KR101256186B1

KR101256186B1 - 다중 안테나 시스템에서 송신 장치 및 방법

Info

Publication number: KR101256186B1
Application number: KR1020060063225A
Authority: KR
Inventors: 정영호; 유철우; 김영수; 신원용; 오유경; 이용훈
Original assignee: 한국과학기술원; 삼성전자주식회사
Priority date: 2006-07-06
Filing date: 2006-07-06
Publication date: 2013-04-19
Also published as: KR20080004650A

Abstract

본 발명은 CDD(Cyclic Delay Diversity) 기법을 사용하는 다중 안테나 시스템에서 송신 장치 및 방법에 관한 것이다. 본 발명에 따른 송신 장치는, 채널정보를 이용해서 부호율을 결정하는 제1결정기와, 상기 제1결정기로부터의 부호율과 상기 채널정보를 이용해서 복수의 안테나들 각각에 적용할 순환 지연 시간을 결정하는 제2결정기를 포함한다. 이와 같은 본 발명은 CDD 기법의 순환 지연 시간을 결정함에 있어서, 채널 및 코딩 기법을 고려하기 때문에, 최적의 성능(FER 성능)을 나타낼 수 있는 이점이 있다.

MIMO, OFDM, CDD, Coding, SNR

Description

다중 안테나 시스템에서 송신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR TRANSMISSION IN MIMO SYSTEM}

도 1은 다중 안테나 시스템에서 CDD 적용에 따른 채널 특성을 보여주는 도면.

도 2는 종래기술에 따른 CDD를 적용한 MIMO-OFDM 시스템에서 송신기의 구성을 도시하는 도면.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 CDD를 적용한 MIMO-OFDM 시스템에서 송신기의 구성을 도시하는 도면.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 CDD를 적용한 MIMO-OFDM 시스템에서 송신기의 송신 절차를 도시하는 도면.

도 5 내지 도 8은 FER 성능을 비교하는 그래프.

본 발명은 다중 안테나 시스템에서 송신 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 순환 지연 다이버시티( CDD : Cyclic delay diversity) 기법을 사용하는 다중 안테나 시스템에서 안테나별 순환 지연 시간을 가변하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

최근에 다중 안테나(MIMO : Multiple Input Multiple Output)-OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기술은 간단한 수신기 구조와 함께 공간 다이버시티 이득 및 다중 경로(multi-path) 이득을 얻을 수 있다는 점에서 차세대 통신의 강력한 후보로 대두되고 있다.

또한, MIMO-OFDM 시스템에서 다중 경로 이득을 최대화하기 위해 오류 정정 부호(error control coding) 기술이 함께 사용되고 있다. 즉, 지연 확산이 클수록 코딩(coding)을 이용하여 더 큰 주파수 선택성(selectivity)을 획득할 수 있다. 그런데, 채널이 작은 지연 확산을 가지면, 다중 경로 이득을 효율적으로 얻을 수 없다. 그래서, 충분한 다중 경로 이득을 제공하기 위한 CDD기법이 제안되었다.

상기 CDD 기술은 안테나 별로 미리 결정된(deterministic) 지연 시간을 두어 다이버시티 이득을 높이는 방법이다. 이러한 시간 영역에서의 순환 지연은 주파수 영역에서 부반송파간에 위상 회전을 야기하므로 부반송파간 상관성을 감소시키게 된다. 이러한 상관성 감소는 도 1에 도시된 바와 같이, 주파수 선택성(selectivity)을 증가시키고, 결과적으로 오류 성능을 개선시킬 수 있다.

상기 CDD 기술에서 중요한 사항은 바로 지연 시간의 선택이라 할 수 있다. 기존에, 인접 부반송파간의 주파수 상관성이 0이 되게 하는 지연 시간을 선택하는 방법이 제안된바 있다. 하지만, 이 방법은 간단한 반면에

개 (

는 송신 안 테나 수)의 연속된 부반송파들간의 상관성만이 0이 된다는 단점이 있다.

도 2는 종래기술에 따른 CDD를 적용한 MIMO-OFDM 시스템에서 송신기의 구성을 도시하고 있다.

도시된 바와 같이, 송신기는, 부호기(200), 변조기(202), IFFT연산기(204), 복수의 지연기들(206-2 내지 206-N_t), 복수의 보호구간 삽입기들(208-1 내지 208-N_t), 복수의 안테나들(210-1 내지 210-N_t)로 포함하여 구성된다.

도 2를 참조하면, 먼저 부호기(200)는 송신 데이터를 주어진 부호율로 부호화하여 부호 심볼들을 출력한다. 여기서, 상기 부호기(200)는 트렐리스(trellis)부호기이다. 변조기(202)는 상기 부호기(200)로부터의 데이터를 주어진 변조방식에 따라 변조하여 변조 심볼들을 출력한다.

IFFT연산기(204)는 상기 변조기(202)로부터의 데이터를 역 고속 푸리에 변환하여 샘플데이터를 출력한다. 이렇게 출력된 샘플데이터는 제1보호구간 삽입기(208-1)와 다수의 지연기들(206-2 내지 206-N_t)로 제공된다. 상기 다수의 지연기들(206-2 내지 206-Nt) 각각은 입력되는 샘플데이터를 결정된 지연 시간에 따라 순환 지연하여 출력한다.

상기 제1보호구간 삽입기(208-1)는 상기 IFFT연산기(204)로부터의 샘플데이터에 보호구간(GI : Guard Interval)을 삽입하여 출력한다. 또한, 나머지 보호구간 삽입기들(208-2 내지 208-N_t) 각각은 대응되는 지연기로부터의 샘플데이터에 보호구 간을 삽입하여 출력한다. 이렇게 보호구간 삽입기들(208-1 내지 208-N_t)로부터 출력되는 샘플데이터들 각각은 대응되는 안테나를 통해 송신된다.

예를 들어, 주파수 선택적 레일리(Rayleigh) 페이딩 채널을 가정하고, 한 OFDM심볼 주기에서는 채널이 정적(static)이고 매 심볼마다 독립적으로 채널이 변하는 블록 페이딩을 가정하기로 한다. 이때, L을 채널 탭 수라 하면, 이산시간 기저대역 채널 임펄스 응답 벡터는

와 같다. 또한,

은 서로 독립적이고,

을 만족하는 전력 분포를 가지며,

의 통계치(statistic)는 각 송신 안테나별로 동일하다고 가정한다. 그러면,

채널 벡터

의 상관 행렬

은 평균이 '0'인 복소 가우시안이 된다.

수신기는 지연 시간의 효과를 고려한 효율적인 채널의 전달 함수(transfer function)를 완전히 알고 있다고 가정할 때, 보호구간을 제거하고 FFT를 수행한후 p번째 부반송파에서의 수신 신호는 다음 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, w(p)는 평균 0, 분산 N₀을 갖는 i.i.d(independent and identically distributed) 복소 가우시안 잡음이 된다. 그리고, 효율적인 채널

는 다음 <수학식 2>와 같이 나타낼 수 있다.

이때,

는 채널 임펄스 응답의 전달함수가 된다. 상기 <수학식 2>에서 알 수 있듯이, 순환 지연 시간은 전달함수에서의 위상 회전을 야기한다.

한편, 상기 효율적인 채널

는 다음 <수학식 3>과 같이 정리될 수 있다.

따라서, 상기 <수학식 1>은 다음 <수학식 4>와 같이 정리될 수 있다.

상기 <수학식 4>로부터

는 SF(space-frequency) 코드의 심볼로 해석될 수 있고,

를 브랜치(branch)에서의 심볼로 정의하면 비터비 복호기는

와 같이 브랜치 매트릭을 계산할수 있다.

상기 도 2와 같은 시스템 모델에서, 상기 지연기들(206-2 내지 206-N_t)에서 사용되는 지연 시간은 인접한 부반송파들간의 상관성을 제로 포싱(zero-forcing)하도록 설계된다.

번째 안테나에서의 지연 시간은 다음 <수학식 5>와 같이 나타낼 수 있다.

여기서,

는 부반송파 개수(FFT 사이즈)를 나타내고,

는 송신 안테나의 개수를 나타낸다.

상기 <수학식 5>와 같이, 지연 시간을 결정하는 경우,

개의 인접한 부반송파들 사이의 상관값은 '0'이 되는 반면,

부반송파만큼 떨어진 거리에서의 상관값은 '0'이 되지 않는다. 뿐만 아니라,

거리를 주기로 상관 패턴이 반복되는 특징을 갖는다. 2개의 송신 안테나를 갖는 시스템을 예로 들면, 홀수번째와 짝수번째 부반송파 간의 상관값은 '0'이 되지만, 홀수번째들 혹은 짝수번째들 사이의 상관값은 '0'이 되지 않는다.

이상 살펴본 바와 같이, 종래 기술은 주파수 영역의 선택성(selectivity)만 고려하고 있고, 다이버시티(diversity)를 얻기 위해 사용되는 코딩(coding)에 대해서는 전혀 고려하고 있지 않다. 하지만, 코딩(coding)은 CDD의 성능을 판단하는데 중요한 부분을 차지하므로, 지연 시간을 결정하는데 있어 코딩(coding)도 함께 고려되는 것이 바람직하다. 즉, 채널 특성 및 코딩 기법을 고려하였을 때, 종래 기술 은 최적 지연 시간을 보장하지 못하는 문제점이 있다.

따라서 본 발명의 목적은 CDD 기법을 사용하는 다중 안테나 시스템에서 안테나별 지연 시간을 최적화하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 CDD 기법을 사용하는 다중 안테나 시스템에서 안테나별 지연 시간을 가변하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 CDD 기법을 사용하는 다중 안테나 시스템에서 PEP를 고려해서 안테나별 지연 시간을 결정하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 CDD 기법을 사용하는 다중 안테나 시스템에서 SNR(Signal to Noise Ratio)과 부호율(coding rate)에 따라 안테나별 지연 시간을 결정하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상기 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 일 견지에 따르면, 순환 지연 다이버시티 기법을 사용하는 다중 안테나 시스템에서 송신 장치에 있어서, 채널정보를 이용해서 부호율을 결정하는 제1결정기와, 상기 제1결정기로부터의 부호율과 상기 채널정보를 이용해서 복수의 안테나들 각각에 적용할 순환 지연 시간을 결정하는 제2결정기를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 다른 견지에 따르면, 순환 지연 다이버시티 기법을 사용하는 다중 안테나 시스템에서 송신 장치에 있어서, 채널정보를 이용해서 부호율을 결정하는 과정과, 상기 결정된 부호율과 상기 채널정보를 이용해서 복수의 안테나들 각각에 적용할 순환 지연 시간을 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 동작 원리를 상세히 설명한다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

이하 CDD 기법을 사용하는 다중 안테나 시스템에서 안테나별 순환 지연을 가변하기 위한 방안에 대해 살펴보기로 한다. 이하 본 발명의 실시예에서 PEP(Pairwise Error Probability)를 이용하여 순환 지연 시간을 결정하는 경우를 설명하지만, 다른 실시예로 채널 코딩과 관련된 FER(Frame Error Rate) 등을 이용해서 순환 지연 시간을 결정할 수도 있다.

먼저, 상기 PEP를 유도하는 과정을 살펴보기로 한다.

길쌈부호(또는 트렐리스 부호)에서 오류 사건의 길이 N_e은 오류 경로가 송신 경로로부터 발산하여 다시 송신 경로로 합쳐질 때까지의 트렐리스 구간의 수로 정 의된다. 이때, 오류 사건이 p번째 부반송파에서 시작했다고 가정할 때, 주어진 효율적인 채널(수학식 3 참조)의 전달함수(transfer function)에서 송신 경로

대신

을 선택할 확률인 조건부 PEP는 다음 <수학식 6>과 같이 나타낼 수 있다.

이때,

와

사이의 유클리드 거리를 나타내는

는 다음 <수학식 7>과 같이 나타낼 수 있다.

상기 <수학식 6> 및 상기 <수학식 7>은 참고문헌「 G. Bauch, "Capacity optimization of cyclic delay diversity," in Proc.IEEE VTC2004-Fall, vol.3,pp.1820-1824, Sept.2004.」에 자세히 기술되어 있으므로, 여기서는 자세한 설명을 생략하기로 한다.

일반적으로, 채널벡터

의 요소들은 유사한 전력을 갖지 않기 때문에 채널 벡터를 백색화하기 위해서 상기 <수학식 7>을 다시 정리하면 다음 <수학식 8>와 같 이 나타낼 수 있다.

여기서,

,

는

(

)의 제곱근(square root)이다.

따라서,

는 다음 <수학식 9>와 같이 나타낼 수 있다.

따라서,

는 <수학식 10>과 같다.

상기 수학식 10에 설명된

와

는 상기 수학식 3에 설명된 바와 같다.

따라서, 상기 <수학식 8>을 사용하고 채널 값을 평균하면 상기 <수학식 6>은 다음 <수학식 11>과 유도된다.

여기서,

는

의 0이 아닌 고유값(eigenvalue)이 된다. 또한,

개의 수신 안테나들에 대해 상기 <수학식 11>의 오른쪽은

의 지수승으로 표현된다.

상기 수학식 11에 나타난 바와 같이, 부반송파 p에 의존하는 형태로 표현이 되어 있으나, 부반송파들의 효율적인 채널의 전달함수는 유사하기 때문에, PEP는 부반송파 p와는 무관하게 나타낼 수 있다. 따라서, 일반화 오류 없이 p=0으로 가정할 수 있다.

따라서, 상기 <수학식 11>은 다음 <수학식 12>와 같이 정리된다.

다음으로, 상기와 같이 유도된 PEP를 이용하여 안테나별 순환 지연 시간을 선택하는 과정을 살펴보기로 한다.

먼저,

임을 확인한다. 즉, 지연 시간

은

과 동일한 것으로 간주할 수 있다. 따라서,

로 검색(search) 범위를 한정시킬 수 있다.

두 번째로,

임을 확인한다. 따라서, PEP는 지연 시간 차이에만 의존하고, 일반화의 오류 없이

을 '0'으로 가정할수 있다.

결론적으로, 주어진 SNR 및 코딩 기법에 대해 하기 수학식 13과 같이 최대 PEP가 최소화되는 지연 시간을 선택할 수 있다.

한편,

개의 송신 안테나들에 대해

개의 지연 시간들이 최적화되어야 한다. 주어진 SNR 및 코딩 기법에 대해 공간

에서의 전체 검색(exhaustive search)을 수행하여 지연시간들(

)을 최적화한다. 이렇게 구해진 각 (SNR, 코딩 기법)에 대응하는 지연 시간 집합(set)은 룩업테이블 형태로 저장된다. 따라서, 송신기는 수신기로부터 피드백된 SNR을 가지고 코딩 기법(부호율)을 결정하고, 상기 SNR와 상기 코딩 기법에 대응하는 지연 시간 집합에 근거해서 신호를 송신한다.

이하, 본 발명의 구체적인 동작을 상세히 살펴보기로 한다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 CDD를 적용한 MIMO-OFDM 시스템에서 송신기의 구성을 도시하고 있다.

도시된 바와 같이, 송신기는, 부호기(300), 변조기(302), IFFT연산기(304), 복수의 가변 지연기들(306-2 내지 306-N_t), 복수의 보호구간 삽입기들(308-1 내지 308-N_t), 복수의 RF처리기들(310-1 내지 310-N_t), 복수의 안테나들(312-1 내지 312- N_t), 피드백 수신부(314), 코딩기법 결정기(316) 및 지연시간 결정기(318)를 포함하여 구성된다.

도 3을 참조하면, 먼저 피드백 수신부(314)는 수신기로부터 피드백되는 채널정보(SNR, SINR, CINR 등)정보를 수신하고, 상기 수신된 SNR정보를 코딩기법 결정기(316)와 지연시간 결정기(318)로 제공한다. 그러면, 상기 코딩기법 결정기(316)는 상기 SNR정보를 이용해서 송신데이터에 적용할 MCS(Modulation and Coding Scheme)레벨을 결정하고, 이렇게 결정된 부호율(coding rate)을 지연시간 결정기(318)로 제공한다. 한편, 상기 결정된 MCS레벨은 부호기(300)의 부호율(coding rate)과 변조기(302)의 변조차수(modulation order)를 제어하는데 사용된다.

부호기(300)는 송신 데이터를 상기 MCS레벨에 따른 부호율로 부호화하여 부호 심볼들을 출력한다. 예를들어, 상기 부호기(300)는 길쌈부호기(convolutional encoder), 터보부호기(turbo encoder), LDPC(low density parity check) 부호기 등으로 구성될 수 있다.

변조기(302)는 상기 부호기(300)로부터의 심볼들을 상기 MCS레벨에 따른 변조방식(변조차수)에 의해 신호점 사상하여 복소심볼(complex symbols)들을 출력한다. 예를들어, 상기 변조방식에는 1개의 비트(s=1)를 하나의 신호점(복소심볼)에 사상하는 BPSK(Binary Phase Shift Keying), 2개의 비트(s=2)를 하나의 복소심볼에 사상하는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 3개의 비트(s=3)를 하나의 복소심볼에 사상하는 8PSK(8-ary Phase Shift Keying), 4개의 비트(s=4)를 하나의 복소심 볼에 사상하는 16QAM, 6개의 비트(s=6)를 하나의 복소심볼에 사상하는 64QAM 등이 있다.

IFFT연산기(304)는 상기 변조기(302)로부터의 데이터를 역 고속 푸리에 변환하여 샘플데이터를 출력한다. 이렇게 출력된 샘플데이터는 보호구간 삽입기(308-1)와 다수의 지연기들(306-2 내지 306-N_t)로 제공된다.

상기 지연시간 결정기(318)는 (SNR, 코딩 기법)과 지연시간 집합 사이의 매핑관계를 저장하는 지연시간 룩업테이블을 포함하며, 상기 코딩기법 결정기(316)로부터의 부호율과 상기 피드백 수신부(314)로부터의 SNR정보를 가지고 상기 지연시간 룩업테이블을 액세스하여 지연시간 집합을 획득한다. 그리고, 상기 지연시간 결정기(318)는 상기 획득된 지연시간 집합(

)에 근거해서 상기 복수의 가변 지연기들(306-2 내지 306-N_t)의 순환지연시간을 조정한다.

상기 복수의 가변 지연기들(306-2 내지 306-Nt) 각각은 입력되는 샘플데이터를 상기 지연시간 결정기(318)의 제어하에 해당 순환지연시간만큼 순환 쉬프트(cyclic shift)하여 출력한다.

상기 제1보호구간 삽입기(308-1)는 상기 IFFT연산기(304)로부터의 샘플데이터에 보호구간(GI : Guard Interval)을 삽입하여 출력한다. 즉, 제1안테나에 대응되는 기저대역 샘플데이터의 순환지연시간(

)은 '0'이다. 또한, 나머지 보호구간 삽입기들(308-2 내지 308-N_t) 각각은 대응되는 가변 지연기로부터의 샘플데이터에 보호구간을 삽입하여 출력한다.

RF처리기들(310-1 내지 310-N_t) 각각은 대응되는 보호구간 삽입기로부터의 샘플데이터를 기저대역 아날로그 신호로 변환하고, 상기 기저대역 신호를 RF(Radio Frequency) 신호로 변환하여 해당 안테나를 통해 송신한다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 CDD를 적용한 MIMO-OFDM 시스템에서 송신기의 송신 절차를 도시하고 있다.

도 4를 참조하면, 먼저 송신기는 401단계에서 수신기로부터 피드백되는 채널정보(SNR 또는 SINR 또는 CINR)정보를 수신한다. 상기 SNR정보가 수신되면, 상기 송신기는 403단계에서 상기 수신된 SNR정보를 이용해서 송신데이터에 적용할 MCS레벨을 결정한다. 즉, 상기 부호기(300)의 부호율(coding arte)과 상기 변조기(302)의 변조차수를 결정한다.

이후, 상기 송신기는 405단계에서 상기 결정된 부호율과 상기 수신된 SNR정보를 가지고 상기 지연시간 룩업테이블을 액세스하여 상기 송신데이터에 적용할 지연시간 집합(

)을 획득한다.

그리고, 상기 송신기는 407단계에서 상기 획득된 지연시간 집합에 따라 안테나별 순환지연시간을 조정한다. 즉, 상기 가변 지연기들(306-2 내지 306-N_t) 각각에 대하여 순환지연시간을 설정한다.

이후, 상기 송신기는 400단계에서 각 안테나에 대응하는 송신 기저대역 샘플신호를 상기 조정된 순환지연시간만큼 순환 쉬프트하여 대응되는 안테나를 통해 송 신한다. 구체적으로, 상기 송신데이터는 상기 MCS레벨에 따라 부호 및 변조되고, 상기 변조된 데이터는 IFFT연산을 통해 기저대역 샘플데이터로 변환된다. 이렇게 생성된 샘플데이터는 안테나 개수만큼 복사되고, 상기 복사를 통해 생성된 복수의 안테나 신호들은 각각 해당 순환지연시간만큼 순환 쉬프트되어 대응되는 안테나를 통해 송신된다.

본 발명의 보다 나은 이해를 돕기 위한 실제 적용예를 살펴보기로 한다.

모의 실험 환경은 2개의 송신 안테나를 갖는 CDD-MIMO-OFDM 시스템이다. 또한, 채널 탭 수(L)가 3이고, rms 지연 확산이 0.3 샘플인 지수 감쇄 지연 전력 분포를 고려하였다. 부반송파의 개수(N_c)는 32와 64이고, 또한 두 가지의 코딩 기법을 사용하였다. 하나의 QPSK rate-1/2 16-state convolutional 코드(이하 "코드 Ⅰ"이라 칭함)이고, 다른 하나는 8-PSK rate-2/3 16-state convolutional 코드(이하 "코드 Ⅱ"이라 칭함)이다. 최적 지연 시간

에 대한 검색 복잡도를 줄이기 위해 송신 코드워드(codeword)는 all-zero 수열을 가정하였다.

이때, SNR = [0 5 10 15 20 25 30]dB에 대한 검색 결과는 하기 <표 1>과 같다.

Code/N_c	32	64
코드 Ⅰ	[12 12 16 16 16 16 16]	[23 23 23 32 32 32 32]
코드 Ⅱ	[8 8 8 7 7 7 7]	[16 16 16 14 14 14 13]

상기 <표 1>을 참조하면, 부반송파 개수가 32이고, 피드백된 SNR 값이 15이며, 코드 Ⅱ이 사용되었다면, 두 번째 안테나의 지연시간(

)은 '7'이 된다. 또한, 부반송파 개수가 64이고, 피드백된 SNR 값이 25이며, 코드 Ⅰ이 사용되었다면, 두 번째 안테나의 지연시간(

)은 '32'가 된다.

또한, 동일한 지연 시간(

)에 대하여 부반송파 p1=N_c/2+k와 부반송파 p2=N_c/2-k가 유사한 PEP를 가짐을 실험을 통해서 확인할 수 있었다. 즉, 동일한 지연 시간에 대하여 PEP는 N_c/2에 대해 대칭적(even symmetric)인 특성을 갖는다.

이하, 본 발명과 종래기술 사이의 성능 비교 결과를 살펴보기로 한다.

도 5 내지 도 8에서 종래기술의 방법(수학식 5 참조)은 "Witrisal"로 표기하였고, 본 발명의 방법은 "PEP"로 표기하였다.

도 5는 코드Ⅰ를 사용했을 때의 FER(Frame Error Rate) 성능 그래프이고, 도 6은 코드Ⅱ를 사용했을 때의 FER 성능 그래프이다.

도 5에 도시된 바와 같이, 코드Ⅰ의 경우 PEP 기반 기법은 Witrisal 방법에 비해 이득을 갖지 않는다. N_c의 일부분에서 PEP 기반으로 구한

는 Witrisal 방법에서 구한

와 일치하고 있다. 하지만, 도 6에 도시된 바와 같이, 코드Ⅱ의 경우 PEP 기반 기법은 FER=10^-2에서 N_c가 32일 때 3dB, N_c가 64일 때 5dB의 성능 이득을 나타내고 있다. 이와 같이, PEP 기반 기법의 성능 이득은 코딩 기법에 의존함을 확인할 수 있다.

한편, 도 7과 도 8은 L=3, rms 지연확산이 0.9 샘플인 지수 감쇄 지연 전력 분포를 갖는 채널 환경에서의 모의 실험 결과이다. 도 7은 코드Ⅰ를 사용했을 때의 FER(Frame Error Rate) 성능 그래프이고, 도 8은 코드Ⅱ를 사용했을 때의 FER 성능 그래프이다. 도 7 및 도 8을 참조할 때, 실제 채널 환경에서도 PEP 기반 기법이 기존 방법에 비하여 성능 이득을 나타냄을 알 수 있다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 가령, 본 발명의 실시예에서는 OFDM 시스템을 예를 들어 설명하고 있지만, 본 발명은 OFDM 이외에 주파수 영역(frequency-domain) 등화(equalization)를 사용하는 싱글 캐리어 시스템(예 : 싱글캐리어 FDMA 시스템)에도 용이하게 적용될 수 있다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같이, 본 발명은 CDD 기법의 순환 지연 시간을 결정함에 있어서, 채널 및 코딩 기법을 고려하기 때문에, 최적의 성능(FER 성능)을 나타낼 수 있는 이점이 있다. 즉, 본 발명은 적은 송/수신단 복잡도로 STBC(space-time block code)와 유사한 성능을 보인다. 또한, 본 발명은 일반적인 MIMO-OFDM 시스템 및 듀 플렉싱 방식에 관계없이 모든 OFDM 시스템에 용이하게 적용할 수 있다.

Claims

순환 지연 다이버시티 기법을 사용하는 다중 안테나 시스템에서 송신 장치에 있어서,

채널정보를 이용해서 부호율을 결정하는 제1결정기와,

상기 제1결정기로부터의 부호율과 상기 채널정보를 이용해서 복수의 안테나들 각각에 적용할 순환 지연 시간을 결정하는 제2결정기를 포함하며,

상기 제 2 결정기는, 상기 부호율과 상기 채널 정보에 대해 각 안테나 별로 최대 PEP(Pairwise Error Probability)가 최소화되는 지연 시간을 상기 순환 지연 시간으로 결정하는 것을 특징으로 하는 장치.
제1항에 있어서,

기저 대역 샘플데이터를 생성하는 생성부와,

상기 생성부로부터의 샘플데이터를 상기 제2결정기의 제어하에 해당 순환 지연 시간만큼 순환 쉬프트하여 출력하기 위한 복수의 가변 지연기들과,

상기 가변 지연기들로부터의 샘플데이터들 각각을 RF처리하여 대응되는 안테나를 통해 송신하기 위한 복수의 RF처리기들을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제2항에 있어서, 상기 생성부는,

송신 데이터를 상기 부호율로 부호화하여 출력하는 부호기와,

상기 부호기로부터의 데이터를 결정된 변조방식으로 변조하여 출력하는 변조기와,

상기 변조기로부터의 데이터를 역 고속 푸리에 변환하여 상기 샘플데이터를 생성하는 IFFT연산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제2항에 있어서,

1번 송신안테나에 대응하는 가변 지연기의 순환 지연 시간은 '0'인 것을 특징으로 하는 장치.
제1항에 있어서,

상기 채널정보는 SNR(Signal to Noise Ratio), SINR(Signal to Interference plus Noise Ratio), CINR(Carrier to Interference plus Noise Ratio) 중 어느 하나인 것을 특징으로 하는 장치.
제1항에 있어서,

상기 제2결정기는 채널정보와 부호율의 쌍에 대해, 각 안테나 별로 최대 PEP가 최소화되는 지연 시간을 나타내는 룩업테이블을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
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순환 지연 다이버시티 기법을 사용하는 다중 안테나 시스템에서 송신 방법에 있어서,

채널정보를 이용해서 부호율을 결정하는 과정과,

상기 결정된 부호율과 상기 채널정보를 이용해서 복수의 안테나들 각각에 적용할 순환 지연 시간을 결정하는 과정을 포함하며,

상기 순환 지연 시간은, 상기 부호율과 상기 채널 정보에 대해 각 안테나 별로 최대 PEP(Pairwise Error Probability)가 최소화되는 지연 시간으로 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
제8항에 있어서,

송신할 기저 대역 샘플데이터를 생성하는 과정과,

상기 샘플데이터를 안테나 수만큼 복사하고, 각 샘플데이터를 상기 결정된 순환 지연시간만큼 순환 쉬프트하는 과정과,

상기 순환 쉬프트된 샘플데이터들 각각을 RF처리하여 대응되는 안테나를 통해 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제9항에 있어서, 상기 생성 과정은,

송신 데이터를 상기 부호율로 부호화하는 과정과,

상기 부호화된 데이터를 결정된 변조방식으로 변조하는 과정과,

상기 변조된 데이터를 역 고속 푸리에 변환하여 상기 샘플데이터를 생성하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제8항에 있어서,

1번 송신안테나에 대응하는 순환 지연 시간은 '0'인 것을 특징으로 하는 방법.
제8항에 있어서,

상기 채널정보는 SNR(Signal to Noise Ratio), SINR(Signal to Interference plus Noise Ratio), CINR(Carrier to Interference plus Noise Ratio) 중 어느 하나인 것을 특징으로 하는 방법.
제8항에 있어서, 상기 순환 지연 시간을 결정 과정은,

채널정보와 부호율의 쌍에 대해, 각 안테나 별로 최대 PEP가 최소화되는 지연시간을 나타내는 룩업테이블을 포함하며, 상기 룩업테이블을 액세스하여 각 안테나에 적용할 순환지연시간을 결정하는 것을 특징으로 하는 방법.
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