KR20050102332A - 복수의 송신 안테나들을 사용하는 다중셀 직교 주파수분할 다중 방식 통신시스템에서 채널 추정 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 기지국들이 (≥1)개의 안테나들을 통해 신호를 송신하고, 단말기가 (≥1)개의 안테나들을 통해 신호를 수신하는 직교 주파수 분할 다중 방식의 통신시스템에서, 상기 단말기가 주변 개의 기지국들로부터의 프리앰블 신호를 수신해서 채널 추정하기 위한 장치 및 방법에 관한 것으로, 상기 프리앰블 길이에 근거해서 채널추정가능한 최대 기지국 개수 를 산출하는 수용가능한 기지국수 결정기와, 상기 개의 주변 기지국들 각각에 대한 기지국 프리앰블 행렬들을 생성하고, 개의 기지국 프리앰블 행렬들중 수신전력에 따라 상기 개의 기지국 프리앰블 행렬들을 선택하여 다중셀 프리앰블 행렬 를 발생하는 다중셀 프리앰블 행렬 발생장치와, 프리앰블 구간에서 상기 개의 안테나들을 통해 수신되는 상기 개의 수신신호들을 합성하여 수신신호 행렬 를 발생하는 제1행렬합성기와, 상기 다중셀 프리앰블 행렬 의 수도우 역행렬을 발생하는 제2행렬 합성기와, 상기 제1행렬 합성기로부터의 수신신호 행렬 와 상기 제2행렬 합성기로부터의 상기 의 수도우 역행렬을 곱해서 시간영역에서의 채널추정값 을 산출하는 행렬곱셈기와, 상기 행렬곱셈기로부터의 상기 채널 추정값 를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역에서의 채널추정값

Description

복수의 송신 안테나들을 사용하는 다중셀 직교 주파수 분할 다중 방식 통신시스템에서 채널 추정 장치 및 방법{APPARATUS FOR CHANNEL ESTIMATIONS FOR MITIGATING INTER-CELL INTERFERENCE IN MULTIPLE TRANSMIT AND MULTIPLE RECEIVE ANTENNAS-ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING CELLULAR SYSTEM AND METHOD THEREOF}
본 발명은 직교 주파수 분할 다중(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 통신시스템에서 채널 추정 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 직교주파수분할다중 통신시스템에서 인접 셀 간섭을 제거하여 정확한 채널추정을 수행하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
일반적으로 무선 통신 시스템(wireless communication system)은 무선 통신 서비스를 지원하는 시스템으로서, 기지국(Node B)과 사용자 단말기(UE: User Equipment)로 구성된다. 그리고, 상기 기지국과 상기 사용자 단말기는 전송 프레임(frame)을 사용하여 무선 통신 서비스를 지원한다. 따라서, 상기 기지국과 상기 사용자 단말기는 전송 프레임의 송신 및 수신을 위해 상호 동기를 획득하여야 하며, 상기 동기 획득을 위해서 상기 기지국은 사용자 단말기가 프레임의 시작을 알 수 있도록 동기 신호를 전송한다. 그러면, 상기 사용자 단말기는 상기 기지국이 전송하는 동기신호를 수신하여 상기 기지국의 프레임 타이밍(frame timing)을 확인하고, 상기 확인된 프레임 타이밍에 따라서 수신되는 프레임을 복조하게 된다. 여기서, 상기 동기신호는 기지국과 상기 사용자 단말기가 미리 약속하고 있는 특정 프리앰블 시퀀스(preamble sequence)를 사용하는 것이 일반적이다.
한편, 상기 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 "OFDM"이라 칭하기로 한다) 통신 시스템에서 사용되는 프리앰블 시퀀스는 피크 대 평균 전력비(PAPR: Peak to Average Power Ratio, 이하 "PAPR"이라 칭하기로 한다)가 작은 것이 바람직하다. 또한, 기지국에서 사용자 단말기로 전송하는 프리앰블은 대략적 동기(coarse synchronization)를 수행하기 위해 필요한 긴 프리앰블 중 앞 부분의 프리앰블과, 미세 주파수 동기를 수행하기 위해 필요한 짧은 프리앰블을 연결하여 사용한다. 그리고 상기 사용자 단말기에서 기지국으로 전송하는 프리앰블은 상기 짧은 프리앰블만을 이용하여 미세 주파수 동기를 획득하도록 한다.
상기 OFDM 통신 시스템은 하나의 프레임을 시간적으로 다중화하여 여러 사용자들, 즉 사용자 단말기들에 대한 데이터들을 전송한다. 이때 상기 프레임의 시작을 알려주는 프레임 프리앰블이 프레임의 시작점에서부터 일정 구간동안 전송된다. 또한, 하나의 프레임 내에 상기 각 사용자들에게 전송하는 데이터가 불규칙적으로 전송될 수 있으므로 데이터의 시작을 알리는 버스트 프리앰블이 각 데이터의 앞부분에 존재한다. 따라서 사용자 단말기는 상기 데이터의 전송 시작점을 알기 위해서는 데이터 프리앰블을 수신해야만 한다. 즉, 상기 사용자 단말기는 데이터의 수신을 위해 데이터의 시작점에 대한 동기를 맞추어야 하는데, 이를 위해서는 신호를 수신하기 전에 모든 시스템에서 공통으로 사용하는 프리앰블 시퀀스를 포착하여 동기를 맞추어야만 한다.
한편, 상기 OFDM 통신 시스템은 상기 OFDM 방식을 사용하지 않는 통신 시스템과 소스 코딩(source coding) 방식과, 채널 코딩(channel coding) 방식 및 변조(modulation) 방식 등에 있어서 동일하다. 물론, 부호 분할 다중 접속(CDMA: Code Division Multiple Access, 이하 "CDMA"라 칭하기로 한다) 통신 시스템은 데이터를 확산(spreading)하여 전송하는 반면에, 상기 OFDM 통신 시스템은 데이터를 역고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 칭하기로 한다)한 후 보호구간(Guard interval)을 삽입하는 형태로 전송한다. 따라서, 상기 OFDM 통신 시스템은 상기 CDMA 통신 시스템에 비해서 광대역 신호를 비교적 간단한 하드웨어(hardware)로 전송할 수 있다. 즉, 상기 OFDM 통신 시스템은 데이터에 대한 변조를 수행한 후에는 다수의 비트(bit)/심볼(symbol)열을 역 고속 푸리에 변환(IFFT)하여 시간 영역(time domain)의 신호를 획득한다. 여기서, 상기 시간영역의 신호는 광대역 신호를 여러 개의 협대역(narrow band) 부반송파(sub-carrier) 신호로 멀티플렉싱한 것으로, 한 OFDM 심볼 구간동안 다수개의 변조 심볼들이 전송된다.
그러나 상기와 같이 IFFT된 OFDM 심볼을 그대로 전송하게 되면 이전 OFDM 심볼과 현재 OFDM 심볼간에 간섭(interference)을 피할 수 없다. 상기 심볼간 간섭을 제거하기 위해서 상기 보호 구간을 삽입하는 것이다. 상기 보호 구간은 일정 구간의 널(null) 데이터를 삽입하는 형태로 제안되었으나, 상기 보호 구간에 널 데이터를 전송하는 형태는 수신기에서 OFDM 심볼의 시작점을 잘못 추정하는 경우 부반송파간에 간섭이 발생하여 수신 OFDM 심볼의 오판정 확률이 높아지는 단점이 있다. 그래서 상기 보호구간을 시간 영역의 OFDM 심볼의 마지막 1/n 비트들을 복사하여 유효 OFDM 심볼에 삽입하는 형태의 "Cyclic Prefix" 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심볼의 처음 1/n 비트들을 복사하여 유효 OFDM 심볼에 삽입하는 "Cyclic Postfix" 방식이 제안되어 사용되고 있다. 상기 보호구간을 시간 영역의 한 OFDM 심볼의 일부분, 즉 한 OFDM 심볼의 처음 부분 혹은 마지막 부분을 복사하여 반복 배치하는 형태의 특성을 이용하여 수신기에서 수신 OFDM 심볼의 시간/주파수 동기를 잡는데 이용할 수도 있다.
한편, 송신기가 송신한 송신 신호는 무선 채널을 통과하면서 왜곡되고, 수신기는 상기 왜곡된 송신 신호를 수신하게 된다. 상기 수신기는 상기 송신기와 수신기간에 미리 설정되어 있는 프리앰블 시퀀스를 이용하여 시간/주파수 동기를 획득하여 채널 추정하고, 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform, 이하 "FFT"라 칭하기로 한다)을 통과한 주파수 영역의 심볼을 상기 채널 추정 값을 이용해 채널 보상한다. 이렇게 채널 보상된 심볼들에 대해서 상기 송신기에서 적용한 채널 코딩에 상응하는 채널 디코딩(channel decoding) 및 소스 디코딩(source decoding)을 수행하여 정보 데이터를 획득한다.
상기 OFDM 통신 시스템은 프레임 타이밍 동기 및 주파수 동기와 채널 추정 모두에 있어 프리앰블 시퀀스를 이용한다. 물론 상기 OFDM 통신 시스템의 경우 프리앰블 이외에 보호 구간과 파일럿(pilot) 부반송파등을 이용하여 프레임 타이밍 동기 및 주파수 동기와 채널 추정 등을 수행하기도 한다. 송신기는 매 프레임 또는 데이터의 버스트의 시작부분에 미리 알고 있는(known) 심볼들을 프리앰블 시퀀스로 전송되며, 수신기는 이를 이용해서 시간/주파수/채널 정보를 업데이트(update)하는데 사용한다.
무엇보다, OFDM 시스템에서 채널 추정이 중요한 이유는 코히어런트 변복조를 수행하기 때문이다. 코히어런트 변복조를 하는 시스템에서 채널 추정기는 반드시 필요하며, 더욱이 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 환경일 때는 각 안테나의 대한 모든 채널 정보가 필요하기 때문에 채널 추정의 중요성은 MIMO 환경에서 더욱 커지게 된다. 특히, MIMO-OFDM 시스템이 다중 셀 환경을 지원할 경우 셀 경계에서 간섭이 매우 심하게 되어 채널 추정 성능이 매우 열화되는 문제점이 있다. 따라서 다중 셀 MIMO-OFDM 시스템에서 인접 셀 간섭을 최소화할수 있는 채널 추정 방법이 요구되고 있는 실정이다.
따라서 본 발명의 목적은 직교 주파수 분할 다중 접속 통신시스템에서 인접 셀 간섭을 제거하여 정확한 채널 추정을 수행하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 기지국들이 N(≥1)개의 안테나들을 통해 신호를 송신하고, 단말기가 M(≥1)개의 안테나들을 통해 신호를 수신하는 직교 주파수 분할 다중 방식의 통신시스템에서, 상기 단말기가 주변 개의 기지국들로부터의 프리앰블 신호를 수신해서 채널 추정하기 위한 장치가, 상기 프리앰블 길이에 근거해서 채널추정가능한 최대 기지국 개수 N_S를 산출하는 수용가능한 기지국수 결정기와, 상기 개의 주변 기지국들 각각에 대한 기지국 프리앰블 행렬들을 생성하고, 개의 기지국 프리앰블 행렬들중 수신전력에 따라 상기 개의 기지국 프리앰블 행렬들을 선택하여 다중셀 프리앰블 행렬 x_S를 발생하는 다중셀 프리앰블 행렬 발생장치와, 프리앰블 구간에서 상기 M개의 안테나들을 통해 수신되는 상기 M개의 수신신호들을 합성하여 수신신호 행렬 y를 발생하는 제1행렬합성기와, 상기 다중셀 프리앰블 행렬 의 수도우 역행렬을 발생하는 제2행렬 합성기와, 상기 제1행렬 합성기로부터의 수신신호 행렬 y와 상기 제2행렬 합성기로부터의 상기 의 수도우 역행렬을 곱해서 시간영역에서의 채널추정값 을 산출하는 행렬곱셈기와, 상기 행렬곱셈기로부터의 상기 채널 추정값 를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역에서의 채널추정값 을 산출하는 FFT기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
바람직하기로, 상기 채널추정가능한 최대 기지국 개수 N_S는 다음과 같이 산출되는 것을 특징으로 한다.
여기서, A는 상기 프리앰블 길이이고, L은 멀티패스 개수이며, N은 안테나 개수이고, NB는 중앙 기지국을 포함한 주변 기지국 개수를 나타낸다.
바람직하기로, 상기 멀티패스 개수 L은 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix) 길이로 결정되는 것을 특징으로 한다.
바람직하기로, 상기 프리앰블 길이는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 길이인 것을 특징으로 한다.
바람직하기로, 상기 의 수도우 역행렬은 인 것을 특징으로 하는 한다.
바람직하기로, 상기 기지국들은 내부 N개의 프리앰블 신호들을 구분하기 위해서 프리앰블이 할당되는 부반송파를 안테나마다 서로 다르게 설정하며, 기지국간 프리앰블 신호를 구분하기 위해서 기준이 되는 N개의 프리앰블 신호들을 주파수 영역에서 서로 다르게 위상 변환하여 송신하는 것을 특징으로 한다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.
이하 본 발명은 다중셀 환경을 지원하는 MIMO-OFDM 통신시스템에서 수신기가 인접 셀의 간섭을 제거하여 정확한 채널 추정을 수행하기 위한 장치 및 방법에 대해 설명할 것이다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 N개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템에서 송신기의 구성을 도시하고 있다.
도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 송신기는, 심볼대응기(111), 직렬/병렬 변환기(113), N개의 안테나 송신 부호기(115), N개의 프리앰블 시퀀스 생성기들(117,129), N개의 선택기들(119,131), N개의 IFFT기들(121,133), N개의 병렬/직렬변환기들(123,135), N개의 디지털/아날로그 변환기들(125,137), N개의 RF처리기들(127,139)을 포함하여 구성된다.
도 1을 참조하면, 심볼 대응기(111)는 입력되는 정보 비트(information bit)를 주어진 부호율에 따라 부호화(coding)하고, 주어진 차수에 따라 변조(modulation)하여 심볼들을 출력한다. 즉, 심볼 대응기(111)는 채널부호장치(channel coder) 및 변조장치(modulator)를 포함하여 구성된다. 여기서, 상기 채널부호장치는 일 예로, 터보부호기, 길쌈부호기 등을 사용할 수 있고, 상기 변조장치는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 8PSK(8ray PSK), 16QAM(16ary Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM(64ary QAM) 등을 사용할수 있다.
직렬/병렬 변환기(513)는 상기 심볼 대응기(111)로부터 출력되는 심볼들을 B*N-포인트(B*N-point)로 병렬 변환하여 출력한다. 여기서, 상기 B는 하나의 송신 안테나에 대하여 실제 데이터가 할당되는 부반송파의 개수를 나타내고, 상기 N은 송신 안테나의 개수를 나타낸다. 즉, 상기 심볼 대응기(111)에서 모든 안테나를 위한 B*N개의 심볼들을 발생하면, 상기 직렬/병렬 변환기(113)는 상기 심볼 대응기(111)로부터의 상기 B*N개의 심볼들을 병렬로 변환하여 출력한다.
복수 안테나 송신 부호기 (115)는 목적에 따라 시공간 부호기, 데이터 멀티플렉싱 장치 혹은 그 이외의 다른 장치가 될 수 있다. 통상적으로 상기 목적이 송신 안테나 다이버시티를 주기 위한 것이라면 시공간 부호기가 사용되고, 데이터의 용량을 증가시키기 위한 것이라면 데이터 멀티플렉싱 장치가 사용된다. 즉, 상기 복수 안테나 송신 부호기(115)는 상기 심볼 대응기(111)로부터의 심볼들을 소정 규칙에 의해 부호화하여 N개의 안테나 신호들을 생성하고, N개의 안테나 신호들의 각각을 해당 선택기(119,131)로 출력한다.
0번 안테나(안테나 0번) 프리앰블 시퀀스 생성기(preamble sequence generator) (117)는 제어기(도시하지 않음)의 제어에 따라 해당하는 프리앰블 시퀀스를 생성하여 상기 선택기(119)로 출력한다. 상기 0번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(117)에 대해서는 후술되는 도 3에서 상세히 설명하기로 한다. 상기 선택기(119)는 해당 시점의 스케줄링(scheduling)에 따라 복수 안테나 송신 부호기(115)에서 출력하는 신호 혹은 상기 프리앰블 시퀀스 생성기(117)에서 출력하는 신호 중 하나를 선택하여 0번 안테나의 IFFT기(121)로 출력한다. 즉, 상기 선택기(119)는 상기 0번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(117)에서 생성된 프리앰블 시퀀스를 전송할 것인지, 상기 복수 안테나 송신 부호기(115)에서 출력되는 심볼들을 전송할 것인지 여부를 판단한다. 상기 판단 결과 프리앰블 시퀀스를 전송할 경우에는 상기 0번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(117)에서 생성된 프리앰블 시퀀스를 전송하고, 상기 판단 결과 심볼들을 전송할 경우에는 상기 복수 안테나 송신 부호기(115)에서 생성된 심볼들을 전송한다.
상기 IFFT기(121)는 상기 복수 안테나 송신 부호기(115) 혹은 상기 0번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(117)로부터의 신호를 A-포인트 역 고속 푸리에 변환(IFFT)하여 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(123)로 출력한다. 상기 A는 상술한 바와 같이 IFFT기의 전체 부반송파의 개수에 해당한다. 또한, 상기 B는 A개의 전체 부반송파들 중에서 DC와 사용하지 않는 높은 주파수 대역을 제외한 실제 사용되는 부반송파의 개수를 의미한다.
한편, 상기 병렬/직렬 변환기(123)에는 상기 IFFT기(121)에서 출력되는 신호뿐만 아니라 보호구간을 위한 사이클릭 프리픽스(Cyclick Prefix)가 입력된다. 따라서 상기 병렬/직렬 변환기(123)는 상기 IFFT기(121)로부터의 신호와 상기 입력되는 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix)를 직렬 변환하여 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter)(125)로 출력한다. 상기 디지털/아날로그 변환기(125)는 상기 병렬/직렬 변환기(123)로부터의 신호를 아날로그 신호로 변환하여 RF 처리기(Radio Frequency processor)(127)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(127)는 필터(filter) 등을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(125)로부터의 신호를 실제 무선 상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 0번 안테나(antenna)를 통해 전송한다.
한편, 안테나 (N-1)번 프리앰블 시퀀스 생성기(preamble sequence generator)(129)는 제어기(도시하지 않음)의 제어에 따라 해당하는 프리앰블 시퀀스를 생성하여 선택기(131)로 출력한다. 상기 선택기(131)는 해당 시점의 스케줄링(scheduling)에 따라 상기 복수 안테나 송신 부호기(115)에서 출력하는 신호 혹은 상기 (N-1)번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(129)에서 출력하는 신호 중 하나를 선택하여 IFFT기(133)로 출력한다. 즉, 상기 선택기(131)는 상기 N-1번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(129)에서 생성된 프리앰블 시퀀스를 전송할 것인지, 상기 복수 안테나 송신 부호기(115)로부터의 심볼들을 전송할 것인지 여부를 판단한다. 상기 판단 결과 프리앰블 시퀀스를 전송할 경우에는 상기 안테나 (N-1)번 프리앰블 시퀀스 생성기(129)에서 생성된 프리앰블을 전송하고, 상기 판단 결과 심볼을 전송할 경우에는 상기 복수 안테나 송신 부호기(115)에서 출력되는 심볼들을 전송한다.
상기 IFFT기(133)는 상기 복수 안테나 송신 부호기(115) 혹은 상기 N-1번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(129)로부터의 신호를 A-포인트 역 고속 푸리에 변환(IFFT)하여 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(135)로 출력한다. 상기 A는 상술한 바와 같이 IFFT기의 전체 부반송파의 개수와 해당한다. 상기 B는 A개의 전체 부반송파들 중에서 DC와 사용하지 않는 높은 주파수 대역을 제외한 실제 사용되는 부반송파의 개수를 의미한다.
한편, 상기 병렬/직렬 변환기(135)에는 상기 IFFT기(133)에서 출력되는 신호뿐만 아니라 보호구간을 위한 사이클릭 프리픽스(Cyclick Prefix)가 입력된다. 따라서 상기 병렬/직렬 변환기(135)는 상기 IFFT기(133)로부터의 신호와 상기 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix)를 직렬 변환하여 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter)(137)로 출력한다. 상기 디지털/아날로그 변환기(137)는 상기 병렬/직렬 변환기(135)로부터의 신호를 아날로그 신호로 변환하여 RF 처리기(Radio Frequency processor)(139)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(139)는 필터(filter) 등을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(137)로부터의 신호를 실제 무선 상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 N-1번 안테나(antenna)를 통해 전송한다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 M개의 수신 안테나를 사용하는 OFDM 통신 시스템에서 수신기의 구성을 도시하고 있다.
도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 수신기는, M개의 안테나들, M개의 RF처리기들(201, 207), M개의 아날로그/디지털 변환기들(203, 209), M개의 직렬/병렬 변환기들(205,211), M개의 FFT기들(215, 217), 다중셀 채널 추정기(213), M개의 등화기들(219, 221), 복수 안테나 수신 복호기(223), 병렬/직렬 변환기(225) 및 보조기(227)를 포함하여 구성된다.
상기 도 2를 참조하면, 먼저 RF 처리기(201)는 0번 째 수신 안테나를 통해 수신되는 신호를 RF필터 및 프론트 엔드 단에서의 여러 가지 과정을 거처 아날로그/디지털 변환기(203)로 전달한다. 상기 아날로그/디지털 변환기(203)는 상기 RF처리기(210)로부터의 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하여 직렬/병렬 변환기(205)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(205)는 상기 아날로그/디지털 변환기(205)로부터의 신호에서 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix)에 해당하는 영역을 제거하고, 나머지 신호를 병렬로 변환해서 디지털 단에서의 수신 신호 을 출력한다. 마찬가지로, 병렬/직렬 변환기(211)는 M-1 번째 수신 안테나에 대한 수신 신호을 출력한다.
만일, 수신된 시점이 프리앰블 구간이라면, 상기 수신신호들( , )은 다중셀 채널 추정기 (213)로 전달된다. 그러면, 상기 다중셀 채널 추정기 (213)는 모든 경우의 채널들(M×N×L개의 채널들)을 추정하고, 채널 추정 값들을 각각 해당 등화기(219,221)로 전달한다.
수신된 시점이 프리앰블 구간이 아니면, 상기 수신신호들( , )은 FFT기들(215,217)로 전달된다. 그러면, 상기 FFT기들(215,217)은 각각 입력되는 수신신호를 A-포인트 고속 푸리에 변환하여 대응되는 등화기(219,221)로 출력한다. 상기 등화기들(219,221)은 각각 입력되는 신호를 상기 다중셀 채널 추정기(213)로부터의 채널 추정값을 이용하여 해당 안테나에서의 채널왜곡을 보상하여 출력한다. 상기 채널보상된 신호는 복수 안테나 수신 복호기(223)로 출력된다.
상기 복수 안테나 수신 복호기(223)는 M개의 등화기들(219,221)로부터의 신호들을 소정 규칙에 의해 복호화하여 하나의 안테나 신호로 만들어 병렬/직렬 변환기(225)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(225)는 상기 복수 안테나 수신 복호기(223)로부터의 병렬 데이터를 직렬 데이터로 변환하여 복조기(225)로 출력한다. 상기 복조기(225)는 상기 병렬/직렬 변환기(225)로부터의 데이터를 미리 약속된 방식에 의해 복조(demodulation) 및 복호(decoding)하여 원래 정보비트열을 획득한다.
도 3은 본 발명에 따른 프리앰블 송신 규칙을 도시하고 있다. 도시된 바와 같이, 중앙 기지국을 포함한 주변 기지국의 개수가 이고, 각각의 기지국이 N개의 송신 안테나들을 사용할 때, 프리앰블 시퀀스 송신 규칙을 보여준다. 여기서, 상기 '중앙 기지국'은 프리앰블 시퀀스를 생성함에 있어 기준이 되는 기지국을 칭하는 용어이다.
도 3을 참조하면, 0번째 기지국(중앙 기지국)(301)은 N개의 프리앰블 시퀀스 생성기들(303, 305)을 포함한다. 상기 N개의 프리앰블 시퀀스 생성기들(303, 305)은 특정 방법에 의해 서로 다른 프리앰블 시퀀스를 생성한다. 상기 특정 방법 중 하나가 각 송신 안테나마다 서브 캐리어를 다르게 할당하는 방식이다. 가령, 안테나가 2개라고 가정할 경우, 첫 번째 안테나에 대해서는 소정 시퀀스를 전체 부반송파들중 홀수번째에만 할당하고(나머지는 Null 할당), 두 번째 안테나에 대해서는 소정 시퀀스를 짝수번째 부반송파들에만 할당한다.
1번째 기지국(307)은 N개의 프리앰블 시퀀스들(308, 310)과 N개의 L-위상(Phase)변환기들(309, 311)을 포함한다. 상기 N개의 프리앰블 시퀀스 생성기들(308, 310)은 상기 0번째 기지국(301)과 마찬가지로 N개의 프리앰블 시퀀스들을 생성한다. 이후, L-위상 변환기들(309,311)은 각각 대응되는 프리앰블 시퀀스 생성기로부터의 프리앰블 시퀀스를 L만큼 위상 변환하여 최종적인 프리앰블 시퀀스를 생성한다. 여기서, 상기 L 값은 CP(Cyclic Prefix)길이로 결정될수 있다. 상기 L-위상 변환기를 사용하는 이유는 0번 째 기지국에서 사용하는 프리앰블과 직교성을 주기 위한 것으로 이미 공지되어 있는 기술이다. 상기 L-위상변환기를 사용하지 않고 다른 방법으로 프리앰블 시퀀스를 생성시킬 수도 있는데, 본 발명에서는 일 예로 상기 L-위상변환기를 사용하는 것으로 가정한다.
마찬가지로, ( )번째 기지국(313)도 N개의 프리앰블 시퀀스 생성기들(314, 316)과 N개의 위상변환기들(315,317)을 포함한다. 상기 N개의 프리앰블 시퀀스 생성기들(314,316)은 상기 0번째 기지국(301)과 동일하게 N개의 서로 다른 프리앰블 시퀀스들을 생성한다. 상기 N개의 위상변환기들(315, 317)은 각각 대응되는 프리앰블 시퀀스 생성기로부터의 프리앰블 시퀀스를 만큼 위상 변환하여 최종적인 프리앰블 시퀀스를 생성한다.
도 4는 상기 도 3에서 설명한 L-위상변환기의 특성을 보여주고 있다.
도시된 바와 같이, 주파수 영역에서 신호 가 L-위상변환기를 거치면, 주파수 영역에서는 위상변환이 되지만 이를 IFFT를 통해 시간 영역으로 변환하면 원형 시프트 형태가 된다. 상기 IFFT 출력 신호의 원형 시프트된 신호들 사이에는 서로 직교성이 보장되기 때문에 보통 프리앰블을 발생시킬 때 주파수 영역에서 위상 변환기를 사용한다.
그러면, 이하에서 상기 도 2에서 설명한 다중셀 채널 추정기(213)의 상세 구성 및 동작에 대해 살펴보기로 한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 MIMO(Multiple Input Multiple Output)-OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 통신시스템의 수신기에서 다중셀 채널 추정기의 상세 구성을 도시하고 있다.
도 5를 참조하면, 수용 가능 기지국 수 결정기(503)는 상기 다중셀 채널 추정기(213)에서 수용 가능한(또는 채널 추정 가능한) 있는 최대 기지국 개수 을 산출해서 출력한다. 본 발명은 프리앰블 길이가 IFFT/FFT의 사이즈(또는 OFDM 심볼 길이) A로 결정되기 때문에 채널 추정 가능한 기지국 개수는 상기 A값과 밀접한 관련이 있다. 이에 대해서는 후술되는 도 6에서 상세히 설명하기로 한다.
다중셀 프리앰블 행렬 발생장치(505)는 상기 수용가능 기지국수 결정기(503)로부터의 상기 최대 기지국 개수 을 이용해서 다중셀 채널 추정에 직접적으로 사용될 행렬 을 생성해서 출력한다. 이에 대해서는 후술되는 도 7에서 상세히 설명하기로 한다.
한편, 행렬 합성기(509)는 각 수신 안테나로부터 수신한 시간 영역에서의 수신 신호 을 이용하여 하기 <수학식 1>과 같은 수신신호 행렬 을 합성한다. 상기 수신 신호 는 앞서 설명한 바와 같이 상기 도 2의 직렬/병렬 변환기들(205, 211)에서 출력되는 신호들로, 프리앰블 구간에서 수신된 신호들이다.
행렬 합성기(507)는 상기 다중셀 프리앰블 행렬 발생장치(505)로부터의 행렬 에 대한 수도우 역행렬 을 산출해서 출력한다.
이후, 행렬 곱셈기(511)는 상기 행렬 합성기(509)로부터 구한 상기 수신신호 행렬y 와 상기 행렬 합성기(507)로부터 구한 수도우 역행렬 을 곱하여 하기 <수학식 2>와 같은 채널 추정 값 을 산출한다. 여기서, 채널 추정값 는 N(송신 안테나 개수)×M(수신 안테나 개수)×L(멀티 패스 개수)개의 채널 추정값들을 포함한다.
그리고, FFT기(513)는 상기 행렬 곱셈기(511)에서 산출한 채널추정값 을 A-포인트 고속 푸리에 변환(FFT)하여 주파수 영역에서의 채널 추정 값 을 얻어낸다. 상세히, 상기 A포인트 FFT기(513)는 L개의 채널 추정값들을 고속 푸리에 변환하여 A개의 채널추정값을 출력하는 동작을 N×M번 수행하여 최종적으로 N×M×A 개의 채널추정값들을 획득한다. 이렇게 획득된 추정값들은 상술한 등화기들(219,221)로 제공되어 채널보상에 사용된다.
채널 추정 종류에 따라 상술한 바와 같이 수도우 역행렬을 곱해서 채널 추정 값을 얻어 낼 수 있고, 혹은 주파수 영역에서 획득하는 방법도 있지만, 본 발명에서는 일 예로 수도우 역행렬을 곱하는 최대 우도(ML : maximum likelihood) 방법을 사용하는 것으로 가정한다. 이와 같이, 본 발명은 수용 가능한 최대 기지국 개수 을 이용해 다중셀 프리앰블 행렬 을 구했다는 점에서 특징이 있다.
도 6은 상기 도 5에서 설명한 수용 가능 기지국 수 결정기(503)의 상세 구성을 도시하고 있다.
앞서 언급한 바와 같이, 본 발명은 프리앰블 길이를 하나의 OFDM 심볼 길이인 A로 제한했기 때문에 채널 추정 가능한 기지국 개수가 한정된다. 또한 MIMO 채널과 같이 멀티 패스가 많은 채널 상황을 가정했기 때문에 이의 모든 상황을 고려하여 채널 추정 가능한 최대 기지국 개수 를 결정해야 한다. 구체적으로, 상기 채널 추정 가능한 최대 기지국 개수 는 하기 <수학식 3>과 같이 산출된다.
여기서, A는 IFFT의 사이즈(또는 프리앰블 길이)이고, L은 멀티패스 개수(사이클릭 프리픽스 길이로 결정됨)이며, N은 안테나 개수이고, NB는 중앙 기지국을 포함한 주변 기지국 개수를 나타낸다. 또한, 은 채널 추정할수 있는 기지국 개수를 나타낸다.
상기 <수학식 3>에서 보여지는 바와 같이, 주변 기지국 개수 가 채널 추정할 수 있는 기지국 개수 보다 작을 경우 상기 최대 기지국 개수 는 주변 기지국 개수 가 된다. 반면 주변 기지국 개수 가 채널 추정할 수 있는 기지국 개수 보다 크면, 상기 최대 기지국 개수 는 로 결정된다. 이것을 블록 구성으로 나타내면 상기 도 6과 같다.
도 6을 참조하면, 먼저 곱셈기(601)는 멀티패스 개수 L과 안테나 개수 N을 곱해서 출력한다. 나누기(603)는 IFFT 사이즈 A를 상기 곱셈기(601)의 출력값(L*N)으로 나누어 을 출력한다. Floor(605)는 상기 나누기(603)로부터의 값에서 소수점 이하를 버리고 정수를 출력한다. 작은값 선택기(607)는 상기 Floor(605)에서 출력되는 값과 주변 기지국 개수 를 비교하고, 작은 값을 선택하여 채널추정 가능한 기지국 수 로 출력한다.
도 7은 상기 도 5에서 설명한 다중셀 프리앰블 행렬 발생장치(505)의 상세 구성을 도시하고 있다.
도 7을 참조하면, 0번 기지국 (중앙 기지국) 프리앰블 행렬 발생 장치(701)는 이미 알고 있는 0번 기지국의 모든 송신 안테나에 대한 주파수 영역에서의 프리앰블 정보 을 이용하여 0번 기지국 프리앰블 행렬 을 발생한다. 이에 대해서는 후술되는 도 8에서 상세히 설명하기로 한다.
1번 기지국 프리앰블 행렬 발생 장치(703)는 이미 알고 있는 1번 기지국의 모든 송신 안테나에 대한 주파수 영역에서의 프리앰블 정보 을 이용하여 1번 기지국 프리앰블 행렬 을 발생한다.
마찬가지로, 번 기지국 프리앰블 발생장치(705)는 번 기지국 프리앰블 행렬 을 발생하고, 번 기지국 프리앰블 발생장치(709)는 번 기지국 프리앰블 행렬 을 발생한다.
여기서, 채널 추정기의 좋은 성능을 위해서는 추정 대상이 되는 기지국의 전력이 추정 대상이 되지 않은 기지국의 전력보다는 커야 하기 때문에 기지국의 번호는 하기 <수학식 4>와 같이 전력 순서대로 인덱싱된다.
이후, 수용 가능 기지국 행렬 발생 장치(711)는 상기 수용 가능 기지국 수 결정기(503)로부터의 을 입력받아 만큼의 기지국 프리앰블 행렬들을 선택하여 다중셀 프리앰블 행렬 을 발생한다.
도 8은 상기 도 7에서 설명한 0번 기지국 프리앰블 행렬 발생 장치(701)의 상세 구성을 도시하고 있다.
도 8을 참조하면, A-포인트 IFFT기(801)는 0번 기지국 (중앙 기지국)의 0번 송신 안테나 프리앰블 신호 을 역 고속 푸리에 변환하여 시간 영역에서의 신호 을 발생한다. 상기 은 0번 안테나 프리앰블 행렬 발생 장치(825) 및 원형시프터들(807, 809, 811)로 입력된다.
원형 시프터(807)는 상기 IFFT기(801)로부터의 을 한 번 원형 시프트해서 을 상기 0번 프리앰블 행렬 발생 장치(825)로 출력하고, 원형 시프터(809)는 상기 IFFT기(801)로부터의 를 두 번 원형 시프트해서 을 상기 0번 프리앰블 행렬 발생 장치(825)로 출력하며, 마지막으로 원형 시프터(811)는 상기 IFFT기(801)로부터의 을 (L-1)번 원형 시프트해서 을 상기 0번 프리앰블 행렬 발생 장치(825)로 출력한다.
상기 0번 프리앰블 행렬 발생장치(825)는 상기 IFFT기(801)와 상기 원형 시프터들(807,809,811)로부터 입력되는 신호들을 합성해서 0번 안테나 프리앰블 행렬 을 생성한다. 상기 0번 안테나 프리앰블 행렬에 대한 구체적인 값을 살펴보면 하기 <수학식 5>와 같다.
마찬가지로, 1번 안테나 프리앰블 행렬 발생장치(827)는 1번 안테나 프리앰블 행렬 을 생성해서 안테나 프리앰블 행렬 합성장치(831)로 출력하고, N-1 번 안테나 프리앰블 행렬 발생장치(829)는 (N-1)번 안테나 프리앰블 행렬 을 생성해서 상기 안테나 프리앰블 행렬 합성 장치(831)로 출력한다.
상기 안테나 프리앰블 행렬 합성 장치(831)는 N개의 안테나 프리앰블 행렬 발생장치들(825,827,829)로부터의 N개의 안테나 프리앰블 행렬들을 합성하여 0번 기지국 프리앰블 행렬 을 생성한다. 상술한 도 7에서, 나머지 기지국 프리앰블 행렬 발생장치들(703, 705, 707, 709)도 동일한 방법으로 해당 기지국 프리앰블 행렬을 생성한다.
본 발명의 보나 나은 이해를 돕기 위한 실제 적용예를 살펴보기로 한다.
도 9는 주변 기지국 개수 가 2이고 송신 안테나 개수 N가 4일 때, 각 기지국의 프리앰블 시퀀스 송신 규칙을 보여주고 있다.
도시된 바와 같이, 0번째 기지국(중앙 기지국)(901)은 4개의 프리앰블 시퀀스 생성기들(903, 905)을 포함한다. 상기 4개의 프리앰블 시퀀스 생성기들(903, 905)은 특정 방법에 의해 프리앰블 시퀀스를 생성한다. 상기 특정 방법 중 하나가 각 송신 안테나 마다 서브 캐리어를 다르게 할당하는 방식이다.
1번째 기지국(907)은 4개의 프리앰블 시퀀스들(908, 910)과 4개의 16-위상(Phase)변환기들(909, 911)을 포함한다. 상기 4개의 프리앰블 시퀀스 생성기들(908, 910)은 상기 0번째 기지국(901)과 마찬가지로 4개의 프리앰블 시퀀스들을 발생한다. 이후, 16-위상 변환기들(909,911)은 각각 대응되는 프리앰블 시퀀스 생성기로부터의 프리앰블 시퀀스를 16만큼 위상 변환하여 최종적인 프리앰블 시퀀스를 생성한다. 상기 위상 변환기를 사용하는 이유는 0번 째 기지국에서 사용하는 프리앰블과 직교성을 주기 위한 것으로 이미 공지되어 있는 기술이다. 상기 위상변환기를 사용하지 않고 다른 방법으로 프리앰블 시퀀스를 생성시킬 수도 있는데, 본 발명에서는 일 예로 상기 위상 변환기를 사용하는 것으로 가정한다.
도 10은 상기 도 9에서 설명한 16-위상 변환기(907,911)의 원리를 보여주고 있다.
도시된 바와 같이, 주파수 영역에서의 신호 가 16-위상변환기를 거치면 주파수 영역에서는 위상변환이 되지만, 이를 IFFT를 통해 시간 영역으로 변환하면 원형 시프트 형태가 된다. IFFT 출력 신호의 원형 시프트된 신호들 사이에는 서로 직교성이 보장되기 때문에 보통 프리앰블을 발생시킬 때 주파수 영역에서 위상변환기를 사용한다.
도 11은 프리앰블 길이 A가 '128'이고, 안테나 개수 N이 '4'이며, 멀티패스 개수 L이 '16'이고, 중앙기지국을 포함한 주변 기지국 개수 NB가 '2'일 경우, 상술한 수용 가능 기지국수 결정기(503)의 동작을 보여주고 있다. 앞서 언급한 바와 같이, 상기 멀티패스 개수 L은 정확히 알수가 없기 때문에 CP(cyclic prefix) 길이로 결정된다.
상기와 같은 가정 하에서 채널 추정 가능한 최대 기지국 개수는 하기 <수학식 6>과 같이 산출된다.
상기 <수학식 6>에서 보여지는 바와 같이, 주변 기지국 개수 2 가 채널 추정할 수 있는 기지국 개수 보다 작을 때는 상기 최대 기지국 개수 는 가 되고, 채널 추정할수 있는 기지국 개수보다 클 때는 상기 최대 기지국 개수는 가 된다. 이것을 블록 구성으로 나타내면 상기 도 11과 같다.
도 11을 참조하면, 먼저 곱셈기(1101)는 멀티패스 개수 '16'과 안테나 개수 '4'를 곱해서 출력한다. 나누기(1103)는 프리앰블 길이 '128'을 상기 곱셈기(1101)로부터의 값(16*4=64)으로 나눈 값을 출력한다. Floor(1105)는 상기 나누기(1103)로부터의 값을 Floor 연산하여 출력한다. 작은값 선택기(1107)는 상기 Floor(1105)로부터의 값 '2'와 주변기지국 개수 '2'를 비교하고, 작은 값을 선택하여 수용가능한 기지국 수 (=2)로 출력한다.
도 12는 안테나 개수가 '4'이고, 주변 기지국 개수 NB가 '2'이며, 수용가능한 최대 기지국 개수 NS가 '2'일 때, 상술한 다중셀 프리앰블 행렬 발생장치(505)의 동작을 보여주고 있다.
도 12를 참조하면, 0번 기지국 (중앙 기지국) 프리앰블 행렬 발생 장치(1201)는 이미 알고 있는 0번 기지국의 4개의 송신 안테나들에 대한 주파수 영역에서의 프리앰블 정보 을 이용하여 0번 기지국 프리앰블 행렬 을 발생한다. 이에 대해서는 후술되는 도 13에서 상세히 설명하기로 한다.
1번 기지국 프리앰블 행렬 발생 장치(1203)는 이미 알고 있는 1번 기지국의 4개의 송신 안테나들에 대한 주파수 영역에서의 프리앰블 정보 을 이용하여 1번 기지국 프리앰블 행렬 을 발생한다.
여기서, 채널 추정기의 좋은 성능을 위해서는 추정 대상이 되는 기지국의 전력이 추정 대상이 되지 않은 기지국의 전력보다는 커야 하기 때문에 기지국의 번호는 하기 <수학식 7>와 같이 전력 순서대로 인덱싱된다.
이후, 수용 가능 기지국 행렬 발생 장치(1205)는 상기 수용 가능 기지국 수 결정기(503)로부터의 채널추정가능한 최대 기지국 개수 에 근거해서 상기 기지국 프리앰블 행렬 발생장치들(1201, 2103)로부터의 2개의 기지국 프리앰블 행렬들중 2개의 기지국 프리앰블 행렬들을 합성해서 다중셀 프리앰블 행렬을 발생한다.
도 13은 프리앰블 길이 A가 '128'이고, 안테나 수가 '4'이며, 멀티패스 개수 L이 '16'일 때, 상술한 0번 기지국 프리앰블 행렬 발생장치(701)의 동작을 보여주고 있다.
도 13을 참조하면, 128-포인트 IFFT기(1301)는 0번 기지국 (중앙 기지국)의 0번 송신 안테나 프리앰블 신호 을 역 고속 푸리에 변환하여 시간 영역에서의 신호 을 발생한다. 상기 은 0번 안테나 프리앰블 행렬 발생 장치(1325) 및 15개의 원형시프터들(1307, 1309, 1311)로 입력된다.
원형 시프터(1307)는 상기 IFFT기(1301)로부터의 을 한 번 원형 시프트해서 을 상기 0번 프리앰블 행렬 발생 장치(1325)로 출력하고, 원형 시프터(1309)는 상기 IFFT기(801)로부터의 를 두 번 원형 시프트해서 을 상기 0번 프리앰블 행렬 발생 장치(1325)로 출력하며, 마지막으로 원형 시프터(1311)는 상기 IFFT기(1301)로부터의 을 15번 원형 시프트해서 을 상기 0번 프리앰블 행렬 발생 장치(1325)로 출력한다.
그러면, 상기 0번 프리앰블 행렬 발생장치(1325)는 상기 IFFT기(1301) 및 상기 원형시프터들(1307, 1309, 1311)로부터의 신호들을 합성해서 0번 안테나 프리앰블 행렬 을 획득한다. 상기 0번 안테나 프리앰블 행렬에 대한 구체적인 값을 살펴보면 하기 <수학식 8>와 같다.
마찬가지로, 1번 안테나 프리앰블 행렬 발생장치(1327)는 1번 안테나 프리앰블 행렬 을 발생하고, 2번 안테나 프리앰블 행렬 발생장치(도시하지 않음)는 2번 안테나 프리앰블 행렬 을 발생하며, 3번 안테나 프리앰블 행렬 발생장치(1329)는 3번 안테나 프리앰블 행렬 을 발생한다.
그러면, 안테나 프리앰블 행렬 합성 장치(1331)는 상기 4개의 안테나 프리앰블 행렬 발생장치들(1325, 1327, 1329)로부터의 4개의 안테나 프리앰블 행렬들을 합성하여 0번 기지국 프리앰블 행렬 을 획득한다. 나머지 기지국 프리앰블 행렬 발생장치들(703, 705, 707, 709)도 동일한 방법으로 해당 기지국 프리앰블 행렬을 획득한다. 이와 같이, 모든 경우의 멀티패스를 고려해서 기지국 프리앰블 행렬을 생성한다.
도 14는 본 발명의 실시예에 따른 N개의 송신 안테나를 사용하는 OFDM 통신 시스템에서 송신기의 절차를 도시하고 있다.
도 14를 참조하면, 먼저 송신기는 1403단계에서 N개의 안테나들을 통해 송신할 B*N개의 심볼들을 생성하고, 상기 B*N개의 심볼들을 소정 규칙에 의해 부호화하여 N개의 데이터 신호들을 생성한다. 여기서, 상기 B*N개의 심볼들은 정보비트열을 미리 정해진 방식에 의해 부호화(coding) 및 복조(modulation)하여 만들어진 신호이다.
이후, 상기 송신기는 1405단계에서 현재 시점이 프리앰블 송신구간인지 검사한다. 여기서, 상기 프리앰블 송신 구간이면, 상기 송신기는 1407단계로 진행하고, 그렇지 않으면 1409단계로 진행한다. 상기 프리앰블 송신구간일 경우, 상기 송신기는 상기 1407단계에서 상기 생성된 N개의 데이터 신호들과 미리 생성된 N개의 프리앰블 시퀀스들 중 상기 프리앰블 시퀀스들을 전송할 신호로 선택한다. 상기 프리앰블 송신구간이 아닐 경우, 상기 송신기는 상기 1405단계에서 상기 생성된 N개의 데이터 신호들과 상기 N개의 프리앰블 신호들중 상기 N개의 데이터 신호들을 전송할 신호로 선택한다.
이후, 상기 송신기는 1411단계 및 1413단계에서 상기 선택된 N개의 데이터 신호들 또는 N개의 프리앰블 신호들을 N개의 안테나들을 통해 전송한다. 구체적으로, 상기 선택된 N개의 신호들중 0번째 안테나를 통해 전송할 신호를 역 고속 푸리에 변환하고, 상기 역 고속 푸리에 변환된 신호를 직렬 신호로 변환하며, 상기 직렬 신호를 아날로그 신호로 변환한후 RF처리하여 상기 0번 안테나를 통해 전송한다. 그리고, 1번째 안테나를 통해 전송할 신호를 역 고속 푸리에 변환하고, 상기 역고속 푸리에 변환된 신호를 직렬 신호로 변환하며, 상기 직렬 신호를 아날로그 신호로 변환한후 RF처리하여 상기 1번 안테나를 통해 전송한다. 이와 같이, N개의 안테나들 각각에 대해 전송할 신호를 역 고속 푸리에 변환하고, 상기 역 고속 푸리에 변환된 신호를 직렬 신호로 변환하며, 상기 직렬 신호를 아날로그 신호로 변환한후 RF처리하여 해당 안테나를 통해 전송한다.
도 15는 본 발명의 실시예에 따른 M개의 수신 안테나를 사용하는 OFDM 통신 시스템에서 수신기의 절차를 도시하고 있다.
도 15를 참조하면, 먼저 수신기는 1503단계에서 상기 M개의 안테나들을 통해 수신되는 신호를 RF처리하고, 디지털 신호로 변환하며, 병렬 신호를 변환하여 시간 영역에서의 M개의 수신신호들을 획득한다.
이후, 상기 수신기는 1505단계에서 현재 시점이 프리앰블 수신 구간인지 검사한다. 상기 프리앰블 수신 구간이면, 상기 수신기는 1507단계로 진행하고, 그렇지 않으면 1509단계로 진행한다.
상기 프리앰블 수신 구간일 경우, 상기 수신기는 상기 1507단계에서 상기 M개의 수신신호들을 가지고 다중셀 채널 추정을 수행한다. 여기서, 채널 추정값들은 각 안테나의 등화기로 전달되어 수신신호를 복조하는데 도움을 준다.
한편, 상기 프리앰블 수신 구간이 아닐 경우, 상기 수신기는 1509단계에서 상기 M개의 수신신호들 각각에 대해 고속 푸리에 변환을 수행하고, 상기 고속 푸리에 변환된 신호를 상기 다중셀 채널 추정을 통해 획득한 채널 추정값을 이용해 채널 보상하며, 상기 M개의 채널 보상된 신호들을 소정 규칙에 의해 복호화하여 하나의 안테나 신호로 만들며, 상기 하나의 안테나 신호를 직렬 변환한후 복조하여 원래의 정보비트열을 획득한다.
도 16은 도 15에서 설명한 다중셀 추정 단계(1507단계)의 상세 절차를 보여준다.
도 16을 참조하면, 상기 수신기는 1603단계에서 채널추정에 수용할수 있는 최대 기지국 개수 을 결정하고, 주변 기지국들의 프리앰블 행렬들중 수신전력에 따라 상기 개를 선택하여 다중셀 프리앰블 행렬를 생성한다.
이후, 상기 수신기는 1605단계에서 상기 다중셀 프리앰블 행렬 의 수도우 역행렬 을 산출한다. 그리고 상기 수신기는 1607단계에서 프리앰블 구간에서 상기 M개의 안테나들로부터 수신한 M개의 수신신호 를 합성해서 수신행렬을 생성한다.
이후, 상기 수신기는 1609단계에서 상기 생성된 수신행렬y 와 상기 다중셀 프리앰블 행렬의 수도우 역행렬을 곱해 채널 추정 값 을 계산한다. 그리고 상기 수신기는 1611단계에서 상기 채널 추정 값 을 A-포인트 고속 푸리에 변환(FFT)하여 주파수 영역에서의 채널 추정 값 을 획득한다.
도 17은 도 16에서 설명한 다중셀 프리앰블 행렬 발생 단계(1603단계)의 상세 절차를 도시하고 있다.
도 17을 참조하면, 먼저 수신기는 1703단계에서 이미 알고 있는 0번 기지국에 대한 주파수 영역에서의 프리앰블 정보를 이용하여 시간 영역에서의 프리앰블 행렬 을 발생한다. 마찬가지로 번 기지국까지 동일한 수행을 하여 NB개의 기지국들에 대한 시간 영역에서의 프리앰블 행렬들을 획득한다.
이후, 상기 수신기는 1705단계에서 상기 NB개의 기지국 프리앰블 행렬들중 수신전력에 따라 상기 개를 선택하여 다중셀 프리앰블 행렬 를 생성한다.
도 18은 도 17에서 설명한 기지국 프리앰블 행렬 생성 단계(1703)의 상세 절차를 도시하고 있다.
도 18을 참조하면, 먼저 수신기는 1803단계에서 0번 송신 안테나 프리앰블 신호을 역 고속 푸리에 변환하여 시간 영역에서의 신호 을 생성한다. 그리고 상기 를 한 번에서 (L-1)번까지 원형 시프트하여 L-1개의 시간 영역에서의 신호들을 생성한다. 여기서, L은 멀티패스의 개수로, CP 길이로 결정된다.
이후, 상기 수신기는 1805단계에서 상기 생성된 과 상기 를 원형 쉬프트한 L-1개의 신호들을 합성하여 0번 기지국 프리앰블 행렬 를 생성한다. 나머지 기지국들에 대해서도 동일한 방법을 수행하여 NB개의 기지국 프리앰블 행렬들을 획득한다.
이하 본 발명에 따른 다중셀 채널 추정기의 성능을 그래프를 이용해 살펴보기로 한다.
도 19는 주변 기지국 개수에 따른 다중셀 추정기와 단일 셀추정기 사이의 성능을 비교한 그래프의 일 예를 보여준다. 특히, 도 19는 128의 부반송파를 사용하는 시스템에서 기지국 개수가 1개에서 2개, 4개로 변화할 경우 본 발명에 따른 다중셀 채널 추정기의 성능을 보여준다. 여기서, MCMLE는 "Multi-Cell Maximum Likelihood Estimator"를 말하며 다중 셀 채널 추정기를 가리킨다. 반면 SCMLE는 "Single-Cell Maximum Likelihood Estimator"를 말하며 기존의 일반적인 셀 채널 추정기를 가리킨다.
도시된 바와 같이, 프리앰블이 앞서 설명한 도 3과 도 4를 거쳐 만들어진다면(직교성을 갖는 프리앰블을 사용한다면) MCMLE를 사용하건 SCMLE를 사용하건 동일한 성능을 발휘하는데 반해, 직교성을 갖지 않는 비직교성(Non-Orthogonal) 프리앰블을 사용한다면 기지국 개수가 증가함에 따라 성능 저하가 발생함을 알 수 있다. 기존의 SCMLE의 경우엔 다중 셀 간섭이 심할 경우 추정기의 성능을 나타내는 MSE(mean squared error)값이 매우 크게 증가하는데 반해 제안된 MCMLE의 경우엔 다중 셀 간섭이 증가하더라도 동일한 성능을 발휘함을 알 수 있다. 그러나 만약, 주변 기지국 개수보다 수용 가능 기지국 개수가 작은 경우는 다른 경향을 보일 것이다. 이는 도 20을 참조하여 살펴보기로 한다.
도 20은 주변 기지국 개수에 따른 다중셀 추정기와 단일 셀추정기 사이의 성능을 비교한 그래프의 다른 예를 보여준다. 특히, 도 20은 수용 가능 기지국 개수가 4인 경우로 실제 주변 기지국 개수 6보다 작은 경우의 성능을 보여준다. 이 때 4개는 직교성을 지니는 프리앰블을 발생시킬 수 있지만 나머지 2개는 직교성을 지니는 프리앰블을 발생시킬 수가 없어 간섭으로 작용한다. 이 경우, 도시된 바와 같이, SCMLE는 이러한 간섭에 크게 영향을 받는 반면, MCMLE는 상기 SCMLE보다 좋은 성능을 나타냄을 알 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명은 직교 주파수 분할 다중 통신시스템에서 인접 셀 간섭을 제거해주는 다중셀 추정 방법을 사용함으로써 보다 정확한 채널 추정을 할수 있는 있을 뿐만 아니라, 더 나아가 데이터 복조 성능을 높일수 있는 이점이 있다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 N개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템에서 송신기의 구성을 도시하는 도면.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 M개의 수신 안테나를 사용하는 OFDM 통신 시스템에서 수신기의 구성을 도시하는 도면.
도 3은 본 발명에 따른 프리앰블 송신 규칙을 도시하는 도면.
도 4는 본 발명에 따른 프리앰블 시퀀스 생성에 필요한 L-위상변환기의 특성을 보여주는 도면.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 MIMO(Multiple Input Multiple Output)-OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 수신기에서 다중셀 채널 추정기의 상세 구성을 도시하는 도면.
도 6은 상기 도 5에서 설명한 수용 가능 기지국 수 결정기(503)의 상세 구성을 도시하는 도면.
도 7은 상기 도 5에서 설명한 다중셀 프리앰블 행렬 발생장치(505)의 상세 구성을 도시하는 도면.
도 8은 상기 도 7에서 설명한 0번 기지국 프리앰블 행렬 발생 장치(701)의 상세 구성을 도시하는 도면.
도 9는 주변 기지국 개수가 2이고 송신 안테나 개수가 4일 때, 각 기지국의 프리앰블 시퀀스 송신 규칙을 보여주는 도면.
도 10은 상기 도 9에서 설명한 16-위상 변환기(907,911)의 특성을 보여주는 도면.
도 11은 프리앰블 길이 A가 '128'이고, 안테나 개수 N이 '4'이며, 멀티패스 개수 L이 '16'이고, 중앙기지국을 포함한 주변 기지국 개수 NB가 '2'일 경우, 상술한 수용 가능 기지국수 결정기(503)의 동작을 보여주는 도면.
도 12는 안테나 개수가 '4'이고, 주변 기지국 개수 NB가 '2'이며, 수용가능한 최대 기지국 개수 NS가 '2'일 때, 상술한 다중셀 프리앰블 행렬 발생장치(505)의 동작을 보여주는 도면.
도 13은 프리앰블 길이 A가 '128'이고, 안테나 수가 '4'이며, 멀티패스 개수 L이 '16'일 때, 상술한 0번 기지국 프리앰블 행렬 발생장치(701)의 동작을 보여주는 도면.
도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 N개의 송신 안테나를 사용하는 OFDM 통신 시스템에서 송신기의 절차를 도시하는 도면.
도 15는 본 발명의 실시 예에 따른 M개의 수신 안테나를 사용하는 OFDM 통신 시스템에서 수신기의 절차를 도시하는 도면.
도 16은 도 15에서 설명한 다중셀 추정 단계(1507단계)의 상세 절차를 보여주는 도면.
도 17은 도 16에서 설명한 다중셀 프리앰블 행렬 발생 단계(1603단계)의 상세 절차를 도시하는 도면.
도 18은 도 17에서 설명한 기지국 프리앰블 행렬 생성 단계(1703)의 상세 절차를 도시하는 도면.
도 19는 주변 기지국 개수에 따른 다중셀 추정기와 단일 셀추정기 사이의 성능을 비교한 그래프의 일 예를 보여주는 도면.
도 20은 주변 기지국 개수에 따른 다중셀 추정기와 단일 셀추정기 사이의 성능을 비교한 그래프의 다른 예를 보여주는 도면.

Claims (20)

  1. 기지국들이 N(≥1)개의 안테나들을 통해 신호를 송신하고, 단말기가 M(≥1)개의 안테나들을 통해 신호를 수신하는 직교 주파수 분할 다중 방식의 통신시스템에서, 상기 단말기가 주변 개의 기지국들로부터의 프리앰블 신호를 수신해서 채널 추정하기 위한 장치에 있어서,
    상기 프리앰블 길이에 근거해서 채널추정가능한 최대 기지국 개수를 산출하는 수용가능한 기지국수 결정기와,
    상기 개의 주변 기지국들 각각에 대한 기지국 프리앰블 행렬들을 생성하고, 개의 기지국 프리앰블 행렬들중 수신전력에 따라 상기 개의 기지국 프리앰블 행렬들을 선택하여 다중셀 프리앰블 행렬 를 발생하는 다중셀 프리앰블 행렬 발생장치와,
    프리앰블 구간에서 상기 M개의 안테나들을 통해 수신되는 상기 M개의 수신신호들을 합성하여 수신신호 행렬 를 발생하는 제1행렬합성기와,
    상기 다중셀 프리앰블 행렬 의 수도우 역행렬을 발생하는 제2행렬 합성기와,
    상기 제1행렬 합성기로부터의 수신신호 행렬 와 상기 제2행렬 합성기로부터의 상기 의 수도우 역행렬을 곱해서 시간영역에서의 채널추정값 을 산출하는 행렬곱셈기와,
    상기 행렬곱셈기로부터의 상기 채널 추정값 를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역에서의 채널추정값 을 산출하는 FFT기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 채널추정가능한 최대 기지국 개수 는 하기 <수학식 9>와 같이 산출되는 것을 특징으로 하는 장치.
    여기서, A는 상기 프리앰블 길이이고, L은 멀티패스 개수이며, N은 안테나 개수이고, NB는 중앙 기지국을 포함한 주변 기지국 개수를 나타냄.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 멀티패스 개수 L은 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix) 길이로 결정되는 것을 특징으로 하는 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 다중셀 프리앰블 행렬 발생장치는,
    이미 알고 있는 정보를 가지고 상기 개의 기지국들 각각에 대한 기지국 프리앰블 행렬을 생성하는 상기 개의 기지국 프리앰블 행렬 발생장치들과,
    상기 개의 행렬 발생장치들로부터의 상기 개의 기지국 프리앰블 행렬들중 수신전력에 따라 상기 개의 기지국 프리앰블 행렬들을 합성하여 상기 다중셀 프리앰블 행렬 를 발생하는 수용가능한 기지국 행렬 발생장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  5. 제4항에 있어서, 상기 기지국 프리앰블 발생장치들 각각은,
    상기 N개의 안테나들 각각에 대한 이미 알고 있는 프리앰블 신호를 역 고속 푸리에 변환하여 시간영역의 신호를 발생하는 상기 N개의 IFFT기들과,
    상기 N개의 IFFT기들의 출력들 각각을 1번부터 (멀티패스 개수-1)번까지 원형 시프트하기 위한 개의 원형 시프트들과,
    상기 N개의 IFFT기들의 출력들과 상기 개의 원형 시프트들의 출력들을 이용해 안테나별로 안테나 프리앰블 행렬들을 생성하기 위한 상기 N개의 행렬 발생장치들과,
    상기 N개의 행렬 발생장치들로부터의 상기 안테나 프리앰블 행렬들을 합성해서 기지국 프리앰블 행렬을 발생하는 행렬합성장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 프리앰블 길이는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 길이인 것을 특징으로 하는 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 의 수도우 역행렬은 인 것을 특징으로 하는 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 기지국들은 내부 N개의 프리앰블 신호들을 구분하기 위해서 프리앰블이 할당되는 부반송파를 안테나마다 서로 다르게 설정하며, 기지국간 프리앰블 신호를 구분하기 위해서 기준이 되는 N개의 프리앰블 신호들을 주파수 영역에서 서로 다르게 위상 변환하여 송신하는 것을 특징으로 하는 장치.
  9. 제1항에 있어서, 상기 기지국들 각각은,
    각각 소정 프리앰블 시퀀스를 발생하는 N개의 프리앰블 시퀀스 생성기들과,
    상기 N개의 프리앰블 시퀀스 생성기들의 각각에 대응하며, 대응되는 프리앰블 시퀀스 생성기로부터의 신호와 사용자 정보 신호 중 하나를 선택하여 출력하기 위한 N개의 선택기들과,
    상기 N개의 선택기들의 각각에 대응하며, 대응되는 선택기로부터의 신호를 역 고속 푸리에 변환하여 출력하는 상기 N개의 IFFT기들과,
    상기 N개의 IFFT기들의 각각에 대응하며, 대응되는 IFFT기로부터의 신호를 상기 N개의 안테나들중 대응되는 안테나로 송신하기 위한 상기 N개의 송신기들을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  10. 기지국들이 N(≥1)개의 안테나들을 통해 신호를 송신하고, 단말기가 M(≥1)개의 안테나들을 통해 신호를 수신하는 직교 주파수 분할 다중 방식의 통신시스템에서, 상기 단말기가 주변 개의 기지국들로부터의 프리앰블 신호를 수신해서 채널 추정하기 위한 장치에 있어서,
    상기 M개의 안테나들의 각각에 대응하며, 대응되는 안테나들 통해 수신되는 신호를 RF처리하고, 디지털 신호로 변환하며, 병렬 신호로 변환하기 위한 상기 M개의 수신기들과,
    상기 M개의 수신기들의 각각에 대응하며, 대응되는 수신기로부터의 신호를 고속 푸리에 변환해서 출력하기 위한 M개의 FFT기들과,
    상기 프리앰블 구간에서 상기 M개의 수신기들로부터 출력되는 M개의 수신신호들을 입력하며, 상기 M개의 수신신호들을 가지고 수신신호 행렬 을 생성하고, 이미 알고 있는 상기 개의 기지국 프리앰블 행렬들중 계산된 채널추정가능한 최대 기지국 개수 만큼의 기지국 프리앰블 행렬들을 합성해서 다중셀 프리앰블 행렬
    를 생성하며, 상기 의 수도우 역행렬과 상기 수신신호 행렬 y을 곱해서 채널추정값을 획득하는 채널추정기와,
    상기 M개의 FFT기들의 각각에 대응하며, 대응되는 FFT기로부터의 신호를 상기 다중셀 채널추정기에서 획득된 채널추정값을 이용해 채널보상하여 출력하는 상기 M개의 등화기들을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  11. 제10항에 있어서, 상기 채널추정기는,
    상기 프리앰블 길이에 근거해서 상기 채널추정가능한 최대 기지국 개수 를 산출하는 수용가능한 기지국수 결정기와,
    상기 개의 주변 기지국들 각각에 대한 기지국 프리앰블 행렬들을 생성하고, 개의 기지국 프리앰블 행렬들중 수신전력에 따라 상기 개의 기지국 프리앰블 행렬들을 선택하여 상기 다중셀 프리앰블 행렬 를 발생하는 다중셀 프리앰블 행렬 발생장치와,
    상기 프리앰블 구간에서 상기 M개의 안테나들을 통해 수신되는 상기 M개의 상기 수신신호들을 합성하여 상기 수신신호 행렬 y을 발생하는 제1행렬합성기와,
    상기 다중셀 프리앰블 행렬 의 수도우 역행렬을 발생하는 제2행렬 합성기와,
    상기 제1행렬 합성기로부터의 수신신호 행렬 와 상기 제2행렬 합성기로부터의 상기 의 수도우 역행렬을 곱해서 시간영역에서의 채널추정값 을 산출하는 행렬곱셈기와,
    상기 행렬곱셈기로부터의 상기 채널 추정값 를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역에서의 채널추정값 을 산출하는 FFT기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 채널추정가능한 최대 기지국 개수 는 하기 <수학식 10>와 같이 산출되는 것을 특징으로 하는 장치.
    여기서, A는 상기 프리앰블 길이이고, L은 멀티패스 개수이며, N은 안테나 개수이고, NB는 중앙 기지국을 포함한 주변 기지국 개수를 나타냄.
  13. 기지국들이 N(≥1)개의 안테나들을 통해 신호를 송신하고, 단말기가 M(≥1)개의 안테나들을 통해 신호를 수신하는 직교 주파수 분할 다중 방식의 통신시스템에서, 상기 단말기가 주변 개의 기지국들로부터의 프리앰블 신호를 수신해서 채널 추정하기 위한 방법에 있어서,
    상기 프리앰블 길이에 근거해서 채널추정가능한 최대 기지국 개수 를 산출하는 과정과,
    상기 개의 주변 기지국들 각각에 대한 기지국 프리앰블 행렬들을 생성하고, 개의 기지국 프리앰블 행렬들중 수신전력에 따라 상기 개의 기지국 프리앰블 행렬들을 선택하여 다중셀 프리앰블 행렬 x_S를 발생하는 과정과,
    상기 프리앰블 구간에서 상기 M개의 안테나들을 통해 수신되는 상기 M개의 수신신호들을 합성하여 수신신호 행렬 y를 발생하는 과정과,
    상기 다중셀 프리앰블 행렬 의 수도우 역행렬을 산출하여 과정과,
    상기 수신신호 행렬 와 상기 의 수도우 역행렬을 곱해서 시간영역에서의 채널추정값 을 산출하는 과정과,
    상기 시간영역에서의 채널 추정값 를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역에서의 채널추정값 을 산출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 채널추정가능한 최대 기지국 개수 는 하기 <수학식 11>와 같이 산출되는 것을 특징으로 하는 방법.
    여기서, A는 상기 프리앰블 길이이고, L은 멀티패스 개수이며, N은 안테나 개수이고, NB는 중앙 기지국을 포함한 주변 기지국 개수를 나타냄.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 멀티패스 개수 L은 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix) 길이로 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 제13항에 있어서, 상기 다중셀 프리앰블 발생장치는,
    이미 알고 있는 정보를 가지고 상기 개의 기지국들 각각에 대한 기지국 프리앰블 행렬을 생성하는 과정과,
    상기 생성된 개의 기지국 프리앰블 행렬들중 수신전력에 따라 상기 개의 기지국 프리앰블 행렬들을 합성하여 상기 다중셀 프리앰블 행렬 를 생성하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 제16항에 있어서, 상기 기지국 프리앰블 생성과정은,
    상기 N개의 안테나들 각각에 대한 이미 알고 있는 프리앰블 신호를 역 고속 푸리에 변환하여 시간영역의 신호들을 발생하는 과정과,
    상기 N개의 시간영역의 신호들 각각을 1번부터 (멀티패스 개수-1)번까지 원형 시프트하여 개의 신호들을 발생하는 과정과,
    상기 N개의 역 고속 푸리에 변환된 신호들과 상기 개의 신호들을 이용해 안테나별로 안테나 프리앰블 행렬들을 생성하는 과정과,
    상기 N개의 안테나 프리앰블 행렬들을 합성해서 기지국 프리앰블 행렬을 발생하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  18. 제13항에 있어서,
    상기 프리앰블 길이는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 길이인 것을 특징으로 하는 방법.
  19. 제13항에 있어서,
    상기 의 수도우 역행렬은 인 것을 특징으로 하는 방법.
  20. 제13항에 있어서,
    상기 기지국들은 내부 N개의 프리앰블 신호들을 구분하기 위해서 프리앰블이 할당되는 부반송파를 안테나마다 서로 다르게 할당하며, 기지국간 프리앰블 신호를 구분하기 위해서 기준이 되는 N개의 프리앰블 신호들을 주파수 영역에서 서로 다르게 위상 변환하여 송신하는 것을 특징으로 하는 방법.
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