KR20050011057A

KR20050011057A - 다수개의 송신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할다중 접속 통신시스템에서 프리앰블 시퀀스 생성 장치 및방법

Info

Publication number: KR20050011057A
Application number: KR1020030049896A
Authority: KR
Inventors: 주판유; 서창호; 조영권; 채찬병; 이현우; 박동식
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2003-07-21
Filing date: 2003-07-21
Publication date: 2005-01-29

Abstract

본 발명은 제1개수의 부반송파들을 사용하고, 제2개수의 송신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템에서, 연집 확장 상보 시퀀스를 이용하여 제3개수의 엘리먼트들로 구성된 상기 제2개수의 프리앰블 시퀀스들을 생성하고, 상기 제2개수의 프리앰블 시퀀스들 각각에 대해서, 상기 제1개수의 부반송파들 중 DC 성분과 상기 부반송파들간 간섭 제거 성분에 대응되는 부반송파들에 널 데이터를 삽입하며, 상기 제1개수의 부반송파들중 상기 널 데이터가 삽입된 부반송파들 이외의 부반송파들 각각에 상기 프리앰블 시퀀스의 제3개수의 엘리먼트들 각각을 삽입한 후 역고속 푸리에 변환하여 송신함으로써 피크대 평균 전력비 특성을 향상시킨다.

Description

다수개의 송신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 접속 통신시스템에서 프리앰블 시퀀스 생성 장치 및 방법{APPARATUS FOR GENERATING PREAMBLE SEQUENCES IN AN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING A PLURARITY OF TRANSMISSION ANTENNAS AND METHOD THEREOF}

본 발명은 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 다수개의 송신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 최소 피크대 평균 전력비를 가지는 프리앰블 시퀀스를 생성하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

일반적으로 무선 패킷 통신 시스템(wireless packet communication system)은 무선 통신 서비스를 지원하는 시스템으로서, 다수의 기지국(Node B)들과 상기 기지국들로부터 서비스를 받는 다수의 사용자 단말기(UE: User Equipment)들로 구성된다. 그리고, 상기 기지국과 상기 사용자 단말기는 전송 프레임(frame)을 사용하여 무선 통신 서비스를 지원한다. 따라서, 상기 기지국과 상기 사용자 단말기는 전송 프레임의 송신 및 수신을 위해 상호 동기를 획득하여야 하며, 상기 동기 획득을 위해서 상기 기지국은 상기 사용자 단말기가 상기 기지국에서 전송하는 프레임의 시작을 알 수 있도록 동기 신호를 전송한다. 그러면, 상기 사용자 단말기는 상기 기지국이 전송하는 동기 신호를 수신하여 상기 기지국의 프레임 타이밍(frame timing)을 확인하고, 상기 확인된 프레임 타이밍에 따라서 수신되는 프레임을 복조하게 된다. 그리고 상기 동기 신호는 기지국과 상기 사용자 단말기가 미리 약속하고 있는 특정 프리앰블 시퀀스(preamble sequence)를 사용하는 것이 일반적이다.

또한 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA: Orthogonal Frequency DivisionMultiple Access, 이하 "OFDMA"이라 칭하기로 한다) 통신 시스템에서 사용되는 프리앰블 시퀀스는 피크대 평균 전력비(PAPR: Peak to Average Power Ratio, 이하 "PAPR"이라 칭하기로 한다)가 작은 것을 사용하며, 상기 프리앰블 시퀀스는 대략적 동기(coarse synchronization)와 미세 주파수 동기 등을 획득하기 위해 사용된다. 여기서, 상기 OFDMA 방식을 사용하는 통신 시스템은 일 예로 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16d 시스템 등이 있다. 한편, 상기 OFDMA 통신 시스템의 프리앰블 시퀀스로서 PAPR이 작은 것을 사용해야하는 이유를 설명하면 다음과 같다. 먼저, 상기 OFDMA 통신 시스템은 다중 반송파(multi carrier) 통신 시스템으로서 다수의 반송파들, 즉 다수의 부반송파(sub-carrier)들을 사용하기 때문에 상기 부반송파들 각각의 직교성(orthogonality)이 중요하게 여겨진다. 그래서, 상기 부반송파들 각각간에는 상호 직교성을 가지도록 위상(phase)이 설정되는데, 상기 부반송파들을 통한 신호 송수신 과정에서 상기 위상이 변경될 경우 상기 부반송파들간의 신호가 겹쳐질 수 있다. 이 경우 상기 위상 변경으로 인해 겹쳐진 신호의 크기는 상기 OFDMA 통신 시스템에 구비되어 있는 증폭기(amplifier)의 선형 구간을 벗어나게 되고, 따라서 정상적인 신호 송수신이 불가능하기 때문에 상기 OFDMA 통신 시스템은 최소의 PAPR을 가지는 프리앰블 시퀀스를 사용하는 것이다.

또한 상기 OFDMA 통신 시스템에서는 하나의 프레임을 시간적으로 다중화하여 다수의 사용자들, 즉 다수의 사용자 단말기들에 대한 데이터들을 전송한다. 상기 OFDMA 통신 시스템에서도 프레임의 시작을 알려주는 프레임 프리앰블(framepreamble)이 프레임의 시작점에서부터 일정 구간동안 전송된다. 또한, 하나의 프레임 내에 상기 각 사용자들에게 전송하는 데이터가 불규칙적으로 전송될 수 있으므로 데이터의 시작을 알리는 버스트 프리앰블(burst preamble)이 각 데이터의 앞부분에 존재한다. 따라서 사용자 단말기는 상기 데이터의 전송 시작점을 알기 위해서는 데이터 프리앰블(data preamble)을 수신하여야만 한다. 즉, 상기 사용자 단말기는 데이터의 수신을 위해 데이터의 시작점에 대한 동기를 맞추어야 하는데, 이를 위해서는 신호를 수신하기 전에 모든 시스템에서 공통으로 사용하는 프리앰블 시퀀스를 포착하여 동기를 맞추어야만 한다.

한편, 상기 OFDMA 통신 시스템은 상기 OFDMA 방식을 사용하지 않는 통신 시스템과 소스 코딩(source coding) 방식과, 채널 코딩(channel coding) 방식 및 변조(modulation) 방식 등에 있어서 동일하다. 물론, 코드 분할 다중 접속(CDMA: Code Division Multiple Access, 이하 "CDMA"라 칭하기로 한다) 통신 시스템에서는 데이터를 확산(spreading)하여 전송하는 반면에, 상기 OFDMA 통신 시스템은 데이터를 역고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 칭하기로 한다)한 후 보호 구간(Guard interval)을 삽입하는 형태로 전송한다. 따라서, 상기 OFDMA 통신 시스템은 상기 CDMA 통신 시스템에 비해서 광대역 신호를 비교적 간단한 하드웨어(hardware)로 전송할 수 있다. 즉, 상기 OFDMA 통신 시스템은 데이터에 대한 변조를 수행한 후에는 다수의 비트(bit)/심볼(symbol)열을 묶어서 주파수 영역(frequency domain)에 해당하는 IFFT 입력으로 병렬화된 비트/심볼열을 입력하면 출력으로 IFFT되어진 시간 영역(time domain) 신호가 출력된다. 여기서,상기 출력된 시간영역 신호는 광대역(wide band) 신호를 여러 개의 협대역(narrow band) 부반송파 신호로 멀티플렉싱한 것으로, 한 OFDMA 심볼 구간동안 다수개의 변조 심볼들이 상기 IFFT 과정을 통해 전송된다.

그러나 상기 OFDMA 통신시스템에서 상기와 같이 IFFT된 OFDMA 심볼을 그대로 전송하게 되면 이전 OFDMA 심볼과 현재 OFDMA 심볼간에 간섭(interference)을 피할 수 없다. 상기 심볼간 간섭을 제거하기 위해서 상기 보호 구간을 삽입하는 것이다. 상기 보호 구간은 일정 구간의 널(null) 데이터를 삽입하는 형태로 제안되었으나, 상기 보호 구간에 널 데이터를 전송하는 형태는 수신기에서 OFDMA 심볼의 시작점을 잘못 추정하는 경우 부반송파들간에 간섭이 발생하여 수신 OFDMA 심볼의 오판정 확률이 높아지는 단점이 있다. 그래서 상기 보호구간을 시간 영역의 OFDMA 심볼의 마지막 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDMA 심볼에 삽입하는 형태의 "Cyclic Prefix" 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDMA 심볼의 처음 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDM 심볼에 삽입하는 "Cyclic Postfix" 방식이 제안되어 사용되고 있다. 여기서, 상기 Cyclic Prefix 방식 및 Cyclic Postfix 방식의 일정 비트들은 미리 설정된 설정 비트들로서 상기 OFDMA 통신 시스템에서 그 크기가 미리 결정되어 있다. 상기 보호구간을 시간 영역의 한 OFDMA 심볼의 일부분, 즉 한 OFDMA 심볼의 처음 부분 혹은 마지막 부분을 복사하여 반복 배치하는 형태의 특성을 이용하여 수신기에서 수신 OFDMA 심볼의 시간/주파수 동기를 획득하는데 이용할 수도 있다.

한편, 송신기가 송신한 송신 신호는 무선 채널을 통과하면서 왜곡되고, 수신기는 상기 왜곡된 송신 신호를 수신하게 된다. 상기 수신기는 상기 송신 신호가 왜곡된 형태의 수신 신호를 상기 송신기와 수신기간에 미리 설정되어 있는 프리앰블 시퀀스를 이용하여 시간/주파수 동기를 획득하고, 채널 추정(channel estimation)한 후에 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform, 이하 "FFT"라 칭하기로 한다)을 통해서 주파수 영역의 심볼로 복조한다. 이렇게 주파수 영역의 심볼들로 복조한 후, 상기 수신기는 상기 복조된 심볼들에 대해서 상기 송신기에서 적용한 채널 코딩에 상응하는 채널 디코딩(channel decoding) 및 소스 디코딩(source decoding)을 수행하여 정보 데이터로 복호한다.

상기 OFDMA 통신 시스템은 프레임 타이밍 동기 및 주파수 동기와 채널 추정 모두에 있어 프리앰블 시퀀스를 이용한다. 물론 상기 OFDMA 통신 시스템의 경우 프리앰블 시퀀스 이외에 보호 구간과 파일럿(pilot) 부반송파 등을 이용하여 프레임 타이밍 동기 및 주파수 동기와 채널 추정 등을 수행하기도 한다. 상기 프리앰블 시퀀스의 경우 매 프레임 또는 데이터의 버스트의 시작부분에 미리 알고 있는(known) 심볼들이 전송되며 이때 추정된 시간/주파수/채널 정보를 데이터 전송 부분에서 보호 구간 및 파일럿 부반송파등의 정보를 이용하여 업데이트(update)하는데 사용한다.

그러면 여기서 도 1을 참조하여 통상적인 OFDMA 통신 시스템에서 사용하고 있는 프리앰블 시퀀스 구조를 설명하기로 한다.

상기 도 1은 통상적인 OFDMA 통신 시스템의 프리앰블 시퀀스 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 1을 설명하기에 앞서, 현재 OFDMA 통신 시스템에서는 순방향(DL:Down Link)과 역방향에서 사용하는 프리앰블 시퀀스가 상이하며, 상기 도 1에서는 순방향 프리앰블 시퀀스 구조를 설명하기로 한다. 상기 도 1을 참조하면, 상기 프리앰블 시퀀스는 2048 길이의 시퀀스 형태를 가지며, OFDMA 통신 시스템의 특성상 상기에서 설명한 바와 같은 Cyclic Prefix가 상기 2048 길이의 시퀀스 전단에 첨가되어 있다. 상기 Cyclic Prefix의 길이는 상기 프리앰블 시퀀스 길이의 1/4(길이 512), 1/8(길이 256), 1/16(길이 128), 1/32(길이 64)로 설정할 수 있다. 여기서, 상기 Cyclic Prefix의 길이는 OFDMA 통신 시스템의 셀(cell)의 크기와 사용자 단말기들의 이동성(mobility)에 의해 결정된다. 상기 셀의 크기가 비교적 크고, 상기 사용자 단말기들의 이동성이 클 경우에는 상기 Cyclic Prefix의 길이는 비교적 길게 설정된다. 이와는 반대로 상기 셀의 크기가 비교적 작고, 상기 사용자 단말기들의 이동성이 작을 경우에는 상기 Cyclic Prefix의 길이는 비교적 작게 설정된다. 또한, 상기에서 설명한 바와 같이 IFFT를 수행하기 이전의 신호들은 주파수 영역 신호들이며, IFFT를 수행한 이후의 신호들은 시간 영역 신호들인데, 상기 도 1에 도시한 프리앰블 시퀀스는 IFFT를 수행한 이후의 시간 영역에서의 프리앰블 시퀀스를 도시한 것이다.

한편, 상기 IFFT를 수행하기 이전의 주파수 영역에서의 프리앰블 시퀀스를 도 2를 참조하여 설명하기로 한다.

상기 도 2는 통상적인 OFDMA 통신 시스템의 프리앰블 시퀀스 생성 장치를 도시한 도면이다.

상기 도 2에 도시한 바와 같이, 상기 프리앰블 시퀀스 생성 장치는 다수의레지스터(register)들과 배타적 논리합(XOR) 게이트로 구성된 의사 잡음(PN: Pseudorandom Noise, 이하 "PN"이라 칭하기로 한다) 시퀀스 생성기를 포함한다. 상기 PN 시퀀스 생성기는 그 생성 다항식(generation polynomial)이 x¹¹+ x⁹+ 1이다. 상기 PN 시퀀스 생성기는 입력되는 초기값 [01010101010]에 상응하여 PN 시퀀스를 생성한다. 상기 초기값 [01010101010]에 상응하여 생성되는 PN 시퀀스는 길이 1702 시퀀스이며, 상기 초기값 [01010101010]은 상기 OFDMA 통신 시스템에서 규정된 PAPR을 만족하기 위해 선택된 값이다.

상기 초기값 [01010101010]에 상응하여 생성된 길이 1702의 PN 시퀀스를 W_K라고 정의하고, 상기 W_K를 하기 수학식 1을 사용하여 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 방식으로 변조한다.

상기 길이 1702의 PN 시퀀스 W_K를 상기 수학식 1에 적용하면 주파수 영역에서의 프리앰블 시퀀스 C(-851:851)가 생성된다. 상기 주파수 영역에서의 프리앰블 시퀀스, 즉 C(-851:851)에 명시된 숫자는 IFFT 수행시 적용하는 부반송파 위치를 나타내는 것으로 이는 하기에서 도 3을 참조하여 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

한편, 상기에서 설명한 바와 같은 프리앰블 시퀀스는 다음과 같은 사항들을 고려하여 생성되어야만 한다.

(1) 낮은 PAPR을 가져야만 한다.

OFDMA 통신 시스템의 송신기 전송단의 전력 증폭기(PA: Power Amplifier)의 전송 효율을 최대로 하기 위해서 OFDMA 심볼의 PAPR이 낮아야만 한다. 이는 상기에서 설명한 바와 같이 IFFT가 수행된 신호는 전력 증폭기로 입력되고, 상기 전력 증폭기의 비선형(non-linear) 특성 때문에 낮은 PAPR이 요구되는 것이다. OFDMA 심볼의 PAPR은 전송단의 IFFT 출력단에 해당하는 OFDMA 시간 영역 심볼의 최대 전력과 평균전력의 비율이 작아야하고, 상기 최대 전력과 평균전력의 비율이 작기 위해서는 균일한 분포를 가져야한다. 이를 다시 말하면, 전송단의 IFFT의 입력단, 즉 주파수 영역에서 상호상관이 작은 심볼을 조합하면 출력의 PAPR은 작아지는 것이다.

(2) 통신 초기화에 필요한 파라미터(parameter) 추정에 적합해야 한다.

상기 파라미터 추정은 채널 추정과, 주파수 옵셋(frequency offset) 추정과, 시간 오프셋(time offset) 추정을 포함한다.

(3) 낮은 복잡도(complexity)와 낮은 오버헤드(overhead)를 가져야한다.

(4) 대략적 주파수 옵셋 추정이 가능해야 한다.

결과적으로 상기 프리앰블 시퀀스는 상기 OFDMA 통신 시스템에서 순방향 프로토콜 데이터 유닛(PDU: Protocol Data Unit, 이하 "PDU"라 칭하기로 한다)의 첫 번째 프리앰블 시퀀스로 사용된다.

한편, 상기 OFDMA 통신 시스템의 채널 추정에서 고려해야 할 사항은 PAPR,성능 그리고 복잡도인데, 통상적인 OFDMA 통신 시스템에서 현재 사용되고 있는 PN 시퀀스를 이용한 프리앰블 시퀀스의 경우 PAPR은 5.2993[dB]를 나타낸다. 그리고 채널 추정 알고리즘으로는 MMSE(Minimum Mean Square Error, 이하 "MMSE"라 칭하기로 한다)와 LS(Least Square, 이하 "LS"라 칭하기로 한다) 등 다양한 형태의 채널 추정 알고리즘이 사용될 수 있다.

그러면 여기서 도 3을 참조하여 통상적인 OFDMA 통신 시스템에서 IFFT 수행시 부반송파들과 프리앰블 시퀀스와의 매핑(mapping) 관계를 설명하기로 한다.

상기 도 3은 통상적인 OFDMA 통신 시스템에서 IFFT 수행시 부반송파들과 프리앰블 시퀀스와의 매핑 관계를 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 3은 OFDMA 통신 시스템의 전체 부반송파들의 개수가 2048개일 경우, 즉 -1024번 부반송파 내지 1023번까지의 2048개의 부반송파들이 존재하고, 실제 사용되는 부반송파들의 개수가 1702개일 경우, 즉 -851번,...,-1번,1번...,851번 부반송파까지의 1702개의 부반송파들이 사용될 경우를 가정하고 있다. 상기 도 3에서 IFFT 전단의 입력 번호들은 주파수 성분들, 즉 부반송파들 번호를 나타낸다.

여기서, 상기 2048개의 부반송파들중 1702개의 부반송파들만, 즉 상기 2048개의 부반송파들중 0번 부반송파와, -1024번 부반송파 내지 -852번 부반송파와, 852번 부반송파 내지 1023번 부반송파를 제외한 1702개의 부반송파들만을 사용한다. 상기 0번 부반송파와, -1024번 부반송파 내지 -852번 부반송파와, 852번 부반송파 내지 1023번 부반송파들 각각에는 널 데이터(null data), 즉 0 데이터(0 data)를 삽입하여 전송하는데 그 이유를 설명하면 다음과 같다. 첫 번째로, 0번 부반송파에 널 데이터를 삽입하는 이유는 상기 0번 부반송파가 IFFT를 수행한 뒤에는 시간 영역에서 프리앰블 시퀀스의 기준점, 즉 시간 영역에서 DC 성분을 나타내기 때문이다. 또한 상기 -1024번 부반송파 내지 -852번 부반송파까지의 173개의 부반송파들과, 852번 부반송파 내지 1023까지의 172개의 부반송파들에 널 데이터를 삽입하는 이유는 상기 -1024번 부반송파 내지 -852번 부반송파까지의 173개의 부반송파들과, 852번 부반송파 내지 1023까지의 172개의 부반송파들이 주파수 영역에서 고주파(high frequency) 대역에 해당되기 때문에, 주파수 영역에서 보호 구간(guard interval)을 주기 위함이다.

그래서 주파수 영역의 프리앰블 시퀀스 C(-851:851)가 상기 IFFT에 입력되면, 상기 IFFT는 입력되는 주파수 영역의 프리앰블 시퀀스 C(-851:851)를 해당 부반송파들에 매핑시켜 IFFT를 수행함으로써 시간 영역의 프리앰블 시퀀스로 출력한다.

그러면 여기서 도 4를 참조하여 OFDMA 통신 시스템의 송신기 구조를 설명하기로 한다.

상기 도 4는 통상적인 OFDMA 통신 시스템의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 4를 참조하면, 먼저 전송하고자 하는 정보 비트들(information bits)이 발생하면, 상기 정보 비트는 심볼 사상기(symbol mapper)(411)로 입력된다. 상기 심볼 사상기(411)는 상기 입력되는 정보 비트들을 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 변조하여 심볼 변환한 뒤 직렬/병렬 변환기(serial to parallelconverter)(413)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식 혹은 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식 등이 사용될 수 있다. 상기 직렬/병렬 변환기(413)는 상기 심볼 사상기(411)에서 출력하는 심볼을 입력하여 역고속 푸리에 변환기(Inverse Fast Fourier Transformer, 이하 "IFFT기"라 칭하기로 한다)(419)의 입력수인 A-포인트(A-point)에 일치하도록 병렬 변환한 후 선택기(selector)(417)로 출력한다. 그리고 프리앰블 시퀀스 생성기(preamble sequence generator)(415)는 제어기(도시하지 않음)의 제어에 따라 해당하는 프리앰블 시퀀스를 생성한 후 상기 선택기(417)로 출력한다. 상기 선택기(417)는 해당 시점의 스케줄링(scheduling)에 따라 상기 직렬/병렬 변환기(413)에서 출력하는 신호 혹은 상기 프리앰블 시퀀스 생성기(415)에서 출력한 신호 중 하나를 선택하여 IFFT기(419)로 출력한다.

상기 IFFT기(419)는 상기 선택기(417)에서 출력한 신호를 입력하여 A-포인트 IFFT를 수행하여 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(421)로 출력한다. 또한, 상기 병렬/직렬 변환기(421)로는 상기 IFFT기(419)에서 출력되는 신호 뿐만 아니라 Cyclic Prefix가 입력된다. 그러면 상기 병렬/직렬 변환기(421)는 상기 IFFT기(419)에서 출력한 신호와 상기 Cyclic Prefix를 병렬/직렬 변환하여 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter)(423)로 출력한다. 상기 디지털/아날로그 변환기(423)는 상기 병렬/직렬 변환기(421)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 무선 주파수(RF: Radio Frequency, 이하 "RF"라 칭하기로 한다) 처리기(processor)(425)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(425)는필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등을 포함하여 상기 디지털/아날로그 변환기(423)에서 출력한 신호를 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 안테나(antenna)를 통해 전송한다. 한편, 상기 도 4에서는 Cyclic Prefix를 삽입하는 경우를 일 예로 하여 설명하였으나, 상기에서 설명한 바와 같이 상기 Cyclic Prefix 대신 Cyclic Postfix를 삽입할 수도 있음은 물론이다.

그러면 여기서, 다수개의 송신 안테나(Tx ANT)들, 일 예로 N개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDMA 통신 시스템의 프리앰블 시퀀스 및 프리앰블 시퀀스 생성 방법에 대해서 설명하기로 한다.

먼저, N개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템의 경우, 수신기에서 상기 N개의 송신 안테나들 각각을 통해서 송신된 데이터들이 겪는 채널을 추정하기 위해서는 상기 N개의 송신 안테나들 각각을 통해서 프리앰블 시퀀스를 송신해야만 한다. 그러나, 현재 OFDM 통신 시스템에서 송신 안테나들의 개수가 2개 이상인 경우 상기 송신 안테나들 각각을 통해서 송신된 데이터들이 겪는 채널을 추정하기 위해 프리앰블 시퀀스를 송신하는 구체적인 방안은 존재하지 않는다.

만약, 상기 송신 안테나들 각각마다 서로 다른 부반송파들을 할당하여 프리앰블 시퀀스를 할당한다면, 수신기에서는 상기 프리앰블 시퀀스를 위해 할당된 부반송파들에 대한 채널만 가능할 뿐 나머지 부반송파들에 대한 채널 추정은 불가능하게 된다. 그러므로 송신 안테나의 개수가 2개 이상인 경우의 송신 안테나들 각각에 대해서 모든 부반송파들에 대한 채널을 추정하기 위한 프리앰블 송신 규칙이 필요로 하게 된다.

다음으로, OFDM 통신 시스템은 상기에서 설명한 바와 같이 OFDM 통신 시스템의 특성상 낮은 PAPR을 가지는 프리앰블 시퀀스를 사용해야만 한다. 일반적인 OFDM 통신 시스템, 즉 1개의 송신 안테나를 사용하는 OFDM 통신 시스템에서는 낮은 PAPR을 갖는 프리앰블 시퀀스에 대한 구체적인 생성 방안 등이 활발하게 연구되고 있다. 상기 1개의 송신 안테나를 사용하는 OFDM 통신 시스템과 마찬가지로 2개 이상, 즉 다수개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템 역시 낮은 PAPR을 가지는 프리앰블 시퀀스를 사용해야만 한다. 그러나, 현재 다수개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템에서는 낮은 PAPR을 갖는 프리앰블 시퀀스에 대한 구체적인 생성 방안이 제시되고 있지 않으며, 따라서 낮은 PAPR을 갖는 프리앰블 시퀀스에 대한 구체적인 생성 방안에 대한 필요성이 대두되고 있다.

따라서, 본 발명의 목적은 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템에서 프리앰블 시퀀스를 생성하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템에서 최소 피크대 평균 전력비를 가지는 프리앰블 시퀀스를 생성하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 연집 확장 상보 시퀀스를 이용하여 프리앰블 시퀀스를 생성하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 다수의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템에서 정확한 채널 추정을 가능하게 하는 프리앰블 시퀀스 생성 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 장치는; 제1개수의 부반송파들을 사용하고, 제2개수의 송신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템에서 프리앰블 시퀀스를 생성하는 장치에 있어서, 연집 확장 상보 시퀀스를 이용하여 제3개수의 엘리먼트들로 구성된 프리앰블 시퀀스를 생성하는 상기 제2개수의 프리앰블 시퀀스 생성기들과, 상기 제1개수의 부반송파들 중 DC 성분과 상기 부반송파들간 간섭 제거 성분에 대응되는 부반송파들에 널 데이터를 삽입하며, 상기 제1개수의 부반송파들중 상기 널 데이터가 삽입된 부반송파들 이외의 부반송파들 각각에 상기 프리앰블 시퀀스의 제3개수의 엘리먼트들 각각을 삽입한 후 역고속 푸리에 변환하는 상기 제2개수의 역고속 푸리에 변환기들을 포함함을 특징으로 한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은; 제1개수의 부반송파들을 사용하고, 제2개수의 송신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템에서 프리앰블 시퀀스를 생성하는 방법에 있어서, 연집 확장 상보 시퀀스를 이용하여 제3개수의 엘리먼트들로 구성된 상기 제2개수의 프리앰블 시퀀스들을 생성하는 과정과, 상기 제2개수의 프리앰블 시퀀스들 각각에 대해서, 상기 제1개수의 부반송파들 중 DC 성분과 상기 부반송파들간 간섭 제거 성분에 대응되는 부반송파들에 널 데이터를 삽입하며, 상기 제1개수의 부반송파들중 상기 널 데이터가 삽입된 부반송파들 이외의 부반송파들 각각에 상기 프리앰블 시퀀스의 제3개수의 엘리먼트들 각각을 삽입한 후 역고속 푸리에 변환하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

도 1은 통상적인 OFDMA 통신 시스템의 프리앰블 시퀀스 구조를 도시한 도면

도 2는 통상적인 OFDMA 통신 시스템의 프리앰블 시퀀스 생성 장치를 도시한 도면

도 3은 통상적인 OFDMA 통신 시스템에서 IFFT 수행시 부반송파들과 프리앰블 시퀀스와의 매핑 관계를 개략적으로 도시한 도면

도 4는 통상적인 OFDMA 통신 시스템의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 OFDMA 통신 시스템에서 IFFT 수행 시 부반송파들과 프리앰블 시퀀스와의 매핑 관계를 개략적으로 도시한 도면

도 6은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 OFDMA 통신 시스템의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

본 발명은 전체 부반송파(sub-carrier)들의 개수가 A개이고, 실제 사용하는 부반송파들의 번호가 -B번,-B+1번,...,-1번,1번,...,B-1번,B번까지인 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 "OFDMA"이라 칭하기로 한다) 통신 시스템에서 최소 피크대 평균 전력비(PAPR: Peak to Average Power Ratio, 이하 "PAPR"이라 칭하기로 한다)를 가지는 프리앰블 시퀀스(preamble sequence) 생성 장치 및 방법을 제안한다. 여기서, 상기 OFDMA 방식을 사용하는 통신 시스템은 일 예로 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16d 시스템 등이 있다. 한편, 상기 OFDMA 통신 시스템은 실제 부반송파들의 개수가 A개이지만, 상기 종래 기술 부분에서 설명한 바와 같이 시간 영역에서 DC 성분을 나타내는 0번 부반송파와, 주파수 영역에서의 고주파(high frequency) 대역, 즉 시간 영역에서의 보호 구간(Guard interval)을 나타내는 부반송파들(-A번 부반송파 내지 -B-1번 부반송파의 부반송파들과 B+1번 부반송파 내지A-1번 부반송파의 부반송파들)에 널 데이터(null data), 즉 0 데이터(0 data)를 삽입하기 때문에 실제 프리앰블 시퀀스가 삽입되는 부반송파들의 개수는 2B개가 되는 것이다. 또한, 본 발명에서 제안하는 프리앰블 시퀀스의 PAPR은 통상적인 OFDMA 통신 시스템의 프리앰블 시퀀스, 즉 의사 잡음(PN: Pseudorandom Noise, 이하 "PN"이라 칭하기로 한다) 시퀀스를 사용하여 생성된 프리앰블 시퀀스의 5.2993[dB]보다 낮은 값을 가지도록 하며, 골래이 상보 시퀀스(Golay Complementary Sequence)를 확장시킨 형태의 연집 확장 상보 시퀀스(Concatenated Extended Complementary Sequence)를 사용하여 상기 프리앰블 시퀀스를 생성한다.

상기 프리앰블 시퀀스의 전단에는 Cyclic Prefix가 첨가되어 있으며, 상기 종래 기술 부분에서 설명한 바와 같이 OFDMA 통신 시스템의 특성상 Cyclic Prefix가 상기 프리앰블 시퀀스 길이 2B의 1/4(길이 2B/4), 1/8(2B/8), 1/16(2B/16), 1/32(2B/32)로 설정할 수 있다. 여기서, 상기 Cyclic Prefix의 길이는 OFDMA 통신 시스템의 셀(cell)의 크기와 사용자 단말기(UE: User Equipment)들의 이동성(mobility)에 의해 결정된다. 상기 셀의 크기가 비교적 크고, 상기 사용자 단말기들의 이동성이 클 경우에는 상기 Cyclic Prefix의 길이는 비교적 길게 설정된다. 이와는 반대로 상기 셀의 크기가 비교적 작고, 상기 사용자 단말기들의 이동성이 작을 경우에는 상기 Cyclic Prefix의 길이는 비교적 작게 설정된다. 여기서 상기 A는 하기에서 설명할 역고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 칭하기로 한다)의 포인트(point), 즉 입력수 A를 나타낸다. 일 예로, 상기 IFFT가 2048-포인트일 경우 상기 프리앰블 시퀀스는 길이 1704의 시퀀스 형태를 가지게 된다.

그러면 여기서 본 발명에서 제안하는 프리앰블 시퀀스 생성 방법을 설명하기로 한다.

본 발명에서는 상기 OFDMA 통신 시스템에서 사용하는 부반송파들의 개수 A가 2048이라고 가정하고, 상기 프리앰블 시퀀스의 길이 2B가 1704라고 가정하기로 한다. 즉, 본 발명에서는 2048개의 부반송파들(-1024번 부반송파 내지 1023번 부반송파)을 사용하는 OFDMA 통신 시스템에서 연집 확장 상보 시퀀스를 이용하여 생성된 길이 1704(-852번 부반송파 내지 -1번 부반송파, 1번 부반송파 내지 852번 부반송파)의 프리앰블 시퀀스를 생성한다.

여기서, 상기 연집 확장 상보 시퀀스에 대해서 설명하기로 한다.

먼저, 상기 골래이 상보 시퀀스를 사용하여 프리앰블 시퀀스를 생성할 경우에는 프리앰블 시퀀스 길이가로 제한된다는 문제점이 있다. 여기서, 상기 프리앰블 시퀀스의 길이가 상기로 제한되는 이유는 상기 골래이 상보 시퀀스의 특성에 기인하는 것이다. 즉, 상기 골래이 상보 시퀀스의 길이가로 제한되기 때문에 상기 골래이 상보 시퀀스를 사용하여 생성한 프리앰블 시퀀스의 길이 역시로 제한되는 것이다. 상기 골래이 상보 시퀀스의 길이 제한 조건이 상기 OFDMA 통신 시스템에서 필요로 하는 프리앰블 시퀀스의 길이를 만족하지 못할 경우 사용될 수 없다는 문제점이 존재한다. 그래서, 본 발명에서는 골래이 상보 시퀀스를 연장시킨 형태의 상기 연집 확장 상보 시퀀스를 사용하여 프리앰블 시퀀스를 생성하는 방법을 제안한다. 본 발명에서는 일 예로, 길이 128인골래이 상보 시퀀스를 길이 142로 연장시킨 연집 확장 상보 시퀀스를 사용하여 프리앰블 시퀀스를 생성하는 경우를 설명하기로 한다.

먼저, 상기 길이 142의 연집 확장 상보 시퀀스를 사용하여 길이 284의 연집 확장 상보 시퀀스를 생성한다. 그리고, 상기 길이 284의 연집 확장 상보 시퀀스를 상기 1704개의 부반송파들에 6배의 보간(interpolation)을 취하여 매핑함으로써 6개의 상호 직교성(orthogonality)을 가지는 프리앰블 시퀀스들을 생성할 수 있다. 여기서, 상기 상호 직교성을 가지는 6개의 프리앰블 시퀀스들은 기지국(BS: Base Station)의 섹터(sector) 구분 및 다수개의 송신 안테나들(Tx. ANT)을 위해 사용될 수 있다. 일 예로, 상기 기지국이 3-섹터 구조, 즉 α섹터와, β섹터 및 γ섹터의 3-섹터 구조를 가진다고 가정하고, 상기 각각의 섹터들에서 일 예로 2개의 송신 안테나들을 사용한다고 가정하였을 경우, 상기 6개의 프리앰블 시퀀스들 각각은 상호 직교성을 가지므로 상기 3-섹터들 각각에서 2개의 송신 안테나들을 통해 동시에 사용되도 구분 가능하게 되는 것이다.

한편, 실제 OFDMA 통신 시스템에서는 IFFT 입력단에 DC 성분에 해당하는 부반송파, 즉 0번 부반송파와 보호 구간 성분에 해당하는 부반송파들, 즉 -1024번 부반송파 내지 -853번 부반송파들과 853번 부반송파 내지 1023번 부반송파들에 널 데이터를 삽입해야만 한다. 그래서, 상기 프리앰블 시퀀스를 구성하는 엘리먼트(element)들 각각을 상기 IFFT 입력단의 모든 부반송파들 각각에 일대일로 매핑하여 삽입하는 것은 불가능하다. 상기 프리앰블 시퀀스를 IFFT 입력단에 일대일 삽입하는 것이 불가능하기 때문에 본 발명은 상기 프리앰블 시퀀스를 OFDMA 통신 시스템 특성을 살리도록 IFFT 입력단에 매핑하여 삽입하는 규칙을 제안한다.

<프리앰블 시퀀스 매핑 규칙>

여기서, 제1프리앰블 시퀀스인 P11의 PAPR은 4.592287[dB]이다. 그리고, 상기 제1프리앰블 시퀀스 P11을 α섹터의 제1송신 안테나를 통해서 송신한다고 가정하기로 한다.

여기서, 제2프리앰블 시퀀스인 P12의 PAPR은 4.592287[dB]이다. 그리고, 상기 제2프리앰블 시퀀스 P12을 β섹터의 제1송신 안테나를 통해서 송신한다고 가정하기로 한다.

여기서, 제3프리앰블 시퀀스인 P13의 PAPR은 4.592287[dB]이다. 그리고, 상기 제3프리앰블 시퀀스 P13을 γ섹터의 제1송신 안테나를 통해서 송신한다고 가정하기로 한다.

여기서, 제4프리앰블 시퀀스인 P21의 PAPR은 4.592287[dB]이다. 그리고, 상기 제4프리앰블 시퀀스 P41을 α섹터의 제2송신 안테나를 통해서 송신한다고 가정하기로 한다.

여기서, 제5프리앰블 시퀀스인 P22의 PAPR은 4.592287[dB]이다. 그리고, 상기 제5프리앰블 시퀀스 P22을 β섹터의 제2송신 안테나를 통해서 송신한다고 가정하기로 한다.

여기서, 제6프리앰블 시퀀스인 P23의 PAPR은 4.592287[dB]이다. 그리고, 상기 제6프리앰블 시퀀스 P23을 γ섹터의 제2송신 안테나를 통해서 송신한다고 가정하기로 한다.

상기 <프리앰블 시퀀스 매핑 규칙>에서 설명한 바와 같이 길이 284의 연집 확장 상보 시퀀스를 상기 1704개의 부반송파들에 6배의 보간을 취하여 매핑함으로써 6개의 상호 직교성을 가지는 프리앰블 시퀀스들이 생성됨을 알 수 있다. 상기 6개의 상호 직교성을 가지는 프리앰블 시퀀스들은 기지국 3-섹터 구조에 사용됨과 동시에 상기 3-섹터들 각각에서 2개의 송신 안테나들에 사용되며, 따라서 명칭을 "Pnk"으로 기재하였음에 유의하여야 한다. 상기 Pnk에서 "n"은 섹터 순서를 나타내며, "k"는 송신 안테나 순서를 나타낸다. 그리고, 상기 6개의 프리앰블 시퀀스들은 상기 섹터 구조와 송신 안테나들 뿐만 아니라 상호 직교성 특성을 가지는 프리앰블 시퀀스들이 필요할 경우 어디에도 사용될 수 있음은 물론이다.

다음으로 도 5를 참조하여 OFDMA 통신 시스템에서 IFFT 수행시 부반송파들과 프리앰블 시퀀스와의 매핑 관계를 설명하기로 한다.

상기 도 5는 본 발명의 실시예에 따른 OFDMA 통신 시스템에서 IFFT 수행 시 부반송파들과 프리앰블 시퀀스와의 매핑 관계를 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 5에서는 상기 OFDM 통신 시스템의 전체 부반송파들의 개수가 2048개이고, 상기 2048개의 부반송파들중 실제 사용되는 부반송파들의 개수가 1704개일 경우, 즉 -852번 부반송파 내지 -1번 부반송파까지의 852개의 부반송파들과, 1번 부반송파 내지 852번 부반송파까지의 852개의 부반송파들, 즉 총 1704개의 부반송파들이 사용될 경우를 가정하여 설명하기로 한다. 상기 도 5에서 IFFT 입력단의 번호들은 상기 OFDMA 통신 시스템의 부반송파들의 번호를 나타낸다. 그리고 상기에서 설명한 바와 같이 0번 부반송파가 IFFT를 수행한 뒤에는 시간 영역에서 프리앰블 시퀀스의 기준점, 즉 시간 영역에서 DC 성분을 나타내기 때문에 0번 부반송파에는 널 데이터를 삽입한다. 또한, 상기 실제 사용되는 1704개의 부반송파들과, 상기 O번 부반송파를 제외한 부반송파들, 즉 -853번 부반송파 내지 -1024번 부반송파까지의 부반송파들과, 853번 부반송파 내지 1023번 부반송파까지의 부반송파들에도 역시 널 데이터가 삽입된다. 여기서, -853번 부반송파 내지 -1024번 부반송파까지의 부반송파들과, 853번 부반송파 내지 1023번 부반송파까지의 부반송파들에 널 데이터가 삽입되는 이유는 상기에서 설명한 바와 같이 상기 -853번 부반송파 내지 -1024번 부반송파까지의 부반송파들과, 853번 부반송파 내지 1023번 부반송파까지의 부반송파들이 보호 구간에 해당하기 때문이다. 그래서, 주파수 영역의 프리앰블 시퀀스 D(-852:852)가 상기 IFFT에 입력되면, 상기 IFFT는 입력되는 주파수 영역의 프리앰블 시퀀스 D(-852:852)를 해당 부반송파들에 매핑시켜 IFFT를 수행하여 시간 영역의 프리앰블 시퀀스로 출력한다. 여기서, 상기 주파수 영역의 프리앰블 시퀀스 D(-852:852)라 함은 상기 <프리앰블 시퀀스 매핑 규칙>에서 설명한 바와 같이 상호 직교성을 가지는 길이 1704의 프리앰블 시퀀스를 나타낸다. 즉, 상기 주파수 영역의 프리앰블 시퀀스 D(-852:852)는 상기 P11과, P12와, P13와, P21과, P22와, P23의 어느 한 프리앰블 시퀀스를 나타낸다.

그러면 여기서 도 6을 참조하여 OFDMA 통신 시스템의 송신기 구조를 설명하기로 한다.

상기 도 6은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 OFDMA 통신 시스템의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 6을 참조하면, 먼저 전송하고자 하는 정보 비트들(information bits)이 발생하면, 상기 정보 비트는 심볼 사상기(symbol mapper)(611)로 입력된다. 상기 심볼 사상기(611)는 상기 입력되는 정보 비트들을 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 변조하여 심볼 변환한 뒤 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter)(613)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식 혹은 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식 등이 사용될 수 있다. 상기 직렬/병렬 변환기(613)는 상기 심볼 사상기(611)에서 출력하는 심볼을 입력하여 B*N-포인트(B*N-point)에 일치하도록 병렬 변환하여 OFDM 심벌(symbol)로 생성한 후 다수 안테나 송신 부호기(615)로 출력한다. 여기서, 상기 B는 상기에서 설명한 바와 같이 OFDM 통신 시스템에서 사용하는 전체 부반송파들에서 시간 영역에서 프리앰블 시퀀스(preamble sequence)의 기준점, 즉 시간 영역에서 DC 성분을 나타내는 부반송파(sub-carrier), 즉 0번 부반송파와, 주파수 영역에서 고주파(high frequency) 대역에 해당되는 부반송파들, 즉 보호 구간(guard interval)에 해당하는 부반송파들을 제외한 부반송파들의 개수를 나타낸다. 또한, 상기 N은 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용하는 송신 안테나(Tx ANT)들의 개수를 나타낸다.

상기 다수 안테나 송신 부호기(615)는 그 사용 목적에 따라 시공간 부호기(space-time coder), 데이터 다중화기(data multiplexer) 등과 같은 장치로설정 가능하다. 여기서, 상기 사용 목적이 일 예로 송신 안테나 다이버시티(Tx antenna diversity)라면 상기 다수 안테나 송신 부호기(615)로는 시공간 부호기가 사용되고, 상기 사용 목적이 데이터 용량 증가라면 상기 다수 안테나 송신 부호기(615)로는 데이터 다중화기가 사용된다. 상기 다수 안테나 송신 부호기(615)에서 출력된 신호는 선택기(619)와, ... , 선택기(631)로 입력된다.

또한, 0번 안테나(ANT #0) 프리앰블 시퀀스 생성기(preamble sequence generator)(617)는 제어기(도시하지 않음)의 제어에 따라 해당하는 프리앰블 시퀀스를 생성한 후 상기 선택기(619)로 출력한다. 여기서, 상기 0번 안테나는 제1안테나와 동일한 개념이며, 다만 설명의 편의상 명칭만 상이하게 하였을 뿐이다. 상기 0번 안테나(ANT #0) 프리앰블 시퀀스 생성기 내지 하기 N-1번 안테나(ANT #N-1) 프리앰블 시퀀스 생성기(629)의 동작은 하기에서 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 상기 선택기(619)는 해당 시점의 스케줄링(scheduling)에 따라 상기 다수 안테나 송신 부호기(615)에서 출력하는 신호 혹은 상기 0번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(617)에서 출력한 신호 중 하나를 선택하여 IFFT기(621)로 출력한다. 여기서, 상기 선택기(619)에서 출력한 신호는 상기 IFFT기(621)의 입력들중 상기 0번 안테나에 대응되는 입력들로 일대일 매핑되어 입력된다. 그리고, 상기 도 6에는 도시되어 있지 않으나 상기 프리앰블 시퀀스 생성기 및 선택기 구조는 송신 안테나들의 개수와 동일한 개수로 각각 구비되며, 동일한 동작을 수행함은 물론이다. 다만, 상기 도 6에서는 설명의 편의상 0번 안테나에 대응하는 0번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(617) 및 선택기(619)와, N-1번안테나에 대응하는 N-1번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(629) 및 선택기(631)만을 도시하였으며, 설명 역시 상기 0번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(617) 및 선택기(619)와 N-1번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(629) 및 선택기(631)만을 일 예로 하여 설명하기로 한다.

즉, 상기 선택기(619)는 상기 0번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(617)에서 출력한 프리앰블 시퀀스를 선택할 것인지, 혹은 상기 다수 안테나 송신 부호기(615)에서 출력한 심볼을 송신할 것인지를 선택하고, 상기 선택 결과에 따른 신호를 IFFT기(621)로 출력한다. 상기 IFFT기(621)는 상기 선택기(619)에서 출력한 신호를 입력하여 A-포인트 IFFT를 수행하여 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(623)로 출력한다. 또한, 상기 병렬/직렬 변환기(623)로는 상기 IFFT기(621)에서 출력되는 신호 뿐만 아니라 Cyclic Prefix가 입력된다. 그러면 상기 병렬/직렬 변환기(623)는 상기 IFFT기(621)에서 출력한 신호와 상기 Cyclic Prefix를 직렬 변환하여 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter)(625)로 출력한다. 상기 디지털/아날로그 변환기(625)는 상기 병렬/직렬 변환기(623)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 무선 주파수(RF: Radio Frequency, 이하 "RF"라 칭하기로 한다) 처리기(processor)(627)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(627)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등을 포함하여 상기 디지털/아날로그 변환기(625)에서 출력한 신호를 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 안테나(antenna)를 통해 전송한다.

이런 식으로, N-1번 안테나(ANT #N-1) 프리앰블 시퀀스 생성기(629)는 상기제어기의 제어에 따라 해당하는 프리앰블 시퀀스를 생성한 후 선택기(631)로 출력한다. 여기서, 상기 N-1번 안테나는 제N 안테나와 동일한 개념이며, 다만 설명의 편의상 명칭만 상이하게 하였을 뿐이다. 상기 선택기(631)는 해당 시점의 스케줄링에 따라 상기 다수 안테나 송신 부호기(615)에서 출력하는 신호 혹은 상기 N-1번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(629)에서 출력한 신호 중 하나를 선택하여 IFFT기(633)로 출력한다. 여기서, 상기 선택기(631)에서 출력한 신호는 상기 IFFT기(633)의 입력들중 상기 N-1번 안테나에 대응되는 입력들로 일대일 매핑되어 입력된다.

즉, 상기 선택기(631)는 상기 N-1번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(629)에서 출력한 프리앰블 시퀀스를 선택할 것인지, 혹은 상기 다수 안테나 송신 부호기(615)에서 출력한 심볼을 송신할 것인지를 선택하고, 상기 선택 결과에 따른 신호를 IFFT기(633)로 출력한다. 상기 IFFT기(633)는 상기 선택기(631)에서 출력한 신호를 입력하여 A-포인트 IFFT를 수행하여 병렬/직렬 변환기(635)로 출력한다. 또한, 상기 병렬/직렬 변환기(635)로는 상기 IFFT기(633)에서 출력되는 신호 뿐만 아니라 Cyclic Prefix가 입력된다. 그러면 상기 병렬/직렬 변환기(635)는 상기 IFFT기(633)에서 출력한 신호와 상기 Cyclic Prefix를 직렬 변환하여 디지털/아날로그 변환기(637)로 출력한다. 상기 디지털/아날로그 변환기(637)는 상기 병렬/직렬 변환기(635)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 RF 처리기(639)로 출력한다. 상기 RF 처리기(639)는 필터와 전처리기 등을 포함하여 상기 디지털/아날로그 변환기(637)에서 출력한 신호를 실제 에어상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후안테나를 통해 전송한다.

여기서, 상기에서 가정한 바와 같이 기지국이 3-섹터 구조를 가지고, 2개의 송신 안테나들을 사용한다고 가정하였을 경우 상기 송신기는 6개의 프리앰블 시퀀스 생성기들과, 6개의 선택기들을 구비하여 상기 도 6에서 설명한 바와 같은 프리앰블 시퀀스 송신 동작을 수행할 것이다. 여기서, 상기 6개의 프리앰블 시퀀스 생성기들에서 생성되는 시퀀스들이 바로 상기 P11 내지 P23가 되는 것이다.

상술한 바와 같은 본 발명은, 다수의 송신 안테나들을 사용하는 OFDMA 통신 시스템에서 최소 PAPR을 가지는 프리앰블 시퀀스 생성을 가능하게 한다는 이점을 가진다. 이렇게 최소 PAPR을 가지는 프리앰블 시퀀스 생성은 OFDMA 통신 시스템 전체 성능을 향상시킨다는 이점을 가진다. 또한, 본 발명은 상기 다수의 송신 안테나들 각각을 통해 프리앰블 시퀀스를 송신함으로써 수신기가 정확한 채널 추정을 수행할 수 있다는 이점을 가진다. 또한, 본 발명은 상기 OFDMA 통신 시스템에서 요구하는 프리앰블 시퀀스의 길이에 상응하여 연집 확장 상보 시퀀스를 사용하여 프리앰블 시퀀스를 생성함으로써 길이 제한이 존재하지 않으면서도 개수 제한까지 존재하지 않는 프리앰블 시퀀스 생성을 가능하게 한다는 이점을 가진다.

Claims

제1개수의 부반송파들을 사용하고, 제2개수의 송신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템에서 프리앰블 시퀀스를 생성하는 장치에 있어서,

연집 확장 상보 시퀀스를 이용하여 제3개수의 엘리먼트들로 구성된 프리앰블 시퀀스를 생성하는 상기 제2개수의 프리앰블 시퀀스 생성기들과,

상기 제1개수의 부반송파들 중 DC 성분과 상기 부반송파들간 간섭 제거 성분에 대응되는 부반송파들에 널 데이터를 삽입하며, 상기 제1개수의 부반송파들중 상기 널 데이터가 삽입된 부반송파들 이외의 부반송파들 각각에 상기 프리앰블 시퀀스의 제3개수의 엘리먼트들 각각을 삽입한 후 역고속 푸리에 변환하는 상기 제2개수의 역고속 푸리에 변환기들을 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
제1항에 있어서,

상기 프리앰블 시퀀스 생성기들 중 어느 한 프리앰블 시퀀스 생성기는 상기 제1개수가 2048이고, 제2개수가 2이고, 제3개수가 1704일 경우 하기 P11과 같은 프리앰블 시퀀스를 생성함을 특징으로 하는 상기 장치.
제1항에 있어서,

상기 프리앰블 시퀀스 생성기들 중 어느 한 프리앰블 시퀀스 생성기는 상기 제1개수가 2048이고, 제2개수가 2이고, 제3개수가 1704일 경우 하기 P12와 같은 프리앰블 시퀀스를 생성함을 특징으로 하는 상기 장치.
제1항에 있어서,

상기 프리앰블 시퀀스 생성기들 중 어느 한 프리앰블 시퀀스 생성기는 상기 제1개수가 2048이고, 제2개수가 2이고, 제3개수가 1704일 경우 하기 P13과 같은 프리앰블 시퀀스를 생성함을 특징으로 하는 상기 장치.
제1항에 있어서,

상기 프리앰블 시퀀스 생성기들 중 어느 한 프리앰블 시퀀스 생성기는 상기 제1개수가 2048이고, 제2개수가 2이고, 제3개수가 1704일 경우 하기 P21과 같은 프리앰블 시퀀스를 생성함을 특징으로 하는 상기 장치.
제1항에 있어서,

상기 프리앰블 시퀀스 생성기들 중 어느 한 프리앰블 시퀀스 생성기는 상기 제1개수가 2048이고, 제2개수가 2이고, 제3개수가 1704일 경우 하기 P22와 같은 프리앰블 시퀀스를 생성함을 특징으로 하는 상기 장치.
제1항에 있어서,

상기 프리앰블 시퀀스 생성기들 중 어느 한 프리앰블 시퀀스 생성기는 상기 제1개수가 2048이고, 제2개수가 2이고, 제3개수가 1704일 경우 하기 P23과 같은 프리앰블 시퀀스를 생성함을 특징으로 하는 상기 장치.
제1항에 있어서,

상기 연집 확장 상보 시퀀스는 골래이 상보 시퀀스를 사용하여 생성된 시퀀스임을 특징으로 하는 상기 장치.
제1개수의 부반송파들을 사용하고, 제2개수의 송신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템에서 프리앰블 시퀀스를 생성하는 방법에 있어서,

연집 확장 상보 시퀀스를 이용하여 제3개수의 엘리먼트들로 구성된 상기 제2개수의 프리앰블 시퀀스들을 생성하는 과정과,

상기 제2개수의 프리앰블 시퀀스들 각각에 대해서, 상기 제1개수의 부반송파들 중 DC 성분과 상기 부반송파들간 간섭 제거 성분에 대응되는 부반송파들에 널 데이터를 삽입하며, 상기 제1개수의 부반송파들중 상기 널 데이터가 삽입된 부반송파들 이외의 부반송파들 각각에 상기 프리앰블 시퀀스의 제3개수의 엘리먼트들 각각을 삽입한 후 역고속 푸리에 변환하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
제9항에 있어서,

상기 프리앰블 시퀀스들 중 어느 한 프리앰블 시퀀스는 상기 제1개수가 2048이고, 제2개수가 2이고, 제3개수가 1704일 경우 하기 P11과 같이 생성됨을 특징으로 하는 상기 방법.
제9항에 있어서,

상기 프리앰블 시퀀스들 중 어느 한 프리앰블 시퀀스는 상기 제1개수가 2048이고, 제2개수가 2이고, 제3개수가 1704일 경우 하기 P12와 같이 생성됨을 특징으로 하는 상기 방법.
제9항에 있어서,

상기 프리앰블 시퀀스들 중 어느 한 프리앰블 시퀀스는 상기 제1개수가 2048이고, 제2개수가 2이고, 제3개수가 1704일 경우 하기 P13과 같이 생성됨을 특징으로 하는 상기 방법.
제9항에 있어서,

상기 프리앰블 시퀀스들 중 어느 한 프리앰블 시퀀스는 상기 제1개수가 2048이고, 제2개수가 2이고, 제3개수가 1704일 경우 하기 P21과 같이 생성됨을 특징으로 하는 상기 방법.
제9항에 있어서,

상기 프리앰블 시퀀스들 중 어느 한 프리앰블 시퀀스는 상기 제1개수가 2048이고, 제2개수가 2이고, 제3개수가 1704일 경우 하기 P22와 같이 생성됨을 특징으로 하는 상기 방법.
제9항에 있어서,

상기 프리앰블 시퀀스들 중 어느 한 프리앰블 시퀀스는 상기 제1개수가 2048이고, 제2개수가 2이고, 제3개수가 1704일 경우 하기 P23과 같이 생성됨을 특징으로 하는 상기 방법.
제9항에 있어서,

상기 연집 확장 상보 시퀀스는 골래이 상보 시퀀스를 사용하여 생성된 시퀀스임을 특징으로 하는 상기 방법.