 파악할 수 있다. 이는 D2D 신호가 차지하는 주파수 영역에 따라서 서브프레임 경계 신호의 대역폭이 달라지므로, 상기 대역폭 간의 규칙을 수신 UE 가 파악하고 있는 경우에는 먼저 서브프레임 경계 신호의 대역폭을 검출한 다음 해당 규칙에 따라서 D2D 신호의 대역폭을 추산할 수 있음에 근거한다.
[303] 상기 설명한 방법에서， 수신 UE는 특정 시뭔스의 서브프레임 경계 신호가 전송되는 전송블록의 집합을 블라인드 (blind)하게 검출하도록 시도하고, 이에 기반하여 D2D 제어 신호 또는 데이터 신호의 전송 대역폭을 추산하는 기능을 구비하여야 한다. 이와 같은 구현을 용이하게 하기 위해, D2D 신호의 전송 대역폭으로 가능한 값은 몇 가지 값으로 사전에 고정될 수 있으며， 특히， 시스템 대역폭에 의해서 상기 가능한 값들이 정해질 수 있다.
[304] 이 경우 나타날 수 있는 하나의 특징으로， 시스템 대역폭이 큰 경우에는 보다 많은 자원 블록을 개별 UE 의 D2D 동작을 위해 사용할 수 있으므로， 개별 UE 의 D2D 동작을 위해 가능한 값은 시스템 대역폭에 따라 증가하는 경향을 될 수 있다. 또 다른 특징으로， 두 UE 의 D2D 신호의 경계를 용이하게 파악할 수 있도록， 두 UE 의 D2D 신호 전송 사이에는 반드시 적어도 하나의 RB 가 존재하도록 규정할 수도 있다. 이와 같은 규정은 D2D 제어 신호 또는 데이터 신호의 전체에 적용될 수도 있고， 서브프레임 경계 신호에 제한적으로 적용될 수도 있다.
[305] 상기 설명한 바와 같이 도 64 또는 도 67 에서와 같이 서브프레임 경계 신호의 대역폭을 D2D 제어 신호 또는 데이터 신호의 대역폭의 부분 집합으로 설정하는 방법은 두 번째 방법을 구현하는 하나의 실시예로 간주될 수 있다. 어느 경우라도 두 UE 의 서브프레임 경계 신호가 자원 블록에서 연속하는 경우는 발생하지 않으므로, 비록 두 UE 가 동일한 시퀀스의 서브프레임 경계 신호를 송신한다고 해도 수신 UE는 각 신호 간의 경계를 파악할 수 있다.
[306] 이를 구현하는 한 가지 방법으로서， 비록 N 개의 자원 블록이 UE 의 D2D 송신올 위해 할당된 경우라도 UE 는 항상 N— k 개의 RB 만 사용하고, 나머지 k개의 RB는 사용하지 않을 수 있다. 이 경우에도， k 값은 시스템 대역폭 또는 N 값에 따라서 증가하는 특징을 지닐 수 있다.
[307] 또 다른 방법으로， UE 는 기본이 되는 대역폭을 사전에 정해두고 서브프레임 경계 신호에 대하여는 항상 기본 '대역폭을 이용하되， D2D 제어 신호 또는 데이터 신호에 대하여는 전송 대역폭과 상기 서브프레임 경계 신호의 전송 파라미터를 연동시킬 수 있다. 이 경우， 상기 서브프레임 경계 신호의 파라미터와 D2D 신호 전송 대역폭 사이에 1 대 1 관계가 사전에 정립될 수 있다. 수신 UE 는 기본 대역폭으로 서브프레임 경계 신호가 전송된다는 가정하에 서브프레임 경계 신호의 검출을 시도한다. 이 경우， 수신 UE 는 다양한 파라미터가 이용될 수 있음을 가정하여야 한다. 수신 UE 는 최종 검출된 파라미터를 통해 해당 서브프레임 경계 신호와 연동되는 D2D 신호의 전송 대역폭을 파악할 수 있다.
[308] 도 67 을 참조하면， 3RB 를 서브프레임 경계 신호의 기본 대역폭으로 가정하고, 송신 UE 는 5RB를 D2D 신호 송수신을 위해 사용하는 경우에는 시퀀스 1 을 사용하고， 3RB 를 D2D 신호 송수신을 위해 사용하는 경우에는 시퀀스 2 를 사용한다.
[309] 마찬가지로， 수신 UE 의 동작을 돕기 위해서 서브프레임 경계 신호가 송신될 수 있는 주파수의 위치는 사전에 정해질 수 있고， 시스템 대역폭이 커지면， 서브프레임 경계 신호의 기본 전송 대역폭 역시 커질 수 있다. 또한， 서브프레임 경계 신호와 주파수 영역의 D2D 신호와의 연동관계， 즉, 어떤 서브프레임 경계 신호가 어떤 주파수 영역의 D2D 신호와 연동되는지는 사전에 정해진 규칙에 따라 결정되어야 한다. 상기 규칙은 간단하게는 연동된 D2D 신호의 대역폭은 서브프레임 경계 신호를 포함하는 형태가 되도록 규정될 수 있다. 즉， 수신 UE 는 우선 기본 대역폭으로 전송되는 서브프레임 경계 신호를 검출한 후， 해당 서브프레임 경계 신호를 포함하는 영역에서 검출된 시퀀스에 연동된 대역폭으로 D2D 제어 신호 또는 데이터 신호가 전송된다는 사실을 파악할 수 있다.
[310] 이를 위해， 서브프레임 경계 신호와 D2D 제어 신호 또는 데이터 신호의 상대적인 주파수 위치가 사전에 정해져야 한다. 예를 들어， 서브프레임 경계 신호는 D2D 제어 신호 또는 데이터 신호의 대역폭의 중앙 부분 또는 한 쪽 끝에서 전송되는 것으로 규정되거나， 한 쪽 끝에서 일정한 오프셋을 가진 영역부터 전송되는 것으로 규정될 수 있다. 도 69 에서는ᅳ 서브프레임 경계 신호가 D2D 전송 신호 대역폭의 한 쪽 끝에서 전송되는 경우를 도시하였으며， 이는 하나의 예시로서 본 발명을 제한하는 것은 아니다. [311] 만약， 서브프레임의 처음뿐 아니라 마지막에도 서브프레임 경계 신호가 위치하면， 앞서 설명한 바와 같은 동작할 수 있으며， 서브프레임의 마지막에 위치한 경계 신호는 별도로 대역폭에 관한 정보의 전달이 불필요한 것으로 판단되어 항상 D2D신호의 대역폭 전체를 가용하도록 동작할 수도 있다.
[312] 상기 설명한 방법을 이용하면， D2D 제어 신호 또는 데이터 신호의 송신에 활용하는 대역폭에 관한 정보를 별도의 시그.널링 없이도 수신 UE 에게 전달하는 것이 가능하므로 시그널링 오버해드를 줄일 수 있다.
[313] 상기 설명한 방식은 D2D 제어 신호 또는 데이터 신호의 복조에 사용되는 DM-RS를 사용하는 형태로도 변형이 가능하다. 특히， D2D 제어 신호 또는 데이터 신호가 송신되는 시간 구간에서 전송되는 참조 신호를 사용하는 것도 가능하다.
[314] 상기 설명한 서브프레임 경계 신호의 파라미터를 통하여 D2D 제어 신호 또는 데이터 신호에 관한 정보를 전달하는 원리를 이용하여， 대역폭 정보 이외의 다양한 정보를 전달할 수 있다. 이 경우， 특히 서브프레임 경계 신호의 전송 파라미터를 D2D 제어 신호 또는 데이터 신호의 파라미터와 연동 시키는 원리가 유용하게 활용될 수 있다. 예를 들어， 상기 설명한 실시예에 따라 서브프레임 경계 신호의 파라미터를 UE 의 ID 에 따라서 선택하는 경우, 수신 UE 는 우선 서브프레임 경계 신호를 가능한 파라미터 세트 (set) 내에서 블라인드 검출할 수 있다. 그 후， 검출된 세트에 연동되는 ID 를 가지는 UE 로부터 D2D 제어 신호 또는 데이터 신호가 해당 위치에서 전송되는 사실을 파악할 수 있다. 이를 통해， 수신 UE는 관심 있는 송신 UE가 송신하는 신호만을 선별적으로 수신할 수 있다. 각종 서비스의 타입을 규정하는 서비스 Π) 에도 상기 설명한 원리를 적용할 수 있다.
[315] 상기 설명한 원리의 적용이 가능한 또 다른 부분으로 D2D 제어 신호 또는 데이터 신호 영역에 존재하는 DMᅳ RS 의 파라미터에 관한 정보가 있다. 여기서， DM-RS 의 파라미터는 DM-RS 시퀀스를 생성하는 시드 값 또는 기본 시퀀스에 적용하는 CS 값일 수 있다. 즉， 서브프레임 경계 신호의 특정 파라미터는 DM- RS의 특정 파라미터와 상호 연동될 수 있다.
[316] 서브프레임 경계 신호 파라미터가 특정한 값으로 설정되는 경우， 상기 연동 관계에 따라 DM— RS 의 특정 파라미터는 특정한 값으로 지정될 수 있고， 이는 1 대 1 관계에 해당한다. 또는， 상기 연동 관계에 따라 DM-RS 의 특정 파라미터는 특정한 집합에 포함된 값 중 하나인 것으로 제한될 수 있으며， 이는 1 대 다 (多) 관계에 해당한다. 이를 통해 수신 UE 는 우선 서브프레임 경계 신호를 다양한 파라미터로 블라인드 검출하고， 최종 검출된 신호의 파라미터를 파악한 후 상기 연동 관계에 기반하여 DM-RS 의 특정 파라미터가 어떤 값을 사용하는지를 파악할 수 있다. 또는， 상기 DM-RS 의 특정 파라미터가 어떤 값을 사용할 수 있는지에 대한 가능성을 파악할 수도 있다.
[317] 특히 이 동작은 D2D 송신 UE 가 DM-RS 의 파라미터를 임의로 선택함으로 인해 상이한 UE 가 동일한 DM-RS 시뭔스를 사용하여 채널 추정에 심'각한 상호 간섭을 유발하는 현상을 줄이는데 도움이 된다. 일 예로， 상기 설명한 경우에서 서브프레임 경계 신호 및 DM-RS 의 파라미터로 시퀀스에 적용하는 CS 를 고려할 수 있다.
[318] 만약， DM-RS 로 총 8 개의 CS 값이 가능하다면， 송신 UE 는 그 중 하나의 값을 임의로 선택하여 다른 UE 와 동일한 DM— RS 시퀀스를 생성할 확률을 낮출 수 있다. 다만， 이는 수신 UE 가 해당 8 가지의 CS 모두를 이용하여 DM-RS 를 블라인드 검출해야 함을 의미한다.
[319] 한편 상기 설명한 원리를 적용하여， 서브프레임 경계 신호가 두 개의 CS 값을 가질 수 있고， 각 CS 값에 4 개의 DM-RS CS 값을 연동하였다고 가정한다. 여기서， 상기 상기 서브프레임 경계 신호가 가지는 CS 값은 CSJx mdaryl 및 CS_boundary2 로 표현하고， DM-RS CS 값은 CS_DMRS_1, CS_DM S_2, CS_DMRS_3, CS_DMRS_4, DM-RS CS_DMRS_5, CS_DMRS_6, CS_DMRS_7 및 CS_DMRS— 8로 표현한다 .
[320] 서브프레임 경계 신호 CS 값에 각 4 개의 DM-RS CS 값이 연동되었다는 것은， CS boundaryl 값이 서브프레임 경계 신호에 사용되면 DM— RS 는 CS— DMRS_1, CS_DMRS_2, CS_DMRS_3 및 CS_DMRS— 4 중 하나의 값을 가질 수 있고， CS— boundary2 값이 서브프레임 경계 신호에 사용되면 DM-RS CS_DMRS_5, CS_DMRS_6, CS_DM S_7 및 CS_DMRS— 8 중 하나의 값을 가질 수 있다는 것을 의미한다. 따라서 , 수신 UE 는 우선 서브프레임 경계 신호의 두 CS 값에 대해 블라인드 검출을 수행하고， 검출된 CS 값에 연동된 DM-RS CS 값의 집합에 대해서만 블라인드 검출을 시도하면 된다. 상기 집합은 각각 4 개의 CS 값으로 구성되므로， 총 블라인드 검출 횟수가 6회로 감소하는 효과가 있다.
[321] 또 다른 구현 방법으로서， 서브프레임 경계 신호와 DM-RS 를 함께 사용하여 보다 신뢰성 높은 블라인드 검출을 수행할 수도 있다. 이 때， 두 신호의 파라미터 조합에 있어서 임의의 조합이 모두 다 가능한 것은 아니다. 예를 들어， CS_boundary2와 CS— DMRS— 1을 각각 서브프레임 경계 신호와 DM— RS에 적용하는 것은 존재하지 않는 조합이다. 따라서， 상기 연동 관계에 따라 가능한 조합만을 활용하여 블라인드 검출을 수행하면 되고, 그 결과 블라인드 검출 조합의 개수를 줄일 수 있다. 특히， 서브프레임 경계 신호는 상기 설명한 송수신 전환 동작을 흡수하기 위하여 더 적은 수의 부반송파를 사용하게 될 경우， 파라미터의 개수가 적어질 수 있고， 이 경우에는 서브프레임 경계 신호의 파라미터가 가질 수 있는 개수가 제한될 수 있다. 따라서， DM-RS 파라미터 사이에 1 대 다의 관계를 형성하는 것이 선택 가능한 전체 DM-RS 파라미터 설정 개수를 유지하는데 도움이 된다. 즉， 하나의 서브프레임 경계 신호 파라미터 값에 복수의 DM-RS파라미터 값이 연동되는 관계를 형성하는 것이 도움이 된다.
[322] 일 예로, 만약 총 12개의 CS가 DM— RS에서 가능하다면， 서브프레임 경계 신호의 CS를 3개로 하되 , 각각에 4개의 DM— RS CS 값을 연동해둘 수 있다. 또한， 이러한 이증적인 CS블라인드 검출을 보다 원활하게 하기 위해서， 우선 검출하는 서브프레임 경계 신호의 값들이 서로 차이가 큰 CS 값들로 구성되도록 하는 것이 바람직하다. 다른 의미로， 검출하는 경계 신호의 값들은 델타 (delta) CS 값이 큰 CS 값들로 구성되도록 하는 것이 바람직하다.
[323] 상기 설명한 동작이 적용되는 경우， 서브프레임 경계 신호는 우선적으로 검출하는 신호가 되므로 검출의 신뢰성이 중요하다고 볼 수 있다. 이를 위해， 특히 다중 송신 안테나를 구비한 UE 의 경우에는 서브프레임 경계 신호에 적용하는 프리코더 (precoder)를 전송 변조 심볼마다 (혹은 일련의 변조 심볼을 그룹핑 (grouping)한 심볼 그룹마다) 변화하는 기법이 적용될 수 있다.
[324] 일 예로, 서브프레임 경계 신호의 시퀀스가 주파수에 순차적으로 맵핑되는 경우， 각 송신 부반송파에서 사용하는 프리코더를 사전에 정해진 규칙에 따라 변경하면서 신호를 송신할 수 있다. 이를 통해， 특정 수신 UE 가 특정 프리코더 신호를 잘 수신할 수 없는 상황에 있어도， 적어도 일부 부반송파에서는 다른 프리코더가 사용되므로 일정 수준 이상의 '서브프레임 경계 신호 검출이 가능하게 된다.
[325] 또 다른 예로, 만약 서브프레임 경계 신호가 도 58 과 같이 서브프레임의 시작 부분과 끝 부분에 각각 전송된다면， 시작 부분에 적용되는 프리코더와 끝 부분에 적용되는 프리코더를 상이하게 설정할 수 있다. 이러한 동작에 있어서， 수신 UE 는 블라인드 검출을 통해서 파악된 서브프레임 경계 신호의 시퀀스와 사전에 규정된 프리코더 변화 규칙을 적용하여 송신 UE 와의 채널 상태， 즉, 채널의 위상 (phase) 정보를 파악할 수도 있다. 이 때， 상기 정보를 DM-RS 를 이용하는 채널 추정에 함께 사용하여 성능 향상을 꾀할 수 있다.
[326] DM-RS 파라미터의 블라인드 검출 성능을 향상시키는 또 다른 한 가지 방법으로는 서브프레임 경계 신호에 적용하는 프리코더와 DM-RS 프리코더를 상이하게 설정하는 방법이 있다. 이 경우， 한 쪽 신호에 사용하는 프리코더가 특정 수신 UE 에게 불리하더라도 다른 쪽 신호는 양호한 프리코더를 사용할 가능성이 높으므로， 앞서 설명한 두 신호 간의 연동 관계를 활용한다면 안정적인 블라인드 검출이 가능할 수 있다. 만약， 송신 UE 의 송신 안테나가 한 개일 경우， 두 신호의 위상을 특정한 규칙에 의해 정해두거나 임의로 설정할 수 있다.
[327] 또한， 수신 UE가 두 신호 간의 프리코더 관계 또는 위상 관계를 파악하고 있다면， 서브프레임 경계 신호의 일부 또는 전부를 DM-RS 에 결합하여 채널 추정을 수행할 수도 있다. 일 예로， 서브프레임 경계 신호가 두 송신 안테나를 바꾸어가며 전송되고， DM-RS 가 첫 번째 안테나로 전송된다면， 서브프레임 경계 신호 중 첫 번째 안테나로부터 전송되는 부분만을 DM— RS 와 결합하여 채널 추정을 수행할 수 있다. 만약 두 신호 간의 프리코더 관계를 파악하지 못하거나 (예를 들어， 송신 UE 가 임의로 프리코더를 선택하는 경우)， 프리코더 관계를 파악하더라도 프리코더를 포함하는 송수신 UE 간의 유효 채널만이 추정 가능하여 모든 프리코더에게 공통으로 나타나는 프리코더 이후의 채널 성분을 별도로 찾아낼 수 없는 경우에는， 두 신호를 결합하여 복조를 위한 채널 추정을 수행할 수는 없다. 다만, 서브프레임 경계 신호로부터 획득한 카시—코―로케이션 정보 (즉， 도플러 확산， 도플러 천이， 평균 지연)와 같은 통―팀 채널 속성이 DM-RS 와 동일한 것으로 간주하는 동작을 수행할 수는 있다.
[328] 상기 설명에서 프리코더는 송신 UE 가 보유한 안테나 중 하나를 실제 송신에 사용하도록 선택하는 안테나 선택 (select ion)을 포함한다. 예를 들어， 송신 UE 가 두 개의 안테나를 가진 경우， 프리코더 [1 0]τ및 [0 1]Τ 는 각각 첫 번째 안테나 및 두 번째 안테나를 신호 송신에 사용하는 것을 의미한다.
[329] 상기 원리를 적용함에 있어서， 실제로 연동 되는 서브프레임 경계 신호의 파라미터와 DM-RS 파라미터는 상기 설명한 실시예 외에도 다양한 조합이 가능하다. 또한， 서브프레임 경계 신호에 대한 블라인드 검출 시도 횟수와 DM- RS 에 대한 블라인드 검출 시도 흿수의 조합 또한 다양한 형태로 나타날 수 있다. 만약， 서브프레임 경계 신호가 상대적으로 더 적은 양의 부반송파를 사용하거나 상기 설명한 시간 /주파수 트랙킹 (tracking) 등의 용도로 사용되어야 하는 경우， 신뢰성이 낮을 수 있으므로 블라인드 검출 횟수를 DM-RS 에 비하여 줄이는 것이 바람직할 수 있다. 혹은 주어진 총 DM-RS 파라미터의 개수를 최소한의 블라인드 검출을 이용하여 검출하기 위해 두 신호에 대해 수행하는 블라인드 검출의 횟수가 최대한 동일하게 설정될 수 있다. 예를 들어， 총 DM-RS 파라미터 후보를 4 개씩 연동하여 8 번의 블라인드 검출을 수행하도록 할 수 있다ᅳ 또한， 상기 원리는 DM-RS 파라미터 이외에도 D2D 데이터를 랜덤화 (randomizing)하는 스크램블링 시드 값을 결정하는 경우에도 적용할 수 있다.
[330] 주어진 후보군에서 선택된 적어도 하나의 서브프레임 경계 신호의 파라미터가 송신되면， 수신 UE 는 이를 블라인드 검출하도록 동작하는데， 이를 통하여 또 다른 정보를 전달 할 수도 있다. 예를 들어， 전달 가능한 또 다른 정보 중 하나는 해당 전송 서브프레임의 신호와 이전에 선행하는 전송 서브프레임의 신호와의 결합 수신이 가능한지 여부이다. 여기서， 두 서브프레임의 신호를 결합한다는 것은， 두 서브프레임에서의 DM-RS 를 통합하여 채널 추정을 수행하는 것을 포함할 수 있다. 예를 들어， 두 서브프레임에서 두 서브프레임에서 프리코더를 포함하는 유효 채널이 동일하다고 가정하고 두 서브프레임의 DM-RS 를 평균을 취하는 등의 선형 결합 (linear combinat ion)을 수행하여 보다 안정적인 채널 추정을 수행할 수 있다. 혹은， 두 서브프레임 간의 간격 때문에 직접 DM-RS 를 결합 (combining)하지는 못하더라도， 도플러 확산， 도플러 천이, 평균 지연과 같은 대규모 (large-scale) 파라미터는 동일하다고 가정하고 채널 추정을 수행하는 간접적인 결합만을 수행할 수도 있다.
[331] 혹은 두 서브프레임에서 전송되는 D2D 데이터의 정보 비트 또는 이에 인가되는 스크램블링 시퀀스가 동일한 것으로 가정하고 디코딩을 수행하는 경우， 예를 들어， 두 서브프레임에서의 복조 심볼의 평균을 가지고 디코딩을 수행할 수 있다.
[332] 이 경우， 수신 UE 는 검출된 서브프레임 경계 신호의 파라미터가 동일한 서브프레임은 상기 설명한 일련의 신호 결합의 일부 또는 전부가 가능한 것으로 판단하고 동작할 수 있다. 이를 위해， 송신 UE 는 이전 서브프레임에서와 동일한 신호를 전송하거나 동일한 프리코딩을 사용하는 경우에는 서브프레임 경계 신호의 파라미터를 유지하되， 전송하는 신호의 성질이 변화하는 경우에는 서브프레임 경계 신호의 파라미터를 다른 것으로 설정하여 수신 UE 가 결합하지 않도록 동작해야 한다. 예를 들어， 이전 서브프레임에서 전송된 것과는 다른 새로운 D2D 데이터 정보가 전송되는 경우， 송신 UE 는 이전 서브프레임과 서브프레임 경계 신호의 파라미터를 다른 것으로 설정할 수 있다.
[333] 도' 68 은 본 발명의 일 실시예에 따른 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다ᅳ
[334] 도 68 을 참조하면， 본 발명의 무선 통신 시스템은 기지국 및 단말을 포함한다.
[335] 하향링크에서, 송신기는 상기 기지국 (6810)의 일부일 수 있고, 수신기는 상기 단말 (6820)의 일부일 수 있다. 상향링크에서, 송신기는 상기 단말 (6820)의 일부일 수 있고， 수신기는 상기 기지국 (6810)의 일부 일 수 있다. 기지국 (6810)은 프로세서 (6811)， 메모리 (6812) 및 무선 주파수 (Radio Frequency, RF) 유닛 (6813)을 포함한다ᅳ 프로세서 (6811)는 본 발명에서 제안한 절차 및 /또는 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 메모리 (6812)는 프로세서 (6811)와 연결되고 프로세서 (6811)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장한다. RF 유닛 (6813)은 프로세서 (6811)와 연결되고 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다. 단말 (6820)은 프로세서 (6821), 메모리 (6822) 및 RF 유닛 (6823)을 포함한다. 프로세서 (6821)는 본 발명에서 제안한 절차 및 /또는 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 메모리 (6822)는 프로세서 (6821)와 연결되고 프로세서 (6821)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장한다. RF 유닛 (6823)은 프로세서 (6821)와 연결되고 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다. 기지국 (6810) 및 /또는 단말 (6820)은 단일 안테나 또는 다중 안테나를 가질 수 있다.
[336] 이상에세 설명된 실시 예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시 예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시 예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시 예에 포함될 수 있고， 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시 예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
[337] 본 문서에서 본 발명의 실시 예들은 주로 단말과 기지국 간의 신호 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 이러한 송수신 관계는 단말과 릴레이 또는 기지국과 ¾레이간의 신호 송수신에도 동일 /유사하게 확장된다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 그 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉, 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. 기지국은 고정국 (fixed station), Node B, eNode B(eNB), 억세스 포인트 (access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한， 단말은 UE Jser Equipment), MS(Mobile Station), MSS(Mobile Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.
[338] 본 발명에 따른 실시 예는 다양한 수단， 예를 들어， 하드웨어， 펌웨어 (fir丽 are), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 일 실시 예는 하나 또는 그 이상의 ASICs ( ap 1 i cat ion specific integrated circuits), DSPs(digi tal signal processors) , DSPDs(ciigi tal signal processing devices) , PLDs (programmable logic devices) , FPGAs(f ield programmable gate arrays) , 프로세서， 콘트롤러， 마이크로 콘트를러， 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
[339] 펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 일 실시 예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들， 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여， 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 .받을 수 있다.
[340] 본 발명은 본 발명의 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서， 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
【산업상 이용가능성】
[341] 상술한 바와 같은 단말간 통신에서 자원을 설정하는 방법 및 이를 위한 장치는 3GPP LTE 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 3GPP LTE 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 11
무선 통신 시스템에서， 제 1 단말이 신호를 수신하는 방법에 있어서 , 제 2 단말로부터 단말 간 직접 통신을 위 한 동기 신호를 수신하는 단계 ; 상기 동기 신호에 기 반하여 동기를 획득하는 단계 ;
상기 제 2 단말로부터 단말 간 직 접 통신을 위 한 경 계 신호를 수신하는 단계 ; 및
상기 경계 신호에 기 반하여 단말 간 직접 통신을 통해 제어 신호 또는 데이터 신호를 수신하는 단계를 포함하고 ,
상기 동기 신호는 , 하나의 심볼 중 일부분을 이용하여 전송되는 것을 특징으로 하는 ,
신호 수신 방법 .
【청구항 2]
제 1 항에 있어서，
상기 하나의 심볼은 N 개로 분할된 구간을 포함하고 ,
상기 동기 신호는 상기 분할된 구간 중 M 개의 구간을 이용하여 전송되며， 나머지 N-M 개의 구간은 보호구간으로 이용되는 것을 특징 으로 하는， 신호 수신 방법 .
【청구항 3]
제 2 항에 있어서，
상기 동기 신호는，
상기 M 개의 구간 상에서 반복되는 것을 특징으로 하는，
신호 수신 방법 .
【청구항 4]
제 3 항에 있어서，
상기 동기는，
상기 동기 신호의 시작점 및 윈도우 (window) 의 시작점 간의 차이에 기 반하여 획득되는 것을 특징으로 하는， 신호 수신 방법 .
【청구항 51 제 1 항에 있어서,
상기 경계 신호는 상기 동기 신호와 상이한 시¾스 (sequence)를 이용하여 전송되는 것을 특징으로 하는，
신호 수신 방법 .
【청구항 6】
제 1 항에 있어서，
상기 경계 신호에 기반하여 단말 간 직접 통신을 이용한 제어 신호 또는 데이터 신호를 수신하는 단계는，
상기 경계 신호의 대역폭에 기반하여 상기 제어 신호 또는 데이터 신호의 대역폭을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는，
신호 수신 방법 .
【청구항 7]
제 6 항에 있어서，
상기 경계 신호의 대역폭은，
상기 제어 신호 또는 데이터 신호의 대역폭의 부분 집합인 것을 특징으로 하는
신호 수신 방법 .
【청구항 8】
제 7 항에 있어서，
상기 경계 신호는 자원 블록 k-l 내지 k+k2에서 전송되고，
상기 제어 신호 또는 데이터 신호는 자원 블록 ηι 내지 n2에서 전송되며， 상기 k는 수식 floor((ni + n2)/2) 에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는， 신호 수신 방법ᅳ
【청구항 9】
제 8 항에 있어서，
상기 경계 신호가 전송되는 자원 블록의 개수는
상기 데이터 신호 또는 상기 제어 신호가 전송되는 자원 블록의 개수에 따라 결정되는 것을 특징으로 하는，
신호 수신 방법 . 【청구항 101
제 9 항에 있어서，
상기 경계 신호가 전송되는 자원 블록은 복수의 그룹으로 그룹핑 (grouping)되'고，
상기 경계 신호가 전송되는 자원 블록의 개수는 상기 복수의 그룹마다 각각 결정되는 것을 특징으로 하는，
신호 수신 방법 .
【청구항 11)
제 6 항에 있어서，
상기 제어 신호 또는 데이터 신호는 상기 경계 신호와 동일한 대역폭을 이용하여 수신되고，
상기 제 2 단말은 상기 제 2 단말로부터 전송되는 경계 신호의 시퀀스에 기반하여 식별되는 것을 특징으로 하는，
신호 수신 방법 .
【청구항 12】
제 11 항에 있어서，
상기 경계 신호는 특정 파라미터에 기반하여 생성되고，
상기 특정 파라미터는 복수의 단말의 ID (Identity)가 하나의 파라미터로 맵핑 (mapping) 되는 해싱 (hashing) 함수에 기반하여 결정되는 것을 특징으로 하는，
신호 수신 방법 .
【청구항 13]
제 1 항에 있어서,
상기 경계 신호는 특정 파라미터에 기반하여 생성되고，
상기 특정 파라미터는 상기 제어 신호 또는 데이터 신호의 전송 파라미터와 연동된 것을 특징으로 하는，
신호 수신 방법 .
【청구항 14】
제 13 항에 있어서， 상기 전송 파라미터는 복수의 그룹으로 그룹핑 (grouping)되고， 상기 복수의 그룹 각각은 상기 특정 파라미터와 연동되는 것을 특징으로 하는，
신호 수신 방법 .
【청구항 15】
제 13 항에 있어서，
상기 제어 신호 또는 상기 데이터 신호의 파라미터는，
상기 제어 신호의 대역폭， 상기 데이터 신호의 대역폭 및 복조 참조 신호 (Demodulation Reference Signal) 파라미터 중 적어도 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는，
신호 수신 방법 .
【청구항 16]
제 1 항에 있어서,
상기 동기 신호는 사운딩 참조 신호 (Sounding Reference Signal) 인 것을 특징으로 하는，
신호 수신 방법 .
【청구항 171
제 1 항에 있어서， ,
상기 경계 신호는 복조 참조 신호 (Demodulation Reference Signal) 인 것을 특징으로 하는，
신호 수신 방법ᅳ
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