JP4463780B2 - 送信装置および送信方法 - Google Patents

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Description

本発明は、ＯＦＤＭ方式により通信を行う送信装置、受信装置、移動通信システムおよび同期チャネル送信方法に関する。
マルチキャリアＣＤＭＡ(Multi Carrier Code Division Multiple Access: MC-CDMA)方式やＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調方式などのマルチキャリア伝送方式では、送信側で情報信号を複数のサブキャリアで変調し、マルチパス遅延波による波形歪を低減する目的で送信信号にガードインターバルが挿入される。
ＯＦＤＭ変調方式を用いたマルチキャリア伝送方式におけるＦＦＴタイミングの検出方式として、１シンボル毎に挿入されているガードインターバル部分の相関をとることによりＦＦＴタイミングを検出する方法が知られている。また、タイミング検出用信号として、同じ信号を２回繰り返して送信し、受信側で２シンボル間の相関をとることによりＦＦＴタイミングを検出する方法が知られている。
また、同期信号を特定のタイミングで多重し、送信する送信装置がある（例えば、特許文献１参照）。この送信装置では、同期信号は、全てのサブキャリアにおいてバースト的に送信される。例えば、この送信装置では、１スクランブルコードパターンの開始時間と同期信号の送信タイミングとを同時にした場合、１スクランブルコードパターンの繰り返し時間τ内に、２回同期信号を送信する。
特開２００３−１５２６８１号公報 R.L.Frank and S.A.Zadoff, "Phase shift pulse codes with good periodic correlation properties, "IRE Trans. Inform. Theory, vol. IT-8, pp. 381-382, 1962. D.C.Chu, "Polyphase codes with good periodic correlation properties, "IEEE Trans. Inform. Theory, vol. IT-18, pp.531-532, July 1972. A.Milewski, "Periodic sequences with optimal properties for channel estimation and fast start-up equalization, "IBMJ.Res.Develop., vol.27, No.5, pp.426-431, 1983. B.M.Popovic, "Generalised chirp-like polyphase sequence with optimum correlation properties,"IEEE Trans. Inform. Theory, vol.38, pp. 1406-1409, July 1992. N.Suehiro and M.Hatori, "Modulatable orthogonal sequences and their application to SSMA systems," IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 34, pp.93-100, Jan. 1998. 3GPP TS25.213 Spreading and modulation (FDD)
しかしながら、上述した背景技術には以下の問題がある。
ＯＦＤＭの信号は、時間領域では、様々なサブキャリアの信号が加算されている。したがって、送信アンプでは、これらの信号を増幅して無線で送信することが要求される。しかし、送信アンプでは、幅のある信号をリニアに増幅することは困難である。この場合、平均電力を下げて歪みが生じないようにクリッピングなどの処理が行われる場合がある。
しかし、このような処理が行われた場合、データが劣化し、同期チャネル(SCH: Synchronization channel)の検出精度が悪くなる問題がある。
また、同期チャネルはシステムにおいてオーバヘッドとなるため、システムの効率を低下させないためには、同期チャネルには全無線リソース、すなわち、時間および周波数のごく一部しか割り当てることができない。この場合、同期チャネルの送信電力を調整できないと、同期チャネルに与えることができる信号電力も小さくなってしまうため、移動局のセルサーチ時間が長くなる問題がある。
そこで本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、同期チャネルの検出精度を改善することができる送信装置および送信方法を提供することを目的とする。
本送信装置は、
複数のＯＦＤＭシンボルが含まれたフレームを生成する生成部と、
前記生成部において生成したフレームを送信する送信部と
を備え、
前記生成部は、フレームの末尾のＯＦＤＭシンボルに、シンボルタイミングを検出させるためのプライマリ同期チャネルを配置し、プライマリ同期チャネルを配置したＯＦＤＭシンボルの前のＯＦＤＭシンボルに、受信フレームを検出させるためのセカンダリ同期チャネルを配置するとともに、複数のＯＦＤＭシンボルのそれぞれに対してサイクリックプリフィックスを配置させており、複数種類規定されたサイクリックプリフィックスの長さのうちのいずれかを使用する。
本送信方法は、
複数のＯＦＤＭシンボルが含まれたフレームを生成するステップと、
生成したフレームを送信するステップと
を備え、
前記生成するステップは、フレームの末尾のＯＦＤＭシンボルに、シンボルタイミングを検出させるためのプライマリ同期チャネルを配置し、プライマリ同期チャネルを配置したＯＦＤＭシンボルの前のＯＦＤＭシンボルに、受信フレームを検出させるためのセカンダリ同期チャネルを配置するとともに、複数のＯＦＤＭシンボルのそれぞれに対してサイクリックプリフィックスを配置させており、複数種類規定されたサイクリックプリフィックスの長さのうちのいずれかを使用する。
本発明の実施例によれば、同期チャネルの検出精度を改善することができる送信装置および送信方法を実現できる。
次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する。
なお、実施例を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を用い、繰り返しの説明は省略する。
本発明の実施例にかかる移動通信システムについて説明する。
本実施例にかかる移動通信システムは、送信装置１０と受信装置２０とを備える。
次に、本実施例にかかる送信装置１０について、図１を参照して説明する。
送信装置１０は、同期チャネルを送信する。この同期チャネル用いて、受信装置２０は、シンボルタイミングとフレームタイミングとを検出する。さらに、受信装置２０は、同期チャネルを用いてスクランブルコードまたはスクランブルコードグループなどの制御情報の検出を行う。
送信装置１０は無線信号を送信する基地局に備えられている。送信装置１０は、複数のデータチャネル生成器１００．１〜１００．ｘを備える。各データチャネル生成器１００では、送信データ発生部１０１から入力された送信データ系列を伝送路符号化器１０２において符号化し、データ変調部１０３においてデータ変調する。そして、変調されたデータ系列に多重部１０４においてパイロットシンボルを多重し、直並列変換部１０５において直並列変換して周波数軸上のＮ／ＳＦ個の情報シンボル系列にする。直並列変換された周波数軸上のＮ／ＳＦ個の情報シンボル系列は、コピー部１０６によって情報シンボル毎に短周期拡散符号の系列長と等しいシンボル数ＳＦ個ずつコピーされ、周波数軸上に並べられる。並べられた周波数軸上のＮ個の情報シンボル系列に対して、乗算器１０８にて短周期拡散符号生成器１０７の作成した短周期拡散符号が乗算される。
第１の合成部１０９において、データチャネル生成回路１００各々から出力される各短周期拡散符号の乗算された系列長Ｎの周波数軸上のシンボル系列を多重する。多重された系列長Ｎのシンボル系列に対して、Ｎ個の乗算器１１１各々においてスクランブルコード生成器１１０の出力するスクランブルコードが周波数方向に乗算され、さらに、スクランブルコードが乗算されたシンボル系列に対して、Ｎ個の乗算器１１８各々において振幅調整部１１５の出力する振幅調節系列値が乗算され第２の合成部１１２に出力される。第２の合成部１１２は、スクランブルコードおよび振幅調節系列値が乗算された系列長Ｎのシンボル系列に、同期信号生成部１２０において作成された同期信号がＮサブキャリアのうちの該当する特定のサブキャリアにおいて多重される。
逆フーリエ変換装置（ＩＦＦＴ）１１３は、Ｎ個のシンボルを直交マルチキャリア信号に変換する。ＣＰ（サイクリックプリフィックス）付加部１１４はフーリエ対象時間毎にこのマルチキャリア信号に、ＣＰ選択部１１７において選択されたＣＰを挿入する。そして送信装置１０はこのＣＰ付加部１１４の出力するマルチキャリア信号を無線信号にして空間に出力する。
上述した送信装置では、ＯＦＣＤＭを適用する場合について説明したが、ＯＦＤＭを適用するようにしてもよい。
この場合、ＯＦＣＤＭの拡散に関連する部分は削除される。具体的には、データチャネル生成器１００．２〜１００．ｘ、コピー１０６、短周期拡散符号生成部１０７、乗算器１０８および合成部１０９は削除される。また、直並列変換部１０５からＮ個の情報シンボルが出力される。すなわち、直並列変換部１０５から出力されたＮ個の情報シンボルが乗算部１１１によりスクランブルコードが乗算される。
同期信号生成部１２０における同期信号の生成処理について説明する。
データ発生部１２１は同期チャネルのコードを生成する。例えば、データ発生部１２１は、全セルで共通のコード、例えば１を生成する。このようにすることにより、在圏するセルによらず、受信装置２０は、共通の同期チャネルの時間波形と受信信号との相関をとることにより、容易にタイミング検出を行うことができる。
また、同期信号生成部１２０は、図２Ａに示すように、時間領域での繰り返し波形を生成するようにしてもよい。例えば、データ発生部１２１は、任意の基本波形を繰り返し生成する。この場合、受信装置では、繰り返し周期だけ離れた部分の相関値の計算が行われる。繰り返し波形が送信されているタイミングでは、同様の波形が送信されているため、相関値が大きくなる。この場合、受信装置では、ＳＣＨの波形を知る必要はなく、離れた２箇所について相関値を計算し、同じか否かを判断する。
このように任意の繰り返し波形を用いることにより、受信装置におけるタイミング検出時に、自己相関によるタイミング検出、周波数オフセット補償が可能となる。例えば、同じ信号が繰り返し送信されることから、受信装置は、その位相を測定し、比較する。受信装置は、位相の回転量に基づいて、タイミング検出、周波数オフセット補償を行うことができる。このように、受信信号の自己相関によりタイミング検出、周波数オフセットを行うようにすることにより、レプリカ相関の場合と比較して、演算量を低減することができる。
また、図２Ｂに示すように、時間領域での繰り返し波形を周波数変換すると、周波数領域での歯抜け型の波形が得られる。同期信号生成部１２０は、この周波数領域での歯抜け型の波形を生成するようにしてもよい。このようにすることにより、上述した効果と同様の効果を得ることができる。
また、時間領域での繰り返し波形の繰り返し回数、または、周波数領域での歯抜け型の波形の歯抜けの間隔は、２より大きくしてもよい。
また、データ発生部１２１は、スクランブルコードやスクランブルコードグループなどの制御情報毎に定義された同期チャネル用のコードを生成するようにしてもよい。この場合、図３に示すように、スクランブルコードやスクランブルコードグループなどの制御情報毎に同期チャネルが定義される。すなわち、同期チャネルを示す同期チャネルコード番号とスクランブルコードやスクランブルコードグループなどの制御情報とが対応付けられる。この場合、受信装置２０は、定義された全同期チャネル波形と受信信号との相関を計算することにより、フレームタイミングおよびスクランブルコードまたはスクランブルコードグループなどの制御情報の検出を行うことができ、セルサーチの時間を短縮できる。このため、受信装置２０における消費電力を低減できる。
データ変調部１２２はこの同期信号用データを変調し、さらに、直並列変換部１２５において直並列変換して周波数軸上のＮ個のシンボル系列にする。シンボル系列の各信号に対して、同期信号用拡散符号生成器１２３において生成された同期信号用拡散符号を各乗算器１２６において周波数方向に乗算し、Ｎ個の並列同期信号を生成する。
例えば、同期信号用拡散符号生成器１２３は、図３を参照して説明した同期チャネルコード番号とスクランブルコードグループ番号との対応にしたがって、同期チャネルコード番号に対応するスクランブルコードグループ番号に含まれるスクランブルコードを乗算する。
各乗算器１２６は、Ｎ個の並列同期信号を生成し、N個の乗算器１１９に入力する。Ｎ個の乗算器１１９各々では、振幅調節部１１６により入力される振幅調節系列値が乗算され第２の合成部１１２に出力される。
次に、本実施例にかかる送信装置１０の振幅調整部１１５および１１６における処理について詳細に説明する。
振幅調整部１１５および１１６は、同期チャネルに対して振幅を調節する振幅調節系列値を乗算する。例えば、振幅調整部１１５および１１６は、時間領域信号のピーク電力対平均電力比(PAPR: peak-to-average power ratio)が十分小さくなる信号を使用して、同期チャネルのＰＡＰＲを低減する処理を行う。
送信アンプにおいて、データチャネルは、ランダムにデータが入力されるので、ＰＡＰＲは上がる。したがって、図４Ａに示すようにランダムな波形となる。
一方同期チャネルは、リファレンスの固定されたパターンであるので、あるパターンを選択することにより、ＰＡＰＲの低い信号を選択できる。
図４Ａにおいて、アンプで出力できる上限のパワーを破線で示した場合、データ部は信号の変動マージンを見込んで、バックオフは平均より低く設定される。
同期チャネルとして、ＰＡＰＲが零、すなわちピークが立たない時間波形を作れるとすると、その分データチャネルの平均よりも大きい出力信号を送信することができる。このため、受信装置２０における同期チャネルの検出精度を向上できる。
振幅調整部１１５および１１６は、ＰＡＰＲの立たない波形を形成するために、振幅調整系列値を乗算部１１８および１１９に入力する。ここで、振幅調整系列値は、以下の特性を有する。
（ａ）時間領域および周波数領域で一定の振幅、例えば系列の各信号成分はｅｘｐ（ｊθ）（ｊは虚数単位）の形を基本とする。
（ｂ）完全な周期的自己相関(Perfect periodic autocorrelation)特性を有する。例えば、ゼロシフトを除いて自己相関０である。
このような特性を有する系列として、カザック系列(CAZAC sequence: Constant Amplitude Zero AutoCorrelation sequence)が挙げられる（例えば、非特許文献１、２および３参照）。このように、カザック系列（カザック符号）を用いることにより、自己相関特性が優れるため、受信装置において、レプリカ相関に基づく、タイミング検出精度を向上させることができる。
さらに、上述した特性に加えて以下の特性を有する系列を使用してもよい。
（ｃ）任意の複素数の系列として乗算してもなお、上述した（ａ）、（ｂ）の特性を有する
（ｄ）最適な相互相関(optimum crosscorrelation)特性を有する。例えば、系列長Ｎにおいて、相互相関（絶対値）を１／√Ｎに抑圧する
以上の、特性を有する系列として、ＧＣＬ(Generalized Chirp-Like)系列（例えば、非特許文献４参照）、Ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ Ｆｒａｎｋ系列（例えば、非特許文献５参照）が挙げられる。
また、Ｇｏｌａｙ符号を用いるようにしてもよい（例えば、非特許文献６参照）。Ｇｏｌｅｙ符号を用いることにより、自己相関特性が優れるため、受信装置において、レプリカ相関に基づく、タイミング検出精度を向上させることができる。また、符号の性質により、相関処理を簡単化できる。
また、周波数領域において、ＳＣＨ帯域幅内で生成したＰＮ符号をＩＦＦＴにより時間領域に変換することにより生成した信号を用いるようにしてもよい。このような信号を用いることにより、自己相関特性が優れるため、受信装置において、レプリカ相関に基づく、タイミング検出精度を向上させることができる。
また、基本波形としては、上述した３つの波形の何れか１つを用い、これを繰り返して送信するようにしてもよい。このようにすることにより、受信装置における受信処理を簡略化できる。例えば、受信装置は、基本波形に対応する相関器を１つだけ備え、その出力を合成する。
また、基本波形を繰り返す場合に、符号反転を含めるようにしてもよい。このようにすることにより、自己相関特性を改善することができ、受信装置におけるタイミング検出精度を向上させることができる。
また、受信装置側で、受信された繰り返し送信された基本波形に基づいて、自己相関によりタイミング検出を行うかレプリカ相関によりタイミング検出を行うかを選択できるようにしてもよい。例えば、受信装置は、処理量を重視する場合、すなわち処理量を低減する場合には自己相関によりタイミング検出を行う。また、受信装置は、検出精度を重視する場合にはレプリカ相関によりタイミング検出を行う。
例えば、Ｐ−ＳＣＨ信号波形として、自己相関特性のよい基本波形を符号反転して繰り返す波形を使用する。
例えば、時間領域で、１ＯＦＤＭシンボル長Ｌの１／Ｎの長さの基本波形を用いる。この場合、基本波形は、Ｇｏｌａｙ符号、Ｇｏｌｄ符号、直交Ｇｏｌｄ符号などの自己相関特性のよい符号を用いる。図４Ｂに示すように、基本波形を符号反転してＮ回繰り返すことで、信号全体としても自己相関特性のよい符号を形成する。
そのままでは信号帯域外成分が発生するため、所望の信号帯域幅のフィルタを通過させることで、最終的なＰ−ＳＣＨ信号波形とする。
例えば、図１を参照して説明した送信装置１０において、同期信号用拡散符号生成部１２３を、図４Ｃに示すように、基本波形生成部１２３−１と、基本波形生成部１２３−１の出力信号が入力される繰り返しおよび符号反転部１２３−２と、繰り返しおよび符号反転部１２３−２の出力信号が入力される帯域制限フィルタ１２３−３を備えるようにする。
基本波形生成部１２３−１は、符号長Ｌ／Ｎの基本波形を生成する。繰り返しおよび符号反転部１２３−２は、符号長Ｌ／Ｎの基本波形の繰り返しおよび符号反転を行う。
帯域制限フィルタ１２３−３は、所望の信号帯域幅のフィルタを通過させることにより、最終的なＰ−ＳＣＨ信号波形を出力する。
所望の信号帯域幅としては、下記２通りある。
（１）Ｓ−ＳＣＨに与えられた帯域幅とする。このようにすることにより、ＳＣＨ帯域外の他のチャネルへの影響をなくすことができる。
（２）システム帯域幅とする。このようにすることにより、ＳＣＨ帯域外の他のチャネルへの影響が若干出るが、ＳＣＨ信号波形の歪みが小さくなるので、移動局における検出精度を高くすることができる。
移動局側では、基本波形に対応する相関器を用意し、この出力を符号反転して合成する。このようにすることにより、低演算処理量で、検出精度の高いレプリカ相関を実現することができる。
次に、本実施例にかかる送信装置１０の合成部１１２における処理について詳細に説明する。
合成部１１２は、図５Ａに示すように、同期チャネルをフレーム周期で挿入する。同期チャネルをフレーム周期で挿入する場合に、合成部１１２は、例えば同期チャネルを時間多重、すなわち、一部のスロットのＯＦＤＭシンボルに格納して送信する。この場合、例えばフレームがスロット長の整数倍で構成される。１フレームは複数のスロット、例えば１５スロットにより構成され、１スロットは、複数のＯＦＤＭシンボル、例えば７ＯＦＤＭシンボルにより構成される。
このようにすることにより、送信装置１０では、再送などの閉ループ制御において、同期チャネルが入ったスロットを意識しないで制御ができる。すなわち、ラウンド・トリップ・タイム(Round Trip Time)が変わらない。また、受信装置２０では、受信信号と同期チャネルレプリカの時間領域での相関をとることにより、同期チャネルの受信タイミングを特定でき、シンボルタイミングとフレームタイミングとを同時に検出することができる。また、受信装置２０は、受信信号と同期チャネルレプリカの周波数領域での相関をとることにより、同期チャネルの受信タイミングを特定するようにしてもよい。この場合、受信装置２０は、フレーム検出後に、スクランブルコードがかけられている共通パイロットチャネルを使用してスクランブルコードを検出する。
フレームの１箇所のみに同期チャネルを設けることにより、同期チャネルが検出された場合に、フレームの境界も検出することができる。また、複数設ける場合と比較して、同期チャネルの送信電力を高くすることができ、検出精度を向上させることができる。
また、受信装置２０は、フレーム検出およびスクランブルコードグループ検出後に、スクランブルコードがかけられている共通パイロットチャネルを使用してスクランブルコードを検出するようにしてもよい。
これまで、例えばＷ−ＣＤＭＡでは、スロット周期、すなわちスロット毎に同期チャネルが挿入されていたため、最初にシンボルタイミングが検出され、その後フレームタイミングが検出される２段階の手順でフレームタイミングの検出が行われていた。この方法では、同期チャネルによりスロットのタイミングの検出はできるが、フレームのどの部分であるかの特定はできない。このため、スロットのタイミングの検出後にフレームのどの部分であるかの検出が行われる。本実施例によれば、同期チャネルが検出された時点で、フレームが特定でき、時間タイミングが分かるため、シンボルタイミングとフレームタイミングとを同時に検出できる。
本実施例では、フレーム単位(周期)に１箇所同期チャネルを挿入する場合について説明したが、複数箇所挿入するようにしてもよい。すなわち、少なくとも１箇所同期チャネルを挿入するようにしてもよい。
例えば、図５Ｂに示すように、フレームあたりに２周期となるように同期チャネルを挿入するようにしてもよいし、図５Ｃに示すように、フレームあたりに４周期となるように同期チャネルを挿入するようにしてもよい。
受信装置２０は、受信信号と同期チャネルレプリカとの相関をとることにより、同期チャネルの受信タイミングを特定する。この場合複数のフレームの相関を取り平均化される。例えば、１フレーム内に１万箇所のサンプル点がある場合、１万箇所で相関をとり、その中で１番相関の大きい箇所を探す。この場合、複数フレームを平均化する場合には、１万個の相関値を一時的にメモリに記憶しておく必要がある。その後、次のフレームで１万箇所の相関をとり、各箇所の相関値を加算することにより、Ｓ／Nを向上させる。したがって、用意するメモリの容量が大きくなる。
複数の同期チャネルを設けることにより、上述した複数のフレームを平均化する場合、メモリの容量は少なくてすむ。１フレームあたり２周期チャネルの場合には１／２、１フレームあたり４周期チャネルの場合には１／４となる。
さらに、１フレームあたりの同期チャネルの数を増やすことにより、使用するメモリの容量を減少させることができる。
複数の同期チャネルを配置する場合に、均等となるように配置する。すなわち、同期チャネルをフレーム周期で等間隔に挿入する。このようにすることにより、複数のフレームの平均化処理を容易にできる。
また、複数の同期チャネルを配置する場合に、不均等となるように配置する。このようにすることにより、フレームの境目を容易に検出できるようにすることができる。
また、フレーム内に複数の同期チャネルを挿入することにより、受信側で複数の同期チャネルの相関出力を合成することで時間ダイバーシチ効果を得ることができ、タイミング検出精度を向上させることができる。
また、合成部１１２は、図５Ｄに示すように、同期チャネルをフレーム周期で時間多重する場合に、独立したスロットを設けて、同期チャネルを挿入するようにしてもよい。この場合、フレームがスロット長の整数倍＋同期チャネル長となる。このようにすることにより、スロット内の構成を全て共通とすることができ、シンプルな無線Ｉ／Ｆを構成できる。すなわち、送受信処理を簡単にできる。
次に、同期チャネルの構成について説明する。
Ｗ−ＣＤＭＡでは、図６Ａに示すように、スロットの先頭に、同期チャネルが格納されるが、同期チャネルだけではなくデータチャネルも格納される。すなわち、同期チャネルと他のチャネルとがコード多重され送信される。この構成では、他のチャネルは、同期チャネルを気にせずに構成できるが、総送信電力の一部しか同期チャネルに割り当てることができない。このため、受信装置２０では、同期チャネルを検出するために長い時間平均化が必要である。
本実施例では、図６Ｂに示すように、ある時間、例えばＯＦＤＭシンボルが同期チャネルに割り当てられるため、総送信電力を同期チャネルに割り当てることができる。このように構成することにより、受信装置２０は、受信処理の時間を短縮でき、シンボル＋フレームタイミング検出を行うことができる。例えば、１ＯＦＤＭシンボルが同期チャネルに割り当てられる。
Ｗ−ＣＤＭＡでは、１スロットだけでは同期信号の検出は不可能であり、周波数多重型のように、時間的に長い同期チャネルが使用されている。Ｗ−ＣＤＭＡでは、複数のスロットを用いて、その相関をとり、同期信号の検出が行われる。すなわち、同期信号の検出を行うためには、ある程度のサンプル数が必要である。このため、受信装置２０での受信時間が長くなり、演算処理量も大きい。
本実施例では、送信装置１０では総送信電力を同期チャネルに割り当てることができるため、割り当てる電力を大きくすることができ、同期チャネルの送信時間を短くすることができる。例えば、Ｗ−ＣＤＭＡでは１フレームの１０％程度の時間が必要であるが、本実施例では１％程度の時間に低減できる。
また、受信装置２０において、フレームの相関をとる時間を短縮でき、また演算処理量を減少させることができる。また、１回の同期チャネルによりシンボル＋フレームタイミングの検出を行うことができるため必要なバッファ量の削減を行うことができ、また消費電力を低減できる。
また、合成部１１２は、図７に示すように同期チャネルを時間多重する場合に、１ＯＦＤＭシンボルの一部のサブキャリアに割り当てるようにしてもよい。例えば、１ＯＦＤＭシンボルの一部のサブキャリアに等間隔で割り当てる。また、レプリカ相関時の検出精度を向上させるために、不等間隔で割り当ててもよい。
ＯＦＤＭでは、マルチパスに対する耐性を高めるために、サブキャリア数を大きくしてＯＦＤＭシンボル長を長くする。このため、１ＯＦＤＭシンボルを全て同期信号に割り当てると、オーバヘッドが大きくなる。
このため、合成部１１２は、一部のサブキャリアに同期チャネルを割り当て、残りのサブキャリアは他のチャネルに割り当てる。このようにすることにより、同期チャネルのオーバヘッドを低減することができる。
また、総送信電力が固定されている場合でも、同期チャネルと多重されるチャネルとの送信電力配分比を変えることによって、同期チャネルの送信電力を調整できる。また、多重されるチャネルの送信電力を調整できる。同期チャネルの送信電力の調整は、例えば、セル設計時にオペレータにより行うことができる。
また、合成部１１２は、図８に示すように同期チャネルを、割り当て周波数の少なくとも一部を使用して、離散的に割り当てるようにしてもよい（直交多重型 ＦＤＭ）。このようにすることにより、周波数ダイバーシチ効果を得ることができる。
また、合成部１１２は、図８に示すように、少なくとも一部のデータチャネルに重ねて時分割多重となるように、同期チャネルを割り当てるようにしてもよい（非直交多重型 ＴＤＭ）。この場合、少なくとも一部のＯＦＤＭシンボルに重ねて時分割多重して同期チャネルが送信される。
また、合成部１１２は、図８に示すように、少なくとも一部のデータチャネルに等間隔に重ねて周波数分割多重となるように、同期チャネルを割り当てるようにしてもよい（非直交多重型 ＦＤＭ）。このようにすることにより周波数ダイバーシチ効果を得ることができる。
また、合成部１１２は、図８に示すように、少なくとも一部のデータチャネルとコード分割多重となるように、同期チャネルを割り当てるようにしてもよい（非直交多重型 ＣＤＭ）。
その結果、図９に示すように、スクランブルコードグループに属する同期チャネルコード、ｐｋ（１）、ｐｋ（２）、・・・、ｐｋ（２ｎ）がサブキャリアに割り当てられる。サブキャリアに割り当てられた同期チャネルコードは、逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ部）１１３に入力され、直交マルチキャリア信号に変換され、ＣＰ付加部１１４に入力される。ＣＰ付加部１１４は、フーリエ対象時間毎に入力されたマルチキャリア信号に、ＣＰ選択部１１７において選択されたサイクリックプリフィックス（ＣＰ）を挿入する。そして送信装置１０はこのＣＰ付加部の出力するマルチキャリア信号を無線信号にして空間に出力する。
また、サブキャリア間に差動符号化で同期チャネル系列を配置するようにしてもよい。
この場合、受信装置側では、サブキャリア間の遅延相関により位相差情報を取り出すことで、同期チャネル系列を検出する。
サブキャリアに直接同期系列をかける場合には、周波数領域でフェージング変動（周波数選択性フェージング）があると、周波数軸上で長い区間での同相での加算ができなくなる。
サブキャリア間の位相差を使って（差動符号化により）同期チャネル系列をかけるようにすることにより、周波数領域でフェージング変動があっても、隣り合うサブキャリア間のフェージング変動が小さければ、遅延検波型の相関でサブキャリア間の位相差を取り出すことにより同相加算ができ、フェージング変動がある場合も高い検出精度が得られる。
また、長い系列にわたる相関が使えるので、多くの系列を準備できる。すなわち、同期チャネルを使って多くの情報を送信することができる。
この場合、図１０Ａに示すように、隣り合うサブキャリア間に限らず、同期チャネルが２サブキャリアおきなどである場合も適用可能である。また、系列を２種類用意し、２階層化することにより、送信できる制御情報量を増やすことができる。
例えば、２種類の系列がそれぞれ１６パターンある場合、１６×１６＝２５６通りの情報を送信することができる。この場合、同期チャネルを用いて、例えば、１６のセルＩＤ、２つのフレームタイミング、２つのセクタ構成、２つのＭＩＭＯアンテナ構成、２つのＣＰ長などの情報を送れることになる。この場合、２種類の系列の配置の仕方として、例えば交互に系列１、系列２とすることができる。また、系列としては、ＧＣＬ系列、Ｗａｌｓｈ系列などが適用できる。
また、後述するセカンダリ同期チャネルの符号として、ＧＣＬ符号、Ｗａｌｓｈ符号以外に、「周波数領域で（１）直交符号、または、（２）擬似直交符号、または、（３）自己相関・相互相関特性のよい符号、のいずれか１つを用いるようにしてもよい。
具体的には、周波数軸上で、一定回転速度で位相が回転する直交符号を用いる。
このようにすることにより、任意の系列長の符号について、直交符号が形成でき、第２段階での検出精度を改善させることができる。
さらに、上記符号に対して、システムであらかじめ規定した、周波数軸上でのスクランブルを行うようにしてもよい。この場合、スクランブルはセル毎に異なるスクランブルをかけるのではなく、１通りのスクランブルを行う。上記符号では、周波数軸上では一定回転速度で位相が回転しているため、時間軸上ではインパルス波形となり、送信アンプの効率の観点から望ましくない。周波数軸上でスクランブルを行ってランダムすることにより、この送信アンプの効率の問題を解決することができる。スクランブルコードは移動局既知であるため、セカンダリ同期チャネルの相関をとる前に、デスクランブルを行い、相関をとることにより、問題なく相関検出を行うことができる。
ここで、スクランブルコードグループに属する同期チャネルコード、ｐｋ（１）、ｐｋ（２）、・・・、ｐｋ（２ｎ）を、フレームタイミング検出用と、スクランブルコードグループなどの制御情報検出用に分離するようにしてもよい。例えば、フレームタイミング用の同期チャネルをプライマリ−同期チャネル（Ｐｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨ）、グループ検出用の同期チャネルをセカンダリ同期チャネル（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ−ＳＣＨ）とする。ここで、Ｐｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨは全セル共通の波形とする。また、Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ−ＳＣＨはスクランブルコードグループ毎に定義される波形を有する。プライマリ同期チャネルとセカンダリ同期チャネルは、データシンボル系列と合成される。
すなわち、プライマリ同期チャネルでは受信タイミングが検出され、セカンダリ同期チャネルでは受信フレームの検出と、スクランブルコードに関する情報が検出される。例えば、プライマリ−同期チャネルでは、シンボルタイミング（ＦＦＴタイミング）が通知される。また、プライマリ−同期チャネルの挿入間隔を１フレームとすることにより、プライマリ−同期チャネルによりフレームタイミングの通知ができる。プライマリ−同期チャネルにより、シンボルタイミングとフレームタイミングとを検出できるようにすることにより、セカンダリ同期チャネルにより、フレームタイミングを通知する必要がなくなる。
また、例えば、セカンダリ同期チャネルによりスクランブルコードのグループを検出するようにしてもよいし、スクランブルコードのグループのスクランブルコードまで検出するようにしてもよい。スクランブルコードまで検出するようにすることにより、すぐに復調処理を行うことができる。例えば、セカンダリのチャネルとして符号を定義し、異なる符号のパターンをそれぞれ各スクランブルグループに対応付ける。例えばコードグループが６４通りある場合には、６４通りの符号のパターンを用意しておく。もし、スクランブルコードが５１２種類ある場合には、５１２種類の符号のパターンを用意しておく。このようにして、同期チャネルとの相関を取る。これまでは、パイロットチャネルを使用して、スクランブルコードのグループの中からスクランブルコードを検出していた。
また、セカンダリ同期チャネルで通知する情報をスクランブルコードグループ情報のみとするようにしてもよい。このようにすることにより、受信装置において、受信処理の負荷を低減でき、検出精度を向上させることができる。
また、スクランブルコードのグループを示す情報を、共通パイロットチャネル（Ｃｏｍｍｏｎ ｐｉｌｏｔ ｃｈａｎｎｅｌ： ＣＰＩＣＨ）のパターンにより通知するようにしてもよい。ＣＰＩＣＨのパターンにより通知することにより、スクランブルコードグループを通知するための物理チャネル、すなわちセカンダリ同期チャネル不要にできる。
また、セカンダリ同期チャネルにより、システム帯域幅を示す情報を通知するようにしてもよい。同期チャネルの送信帯域幅を１．２５ＭＨｚまたは５ＭＨｚとすることにより、セルサーチの段階では、移動局はシステム帯域幅を認識する必要はない。また、同期チャネルに割り当てる無線リソースはオーバヘッドとなるのでできるだけ少なくする方が望ましい。
また、セカンダリ同期チャネルにより、報知チャネルの帯域幅を示す情報を通知するようにしてもよい。例えば、報知チャネルの帯域幅毎に異なるセカンダリ同期チャネルの信号を用いることにより、受信側でセカンダリ同期チャネルによって報知チャネルの帯域幅を検出することができる。
また、セカンダリ同期チャネルにより、送信アンテナ数を示す情報を通知するようにしてもよい。例えば、同期チャネルおよびＣＰＩＣＨの送信アンテナ数は最大２とする。このようにすることにより、セルサーチの段階では、送信アンテナ数を認識する必要はない。
また、セカンダリ同期チャネルにより、セクタ数などのセル構成に関する情報を通知するようにしてもよい。例えば、セルのセクタ数によって異なるセカンダリ同期チャネルの信号を用いることにより、受信側でセカンダリ同期チャネルによってセル構成を検出することができる。
また、セカンダリ同期チャネルにより、基地局のアンテナ数に関する情報を通知するようにしてもよい。例えば、送信アンテナ数によって異なるセカンダリ同期チャネルの信号を用いることにより、受信側でセカンダリ同期チャネルによって送信アンテナ数を検出することができる。
また、セカンダリ同期チャネルにより、サイクリックプリフィックス（ＣＰ）長に関する情報を通知するようにしてもよい。例えば、ＣＰ長によって異なるセカンダリ同期チャネルの信号を用いることにより、受信側でセカンダリ同期チャネルによってＣＰ長を検出することができる。
Ｓ−ＳＣＨに用いる信号波形として、例えば、同一タイミングで相互相関特性のよい符号を用いる。
Ｓ−ＳＣＨでは、制御情報、例えばセルＩＤグループを異なる符号を送ることで通知する。この場合、異なる制御情報を識別することを容易にするため、異なる符号間の相関、例えば相互相関特性のよい符号を用いる。ただし、Ｗ−ＣＤＭＡのときと異なり、周波数軸上での符号配置となるため、周波数軸上でのシフトは考慮する必要がなく、同一タイミング、すなわち周波数方向のシフトが無い状態で相互相関特性がよい符号であればよい。この点からは上述したＷａｌｓｈ符号やＣＡＺＡＣ符号は同一タイミングで直交であるので、適している。例えば、図１０Ｂに示すように、同一タイミングで相互相関特性がよい符号１（ｃ１，ｃ２，ｃ３，ｃ４，ｃ５，・・・，ｃｎ−１，ｃｎ）と、符号２（ｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４，ｄ５，・・・，ｄｎ−１，ｄｎ）を用いた場合、符号１により情報Ａを通知でき、符号２により情報Ｂを通知することができる。
また、Ｓ−ＳＣＨに用いる信号波形として、例えば、タイミングシフトも含めて自己相関・相互相関特性のよい符号を用いるようにしてもよい。例えば、周波数軸上でシフトさせることにより、異なるタイミングを生成する。
相互相関特性に加え、タイミングシフトも含めて自己相関・相互相関特性がよい符号を用いることにより、符号に加えてタイミングシフト、例えば符号の位相によっても情報を通知することができる。このため、送る制御情報数を大きくできる。例えば、符号数×位相シフト数だけ送信できる情報量を大きくできる。このような特性を有する符号として、例えば、Ｇｏｌｄ符号、直交Ｇｏｌｄ符号などを適用できる。例えば、図１０Ｃに示すように、同一タイミングで相互相関特性がよい符号１（ｃ１，ｃ２，ｃ３，ｃ４，ｃ５，・・・，ｃｎ−１，ｃｎ）と、符号１を所定の位相、例えば位相シフト量１だけシフトさせた符号１（ｃ２，ｃ３，ｃ４，ｃ５，ｃ６，・・・，ｃｎ−２，ｃｎ）を用いた場合、符号１により情報Ａを通知でき、符号１を位相シフト量１だけシフトさせた符号１より情報Ｃを通知することができる。
Ｐｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨとＳｅｃｏｎｄａｒｙ−ＳＣＨとは多重して送信される。例えば、図７を参照して説明したように、１ＯＦＤＭシンボルの一部のサブキャリアに、Ｐｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨを割り当て、残りのサブキャリアにＳｅｃｏｎｄａｒｙ−ＳＣＨを割り当てるようにしてもよい。この場合、図１１に示すように、１ＯＦＤＭシンボルの一部のサブキャリアに、Ｐｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨ（Ｐ（ｋ））（ｋ＝１、３、・・・、２ｎ−１）およびＳｅｃｏｎｄａｒｙ−ＳＣＨ（Ｓ（ｋ））（ｋ＝２、４、・・・、２ｎ）が割り当てられる。
また、Ｐｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨとＳｅｃｎｄａｒｙ−ＳＣＨとを異なるスロットに割り当てて送信するようにしてもよい。また、図８を参照して説明したように、Ｐｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨおよびＳｅｃｏｎｄａｒｙ−ＳＣＨを、割り当て周波数の少なくとも一部を使用して、離散的に割り当てるようにしてもよい（直交多重型 ＦＤＭ）。このようにすることにより、周波数ダイバーシチ効果を得ることができる。
また、少なくとも一部のデータチャネルに重ねてＰｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨとＳｅｃｎｄａｒｙ−ＳＣＨを時分割多重となるように割り当てるようにしてもよい（非直交多重型 ＴＤＭ）。この場合、少なくとも一部のＯＦＤＭシンボルに重ねて時分割多重してＰｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨとＳｅｃｎｄａｒｙ−ＳＣＨが送信される。
また、Ｐｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨとＳｅｃｎｄａｒｙ−ＳＣＨを少なくとも一部のデータチャネルに等間隔に重ねて、周波数分割多重となるように割り当てるようにしてもよい（非直交多重型 ＦＤＭ）。このようにすることにより周波数ダイバーシチ効果を得ることができる。
また、Ｐｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨとＳｅｃｎｄａｒｙ−ＳＣＨを少なくとも一部のデータチャネルとコード分割多重となるように割り当てるようにしてもよい（非直交多重型 ＣＤＭ）。
同期チャネルがＰｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨとＳｅｃｎｄａｒｙ−ＳＣＨとに分離されて送信された場合、受信装置２０は、Ｐｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨでフレームタイミングを検出し、検出されたフレームタイミングに基づいて、Ｓｅｃｎｄａｒｙ−ＳＣＨを用いてスクランブルコードチャネルを検出する。
このようにすることにより、フレームタイミング検出時点では１種類の同期チャネル波形、ここではＰｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨと受信信号との相関を計算すればよく、また、フレームタイミング検出後は、フレームタイミングにおいてのみ同期チャネル波形、ここではＳｅｃｏｎｄａｒｙ−ＳＣＨと受信信号とに基づいて計算すればよいため、全ページの同期チャネル波形をコードグループ数分定義する構成よりも受信装置における演算量を低減できる。
また、スクランブルコードグループを示す情報をＳ−ＳＣＨで通知する際に、グループ数分の異なる波形を予め定義して、該波形で通知するようにしてもよい。このようにすることにより、グループ数が少ない場合に、受信処理の負荷を低減でき、検出精度を向上させることができる。
また、スクランブルコードグループを示す情報をＳ−ＳＣＨで通知する際に、チャネル符号化を適用した制御ビットの形で通知するようにしてもよい。このようにすることにより、特にグループ数が多い場合や、Ｓ−ＳＣＨでスクランブルコードを示す情報以外の制御情報を通知する場合に、受信処理の負荷を低減でき、検出精度を向上させることができる。また、ＣＲＣの適用も可能であるため、検出の信頼性を向上させることができる。
また、図１１Ｂに示すように、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとを同じＯＦＤＭシンボル上にＦＤＭで多重するようにしてもよい。
このようにすることにより、ＴＤＭで多重する場合と比較して、ＳＣＨを割り当てるシンボル数が同じ場合、Ｐ−ＳＣＨ、Ｓ−ＳＣＨとも多くのＯＦＤＭシンボルに、例えば時間的に分散して配置することができるため、時間ダイバーシチ効果を大きくすることができる。
また、Ｓ−ＳＣＨがＰ−ＳＣＨと同じＯＦＤＭシンボル上に配置されるため、Ｓ−ＳＣＨ検出時にＰ−ＳＣＨをリファレンスとした同期検波を行いやすい。Ｓ−ＳＣＨ受信タイミングと同じ時間にチャネル推定を行うことができるため、効果的な同期検波を行うことができる。
Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとのＦＤＭ方法としては、下記の２通りがある。
（１）１サブキャリアおきの規則的な配置とし、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとが互い違いになるようにする。このようにすることにより、高い周波数ダイバーシチ効果を得ることができる。
Ｓ−ＳＣＨを同期検波する際に、周波数軸上でいずれのＳ−ＳＣＨのサブキャリアについてもＰ−ＳＣＨが常に両側に均等に配置されているため、Ｐ−ＳＣＨをリファレンスとしたチャネル推定を高精度に行うことができる。ＦＤＭであるため、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨの干渉も生じない。
（２）Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとが周波数軸上で不規則に入れ替わる配置とする。この場合、配置の仕方はシステムで定義しておく。（１）の問題点として、Ｐ−ＳＣＨが周波数軸上で１サブキャリアおきに配置されると、時間領域では２回繰り返し波形となるため、タイミング検出時にピークが複数現れて検出精度が劣化することがある。Ｐ−ＳＣＨを周波数軸上で不規則に配置することにより、この問題点を避けることができる。
例えば、１０ｍｓｅｃフレーム内に２ないし４のいずれか１つのＯＦＤＭシンボルにＰ−ＳＣＨおよびＳ−ＳＣＨを配置する。１０ｍｓｅｃフレーム内に複数配置することにより、時間ダイバーシチ効果を得ることができる。
２ないし４ＯＦＤＭシンボルにＰ−ＳＣＨおよびＳ−ＳＣＨを配置する場合、Ｗ−ＣＤＭＡのＳＣＨのオーバヘッド、例えば、１０％送信電力比を仮定すると、約１％よりも、ＳＣＨオーバヘッドを小さくできる。例えば、５ＭＨｚ以上のシステム帯域幅で、１．２５ＭＨｚのＳＣＨを送信する場合に、ＳＣＨオーバヘッドを小さくできる。
また、ＳＣＨを時間的に集中して配置することができるため、Ｗ−ＣＤＭＡよりも少ないＳＣＨオーバヘッドで高速セルサーチを実現できる。
次に、プライマリ同期チャネルの送信処理及び受信処理について、図１２を参照して説明する。
送信装置１０は、プライマリ同期チャネルを飛び飛びのサブキャリアで送信するようにしてもよい。例えば、１サブキャリアおきに送信する。その結果、時間信号は、キャリア間隔分の繰り返し信号となる。すなわち、１サブキャリアおきに送信することにより、時間的に同様のパターンが繰り返される。同様に２サブキャリアおきに送信されると、３回時間的に同様のパターンが繰り返えされる。すなわち、サブキャリアの間隔をあけて送信することにより、同じ信号が繰り返されたものが送信される。
このようにすることにより、移動局（受信装置）は、繰り返し送信されたプライマリ同期チャネルを比較することにより、その間の位相回転量などを計算することにより周波数同期を取ることができる。
受信側の処理としては、受信信号間の時間領域の相互相関を検出する。この場合、同期チャネルを１キャリア以上はなして配置した場合に有効である。この場合、相関値の位相回転量から周波数ドリフト量を検出できる。
また、受信信号とプライマリ同期チャネルとの時間領域の相関を検出する。この場合、ＯＦＤＭシンボル内の部分相関の位相回転量から周波数ドリフト量を検出できる。
次に、セカンダリ同期チャネルの送信処理及び受信処理について、図１３Ａおよび図１３Ｂを参照して説明する。
フレームに複数のセカンダリ同期チャネルが配置される場合、異なるセカンダリ同期チャネルを配置するようにしてもよい。すなわち、フレームの同期チャネル毎にコードパターンを変える。例えば、スクランブル符号グループおよびサブフレームの位置に応じて異なる変調パターンとする。
このようにした場合の受信処理について説明する。
セカンダリ同期チャネルの検出方法として、周波数領域処理と時間領域処理とがある。
周波数領域処理は、プライマリ同期チャネルでシンボルタイミングが分かっているため、ＦＦＴ処理を行う場所は分かっている。このため、ＦＦＴ処理後に行われる。絶対位相を用いる場合には、受信信号とセカンダリ同期チャネルとの相関を検出する。この場合、フェージングによる位相回転で特性劣化が生じる場合がある。近接するプライマリ同期チャネルとの絶対位相を用いる場合、フェージングによる位相回転に追従させる。すなわち、プライマリ同期チャネルをパイロットに見立てて、セカンダリ同期チャネルの位相を戻す。その後で相関値の計算を行う。
時間領域処理は、ＦＦＴ前に行われ、受信信号とセカンダリ同期チャネルとの相関を検出する。この場合、２キャリア以上はなして配置された場合には、受信信号間の相互相関がある。
また、図１３Ｂに示すように、プライマリ同期チャネルとセカンダリ同期チャネルとを、同じシンボルに配置する。このようにすることにより、プライマリ同期チャネルでチャネル推定を行う場合のフェージングの影響を低減できる。例えば、異なるシンボル位置にプライマリ同期チャネルとセカンダリ同期チャネルとを配置した場合、特に、高速移動中にフェージングの変動の影響を受ける。
また、図１３Ｃに示すように、同じＯＦＤＭシンボルにＦＤＭで多重、すなわち図１３Ｂのように互い違いにＰ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨを配置するのではなく、連続的にＰ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨを配置するようにしてもよい。また、図１３Ｄに示すように、同じＯＦＤＭにＣＤＭで多重、すなわちＰ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨを重ねるようにしてもよい。
図１３Ｅに示すように、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとを同じＯＦＤＭシンボル上に符号多重することにより、ＦＤＭで多重する場合と比較して、Ｐ−ＳＣＨが周波数軸上で連続配置となるため、１サブキャリアおきにＰ−ＳＣＨを配置した場合に生じるタイミング検出精度の劣化の問題点が生じない。
また、Ｓ−ＳＣＨのサブキャリア数、すなわち周波数軸上の符号長を大きくとることができるため、多くの制御情報、例えばセルＩＤグループ等を送信することができる。
Ｓ−ＳＣＨを同期検波する際に、周波数軸上でいずれのＳ−ＳＣＨのサブキャリアについてもＰ−ＳＣＨが同じサブキャリア上に多重されているため、Ｐ−ＳＣＨをリファレンスとしたチャネル推定が可能となる。
例えば、１０ｍｓｅｃフレーム内に２ないし４のいずれか１つのＯＦＤＭシンボルにＰ−ＳＣＨおよびＳ−ＳＣＨを配置する。
このように１０ｍｓｅｃフレーム内に複数配置することにより、時間ダイバーシチ効果を得ることができる。
２ないし４ＯＦＤＭシンボルにＰ−ＳＣＨおよびＳ−ＳＣＨを配置する場合、Ｗ−ＣＤＭＡのＳＣＨのオーバヘッド、例えば１０％送信電力比を仮定すると、約１％よりも、ＳＣＨオーバヘッドを小さくできる。例えば、５ＭＨｚ以上のシステム帯域幅で、１．２５ＭＨｚのＳＣＨを送信する場合に、ＳＣＨオーバヘッドを小さくできる。ＳＣＨを時間的に集中して配置することができるため、Ｗ−ＣＤＭＡよりも少ないＳＣＨオーバヘッドで高速セルサーチを実現できる。
また、図１３Ｆに示すようにＰ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨを別のＯＦＤＭシンボルにＴＤＭで多重するようにしてもよい。
例えば、図１３Ｇに示すように、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとを異なるＯＦＤＭシンボル上にＴＤＭで多重する。このようにすることにより、ＦＤＭで多重する場合と比較して、Ｐ−ＳＣＨが周波数軸上で連続配置となるため、１サブキャリアおきにＰ−ＳＣＨを配置した場合に生じるタイミング検出精度の劣化の問題点が生じない。
また、Ｓ−ＳＣＨのサブキャリア数、すなわち周波数軸上の符号長を大きくとることができるため、多くの制御情報、例えばセルＩＤグループ等を送信することができる。
Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨの配置としては、以下に示す２つの配置がある。
（１）図１３Ｇに示すように、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとを所定のフレームだけ離して配置する。このようにすることにより、例えば５ｍｓｅｃ離して配置した場合、５ｍｓｅｃの単位を同じ構成にできる。
（２）図１３Ｈに示すように、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとを時間軸上で近接して配置する。このようにすることにより、Ｓ−ＳＣＨ検出時にＰ−ＳＣＨをリファレンスとした同期検波を行うことができる。
具体的には、１０ｍｓｅｃフレーム内に２ないし４のいずれか１つのＯＦＤＭシンボルにＰ−ＳＣＨおよびＳ−ＳＣＨを配置する。
このように１０ｍｓｅｃフレーム内に複数配置することにより，時間ダイバーシチ効果を得ることができる。
２ないし４ＯＦＤＭシンボルにＰ−ＳＣＨおよびＳ−ＳＣＨを配置する場合、Ｗ−ＣＤＭＡのＳＣＨのオーバヘッド、例えば１０％送信電力比を仮定すると、約１％よりも、ＳＣＨオーバヘッドを小さくできる。例えば、５ＭＨｚ以上のシステム帯域幅で、１．２５ＭＨｚのＳＣＨを送信する場合に、ＳＣＨオーバヘッドを小さくできる。
また、ＳＣＨを時間的に集中して配置することができるため、Ｗ−ＣＤＭＡよりも少ないＳＣＨオーバヘッドで高速セルサーチを実現できる。
次に、本実施例にかかる送信装置１０のＣＰ付加部１１４における処理について詳細に説明する。
ＣＰ付加部１１４は、フーリエ対象時間毎にマルチキャリア信号に、ＣＰ選択部１１７において選択されたＣＰを挿入する。
ＣＰ(cyclic Prefix)は、遅延波で様々なタイミングで信号が到着しても、信号処理への影響を吸収するために設けられる。実際には、システムでマルチパスを一通り測定し、その結果に基づいて決定される。この場合、一つの基地局からの信号であればどの程度の遅延が生じるかが分かるため、その遅延に基づいてＣＰが決定される。
しかし、複数の基地局からの信号が合成されるマルチキャストの場合には、単純なマルチパスによる受信タイミングの広がりに加えて、複数の基地局から信号が送信されることによる伝播遅延を生じる。すなわち、伝播遅延の差が上乗せされ、一つの基地局からの信号を受信する場合よりも、その広がりが大きくなる。したがって、マルチキャストの場合と、普通の通信、例えばユニキャストの場合で、遅延の大きさが全く異なる。
そこで、本実施例においては、無線のフレームとして、複数、例えば２種類用意する。すなわちＣＰ長の異なる複数、例えば２種類のＣＰを用意する。マルチキャストの場合には長いＣＰ長を有するＣＰを用い、ユニキャストの場合には短いＣＰ長を有するＣＰを用いる。ユニキャストの場合に、ＣＰ長の長いＣＰを用いると、伝送効率が低下するため、マルチキャストの場合にＣＰ長の長いＣＰを使用する。
ＣＰ選択部１１７は、図１４に示すように、同期チャネルコード番号とＣＰ長とを対応付けて記憶する。ＣＰ選択部１１７は、この対応に基づいてＣＰ長を選択する。
また、ＣＰ選択部１１７は、例えば、図１５に示すように、同期チャネルコード番号とスクランブルコードグループ番号とＣＰ長とを対応付けて記憶するようにしてもよい。図１５には、ＣＰ長が２種類である場合について示した。
また、ＣＰ選択部１１７は、例えば、図１６に示すように、同期チャネルコード番号とスクランブルコードグループ番号とを対応付けて記憶するようにしてもよい。
本実施例では、ＣＰ長の異なる２種類ＣＰを使用する場合について説明する。
上述したように、長いＣＰ長を有するＣＰは、複数の基地局から同様の信号が送信されるマルチキャストの場合に使用される。このようにすることにより、複数の基地局からの伝播遅延を吸収することができる。
短いＣＰ長を有するＣＰは、マルチキャスト以外の例えばユニキャスト時に使用される。
ＣＰ付加部１１４は、ＣＰ選択部１１７により指定されたＣＰを、ＩＦＦＴから出力されたマルチキャリア信号に付加する。
例えば、ＣＰ付加部１１４は、図１７Ａおよび図１７Ｂに示すように、同期チャネルがフレームの先頭または末尾に配置されるようにＣＰを付加する。同じシステム内で、異なるＣＰ長を用いる場合、サブキャリアの間隔が一定の場合には、フレーム内のＯＦＤＭシンボル数が変わってしまうため、フレーム境界に対する同期チャネルの位置も変わってしまう。このように、同期チャネルがフレームの先頭または末尾に配置されるようにＣＰを付加することにより、ＣＰ長によらず、同期チャネル位置に対するフレーム境界の位置が変わらないようにできるため、受信装置２０におけるフレーム境界（フレームタイミング）の検出が容易にできる。
次に、本発明の実施例にかかる受信装置２０について、図１８Ａを参照して説明する。
本実施例にかかる受信装置２０は、スクランブルコード受信タイミング検出回路２００を備える。
スクランブルコード受信タイミング検出回路２００は、アンテナで受信されたマルチキャリア信号を入力し、スクランブルコード受信タイミングおよびＦＦＴタイミングを検出して出力する。
具体的には、スクランブルコード受信タイミング検出回路２００はアンテナで受信したマルチキャリア信号を相関器２０１に入力する。一方、同期信号レプリカ生成器２０２は、あらかじめ設定されている同期信号レプリカを生成し、相関器２０１に順次に入力する。相関器２０１において、受信したマルチキャリア信号と同期信号レプリカとの相関検出が行われ、その結果得られた各ピークを示す相関値とそのタイミングが、相関値とタイミングのメモリ２０３に記憶される。タイミング検出回路２０４は、相関値とタイミングのメモリ２０３内の記憶値から、最大相関値およびタイミングを選択し、スクランブルコード受信タイミングとしてメモリ２０５に記憶する。タイミング検出回路２０４はさらに、スクランブルコード受信タイミングよりＦＦＴタイミングを計算し、メモリ２０５に記憶する。このメモリ２０５からＦＦＴタイミングがＣＰ除去回路へ出力され、スクランブルコード受信タイミングがスクランブルコード同定回路と復調回路へ出力される。
例えば、Ｐ−ＳＣＨ信号波形として、自己相関特性のよい基本波形を符号反転して繰り返す波形が使用された場合、受信装置２０は、図１８Ｂに示す構成となる。
すなわち、図１８Ａを参照して説明した受信装置１０において、相関器２０１を、基本波形に対する相関器２０１−１と、基本波形に対する相関器２０１−１の出力信号が入力される符号反転部２０１−２と、符号反転部２０１−２の出力信号が入力される上位階層符号に対する相関器２０１−３により構成する。
基本波形に対する相関器２０１−１は、マルチキャリア信号と基本波形との相関検出を行う。ここでは、符号長Ｌ／Ｎである。符号反転部２０１−２は、基本波形に対する相関器２０１−１の出力を符号反転する。上位階層符号に対する相関器２０１−３は、符号反転部２０１−２の出力に対して、上位階層符号との相関検出を行い、Ｐ−ＳＣＨ相関値を相関値とタイミングのメモリ２０３に入力する。ここでは、符号長Ｎである。このようにすることにより、符号長Ｌの長い相関値を不要にできる。
次に、相関器２０１における処理について、図１９から図２０を参照して説明する。
相関器２０１は、最小のＣＰ長の同期チャネルレプリカと受信信号との相関をとる。このようにすることにより、１通りのサーチ法でフレームタイミングの検出を行うことができる。
例えば、図１９に示すように、受信装置２０が相関計算に用いる同期チャネルとして、有効シンボルＳ１、Ｓ２、Ｓ３およびＳ４と、ＣＰとしてＳ４が格納された同期チャネルレプリカを設定する。すなわち、Ｓ４の部分をコピーしてＣＰとする。この同期チャネルレプリカは、最小のＣＰ長のＣＰが格納されている。
ここで、短いＣＰ長のＣＰが付加された信号が、送信装置１０から送信された場合、Ｓ４の部分で相関ピークがたつ。一方、長いＣＰ長のＣＰが付加された信号が、送信装置１０から送信された場合にも、Ｓ４の部分で相関ピークがたつ。
短いＣＰ長のＣＰが付加された信号および長いＣＰ長のＣＰが付加された信号が、送信装置１０から送信された場合においても、相関のピークが立つのはＳ４の部分である。同期チャネルレプリカの信号長は既知であるので、ＯＦＤＭシンボルの終わりが分かり、相関をとるタイミングがわかる。
また、同期チャネルをフレームの末尾に配置することにより、フレームの境界の検出を容易にすることができる。
また、図２０に示すように、１フレームを複数に分割したサブフレームにおいて、サブフレームの末尾、すなわちサブフレームの最後のＯＦＤＭシンボルに同期チャネル配置するようにしてもよい。サブフレームの中には、ＯＦＤＭシンボルと、ガードインターバルが配置される。ガードインターバル（サイクリックプリフィックス）の長さは複数、例えば２種類定義され、その長さはサブフレーム毎に異なるようにしてもよい。例えば、ガードインターバルの長さは、送信方法、例えばユニキャストまたはマルチキャストに基づいて決定される。
この場合、各サブフレーム内のシンボル数は、２種類存在することになる。例えば、マルチキャストのサブフレーム、ユニキャストのサブフレームの２種類が存在する。すなわち、サブフレーム内のシンボル数が変わる。有効シンボル長と短いガードインターバルは共通である。
プライマリ同期チャネルをサブフレームの末尾に配置し、移動局側で、短いＣＰ長のプライマリ同期チャネルのシンボルと、受信信号の相関を計算する。このとき、サブフレームのＣＰ長が長い場合でも、短い場合でも、サブフレームの末尾から、短いＣＰ長のプライマリ同期チャネルの長さだけ前のタイミングで相関値のピークが観測される。これにより、サブフレームで用いられるＣＰ長を意識せず、すなわちＣＰ長によらず、同期チャネルの送信タイミング（位置）が変わらないため、移動局はＣＰ長の情報がなくても相関値を計算して、同期チャネルのサーチが可能となり、フレームタイミングを特定できる。また、フレーム間の相関値の平均化も、ＣＰ長を意識せずにできる。また、複数サブフレーム間の平均化を行うときも、同期チャネルの送信タイミング（位置）が変わらないため、平均化が容易である。
また、同期チャネルがサブフレームの末尾に配置されない場合には、長いＣＰ長に対応するタイミングと短いＣＰ長に対応するタイミングとを想定して、相関を取る。
また、同期チャネルがサブフレームの末尾に配置されない場合に、ＣＰ長を通知するようにしてもよい。例えば、フレーム毎にＣＰ長の長さを予め指定しておく。同期チャネルに使用されているＣＰのＣＰ長を示す情報を格納しておく。
共通パイロットも同様に、サブフレームの末尾に配置するようにしてもよい。
また、システムで定義された特定の一部のサブフレーム、例えば先頭のサブフレームは、必ずユニキャストとする。すなわち、先頭のサブフレームは、マルチキャストには用いない。
マルチキャストのサブフレームは、ソフトコンバイニング（ｓｏｆｔ−ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）が可能なようにセル間で共通のスクランブル符号とするため、セルサーチのときにマルチキャストのサブフレームの共通パイロットは、スクランブルコード検出には使えない。
このため、先頭のサブフレームは必ずユニキャストとする（セル固有のスクランブルコードをかける）ことで、上記の問題が解決でき、セルサーチでスクランブルコード検出に共通パイロットを使える。
また、ＢＣＨでは、セル固有のシステム情報が報知されるので、ユニキャストで送信されることから、先頭のユニキャスト専用のサブフレームに配置することで、効率的な無線フレーム構成が可能となる。
一例として、１０ｍｓｅｃの無線フレーム毎に２つの同期チャネルが送信される場合について、図２１を参照して説明する。先頭のサブフレームは必ずユニキャストとし、セル固有のスクランブルコードが乗算されたパイロットが使用される。後続するサブフレームはユニキャストまたはＭＢＭＳに使用できる。ユニキャストの場合にはセル固有のスクランブルコードがかけられたパイロットと短いＣＰが適用され、ＭＢＭＳの場合にはセル共通のスクランブルコードがかけられたパイロットと長いＣＰが適用される。
また、ＢＣＨを同期チャネルの一定時間後に配置することにより、移動局は同期チャネルを用いてセルサーチを行った後、直ちにＢＣＨを受信することができ、ＢＣＨ受信完了までの時間を低減することができる。
次に、異なるＣＰ長のレファレンス シグナル（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）でのセルＩＤ検出する場合について説明する。
この場合、システムで特定のサブフレームのＣＰ長をあらかじめ規定しておくようにしてもよい。
例えば、フレーム先頭のサブフレームは常に長いＣＰ長（ｌｏｎｇ ＣＰ）または短いＣＰ（ｓｈｏｒｔ ＣＰ）を用いると決定しておく。セルサーチのときはこのサブフレームのリファレンス シグナルを用いてセルＩＤを検出する。また、リファランス シグナルを用いて、セルＩＤに加え、セクタＩＤなどのその他の情報を検出するようにしてもよい。
この場合、Ｓ−ＳＣＨでフレーム内の各サブフレームのＣＰ長を通知する。例えば、全サブフレームのＣＰ長を通知する。このようにすることにより、Ｓ−ＳＣＨで通知する情報数は増えるが、セルサーチにおいて全てのサブフレームのリレファレンスを利用できるため、高速にセルＩＤの検出を行うことができる。
また、この場合、一部のサブフレームのみ、Ｓ−ＳＣＨでＣＰ長を通知するようにしてもよい。セルサーチにおいては、それほど多くのサブフレーム数を用いる必要がないため、Ｓ−ＳＣＨで通知する情報数を必要最低限にすることができる。移動局は、通知されたサブフレームのレファレンス シグナルのみを利用する。
また、システムで用いる各サブフレームのＣＰ長は完全に任意としておき、移動局がＣＰ長をブラインドで検出するようにしてもよい。この場合、両方のＣＰ長に対応したレファレンス シグナルの検出を行い、相関値が大きい方の結果を用いる。
レファレンス シグナルの帯域幅について説明する。
ＳＣＨは、１．２５ＭＨｚの固定帯域幅で送信されるが、レファレンス シグナルの帯域幅はセルサーチの段階ではわからない。このため、下記の方法により使用するレファレンス シグナルの帯域幅を決定する。
（１）Ｓ−ＳＣＨで、レファレンス シグナルの帯域幅を通知する。このようにすることにより、Ｓ−ＳＣＨで通知する情報数は増えるが、レファレンス シグナルの帯域幅を全て利用でき、高速セルサーチを実現できる。
（２）Ｓ−ＳＣＨで通知するＢＣＨ帯域幅と同じ帯域幅のレファレンス シグナルを用いる。Ｓ−ＳＣＨでＢＣＨの帯域幅を通知する場合、レファレンス シグナルは少なくともＢＣＨの帯域幅以上の帯域幅で送信されるため、セルサーチではＢＣＨと同じ帯域幅のレファレンス シグナルを利用する。このようにすることにより、Ｓ−ＳＣＨで通知する情報数を増やすことなく、広い帯域幅のレファレンス シグナルを利用できる。
次に、共通パイロットがサブフレームの末尾に配置される場合の送信装置１０の構成について説明する。送信装置１０は、図２２に示すように、合成部１０９と接続されたパイロット信号生成部１３０を備える。
図２２においても、ＯＦＤＭを適用する場合には、ＯＦＣＤＭの拡散に関連する部分は削除される。具体的には、データチャネル生成器１００．２〜１００．ｘ、コピー１０６、短周期拡散符号生成部１０７，乗算器１０８および合成部１０９は削除される。また、直並列変換部１０５からＮ個の情報シンボルが出力される。すなわち、直並列変換部１０５から出力されたＮ個の情報シンボルが乗算部１１１によりスクランブルコードが乗算される。
また、送信装置１０から受信装置２０に同期チャネルが送信される場合に、付加されているＣＰ長に関する情報を通知する必要があるが、例えば、制御チャネルで通知する。この場合、制御チャネルに付加されるＣＰ長に関する情報を通知する必要があるが、制御チャネルは長いＣＰ長を有するＣＰを付加することを予め設定しておくことにより、受信装置２０に分かるようにする。
また、送信装置１０は、付加されるＣＰ長に関する情報を、前フレームの制御チャネルで通知するようにしてもよいし、受信装置２０において、低いレイヤで相関をとって見分けるようにしてもよい。
また、相関を計算する場合に、受信装置２０は受信信号と同期タイミングレプリカとの相関を計算するが、基本的には実数（複素数）計算が必要である。
この場合、相関器２０１は、図２３に示すように、同期チャネルレプリカについて、整数値、たとえば±１に近似する。このようにすることにより、受信装置２０における相関処理を、受信サンプル信号の加減算で可能にできる。また、相関器２０１は、この相関処理を想定して、同期チャネルの時間波形を、整数値、例えば±１の信号に近いものを用いる。このようにすることにより、受信装置２０における演算処理量を低減し、消費電力を低減できる。
次に、周波数領域での処理を想定した受信装置について、図２４を参照して説明する。
受信装置３０は、受信信号が入力されるＦＦＴ部３０２と、ＦＦＴ部３０２と接続されたデマルチプレクサ３０４と、デマルチプレクサ３０４と接続されたチャネル推定部３０６と、デマルチプレクサ３０４およびチャネル推定部３０６と接続された復調部３０８と、復調部３０８と接続されたセカンダリ同期チャネル相関部３１０と、セカンダリチャネル相関部３１０と接続されたピーク検出部３１２とを備える。
ＦＦＴタイミング検出部により、プライマリ同期チャネルを用いてＦＦＴタイミング求められ、ＦＦＴ部３０２に入力される。
ＦＦＴ部３０２では、ＦＦＴ処理が行われ、デマルチプレクサ３０４に入力される。
デマルチプレクサ３０４により、多重化された信号は、プライマリ同期チャネル（Ｐ−ＳＣＨ）、セカンダリ同期チャネル（Ｓ−ＳＣＨ）に分配される。
例えば、チャネル推定部３０６は、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとがＦＤＭで多重されている場合、Ｓ−ＳＣＨの同期検波を、検波するＳ−ＳＣＨサブキャリアの両側のＮ個のＰ−ＳＣＨをリファレンス（パイロット相当）として用いてチャネル推定を行う。この場合、Ｐ−ＳＣＨの符号は既知である。
Ｎを大きくするほど雑音干渉の抑圧効果が高まるが、あまり大きくすると周波数選択性フェージングの影響を受ける。このため、Ｎとしては１〜３程度の値を用いる。また、この場合、検波するＳ−ＳＣＨサブキャリアからの距離が離れるにしたがって、小さい重みをかけるようにしてもよい。
例えば、図２４Ｂに示すようにｓ２を検波する場合に、ｐ２とｐ３とを使用してチャネル推定を行う。さらに、ｐ１とｐ４とを加えてチャネル推定を行うようにしてもよい。この観点から、Ｐ−ＳＣＨとして、ＣＡＺＡＣ符号のような低振幅の符号を使用することが、チャネル推定の点から望ましい。
また、例えば、チャネル推定部３０６は、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとがＴＤＭで多重されている場合、Ｓ−ＳＣＨの同期検波を、検波するＳ−ＳＣＨサブキャリアと同じサブキャリア上および両側のＮ個のＰ−ＳＣＨをリファレンス（パイロット相当）として用いてチャネル推定を行うようにしてもよい。この場合、Ｐ−ＳＣＨの符号は既知である。
Ｎを大きくするほど雑音干渉の抑圧効果が高まるが、あまり大きくすると周波数選択性フェージングの影響を受ける。このため、Ｎとしては１〜６程度の値を用いる。この場合、検波するＳ−ＳＣＨサブキャリアからの距離が離れるにしたがって、小さい重みをかけるようにしてもよい。
例えば、図２４Ｃに示すように、ｓ４を検波する場合に、ｐ４を使用してチャネル推定を行う。さらに、ｐ３とｐ５とを加えてチャネル推定を行うようにしてもよい。
また、例えば、チャネル推定部３０６は、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとがＣＤＭで多重されている場合、Ｓ−ＳＣＨの同期検波を、検波するＳ−ＳＣＨサブキャリアと同じサブキャリア上および両側のＮ個のＰ−ＳＣＨをリファレンス（パイロット相当）として用いてチャネル推定を行うようにしてもよい。この場合、Ｐ−ＳＣＨの符号は既知である。
Ｎを大きくするほど雑音干渉の抑圧効果が高まるが，あまり大きくすると周波数選択性フェージングの影響を受ける。このため、Ｎとしては１〜６程度の値を用いる。この場合、検波するＳ−ＳＣＨサブキャリアからの距離が離れるにしたがって、小さい重みをかけるようにしてもよい。
例えば、図２４Ｄに示すように、ｓ４を検波する場合に、ｐ４を使用してチャネル推定を行う。さらに、ｐ３とｐ５を加えてチャネル推定を行うようにしてもよい。
プライマリ同期チャネルはチャネル推定部３０６に入力され、セカンダリ同期チャネルは復調部３０８に入力される。
チャネル推定部３０６では、チャネル推定が行われ、その結果は復調部３０８に入力される。
復調部３０８では、復調処理が行われる。この場合、位相、振幅補償が行われる。例えば、復調部３０８は、復調するセカンダリ同期チャネルのサブキャリアと隣り合う少なくとも両側のサブキャリアのプライマリ同期チャネルを、フェージングの影響が小さい範囲で利用して復調処理を行う。
セカンダリ同期チャネル相関部３１０は、セカンダリ同期チャネルの相関を取る。
ピーク検出部３１２は、ピークを検出することにより、スクランブルコード、フレームタイミングなどの制御情報の検出を行う。
セカンダリ同期チャネル相関時のプライマリ同期チャネルの周波数方向の平均化数について説明する。
図２５Ａは、歩行速度における、ＳＮＲと検出確率との関係を示す。
図２５Ａにおいて、横軸はＳＮＲ、縦軸は検出確率(Detection probability)を示す。Ｎｒｅｆは、プライマリ同期チャネルのサブキャリア数を示す。
図２５Ａによれば、利用するサブキャリアの数を増加させることにより検出確率を向上させることができることがわかる。しかし、利用するサブキャリアの数を増加させることによりフェージングの影響も大きくなる。
図２５Ｂは、車の走行速度における、ＳＮＲと検出確率との関係を示す。
図２５Ｂにおいて、横軸はＳＮＲ、縦軸は検出確率(Detection probability)を示す。Ｎｒｅｆは、プライマリ同期チャネルのサブキャリア数を示す。
図２５Ｂによれば、利用するサブキャリアの数を増加させることにより検出確率を向上させることができることがわかる。しかし、利用するサブキャリアの数を増加させることによりフェージングの影響も大きくなる。
次に、自己相関によりタイミング検出、周波数オフセットの補償を行う受信装置２０について、図２６を参照して説明する。
本実施例にかかる受信装置２０は、スクランブルコード受信タイミング検出回路２００を備える。
スクランブルコード受信タイミング検出回路２００は、アンテナで受信されたマルチキャリア信号を入力し、スクランブルコード受信タイミングおよびＦＦＴタイミングを検出して出力する。
具体的には、スクランブルコード受信タイミング検出回路２００はアンテナで繰り返し周期Ｔで送信されたマルチキャリア信号を遅延付加部２０６において、時間Ｔだけ遅延させ、遅延が付加された信号と遅延を付加する前の信号とを加算器２０７により加算し、加算された信号は積分器２０８において繰り返し時間Ｔについて積分され、ピーク検出部２０９に入力される。ピーク検出部２０９は、入力された信号に基づいて、タイミング検出を行う。このように構成することにより、自己相関によりタイミング検出、周波数オフセットの補償を行うことができる。
また、送信装置１０は、送信ダイバーシチを適用して同期チャネル（ＳＣＨ）を送信するようにしてもよい。
例えば、ＳＣＨを用いたセルサーチに適した送信ダイバーシチを用いて送信する。セルサーチでは、通常のデータチャネルの送受信と異なり、基地局―移動局間の制御ループが確立していないため、オープンループ型の送信ダイバーシチを用いる。また、セルサーチでは、受信装置２０において相関検出が行われるため、切り替え型の送信ダイバーシチまたは遅延ダイバーシチが適する。例えば、送信ダイバーシチとして、ＴＳＴＤ（Ｔｉｍｅ Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）、ＦＳＴＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）、ＣＤＤ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｄｅｌａｙ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）の何れかを適用できる。
また、ＭＩＭＯ伝送が行われる場合には、複数のアンテナのうちの特定の１アンテナから送信する。また、ＴＳＴＤ(Time Switched Transmitter Diversity)により送信するようにしてもよい。また、同時に送信することにより遅延ダイバーシチを得るようにしてもよい。例えば、４本のアンテナを備える送信装置の場合、４本すべても送信アンテナから、１／４の電力で送信する。また、この場合、送信タイミングをアンテナ間でずらす。このようにすることにより、受信装置側で高いパスダイバーシチ効果を得ることができる。
また、送信アンテナ数を複数備える場合、ＳＣＨ、ＣＰＩＣＨを２アンテナのみから送信するようにしてもよい。ＳＣＨは全アンテナから送信し、ＣＰＩＣＨは２アンテナのみから送信するようにしてもよい。
４アンテナからＣＰＩＣＨが送信される場合には、例えば周波数軸上で直交するように送信される。受信装置では、送信された共通パイロット信号により、チャネル推定が行われ、制御チャネルの復調が行われる。４アンテナから送信される場合、周波数軸上で離れた箇所の共通パイロット信号を使用しなくてはならないので、チャネル推定精度が低下する問題がある。パイロットの間隔が周波数軸上で狭いことが望ましい。したがって、ＣＰＩＣＨを２アンテナのみから送信する。このようにすることにより、直交多重させるＣＰＩＣＨ数が２と少なくなるため、高い直交性を保つことができる。このため、ＣＰＩＣＨを利用したチャネル推定等の精度を向上させることができ、Ｌ１／Ｌ２制御チャネル等の受信品質を向上させることができる。
この場合、移動局はセルサーチ時に最大で２アンテナのみから送信されていることを想定して処理すればよい。このため、受信処理を簡単化でき、また、無線インタフェースも簡単化できる。
図２７Ａに、送信アンテナ数が４である場合の、同期チャネルと共通パイロットチャネルの構成例を示す。この図の例では、同期チャネルは４つの送信アンテナから送信され、共通パイロットチャネルは２つの送信アンテナのみから送信される。
例えば、送信アンテナ数が４である場合、ＳＣＨおよびＣＰＩＣＨを送信する２つのアンテナの組み合わせについて説明する。
ＳＣＨおよびＣＰＩＣＨを送信する２つのアンテナは固定とするようにしてもよい。例えば、図２７Ｂに示すように、＃１から＃４の送信アンテナがある場合に、ＳＣＨとＣＰＩＣＨを送信するアンテナは常に＃１と＃２とする。
また、ＳＣＨおよびＣＰＩＣＨを送信する２つのアンテナを、システムで予め定義しておくようにしてもよい。このようにすることにより、送受信処理をシンプルにできる。
また、ＳＣＨおよびＣＰＩＣＨを送信する２つのアンテナの組み合わせを時間的に変えるようにしてもよい。すなわち、ＳＣＨおよびＣＰＩＣＨを送信する２つのアンテナの組み合わせのパターンを予め複数決めておき、該パターンを時間的に変える。
例えば、図２７Ｃに示すように、＃１から＃４の送信アンテナがある場合に，時刻４ｎ（ｎは自然数）のときは＃１および＃２、時刻４ｎ＋１のときは＃２および＃３、時刻４ｎ＋２のときは＃３および＃４、時刻４ｎ＋３のときは＃４および＃１のみから送信する。この場合、組み合わせのパターンの変更の仕方は，システムで予め定義しておく。このようにすることにより、送受信処理が若干複雑になるが、ダイバーシチ効果（ランダム化）を得ることができる。
また、２アンテナから送信されるＳＣＨに対して、送信タイバーシチを適用するようにしてもよい。このように２アンテナのみとすることにより、無線インタフェースと送受信処理を簡単化でき、送信ダイバーシチの利点を得ることができる。この場合、ＳＣＨに対する送信ダイバーシチとして、ＴＳＴＤ、ＦＳＴＤおよびＣＤＤの何れかを適用できる。また、ＣＰＩＣＨに対する送信ダイバーシチとして、ＦＤＭおよびＣＤＭの何れかを適用できる。また、ＳＣＨに対する送信タイバーシチと、ＣＰＩＣＨに対する送信タイバーシチとを組み合わせるようにしてもよい。
次に、本実施例にかかる送信装置１０の動作について、図２８を参照して説明する。
送信装置１０の同期信号データ発生部１２１は、同期チャネルのスクランブルコードおよび送信方法、例えばユニキャストまたはマルチキャストに基づいて同期チャネルコード番号を選択する（ステップＳ１６０２）。
次に、同期信号シンボルに、同期チャネルコード番号に対応するスクランブルコードグループ番号に含まれるスクランブルコードを乗算する（ステップＳ１６０４）。
次に、同期信号に振幅調節系列値を乗算する（ステップＳ１６０６）。
次に、同期チャネルコード番号に対応するＣＰを付加して送信する（ステップＳ１６０８）。
次に、本実施例にかかる受信装置２０の動作について、スクランブルコードグループ分けを行わない場合と行う場合に分けて説明する。
最初に、スクランブルコードグループ分けを行わない場合について、図２９Ａを参照して説明する。
タイミング検出回路２０４は、同期チャネルによるシンボルとフレームタイミングの検出を行う（ステップＳ１７０２）。
次に、タイミング検出回路２０４は、共通パイロットにより、スクランブルコード（またはセルＩＤ）の検出を行う（ステップＳ１７０４）。
スクランブルコードグループ分けを行う場合について、図２９Ｂを参照して説明する。
タイミング検出回路２０４は、同期チャネルによるシンボルとフレームタイミングの検出を行う（ステップＳ１７０６）。
次に、タイミング検出回路２０４は、同期チャネルにより、スクランブルコードグループ（またはセルＩＤグループ）の検出を行う（ステップＳ１７０８）
次に、タイミング検出回路２０４は、共通パイロットにより、スクランブルコードの検出を行う（ステップＳ１７１０）。
例えば、タイミング検出回路２０４は、レファレンス シグナル間の位相差を積分することにより、レファレンス シグナルの相関を検出する。レファレンス シグナルのサブキャリア間隔が広いため、サブキャリア間の位相差を積分することでスクランブルコードを検出する。
また、位相差を、予め仮定したスクランブルコードパタンに応じて符号反転して積分するようにしてもよい。このようにすることにより、スクランブルコードが合致したときに大きな相関値を得ることができる。
例えば、Ｓ−ＳＣＨでセル構成を検出した場合に、１セクタ構成である場合は、この相関方法で検出する。
図２９Ｃに示すように、同一サブフレームにおけるサブキャリア間の位相差を積分することによりスクランブルコードを検出するようにしてもよいし、さらに、破線で示すように、異なるサブフレームにおけるサブキャリア間の位相差を積分することによりスクランブルコードを検出するようにしてもよい。
また、例えば、タイミング検出回路２０４は、セクタ間直交パイロットが適用されている場合、例えば、Ｓ−ＳＣＨでセル構成を検出した結果、３セクタ構成であることが検出された場合、隣接３するサブキャリアで直交パタンが構成されるため、図２９Ｄに示すように近隣の３サブキャリアで直交パイロットパタンに応じた同相加算を行うことにより、仮定したセクタのレファランス シグナルを取り出す。その結果、レファランス シグナルとして、ｃ１，ｃ２，ｃ３，・・・・を取り出すことができる。
次に、レファランス シグナルｃ１，ｃ２，ｃ３，・・・に関して、隣接ブロック間の位相差をスクランブルコードパタンに応じて積分してスクランブルコードを検出する。
図２９Ｄに示すように、同一サブフレームにおける近隣の３サブキャリアで直交パイロットパタンに応じた同相加算を行うことにより、仮定したセクタのレファランス シグナルを取り出すようにしてもよいし、さらに、破線で示すように異なるサブフレームにおける近隣の３サブキャリアで直交パイロットパタンに応じた同相加算を行うことにより、仮定したセクタのレファランス シグナルを取り出すようにしてもよい。
次に、セルサーチの手順について、図２９Ｅを参照して説明する。
セルサーチでは、接続すべきキャリア周波数、接続すべきセルの受信タイミング、例えばＦＦＴタイミング、フレームタイミングなど、接続すべきセルのスクランブル符号が検出される。
受信タイミングは、ガードインターバルでも検出できる。しかし、ハンドオーバ先におけるセルサーチのタイミング検出は精度が悪い。さらに、ガードインターバルでは、キャリア周波数を正確に同時に検出することはできない。ずれた周波数でも大きな相関値が検出される。このため、同期チャネルによるタイミング検出が望ましい。
タイミング検出回路２０４は、キャリア周波数の検出を行う（ステップＳ２５０２）。
次に、タイミング検出回路２０４は、受信タイミング（シンボルレベル）の検出を行う（ステップＳ２５０４）。
ここで、ステップＳ２５０２とステップＳ２５０４とを同時に検出するようにしてもよい。この場合プライマリ同期チャネルが使用される。また、周波数領域における処理では、ＦＦＴ処理が非常に大きくなるため、時間領域で処理を行うほうが望ましい。また、ガードインターバルによる相関検出により、予備検出を行うことにより、処理量の削減を行うことができる。
次に、タイミング検出回路２０４は、受信フレームタイミングの検出を行う（ステップＳ２５０６）
例えば、１フレームに１箇所の同期チャネルが配置されている場合には、受信タイミングが検出されるとともに、受信フレームの検出も行われる。
一方、１フレームに複数の同期チャネルが配置されている場合には、受信タイミングの検出処理の後に受信フレームの検出処理を行う必要がある。受信フレームの検出処理を行うために、セカンダリ同期チャネルが使用される。
次に、タイミング検出回路２０４は、スクランブル符号グループの同定を行う（ステップＳ２５０８）。
ここで、ステップＳ２５０６とステップＳ２５０８とを同時に検出するようにしてもよい。この場合、同期チャネル送信周期がフレーム周期であるならばフレームタイミング検出は不要になる。また、これらの処理には、セカンダリ同期チャネルが使用される。また、周波数領域において処理を行うようにしてもよいし、時間領域において処理を行うようにしてもよい。
次に、スクランブル符号の同定が行われる（ステップＳ２５１０）。
セルサーチの手順としては、図２９Ｆに示すように、周波数同期およびシンボルタイミングの検出のステップの後、フレームタイミング検出、セルＩＤグループ（スクランブルコードグループ）検出、セクタおよび送信アンテナ数検出、ＢＣＨ送信帯域幅検出、ＣＰ長検出のステップを経て、セルＩＤ（スクランブルコードグループ）検出、セクタ検出のステップを行うようにしてもよい。
この処理には、共通パイロットチャネルが使用される。また、周波数領域において処理を行うようにしてもよいし、時間領域において処理を行うようにしてもよい。
次に、各セクタにおける同期チャネルのマッピングについて、図３０を参照して説明する。
例えば、１基の基地局がカバーするセルが３つのセクタにより構成されている場合には、セクタ間でフレームタイミングを共通にする。
Ｗ−ＣＤＭＡでは、セクタ間でタイミングがずれており、各セクタにおけるスクランブルコードも異なる。したがってセカンダリ同期チャネルもセクタ間で異なるものが送信される。
本実施例においては、プライマリ同期チャネルは、セクタ間でフレームタイミングを共通にする。セクタ間でフレームタイミングは共通であり、他のセクタのプライマリ同期チャネルは、干渉にはならず、フレームタイミングの検出に有効である。
また、本実施例においては、セカンダリ同期チャネルは、各スクランブリングコードグループで定義される。１基の基地局では、スクランブリングコードは同じであり、パイロットのパターンで識別されるスクランブルコードグループも同じである。したがって、セカンダリ同期チャネルも、セクタ間でフレームタイミングを共通にする。
本発明にかかる送信装置、受信装置、移動通信システムおよび同期チャネル送信方法は、無線通信システムに適用できる。
本発明の一実施例にかかる送信装置を示すブロック図である。 時間領域での繰り返し波形を示す説明図である。 周波数領域での歯抜け型の波形を示す説明図である。 同期チャネルコード番号とスクランブルコードグループ番号との対応の一例を示す説明図である。 同期チャネルの波形の生成方法を示す説明図である。 基本波形の繰り返しおよび符号反転によるＰ−ＳＣＨ信号波形を示す説明図である。 基地局におけるＰ―ＳＣＨ信号の生成を示すブロック図である。 同期チャネルの構成を示す説明図である。 同期チャネルの構成を示す説明図である。 同期チャネルの構成を示す説明図である。 同期チャネルの構成を示す説明図である。 同期チャネルの構成を示す説明図である。 同期チャネルの構成を示す説明図である。 同期チャネルの構成を示す説明図である。 同期チャネルの構成を示す説明図である。 同期チャネルの波形を示す説明図である。 同期チャネルの配置を示す説明図である。 Ｓ−ＳＣＨに用いる信号波形を示す説明図である。 Ｓ−ＳＣＨに用いる信号波形を示す説明図である。 同期チャネルの種類を示す説明図である。 Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとの多重方法を示す説明図である。 プライマリ同期チャネルの構成を示す説明図である。 セカンダリ同期チャネルの構成を示す説明図である。 セカンダリ同期チャネルの配置を示す説明図である。 セカンダリ同期チャネルの構成を示す説明図である。 セカンダリ同期チャネルの配置を示す説明図である。 Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとの多重方法を示す説明図である。 セカンダリ同期チャネルの配置を示す説明図である。 Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとの多重方法を示す説明図である。 Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとの多重方法を示す説明図である。 同期チャネルコード番号とＣＰ長との対応の一例を示す説明図である。 同期チャネルコード番号とスクランブルコード番号とＣＰ長との対応の一例を示す説明図である。 同期チャネルコード番号とスクランブルコード番号との対応の一例を示す説明図である。 同期チャネルの配置を示す説明図である 同期チャネルの配置を示す説明図である 本発明の一実施例にかかる受信装置を示すブロック図である。 本発明の一実施例にかかる受信装置を示すブロック図である。 フレームタイミング検出を示す説明図である。 同期チャネルの構成を示す説明図である。 サブフレームの構成を示す説明図である。 本発明の一実施例にかかる送信装置を示すブロック図である。 相関計算方法を示す説明図である。 本発明の一実施例にかかる受信装置を示すブロック図である。 本発明の一実施例にかかる受信装置におけるＳ−ＳＣＨ検出時の同期検波を示す説明図である。 本発明の一実施例にかかる受信装置におけるＳ−ＳＣＨ検出時の同期検波を示す説明図である。 本発明の一実施例にかかる受信装置におけるＳ−ＳＣＨ検出時の同期検波を示す説明図である。 セカンダリ同期チャネルの平均化数に対するＳＮＲと検出確率との関係を示す説明図である。 セカンダリ同期チャネルの平均化数に対するＳＮＲと検出確率との関係を示す説明図である。 本発明の一実施例にかかる受信装置を示すブロック図である。 同期チャネルと共通パイロットチャネルの構成を示す説明図である。 本発明の一実施例にかかる複数送信アンテナに対するＳＣＨの送信方法を示す説明図である。 本発明の一実施例にかかる複数送信アンテナに対するＳＣＨの送信方法を示す説明図である。 本発明の一実施例にかかる送信装置の動作を示すフローチャートである。 本発明の一実施例にかかる受信装置の動作を示すフローチャートである。 本発明の一実施例にかかる受信装置の動作を示すフローチャートである。 レファレンス シグナルによるセルＩＤ検出を示す説明図である。 レファレンス シグナルによるセルＩＤ検出を示す説明図である。 本発明の一実施例にかかる受信装置の動作を示すフローチャートである。 本発明の一実施例にかかる受信装置の動作を示すフローチャートで 各セクタにおける同期チャネルの送信方法を示す説明図である。
符号の説明
１０ 送信装置
２０ 受信装置

Claims (4)

  1. 複数のＯＦＤＭシンボルが含まれたフレームを生成する生成部と、
    前記生成部において生成したフレームを送信する送信部と
    を備え、
    前記生成部は、フレームの末尾のＯＦＤＭシンボルに、シンボルタイミングを検出させるためのプライマリ同期チャネルを配置し、プライマリ同期チャネルを配置したＯＦＤＭシンボルの前のＯＦＤＭシンボルに、受信フレームを検出させるためのセカンダリ同期チャネルを配置するとともに、複数のＯＦＤＭシンボルのそれぞれに対してサイクリックプリフィックスを配置させており、複数種類規定されたサイクリックプリフィックスの長さのうちのいずれかを使用することを特徴とする送信装置。
  2. 前記生成部は、マルチキャストのＯＦＤＭシンボルに対して、ユニキャストのＯＦＤＭシンボルよりも長いサイクリックプリフィックスを使用することを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
  3. 複数のＯＦＤＭシンボルが含まれたフレームを生成するステップと、
    生成したフレームを送信するステップと
    を備え、
    前記生成するステップは、フレームの末尾のＯＦＤＭシンボルに、シンボルタイミングを検出させるためのプライマリ同期チャネルを配置し、プライマリ同期チャネルを配置したＯＦＤＭシンボルの前のＯＦＤＭシンボルに、受信フレームを検出させるためのセカンダリ同期チャネルを配置するとともに、複数のＯＦＤＭシンボルのそれぞれに対してサイクリックプリフィックスを配置させており、複数種類規定されたサイクリックプリフィックスの長さのうちのいずれかを使用することを特徴とする送信方法。
  4. 前記生成するステップは、マルチキャストのＯＦＤＭシンボルに対して、ユニキャストのＯＦＤＭシンボルよりも長いサイクリックプリフィックスを使用することを特徴とする請求項３に記載の送信方法。
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