KR100895992B1 - 다중 안테나를 사용하는 무선통신시스템에서 안테나 개수를확장하기 위한 장치 및 방법 - Google Patents

다중 안테나를 사용하는 무선통신시스템에서 안테나 개수를확장하기 위한 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 다중 안테나를 사용하는 무선통신시스템에서 서로 다른 안테나 개수를 사용하는 사용자들에게 동시에 서비스를 제공하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다. 본 발명에 따른 복수의 송신안테나들을 이용하는 제1 다중안테나모드 및 상기 제1 다중안테나모드의 송신안테나 개수보다 많은 개수의 송신안테나들을 이용하는 제2 다중안테나모드를 서비스하는 무선통신시스템에서 기지국의 통신 방법에 있어서, 상기 제2 다중안테나모드로 서비스를 제공할 단말기를 결정하는 과정과, 상기 단말기로부터 사운딩 신호를 수신하는 과정과, 상기 수신된 사운딩 신호를 이용해 역방향 채널을 추정하고, 상기 추정된 역방향 채널값들을 이용해서 순방향 채널값들을 획득하는 과정과, 상기 획득된 순방향 채널값들을 이용해서 상기 단말기로 상기 제2 다중안테나모드를 서비스하는 과정을 포함한다. 이와 같은 본 발명은 확장 MIMO모드를 위해 새로운 프레임 구조를 필요로 하지 않기 때문에 사업자가 새로운 시스템을 설계하고 설치할 필요가 없다.
Figure R1020050086872
MIMO, 안테나 확장, SVD, 빔포밍, 처리량, 링크 성능

Description

다중 안테나를 사용하는 무선통신시스템에서 안테나 개수를 확장하기 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR INCREASING THE NUMBER OF ANTENNAS IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM USING MULTIPLE ANTENNAS}
도 1은 종래 기술에 따른 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 무선통신시스템에서 송신기의 구성을 보여주는 도면.
도 2는 종래 기술에 따른 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 무선통신시스템에서 수신기 구성을 도시하는 도면.
도 3은 종래기술인 Giannakis그룹이 제안한 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 무선통신시스템에서 송신기의 구성을 도시하는 도면.
도 4는 종래기술에 따른 공간 다중화 방식을 사용하는 무선통신시스템의 구성을 도시하는 도면.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 확장 MIMO 모드의 개념을 도시하는 도면.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 다중 안테나를 사용하는 무선통신시스템의 구성을 도시하는 도면.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 다중 안테나를 사용하는 단말기에서 확장 MIMO모드로 서비스받기 위한 절차를 도시하는 도면.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 다중 안테나를 사용하는 기지국에서 확장 MIMO모드로 서비스하기 위한 절차를 도시하는 도면.
도 9는 송신 안테나가 4개와 8개일 때 유일값(singular value) 분포를 도시한 도면.
도 10은 안테나 개수에 따른 처리량(Throughput)을 비교한 그래프.
본 발명은 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 방식을 사용하는 무선통신시스템에서 안테나 개수를 확장하기 위한 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 MIMO-OFDM(Multiple Input Multiple Output-Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 통신시스템에서 서로 다른 안테나 개수를 사용하는 사용자들에게 동시에 서비스를 제공하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
통신에서 가장 근본적인 문제는 채널(channel)을 통하여 얼마나 효율적이고 신뢰성 있게(reliably) 데이터(data)를 전송할 수 있느냐 하는 것이다. 최근에 활발하게 연구되고 있는 차세대 멀티미디어 이동 통신 시스템에서는 초기의 음성 위주의 서비스를 벗어나 영상, 무선 데이터 등의 다양한 정보를 처리하고 전송할 수 있는 고속 통신 시스템이 요구됨에 따라 시스템에 적절한 채널 부호화 방식을 사용하여 시스템의 효율을 높이는 것이 필수적이다.
일반적으로, 무선통신시스템에 존재하는 무선 채널 환경은 유선 채널 환경과 달리 다중 경로 간섭(multipath interference), 쉐도잉(shadowing), 전파 감쇠, 시변 잡음(time varying noise) 및 페이딩(fading) 등과 같은 여러 요인들로 인해 불가피한 오류가 발생하여 정보의 손실이 생긴다.
상기 정보 손실은 실제 송신 신호에 심한 왜곡을 발생시켜 이동 통신 시스템의 전체 성능을 저하시키는 요인으로 작용하게 된다. 일반적으로 이러한 정보의 손실을 감소시키기 위해 채널의 성격에 따라 다양한 에러 제어 기법(error-control technique)을 이용하여 시스템의 신뢰도를 높이는데, 이러한 에러 제어 기법 중에 가장 기본적인 방법은 에러 정정 부호(error-correcting code)를 사용하는 것이다.
또한, 무선통신 시스템에서 다중경로 페이딩을 완화시키기 위해 다이버시티 기술을 사용하는데, 예를 들어 시간 다이버시티(time diversity), 주파수 다이버시티(frequency diversity)와 안테나 다이버시티(antenna diversity) 등이 있다.
상기 안테나 다이버시티 방식은 다중 안테나(multiple antenna)를 사용하는 방식으로서, 상기 안테나 다이버시티 방식은 수신 안테나들을 다수개로 사용하는 수신 안테나 다이버시티 방식과 송신 안테나들을 다수개 사용하는 송신 안테나 다이버시티 방식 및 다수개의 송신 안테나들과 다수개의 수신 안테나들을 사용하는 다중 입력 다중 출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output) 방식으로 분류된다.
여기서, 상기 MIMO 방식은 일종의 시공간 부호화(STC : Space-Time Coding) 방식이며, 상기 시공간 부호화 방식은 미리 설정된 부호화 방식으로 부호화된 신호 를 다수개의 송신 안테나들을 사용하여 송신함으로써 시간 영역(time domain)에서의 부호화 방식을 공간 영역(space domain)으로 확장하여 보다 낮은 에러율을 달성하는 방식이다.
도 1은 종래 기술에 따른 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 무선통신시스템에서 송신기의 구성을 보여주고 있다. 이는 Tarokh에 의해 제안된 것으로서, 도시된 바와 같이 변조기(100), 직/병렬 변환기(Serial to Parallel Converter: S/P Converter)(102), 시공간 부호화기(Encoder)(104) 및 4개의 송신 안테나들(106, 108, 110, 112)로 구성된다.
도 1을 참조하면, 먼저, 변조기(100)는 입력되는 정보 데이터(또는 부호화 데이터)를 미리 설정된 변조 방식으로 변조하여 변조 심볼들을 출력한다. 여기서, 상기 미리 설정된 변조 방식은 BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), QAM(Quadrature Amplitude Modulation), PAM(Pulse Amplitude Modulation), PSK(Phase Shift Keying) 등과 같은 변조방식들 중 어느 한 방식이 될 수 있다.
직렬/병렬 변환기(102)는 상기 변조기(100)로부터의 직렬 변조 심볼을 병렬 변조 심볼로 변환하여 시공간 블록 부호화기(104)로 출력한다. 여기서, 상기 변조기(100)에서 출력되는 직렬 변조 심볼들을 s1, s2, s3, s4라고 가정하기로 한다. 상기 시공간 블록 부호화기(104)는 상기 직렬/병렬 변환기(102)로부터 입력된 4개의 심볼들을 시공간 블록 부호화(STBC)하여 8개의 조합들을 생성하고, 상기 8개의 조합 들을 순차로 4개의 송신 안테나들을 통해 송신한다. 상기 8개의 조합들을 생성하기 위한 부호화 행렬은 하기 <수학식 1>와 같다.
Figure 112005052011424-pat00001
여기서, G4는 4개의 송신 안테나들을 통해 송신되는 심볼들의 부호화 행렬(matrix)을 나타내고, s1,s2,s3,s4는 전송하고자 하는 4개의 입력 심볼들을 나타낸다. 상기 부호화 행렬에서 열(column)의 개수는 송신 안테나 개수에 대응되고, 행(row)의 개수는 상기 4개의 심볼들을 전송하는데 소요되는 시간을 나타낸다. 즉, 4개의 심볼들이 8개의 시간구간동안 4개의 안테나들을 통해 송신됨을 알 수 있다.
즉, 첫 번째 시간 구간에서는 제1송신안테나(106)를 통해서 s1이 송신되고, 제2송신 안테나(108)를 통해 s2가 송신되며, 제3송신안테나(110)를 통해서 s3이 송신되고, 제4송신안테나(112)를 통해서 s4가 송신된다. 이런 식으로, 8번째 시간 구 간에서는 제1송신안테나(106)를 통해서
Figure 112005052011424-pat00002
이 송신되고, 제2송신안테나(108)를 통해서
Figure 112005052011424-pat00003
가 송신되며, 제3송신안테나(110)를 통해서
Figure 112005052011424-pat00004
가 송신되고, 제4송신안테나(112)를 통해서
Figure 112005052011424-pat00005
이 송신된다. 즉, 상기 시공간 블록 부호화기(104)는 i번째 안테나로 상기 부호화 행렬의 i번째 열(column)의 심볼들을 순서대로 전달한다.
이상 살펴본 바와 같이, 상기 시공간 블록 부호화기(104)는 입력되는 4개의 심볼들에 반전(negative)과 공액(conjugate)을 적용하여 8개의 심볼열들을 생성하고, 상기 8개의 심볼열들을 8개의 시간구간동안 4개의 안테나들(106,108,110,112)을 통해 송신한다. 여기서 각각의 안테나로 출력되는 심볼 시퀀스들, 즉 부호화 행렬의 열(column)들은 상호간에 직교성을 갖기 때문에 다이버시티 차수(diversity order)만큼의 다이버시티 이득(gain)을 획득할 수 있다.
도 2는 종래 기술에 따른 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 무선통신시스템에서 수신기 구성을 도시하고 있다. 특히, 상기 도 2는 도 1의 송신기 구조에 대응하는 수신기 구조를 보여준다.
도시된 바와 같이, 상기 수신기는 복수의 수신 안테나들(200 내지 202), 채널 추정기(Channel Estimator)(204), 신호 결합기(Signal Combiner)(206), 검출기(Detector)(208), 병렬/직렬 변환기(210) 및 복조기(212)로 구성된다.
도 2를 참조하면, 먼저 도 1의 송신기에서 4개의 송신 안테나들을 통해 송신 된 신호는 제1수신 안테나(200) 내지 제P수신 안테나(202) 각각을 통해 수신된다. 상기 제1수신 안테나(200) 내지 제P수신 안테나(202) 각각은 수신된 신호를 채널 추정기(204)와 신호 결합기(206)로 출력한다.
상기 채널 추정기(204)는 상기 제1수신안테나(200) 내지 제P수신안테나(202) 각각을 통해 수신된 신호를 입력하여 채널 이득(channel gain)을 나타내는 채널 계수들(channel coefficients)을 추정하여 검출기(208)와 상기 신호 결합기(206)로 출력한다. 즉, 상기 채널 추정기(204)는 상기 송신기의 송신 안테나들(106, 108, 110, 112)로부터 상기 수신안테나들(200 내지 202)로의 채널 이득들을 나타내는 채널 계수들(channel coefficients)을 추정한다.
상기 신호 결합기(206)는 상기 제1수신안테나(200) 내지 제P수신안테나(202) 각각을 통해 수신된 신호와 상기 채널 추정기(204)에서 출력되는 채널 계수들을 소정 규칙에 의해 결합하여 수신 심볼들을 출력한다.
상기 검출기(208)는 상기 신호 결합기(206)로부터의 상기 수신 심볼들과 상기 채널 추정기(204)로부터의 상기 채널 계수들을 이용해 추정(hypotheses) 심볼들을 생성하고, 상기 추정(hypotheses) 심볼들을 가지고 상기 송신기에서 송신 가능한 모든 심볼들에 대한 결정 통계량(decision statistic)을 계산한 후, 임계값 검출(threshold detection)을 통해 상기 송신기에서 송신한 심볼들을 검출하여 출력한다.
병렬/직렬 변환기(210)는 상기 검출기(208)로부터의 병렬 데이터를 직렬 데이터로 변환하여 출력한다. 복조기(212)는 상기 병렬/직렬 변환기(210)로부터의 심 볼들을 미리 설정된 복조 방식으로 복조하여 송신한 원래의 정보 데이터 비트들로 복원한다.
상기한 바와 같이, 상기 Alamouti의 시공간 블록 부호화 기술을 확장한 Tarokh의 방식은 도 1과 도 2에서 설명한 바와 같이, 상호간에 직교적인(orthogonal) 열들을 가지는 행렬 형태의 시공간 블록 부호를 사용하여 최대 다이버시티 차수를 얻는다. 그러나 상기 Tarokh 방식은 4개의 복소 심볼들을 8개의 시간구간(time interval) 동안 전송하기 때문에 전송률이 1/2이다.
한편, 3개 이상의 송신 안테나를 통해 복소 신호를 전송하는 다중 안테나 시스템에서 최대 전송률을 가지는 방식을 설계하기 위하여, Giannakis 그룹이 복소 필드(Complex Field)에서의 성상도 회전(constellation rotation)을 통해 4개의 송신안테나에서 최대 다이버시티 최대 전송률(FDFR : full diversity full rate) STBC를 제안한 바 있다.
도 3은 종래기술인 Giannakis그룹이 제안한 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 무선통신시스템에서 송신기의 구성을 도시하고 있다. 도시된 바와 같이, 상기 송신기는, 변조기(300), 선부호화기(302), 시공간 사상기(304) 및 복수의 송신 안테나들(306, 308, 310, 312)로 구성된다.
도 3을 참조하면, 먼저 변조기(300)는 입력되는 정보 데이터(또는 부호화 데이터)를 미리 설정된 변조 방식으로 변조하여 변조 심볼들을 출력한다. 여기서, 상기 미리 설정된 변조방식은 BPSK, QPSK, QAM, PAM, PSK 방식 등과 같은 변조 방식 들 중 어느 한 방식이 될 수 있다.
상기 선부호화기(302)는 상기 변조기(300)로부터의
Figure 112005052011424-pat00006
개의 변조 심볼들(d1,d2,d3,d4)을 신호 공간상에서 신호의 회전(rotation)이 발생하도록 부호화하여
Figure 112005052011424-pat00007
개의 심볼들을 출력한다. 설명의 편의를 위하여 송신 안테나 개수가 4개인 경우에 대하여 설명하도록 한다. 여기서, 상기 변조기(300)에서 출력되는 4개의 변조 심볼들로 구성되는 심볼열을
Figure 112005052011424-pat00008
라고 가정한다. 상기 선부호화기(302)는 상기 변조 심볼열
Figure 112005052011424-pat00009
를 하기 <수학식 2>와 같은 연산 동작을 통해 복소 벡터(complex vector)
Figure 112005052011424-pat00010
을 생성한다.
Figure 112005052011424-pat00011
여기서,
Figure 112005052011424-pat00012
는 선부호화 행렬을 나타내며, Giannakis 그룹에서는 상기 선부호화 행렬로 단일 행렬(unitary matrix)인 Vandermonde 행렬을 사용하고 있다. 또한, 상기 선부호화 행렬에서
Figure 112005052011424-pat00013
는 하기 <수학식 3>과 같이 표현된다.
Figure 112005052011424-pat00014
앞서 언급한 바와 같이, Giannakis 그룹에서 제안한 시공간 부호화 방식은 4개의 송신 안테나들을 사용할 경우뿐만 아니라 4개를 초과하는 개수의 송신 안테나들로 확장이 용이한 방식이다. 상기 시공간 사상기(304)는 상기 선부호화기(302)로부터의 심볼들을 하기 <수학식 4>와 같이 시공간 블록 부호화하여 출력한다.
Figure 112005052011424-pat00015
상기 <수학식 4>에서 S는 4개의 송신안테나들을 통해 송신되는 심볼들의 부호화 행렬을 나타낸다. 상기 부호화 행렬에서 열(column)의 개수는 송신 안테나 개수에 대응되고, 행(row)의 개수는 상기 4개의 심볼들을 전송하는데 소요되는 시간에 대응된다. 즉, 4개의 심볼들이 4개의 시간구간동안 4개의 안테나들을 통해 송신됨을 알 수 있다.
이와 같이, 4개의 심볼들이 4개의 시간구간동안 무선 채널을 통해 수신기(도시하지 않음)에 수신되면, 상기 수신기는 ML(Maximum Likelihood) 복호화 방식 등을 이용해 상기 변조 심볼열
Figure 112005052011424-pat00016
을 복원하게 된다.
이상 살펴본 바와 같이, 공간 다이버시티(SD : Spatial Diversity) 방식은 다중 송신 안테나를 통해 동일한 데이터를 전송하여 송신 다이버시티를 획득한다. 하지만 송신 안테나 수가 증가할수록 다이버시티 차수는 증가하지만 이로 인한 이득의 증가율은 감소한다. 즉, 안테나 수가 증가할수록 다이버시티 차수가 선형적으로 계속 증가하지 않고 포화된다.
이와 달리 공간 다중화(SM : Spatial Multiplexing) 방식은 송신단과 수신단에 다중의 안테나를 이용하여 서로 다른 데이터를 동시에 전송함으로써, 시스템의 대역폭(bandwidth)을 증가시키지 않고 보다 고속으로 데이터를 전송할 수 있는 이점이 있다.
도 4는 종래기술에 따른 공간 다중화 방식을 사용하는 무선통신시스템의 구성을 도시하고 있다. 도시된 바와 같이, 송신기는 변조기(400), 직/병렬 변환기(402) 및 4개의 송신안테나들(404, 406, 408 ,410)로 구성되고, 수신기는 4개의 수신안테나들(414, 416, 418, 420)과 수신부(412)로 구성된다.
도 4를 참조하면, 먼저 변조기(400)는 입력되는 정보 데이터(또는 부호화 데이터)를 미리 설정된 변조 방식으로 변조하여 변조 심볼들을 출력한다. 여기서, 상기 변조기(400)에서 출력되는 4개의 변조 심볼들을 s1,s2,s3,s4라고 가정한다.
직/병렬 변환기(402)는 상기 변조기(400)로부터의 심볼열을 하기 수학식 5와 같이 공간 다중화하여 출력한다.
Figure 112005052011424-pat00017
여기서, 행의 개수는 송신 안테나 개수에 대응되고, 열의 개수는 상기 4개의 심볼들을 전송하는데 소용되는 시간을 나타낸다. 즉, 1 시간구간 동안 4개의 심볼을 전송하므로 전송률은 4이다.
한편, 수신기의 수신부(412)는 4개의 수신안테나들(414, 416, 418, 420)을 통해 수신되는 신호들을 이용해 상기 송신기가 송신한 4개의 심볼들(s1,s2,s3,s4)을 추정하여 출력한다.
이상 살펴본 바와 같이, 다양한 다중 안테나 방식(또는 MIMO 방식)들이 존재한다. 따라서, 각 사용자의 요구 또는 상황에 따라서 최적의 다중 안테나 방식을 사용하는 것이 필요하다. 무선통신시스템은 사용자에게 고속 및 고품질의 서비스를 제공하기 위해 빠른 속도로 발전하고 있다. 따라서, 앞으로 보나 나은 링크 성능을 제공하기 위해서 송신 안테나 개수가 점차 증가될 전망이다. 이 경우, 사용자마다 요구되는 MIMO 방식 및 송신 안테나 개수가 다를 수 있다. 다시 말해, 사용자는 상황에 따라 전송률(Throughput) 증가를 요구하거나 데이터 신뢰도의 증가를 요구할 수 있다. 예를들어, 음성 위주의 사용자는 전송률 증가보다는 낮은 데이터 오율 (error rate)을 요구할 수 있고, 반면 데이터 통신 위주의 사용자는 높은 전송률을 요구하게 될 것이다.
그러므로, 사용자의 상황에 맞게 다중 안테나 방식을 지원하는 방법은 향후 통신시스템에서 중요한 사안이라 할 수 있다.
특히, 기존 시스템에서 송신 안테나 개수가 확장될 경우, 기존 프레임 구조(frame structure)를 수정하기 않고도, 서로 다른 MIMO 방식 및 서로 다른 안테나 개수를 사용하는 다수 사용자들에게 효과적으로 서비스를 제공할 수 있는 방안이 필요하다.
따라서 본 발명의 목적은 다중 안테나를 사용하는 무선통신시스템에서 서로 다른 MIMO 방식 및 서로 다른 안테나 개수를 사용하는 다수 사용자들에게 효과적으로 서비스를 제공하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 다중 안테나를 사용하는 무선통신시스템에서 송신 안테나 개수를 증가시켜 새로운 서비스를 심리스(seamless)하게 제공하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 다중 안테나를 사용하는 무선통신시스템에서 프레임 구조(frame structure)의 수정 없이 송신 안테나 개수를 확장하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 다중 안테나를 사용하는 무선통신시스템에서 송신 안테나 개수를 확장하여 링크 성능을 향상시키기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 일 견지에 따르면, 복수의 송신안테나들을 이용하는 제1 다중안테나모드 및 상기 제1 다중안테나모드의 송신안테나 개수보다 많은 개수의 송신안테나들을 이용하는 제2 다중안테나모드를 서비스하는 무선통신시스템에서 기지국의 통신 방법에 있어서, 상기 제2 다중안테나모드로 서비스를 제공할 단말기를 결정하는 과정과, 상기 단말기로부터 사운딩 신호를 수신하는 과정과, 상기 수신된 사운딩 신호를 이용해 역방향 채널을 추정하고, 상기 추정된 역방향 채널값들을 이용해서 순방향 채널값들을 획득하는 과정과, 상기 획득된 순방향 채널값들을 이용해서 상기 단말기로 상기 제2 다중안테나모드를 서비스하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 견지에 따르면, 복수의 송신안테나들을 이용하는 제1 다중안테나모드 및 상기 제1 다중안테나모드의 송신안테나 개수보다 많은 개수의 송신안테나들을 이용하는 제2 다중안테나모드를 서비스하는 무선통신시스템에서 단말기의 통신 방법에 있어서, 소정 기준에 의해 상기 제2 다중안테나모드의 수행 여부를 판단하는 과정과, 상기 제2 다중안테나모드의 수행이 가능한 경우, 기지국으로 상기 제2다중안테나모드를 요청하는 과정과, 상기 제2다중안테나모드 수행시, 상기 제2 다중안테나모드에 대응되는 송신안테나들을 통해 송신되는 신호를 수신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 또 다른 견지에 따르면, 복수의 송신안테나들을 이용하는 제1 다중안테나모드 및 상기 제1 다중안테나모드의 송신안테나 개수보다 많은 개수의 송신안테나들을 이용하는 제2 다중안테나모드를 서비스하는 무선통신시스템에서 통신 방법에 있어서, 기지국이, 상기 제2 다중안테나모드로 서비스를 제공할 단말기를 결정하고, 상기 단말기로 사운딩 신호를 요청하는 과정과, 상기 단말이, 상기 기지국의 요청에 따라 사운딩 신호를 전송하는 과정과, 상기 기지국이, 상기 단말기로부터의 사운딩 신호를 이용해서 역방향 채널을 추정하고, 상기 추정된 역방향 채널값들을 이용해서 순방향 채널값들을 획득하는 과정과, 상기 기지국이, 상기 획득된 순방향 채널값들을 이용해서 상기 단말기로 상기 제2 다중안테나모드를 서비스하는 과정과, 상기 단말기가, 상기 제2 다중안테나모드에 대응되는 안테나들을 통해 송신되는 신호를 수신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 또 다른 견지에 따르면, 복수의 송신안테나들을 이용하는 제1 다중안테나모드 및 상기 제1 다중안테나모드의 송신안테나 개수보다 많은 개수의 송신안테나들을 이용하는 제2 다중안테나모드를 서비스하는 무선통신시스템에서 송신 장치에 있어서, 상기 제2 다중안테나모드로 서비스를 제공할 단말기가 결정된 경우, 상기 단말기에 대한 순방향 채널값들을 획득하는 채널추정기와, 상기 순방향 채널값들을 이용해 가중치 매트릭스를 생성하는 가중치 생성기와, 상기 단말기로 전송될 데이터와 상기 가중치 매트릭스를 곱해 빔포밍하여 상기 제2 다중안테나모드에 대응되는 송신 안테나들을 통해 송신하는 가중치 곱셈기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 동작 원리를 상세히 설명한다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
이하, 본 발명은 링크 성능의 향상을 위해 송신 안테나 개수를 확장할 경우, 서로 다른 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 방식 및 서로 다른 안테나 개수를 사용하는 다수 사용자들에게 효과적으로 서비스를 제공하기 위한 방안에 살펴보기로 한다.
이하, 원래 4개의 안테나들을 사용하는 송신기(또는 기지국)에 4개의 안테나들을 더 설치하여 8개의 안테나들을 갖는 시스템으로 확장한 경우를 예를들어 살펴보기로 한다. 이때, 4개의 안테나들을 사용하는 경우를 기본 MIMO 모드(basic MIMO mode)라 하고, 8개의 안테나들을 사용하는 경우를 확장 MIMO 모드(Extended MIMO mode)라 명하기로 한다.
또한, 본 발명은 주파수분할다중접속(FDMA: Frequency Division Multiple Access) 방식, 시분할다중접속(TDMA: Time Division Multiple Access) 방식, 코드분할다중접속(CDMA: Code Division Multiple Access) 방식, 직교주파수분할다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 통신 시스템에 모두 적용 가능하나, 이하 설명에서는 편의상 OFDM 방식을 사용하는 통신 시스템을 예를들어 설명하기로 한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 확장 MIMO 모드의 개념을 도시하고 있다.
도시된 바와 같이, 하나의 시스템에서 4개의 송신안테나들을 사용하는 기본 MIMO 모드와 8개의 송신안테나들을 사용하는 확장 MIMO모드를 동시에 서비스하는 경우를 설명한 것이다. 이때, 기존 4개의 송신안테나들은 기본 MIMO 모드를 지원하며, 모든 제어(control) 정보, 파일럿(pilot), 프리앰블(preamble) 등은 상기 기존 4개의 송신안테나들을 통해 송신된다.
한편, 상기 확장 MIMO 모드를 상세히 설명하면 다음과 같다.
예를들어, IEEE802.16e에 정의된 밴드AMC(Adaptive Modulation and Coding) 서브채널을 사용하는 사용자(단말기)는 채널이 상대적으로 양호하다. 이러한 사용자에 대하여 역방향(UL : Uplink) 채널 사운딩(sounding)을 통해 채널상태를 추정하고, 상기 추정된 채널상태를 이용해서 해당 사용자에게 확장 MIMO 모드를 제공할 수 있다.
구체적으로, 사용자는 채널상태를 모니터링하여 확장 MIMO모드가 가능하다고 판단될 경우, 기지국에 허가를 요청한다. 만일, 확장 MIMO모드가 허가되면, 사용자는 자신이 점유(occupy)하고 있는 밴드에 대하여 사운딩 패킷(또는 신호)을 기지국으로 전송한다. 여기서, 전체 대역을 사운딩하지 않는 이유는, 사운딩에 필요한 부담(burden)을 줄이기 위해서이다. 상기 사운딩(sounding)은 미리 알고 있는 신호( 예 : 파일럿 신호)를 이용해 채널상태를 검출하는 동작을 나타내는 용어이다.
한편, 기지국은 역방향 사운딩을 통해 해당 사용자 사이의 채널상태를 추정하고, 상기 추정된 채널상태를 가지고 아래의 2가지 방법들에 의해 확장 MIMO모드를 지원한다. 아래 소개하는 방법들은 하나의 예일 뿐 여타 다른 다중 안테나 방식들을 이용해 확장 MIMO 모드를 지원할 수 있다.
1. SVD(Singular Value Deposition)을 이용한 아이겐 빔포밍(Eigen Beamforming)
먼저, 기지국은 역방향 채널 사운딩을 통해 역방향 채널상태를 추정하고, 상기 추정된 역방향 채널값들을 캘리브레이션(calibration)하여 순방향 채널응답 매트릭스를 획득한다. 그리고, 상기 채널응답 매트릭스의 분해(SVD)를 통해 기지국의 가중치 매트릭스(right-hand singular matrix : V 매트릭스)를 산출하고, 해당 단말기의 패킷을 상기 가중치 매트릭스를 이용해 빔포밍(beamforming)하여 8개의 송신안테나들을 통해 송신한다. 한편, 상기 채널응답 매트릭스의 분해를 통해 획득된 단말기의 가중치 매트릭스(left-hand singular matrix : U 매트릭스)는 상기 단말기로 전송되어 신호 복조에 사용된다. 이후, 상기 기지국은 예를들어 주기적으로 역방향 채널을 사운딩하여 가중치 매트릭스를 갱신한다.
이와 같이, 역방향 채널값들을 캘리브레이션하여 순방향 채널값들로 사용할수 있는 이유는, TDD(Time Division Duplexing) 시스템을 가정하였기 때문이다. 만약, FDD(Frequency Division Duplex) 시스템이라면, 단말기가 순방향 채널을 측정하여 채널응답 매트릭스를 획득하고, 상기 채널응답 매트릭스의 분해 (decomposition)를 통해 기지국의 가중치 매트릭스를 산출하여 기지국으로 피드백해야 한다. 물론, TDD 시스템에서도 이러한 피드백 방법을 사용할 수 있다. 하지만, 이러한 방법은 8개의 안테나들이 모두 파일럿을 전송해야 하기 때문에 프레임 구조의 수정이 요구될 수 있다.
2. 안테나 선택 및 코드북 기반 프리코딩(precoding)
기지국은 채널값들을 이용해 8개의 안테나들중 4개의 액티브 안테나들을 선택한다. 이때, 채널의 'maximum Frobenius Norm'이나 'lowest correlation'을 이용해 액티브 안테나들을 선택할수 있다. 이후, 상기 선택된 안테나들에 대하여 코드북 기반의 프리코딩(precoding)을 적용한다. 예를들어, 수신신호의 SNR(Signal to Noise Ratio)값 혹은 채널값을 이용해 미리 저장된 코드북을 검색하여 프리코딩 매트릭스(또는 가중치 매트릭스)를 획득하고, 해당 단말기의 패킷을 상기 획득된 가중치 매트릭스를 이용해 빔포밍하여 상기 4개의 액티브 안테나들을 통해 송신한다.
이와 같이, 8개의 안테나들을 사용하는 사용자에 대해 빔포밍 방식으로 데이터를 전송하게 되면, 링크 성능이 향상되어 처리량(Throughput)을 증가시킬 수 있다. 이하 설명은 상기 SVD(Singular Value Deposition)를 이용하는 빔포밍 위주로 살펴보기로 한다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 다중 안테나를 사용하는 무선통신시스템의 구성을 도시하고 있다. 상기 도 5와 같이, 기본 MIMO 모드를 사용하는 사용자1(단말기1)과 확장 MIMO 모드를 사용하는 사용자2(단말기2)에게 동시에 서비스를 제공할 때의 실시예를 보여주는 것으로, 사용자1에 대해서는 SM(Spatial Multiplexing) 방식으로 신호를 전송하고, 사용자2에 대해서는 SVD(Singular Value Decomposition) 방식으로 신호를 전송할때의 실시예이다. 이하 기지국(600)의 안테나가 8개이고 단말기(630,640)의 안테나가 4개인 경우를 가정하여 설명하기로 한다.
송신기(600)를 살펴보면, 일반적으로 송신 데이터는 소정의 채널 부호기(channel encoder) 및 변조기(modulator)를 통해 부호화 및 변조된후 전송되며, 도 6에서는 설명의 편의상 상기 부호화 및 변조 과정 이후부터 설명하기로 한다. 역다중화기(601)는 입력되는 사용자1 데이터를 기본 MIMO모드의 안테나 개수만큼 역다중화하여 출력한다. 1번째 부반송파 매핑기(603)는 상기 역다중화기(601)로부터의 제1 안테나 데이터와 가중치 곱셈기(613)로부터의 제1 안테나 데이터를 해당 부반송파에 매핑하여 출력한다.
구체적으로, 상기 1번째 부반송파 매핑기(603)는 상기 역다중화기(601)로부터의 사용자1 데이터를 상기 사용자1에게 할당된 부반송파(subcarrier)들에 매핑하여 출력하고, 상기 가중치 곱셈기(613)로부터의 사용자2 데이터를 상기 사용자2에게 할당된 부반송파들에 매핑하여 출력한다. 이와 같이, 2번째 내지 4번째 부반송파 매핑기들은 각각 상기 역다중화기(601)로부터의 사용자1 데이터와 상기 가중치 곱셈기(613)로부터의 사용자2 데이터를 해당 부반송파들에 매핑하여 출력한다.
1번째 IFFT연산기(607)는 상기 1번째 부반송파 매핑기(603)로부터의 데이터를 역 고속 푸리에 변환하여 제1 안테나(623-1)를 통해 송신한다. 실제로, 상기 역 고속 푸리에 변환된 신호는 아날로그 신호로 변환되고, 상기 아날로그 기저대역 신호는 래디오 주파수(RF : Radio Frequency) 신호로 변환되어 상기 제1 안테나(623-1)를 통해 송신된다. 이와 같이, 2번째 내지 4번째 IFFT연산기들은 각각 대응되는 부반송파 매핑기로부터의 데이터를 역 고속 푸리에 변환하여 해당 안테나를 통해 송신한다. 즉, 제1 안테나 내지 제4 안테나를 통해서는 사용자1 및 사용자2의 신호가 동시에 전송된다.
역다중화기(611)는 입력되는 사용자2 데이터를 유효한 유일 벡터(singular vector) 개수만큼 역다중화하여 출력한다. 채널추정기(625)는 8개의 안테나들(623-1 내지 623-2NT)을 통해 수신되는 역방향 채널 사운딩 신호들을 이용해 4×8 크기의 채널응답 매트릭스를 산출하여 가중치 생성기(627)로 제공한다. 상기 가중치 생성기(627)는 상기 채널응답 매트릭스를 유일 값 분해(SVD)하여 송신기의 가중치 매트릭스(V 매트릭스)와 수신기의 가중치 매트릭스(U 매트릭스) 및 유일값(singular value) 매트릭스(D 매트릭스)를 산출한다. 그리고, 상기 송신기의 가중치 매트릭스는 가중치 곱셈기(613)로 제공하고, 상기 수신기의 가중치 매트릭스와 유일값 매트릭스는 해당 단말기(640)로 전송한다.
상기 가중치 곱셈기(613)는 상기 역다중화기(611)로부터의 송신 벡터와 상기 가중치 생성기(627)로부터의 가중치 매트릭스를 곱하여 출력한다. 이때, 출력되는 8개의 심볼들은 각각 대응되는 부반송파 매핑기로 제공된다. 5번째 안테나에 대응되는 5번째 부반송파 매핑기(615)는 상기 가중치 곱셈기(613)로부터의 제5 안테나 데이터를 해당 부반송파들에 매핑하여 출력한다. 마찬가지로, 6번째 내지 8번째 부반송파 매핑기들은 각각 상기 가중치 곱셈기(613)로부터 입력되는 데이터를 해당 부반송파들에 매핑하여 출력한다.
5번째 IFFT연산기(619)는 상기 5번째 부반송파 매핑기(615)로부터의 데이터를 역 고속 푸리에 변환하여 제5 안테나(623-NT+1)를 통해 송신한다. 마찬가지로, 6번째 내지 8번째 IFFT연산기들은 각각 대응되는 부반송파 매핑기로부터의 데이터를 역 고속 푸리에 변환하여 해당 안테나를 통해 송신한다. 이와 같이, 확장 MIMO모드를 위해 증설된 제4 내지 제8번째 안테나들을 통해서는 확장 MIMO모드의 사용자 데이터만 전송된다.
이하, 상기와 같이 송신되는 신호를 수신하는 단말기1(630)과 단말기2(640)의 동작을 살펴보기로 한다.
먼저, 기본 MIMO모드로 서비스를 받는 단말기1(630)을 살펴보면, 복수의 안테나들(631-1∼631-NR)을 통해 수신된 신호들은 각각 기저대역 신호로 변환되고, 상기 기저대역 신호는 디지털 신호로 변환되어 대응되는 FFT연산기로 입력된다. 복수의 FFT연산기들(633, 635)은 각각 입력되는 디지털 신호(샘플데이터)를 고속 푸리에 변환하여 출력한다. MIMO 검출기(637)는 상기 복수의 FFT연산기들(633,635)로부터의 신호들을 해당 MIMO 방식에 대응하는 소정 규칙으로 복호하여 수신 심볼들을 출력한다. 이렇게 출력되는 수신 심볼은 복조기(demodulator) 및 채널 복호기 (channel decoder)를 통해 복조 및 복호화되어 원래의 정보데이터로 복원된다.
다음으로, 본 발명에 따라 확장 MIMO모드로 서비스를 제공받는 단말기2(640)를 살펴보면, 복수의 안테나들(641-1 ∼ 641-NR)을 통해 수신된 신호들은 각각 기저대역 신호로 변환되고, 상기 기저대역 신호는 디지털 신호로 변환되어 대응되는 FFT연산기로 입력된다. 복수의 FFT연산기들(643, 645)은 각각 입력되는 디지털 신호(샘플데이터)를 고속 푸리에 변환하여 출력한다.
채널추정기(651)는 상기 복수의 FFT연산기들(643,645)로부터 출력되는 신호들에서 파일럿 신호(또는 사운딩 신호)들을 추출하고, 상기 추출된 파일럿 신호들을 이용해서 채널응답 매트릭스를 획득한다. 여기서, 기지국이 4개의 파일럿 신호들을 빔포밍하여 8개의 안테나들을 통해 송신하였다고 가정할 경우, 상기 획득되는 채널응답 매트릭스는 4×4 매트릭스가 된다.
가중치 생성기(653)는 상기 채널추정기(651)로부터의 채널응답 매트릭스를 이용하거나 기지국으로부터 수신된 정보를 이용해 가중치 매트릭스(예 : UH 매트릭스)를 생성하여 출력한다. 가중치 곱셈기(647)는 상기 복수의 FFT연산기들(643,645)로부터의 신호들과 상기 가중치 생성기(653)로부터의 가중치 매트릭스를 곱하여 출력한다. MIMO검출기(649)는 상기 가중치 곱셈기(647)로부터의 신호들을 해당 MIMO 방식에 대응하는 소정 규칙으로 복호하여 수신 심볼들을 출력한다. 이렇게 출력되는 수신 심볼은 복조기(demodulator) 및 채널 복호기(channel decoder)를 통해 복조 및 복호화되어 원래의 정보데이터로 복원된다.
상술한 도 6의 실시예는, 기본 MIMO모드의 다중 안테나 방식으로 SM(Spatial Multiplexing) 방식을 사용하고 확장 MIMO 모드의 다중 안테나 방식으로 SVD 방식을 사용하는 것으로 설명하고 있다. 이외에, 기본 MIMO 모드의 다중 안테나 방식으로 시공간 부호화 방식, 시공간 부호화와 SM을 결합한 하이브리드 방식 등을 사용할 수 있으며, 또한 확장 MIMO모드의 다중 안테나 방식도 SVD 기반 방식, 코드북 기반 방식, 시공간 부호화와 빔포밍을 결합한 하이브리드 방식 등 다양한 빔포밍 방식을 사용할 수 있다. 즉, 본 발명은 특정 MIMO 방식에 한정되지 않는다.
여기서, 설명의 이해를 돕기 위해 SVD를 이용한 MIMO 방식을 간단히 살펴보면 다음과 같다.
MIMO 시스템에서 송신 안테나의 개수가 NT이고, 수신 안테나의 개수가 NR라고 할 경우, 송신기에서 송신된 데이터가 수신기로 전송되기까지의 데이터가 겪는 채널
Figure 112005052011424-pat00018
는 NR × NT의 랜덤 매트릭스로 볼 수 있다. 이러한 경우, 상기 채널 매트릭스
Figure 112005052011424-pat00019
를 SVD 방식을 통해 분리하면 하기 <수학식 6>과 같이 된다.
Figure 112005052011424-pat00020
여기서,
Figure 112005052011424-pat00021
은
Figure 112005052011424-pat00022
유니터리 매트릭스(unitary matrix)로
Figure 112005052011424-pat00023
의 고 유벡터(eigenvector)로 열(column)을 구성하며 수신 고유벡터(eigenvector) 매트릭스라 한다.
Figure 112005052011424-pat00024
매트릭스인
Figure 112005052011424-pat00025
의 열(column)들은
Figure 112005052011424-pat00026
의 고유벡터(eigenvecotor)들로 구성되어 있으며,
Figure 112005052011424-pat00027
를 송신 고유벡터(eigenvector) 매트릭스라 한다. 또한,
Figure 112005052011424-pat00028
의 대각 성분인 유일값(singularvalue)은
Figure 112005052011424-pat00029
혹은
Figure 112005052011424-pat00030
의 고유값(eigenvalue)들 중에서 0이 아닌 값들의 제급근(squre roots)이다. 이때
Figure 112005052011424-pat00031
는 유일값(sigularvalue) 매트릭스라 한다.
일반적으로 다중안테나를 사용하는 통신 시스템의 송신과 수신의 관계를 아래의 <수학식 7>와 같이 표현할 수 있다.
Figure 112005052011424-pat00032
여기서, Y는 NR×1인 수신 심볼 매트릭스(또는 벡터)이며, X는 NT×1인 송신 심볼 매트릭스를 나타낸다. 또한, 상기 H는 NR × NT인 채널 매트릭스이며, N은 NR × 1인 가우시안 랜덤 잡음(AWGN; Additive White Gaussian Noise) 매트릭스이다. 즉, 송신 심볼 매트릭스 X는 상기 H 매트릭스의 채널을 통해 수신기로 수신되며, 또한 잡음 성분인 N 매트릭스가 더해진 형태로 수신기로 수신된다.
이하, SVD-MIMO 시스템에 대해 구체적으로 살펴보기로 한다. 우선 송신기는 하기 수학식 8과 같이 송신심볼 매트릭스 X에 V 매트릭스를 곱하여 송신한다.
Figure 112005052011424-pat00033
한편, 수신기는 하기 <수학식 9>와 같이 수신심볼 매트릭스 Y에 UH 매트릭스를 곱하여 MIMO 검출을 수행한다.
Figure 112005052011424-pat00034
한편, 상기 수학식 9는 하기 수학식 10과 같이 표현 할 수 있다.
Figure 112005052011424-pat00035
즉, 상기
Figure 112005052011424-pat00036
매트릭스는 하기 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다. 여기서 설명의 편의를 위하여
Figure 112005052011424-pat00037
라고 가정하기로 한다.
Figure 112005052011424-pat00038
상기 <수학식 11>에서 알 수 있듯이, SVD-MIMO 시스템은 다중의 SISO(Single Input Single Output) 시스템으로 해석되기 때문에, 수신심볼을 용이하게 검출할 수 있다. 본 발명의 실시예에서는 이와 같은 SVD 방식을 이용해 확장 MIMO모드를 지원한다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 다중 안테나를 사용하는 단말기에서 확장 MIMO모드로 서비스를 받기 위한 절차를 도시하고 있다.
도 7을 참조하면, 먼저 단말기는 701단계에서 다양한 파라미터들을 고려하여 확장 MIMO모드로 동작가능한지를 판단한다. 이때, 판단 기준은 채널상태, 채널변화, 단말기의 이동속도 등이 될 수 있다. 가령, 채널상태가 소정 기준 이상일 경우, 확장 MIMO모드로 서비스를 받을 수 있다고 판단한다.
만일, 상기 확장 MIMO모드로 동작할 수 없다고 판단되면, 상기 단말기는 711단계로 진행하여 기본 MIMO모드를 수행한다. 만일, 상기 확장 MIMO모드로 동작 가능하다고 판단되면, 상기 단말기는 703단계로 진행하여 기지국으로 확장 MIMO모드를 요청한다. 한편, 상기 요청을 수신한 기지국은 상기 단말기에게 확장 MIMO모드로 서비스할 수 있는지를 판단하고, 가능하다고 판단될 경우 상기 단말기에게 사운딩 패킷을 요청하게 된다.
따라서, 상기 확장 MIMO모드를 요청한후, 상기 단말기는 705단계에서 상기 기지국으로부터 사운딩 패킷 요청이 수신되는지 검사한다. 이때, 상기 사운딩 패킷 요청이 수신되면, 상기 단말기는 707단계로 진행하여 사운딩 패킷을 상기 기지국으로 전송한다. 이때, 상기 사운딩 패킷은 상기 단말기가 점유(occupy)하고 있는 대 역을 통해 전송된다. 이와 같이, 점유 대역으로 사운딩 패킷을 전송하는 이유는, 전체 대역으로 사운딩 패킷을 올림으로써 발생하는 부담(burden)을 줄이기 위해서이다. 이것은 하나의 실시예로, 필요하다면 전체 대역으로 사운딩 패킷을 전송할 수 있다.
한편, 기지국은 상기 사운딩 패킷을 통해 채널을 추정하고, 상기 추정된 역방향 채널값들을 캘리브레이션하여 순방향 채널응답 매트릭스를 획득한다. 그리고, 상기 채널응답 매트릭스를 이용해 가중치 매트릭스를 획득하고, 상기 단말기로 전송할 패킷을 상기 가중치 매트릭스를 이용해 빔포밍하여 8개의 안테나들을 통해 송신한다.
따라서, 상기 사운딩 패킷을 전송한후, 상기 단말기는 709단계에서 확장 MIMO모드로 서비스를 제공받는다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 다중 안테나를 사용하는 기지국에서 확장 MIMO모드로 서비스하기 위한 절차를 도시하고 있다.
도 8을 참조하면, 먼저 기지국은 801단계에서 임의의 단말기로부터 확장 MIMO모드의 요청이 수신되는지 검사한다. 이때, 상기 확장 MIMO모드의 요청이 수신되면, 상기 기지국은 803단계로 진행하여 시스템 상황을 고려하여 상기 단말기에게 확장 MIMO모드로 서비스를 제공할수 있는지를 판단한다.
만일, 상기 확장 MIMO모드로 서비스할 수 없다고 판단되면, 상기 기지국은 815단계로 진행하여 실패 처리를 수행한다. 이때, 단말기에서 실패 메시지를 전송 할 수 있다. 만일, 상기 확장 MIMO모드로 서비스할 수 있다고 판단되면, 상기 기지국은 805단계로 진행하여 상기 단말기로 사운딩 패킷 요청을 전송한다. 상기 요청을 수신한 단말기는 자신이 점유하고 있는 대역을 통해 기지국이 미리 알고 있는 신호(사운딩 패킷)를 전송한다.
따라서, 상기 기지국은 807단계에서 상기 단말기로부터 사운딩 패킷이 수신되는지 검사한다. 상기 사운딩 패킷이 수신되면, 상기 기지국은 809단계에서 상기 수신된 사운딩 패킷을 이용해 역방향 채널을 추정한다. 그리고 상기 기지국은 811단계에서 상기 추정된 역방향 채널값들을 캘리브레이션하여 순방향 채널응답 매트릭스를 획득한다.
이후, 상기 기지국은 813단계에서 상기 순방향 채널응답 매트릭스를 이용해 가중치 매트릭스를 획득하고, 상기 단말기에게 전송할 패킷을 상기 가중치 매트릭스로 빔포밍하여 8개의 안테나들을 통해 송신한다. 즉, 확장 MIMO모드로 서비스를 제공한다. 이때, 앞서 언급한 바와 같이, SVD 방식, 코드북 기반의 프리코딩 방식 등의 빔포밍 방식 외에 다른 다중 안테나 방식(예 : STC, STBC 등)을 사용할 수 있다.
상술한 도 7 및 도 8의 실시예는 단말기에서 확장MIMO모드를 요청하고, 기지국에서 확장 MIMO모드의 동작여부를 결정하여 단말기로 통보하는 방법이다. 다른 실시예로 단말기의 요청없이 기지국이 단말기와 시스템 상황을 고려하여 자체적으로 확장 MIMO모드의 동작여부를 결정한후 단말기로 통보할 수도 있다.
이하 본 발명에 따른 모의실험(simulation) 결과에 대해 살펴보기로 한다.
본 발명에 따른 모의실험은 링크 레벨(link-level)로 이루어졌으며, 성능 비교는 처리량(Throughput)을 통해 이루어졌다. 수신 안테나 개수 N=4이고 64개의 부반송파(subcarrier)들을 가지는 OFDM 시스템이며, 송신채널 환경은 안테나간 상관성(correlation)이 없는 9 탭 주파수 선택적 채널(tap frequency selective channel)을 가정한 것이다. 하나의 패킷은 1000 bits 이고, BPSK∼64QAM 변조 기법을 사용하였으며, 송신 안테나 개수 M=4와 8일 때의 처리량(throughput)을 비교하였다.
도 9는 송신 안테나가 4개와 8개일 때 유일값(singular value) 분포를 도시한 것이다.
도시된 바와 같이, 송신 안테나가 8개일 때의 유일값들(
Figure 112005052011424-pat00039
)이 송신 안테나가 4개일 때보다 전체적으로 파워가 크다. 따라서 동일한 채널환경과 노이즈(noise)일지라도, 송신 안테나가 8개일 때, 에러 없이 검출할 수 있는 변조(modulation) 레벨이 높다. 다시 말해, 처리량(throughput)을 증가시킬 수 있다.
도 10은 안테나 개수에 따른 처리량(Throughput)을 비교한 그래프이다.
도시된 바와 같이, 동일한 MIMO 방식을 사용하더라도 안테나 개수가 4개보다 8개가 처리량(Throughput)이 높음을 알 수 있다. 이와 같이, 단순히 안테나(RF모둘 포함)의 증설만으로 링크 성능을 향상시킬 수 있다. 예를들어, 4 스트림(stream), 4Tx 경우 현실적으로 4번째 고유값(또는 유일값)이 매우 작아서 4 스트림을 모두 전송하지 못하는 경우가 발생하나, 본 발명에서와 같이 8개의 안테나를 사용하면 4 개의 고유값 모두 파워가 양호하기 때문에 4개의 스트림을 모두 신뢰성 있게 전송할 수 있다.
특히, 본 발명은 안테나가 증설되더라도 기존 프레임 구조를 그대로 사용할 수 있기 때문에, 사업자가 시스템을 새로 설계하고 설치할 필요가 없다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 확장 MIMO모드는 새로운 프레임 구조를 필요로 하지 않기 때문에, 사업자가 새로운 시스템을 설계하고 설치할 필요가 없다. 단순히, 기존 시스템에서 안테나와 값싼 앰프(amp) 등을 이용하여 더 많은 개수의 안테나들을 운용할 수 있는 이점이 있다. 특히, 본 발명은 기본 MIMO모드를 사용하는 사용자와 확장 MIMO모드를 사용하는 사용자에게 동시에 용이하게 서비스를 제공할 수 있는 이점이 있다.

Claims (30)

  1. 복수의 송신안테나들을 이용하는 제1 다중안테나모드 및 상기 제1 다중안테나모드의 송신안테나 개수보다 많은 개수의 송신안테나들을 이용하는 제2 다중안테나모드를 서비스하는 무선통신시스템에서 기지국의 통신 방법에 있어서,
    상기 제2 다중안테나모드로 서비스를 제공할 단말기를 결정하는 과정과,
    상기 단말기로부터 사운딩 신호를 수신하는 과정과,
    상기 수신된 사운딩 신호를 이용해 역방향 채널을 추정하고, 상기 추정된 역방향 채널값들을 이용해서 순방향 채널값들을 획득하는 과정과,
    상기 획득된 순방향 채널값들을 이용해서 상기 단말기로 상기 제2 다중안테나모드를 서비스하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 결정 과정은,
    단말기로부터 상기 제2 다중안테나모드의 요청을 수신하는 과정과,
    상기 요청에 의해 상기 단말기에 대한 상기 제2 다중안테나모드의 서비스 여부를 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제2 다중안테나모드의 서비스 여부는 단말기에 대한 채널상태, 채널변화, 이동속도 중 적어도 하나를 이용해서 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제1항에 있어서, 상기 서비스 과정은,
    상기 단말기로 적용할 다중안테나방식을 결정하는 과정과,
    상기 단말기로 전송되는 데이터를 상기 결정된 다중안테나방식에 의해 가공하여 상기 제2 다중안테나모드에 대응되는 송신안테나들을 통해 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 다중안테나방식은, 코드북 기반의 빔포밍, SVD(singular value decomposition) 기반의 빔포밍 중 하나인 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제4항에 있어서, 상기 송신 과정은,
    상기 순방향 채널값들을 이용해 가중치 매트릭스를 결정하는 과정과,
    상기 단말기로 전송되는 데이터를 상기 가중치 매트릭스를 이용해 빔포밍하여 복수의 안테나 신호들을 생성하는 과정과,
    상기 복수의 안테나 신호들 각각을 대응되는 송신안테나를 통해 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제4항에 있어서, 상기 송신 과정은,
    상기 순방향 채널값들을 이용해 가중치 매트릭스를 결정하는 과정과,
    상기 제2 다중안테나모드에 대응되는 송신안테나들 중 채널 상태가 양호한 소정 개수의 액티브 안테나들을 선택하는 과정과,
    상기 단말기로 전송되는 데이터를 상기 가중치 매트릭스를 이용해 빔포밍하여 복수의 안테나 신호들을 생성하는 과정과,
    상기 복수의 안테나 신호들을 상기 액티브 안테나들을 통해 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 액티브 안테나들은 'Maximum Frobenius Norm' 혹은 'lowest correlation'에 기반하여 선택되는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 결정 과정 전, 상기 단말기로 상기 제 1 다중안테나모드를 서비스하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 복수의 송신안테나들을 이용하는 제1 다중안테나모드 및 상기 제1 다중안테나모드의 송신안테나 개수보다 많은 개수의 송신안테나들을 이용하는 제2 다중안테나모드를 서비스하는 무선통신시스템에서 단말기의 통신 방법에 있어서,
    소정 기준에 의해 상기 제2 다중안테나모드의 수행 여부를 판단하는 과정과,
    상기 제2 다중안테나모드의 수행이 가능한 경우, 기지국으로 상기 제2다중안테나모드를 요청하는 과정과,
    상기 제2다중안테나모드 수행시, 상기 제2 다중안테나모드에 대응되는 송신안테나들을 통해 송신되는 신호를 수신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제2다중안테나모드를 요청한 후, 상기 기지국으로부터 사운딩 요청이 수신될 경우, 상기 기지국으로 사운딩 신호를 전송하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 제2 다중안테나모드의 수행 여부는 채널상태, 채널변화, 이동속도 중 적어도 하나를 이용해서 판단되는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 제10항에 있어서,
    상기 판단 과정 전, 상기 제1 다중안테나모드로 서비스를 받는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 복수의 송신안테나들을 이용하는 제1 다중안테나모드 및 상기 제1 다중안테나모드의 송신안테나 개수보다 많은 개수의 송신안테나들을 이용하는 제2 다중안테나모드를 서비스하는 무선통신시스템에서 기지국의 통신 방법에 있어서,
    상기 제2 다중안테나모드로 서비스를 제공할 단말기를 결정하는 과정과,
    상기 단말기에 대한 순방향 채널값들을 획득하는 과정과,
    상기 순방향 채널값들을 이용해 가중치 매트릭스를 생성하는 과정과,
    상기 단말기로 전송될 데이터와 상기 가중치 매트릭스를 곱해 빔포밍하여 상기 제2 다중안테나모드에 대응되는 송신 안테나들을 통해 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 제14항에 있어서, 상기 순방향 채널값들을 획득하는 과정은,
    상기 단말기로부터의 사운딩 신호를 이용해 역방향 채널을 추정하는 과정과,
    상기 추정된 역방향 채널값들을 캘리브레이션(calibration)하여 상기 순방향 채널값들을 획득하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 제14항에 있어서,
    상기 가중치 매트릭스는 코드북 기반의 프로코딩(precoding) 매트릭스인 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 제14항에 있어서,
    상기 가중치 매트릭스는 SVD 기반의 고유벡터(singular vector) 매트릭스인 것을 특징으로 하는 방법.
  18. 제14항에 있어서, 상기 송신하는 과정은,
    상기 단말기로 전송되는 데이터를 상기 가중치 매트릭스를 이용해 빔포밍하여 복수의 안테나 신호들을 생성하는 과정과,
    상기 복수의 안테나 신호들 각각을 대응되는 송신안테나를 통해 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  19. 제14항에 있어서,
    상기 제2 다중안테나모드에 대응되는 송신안테나들중 채널상태가 양호한 소정 개수의 액티브 안테나들을 선택하는 과정과,
    상기 단말기로 전송되는 데이터를 상기 가중치 매트릭스를 이용해 빔포밍하여 복수의 안테나 신호들을 생성하는 과정과,
    상기 복수의 안테나 신호들을 상기 액티브 안테나들을 통해 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  20. 제14항에 있어서,
    상기 결정 과정 전, 상기 단말기로 제 1 다중안테나모드를 서비스하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  21. 복수의 송신안테나들을 이용하는 제1 다중안테나모드 및 제1 다중안테나모드의 송신안테나 개수보다 많은 개수의 송신안테나들을 이용하는 제2 다중안테나모드를 서비스하는 무선통신시스템에서 통신 방법에 있어서,
    기지국이, 상기 제2 다중안테나모드로 서비스를 제공할 단말기를 결정하고, 상기 단말기로 사운딩 신호를 요청하는 과정과,
    상기 단말이, 상기 기지국의 요청에 따라 사운딩 신호를 전송하는 과정과,
    상기 기지국이, 상기 단말기로부터의 사운딩 신호를 이용해서 역방향 채널을 추정하고, 상기 추정된 역방향 채널값들을 이용해서 순방향 채널값들을 획득하는 과정과,
    상기 기지국이, 상기 획득된 순방향 채널값들을 이용해서 상기 단말기로 상기 제2 다중안테나모드를 서비스하는 과정과,
    상기 단말기가, 상기 제2 다중안테나모드에 대응되는 송신안테나들을 통해 송신되는 신호를 수신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  22. 제21항에 있어서, 상기 서비스 과정은,
    상기 단말기로 적용할 다중안테나방식을 결정하는 과정과,
    상기 단말기로 전송되는 데이터를 상기 결정된 다중안테나방식에 의해 가공하여 상기 제2 다중안테나모드에 대응되는 송신안테나들을 통해 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 다중안테나방식은, 코드북 기반의 빔포밍, SVD(singular value decomposition) 기반의 빔포밍 중 하나인 것을 특징으로 하는 방법.
  24. 제21항에 있어서,
    상기 결정 과정 전, 상기 기지국이, 상기 단말기로 상기 제1 다중안테나모드를 서비스하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  25. 복수의 송신안테나들을 이용하는 제1 다중안테나모드 및 상기 제1 다중안테나모드의 송신안테나 개수보다 많은 개수의 송신안테나들을 이용하는 제2 다중안테나모드를 서비스하는 무선통신시스템에서 송신 장치에 있어서,
    상기 제2 다중안테나모드로 서비스를 제공할 단말기가 결정된 경우, 상기 단말기에 대한 순방향 채널값들을 획득하는 채널추정기와,
    상기 순방향 채널값들을 이용해 가중치 매트릭스를 생성하는 가중치 생성기와,
    상기 단말기로 전송될 데이터와 상기 가중치 매트릭스를 곱해 빔포밍하여 상기 제2 다중안테나모드에 대응되는 송신안테나들을 통해 송신하는 가중치 곱셈기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 제2 다중안테나모드의 서비스 여부는 단말기에 대한 채널상태, 채널변화, 이동속도 중 적어도 하나를 이용해서 결정되는 것을 특징으로 하는 장치.
  27. 제25항에 있어서,
    상기 채널추정기는, 상기 단말기로부터의 사운딩 신호를 이용해 역방향 채널을 추정하고, 상기 추정된 역방향 채널값들을 캘리브레이션하여 상기 순방향 채널값들을 획득하는 것을 특징으로 하는 장치.
  28. 제25항에 있어서,
    상기 가중치 생성기는 코드북 기반의 프리코딩 매트릭스를 생성하는 것을 특징으로 하는 장치.
  29. 제25항에 있어서,
    상기 가중치 생성기는 SVD 기반의 고유벡터 매트릭스를 생성하는 것을 특징으로 하는 장치.
  30. 제25항에 있어서,
    상기 가중치 곱셈기로부터의 복수의 안테나 신호들 각각을 역 고속 푸리에 변환하여 대응되는 송신안테나를 통해 송신하는 복수의 IFFT연산기들를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
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