KR100913873B1 - 고속 전송률을 가지는 차등 시공간 블록 부호 장치 및 방법 - Google Patents

고속 전송률을 가지는 차등 시공간 블록 부호 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 다중의 송신 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에서 차등 시공간 블록 부호 장치 및 방법에 관한 것으로서, 상기 차등 시공간 블록 부호 방법은, 소정의 블록(v번째 블록)에서 송신 행렬
Figure 112008009537107-pat00001
의 인덱스가 소정의 시간에 소정의 송신 안테나를 통해 전송되면, 상기 v번째 블록의 다음 블록(v+1번째 블록)에서는 입력되는 이진 데이터들의 심볼 Sv를 Sv+1로 변조하는 과정과, 상기 변조된 심볼들을 전송 행렬 P44로 대치하여 행렬
Figure 112008009537107-pat00002
를 생성하는 과정과, 상기 행렬
Figure 112008009537107-pat00003
생성 후, 상기 행렬
Figure 112008009537107-pat00004
와
Figure 112008009537107-pat00005
를 곱하여 상기 v+1번째 블록에서 전송할 새로운 행렬
Figure 112008009537107-pat00006
을 산출하는 과정을 포함한다.
Figure R1020040073207
차등 시공간 블록 부호(D-STBC), 다중 안테나, 오버헤드, 다이버시티

Description

고속 전송률을 가지는 차등 시공간 블록 부호 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR HIGHER RATE DIFFERENTIAL SPACE-TIME BLOCK CODES}
도 1은 종래 기술에 따른 차등 시공간 블록 부호의 블럭 구성을 개략적으로 도시한 도면,
도 2는 본 발명에 따른 차등 시공간 블록 부호를 적용한 송신단의 구조를 도시한 도면,
도 3은 본 발명에 따른 성능을 수신 안테나에 대응하여 기존 방식과 대비한 비트 에러율 성능 비교를 도시한 도면.
본 발명은 다중의 송신 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 고속의 심볼 전송률을 가지는 차등 시공간 블록 부호(D-STBC: Differential Space-Time Block Codes, 이하 'D-STBC'라 칭하기로 한다)에 관한 것이다.
통상적으로, 통신에서 가장 근본적인 문제는 채널(channel)을 통하여 얼마나 효율적이고 신뢰성 있게(reliably) 데이터(data)를 전송할 수 있는지에 대한 것이다. 최근에 활발하게 연구되고 있는 차세대 멀티미디어 이동 통신 시스템에서는 초기의 음성 위주의 서비스를 벗어나 영상, 무선 데이터 등의 다양한 정보를 처리하고 전송할 수 있는 고속 통신 시스템이 요구됨에 따라 시스템에 적절한 채널 부호화 방식을 사용하여 시스템의 효율을 높이는 것이 필수적이다.
그런데, 상기와 같은 이동 통신 시스템에 존재하는 무선 채널 환경은 유선 채널 환경과는 달리 다중 경로 간섭(multipath interference)과, 쉐도잉(shadowing)과, 전파 감쇠와, 시변 잡음과, 간섭 및 페이딩(fading) 등과 같은 여러 요인들로 인하여 불가피한 오류가 발생하고, 이에 따른 정보 손실의 발생으로 인한 낮은 신뢰도를 나타낸다. 따라서, 상기와 같은 문제들을 해결하기 위한 여러가지 연구들이 활발하게 진행되고 있다.
이러한 연구들의 일환으로 다중의 송신 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에 있어서, 최대 다이버시티(diversity) 차수를 가지며 수신단에서 간단한 선형 처리(Linear Processing) 만으로 최대우도(ML; Maximum Likelihood) 복호가 가능한 시공간 블록 부호(STBC: Space-Time Block Codes, 이하 'STBC'라 칭하기로 한다)가 Tarokh 등에 의해 제안되었다.
여기서, 상기 STBC를 간략하게 살펴보면, 상기 STBC는 심벌이 블록 단위로 입력되어 전송 행렬에 의해서 출력 신호를 생성한다. 이때, 상기 전송행렬의 행은 시간, 열은 안테나를 나타낸다. 즉, 행렬의 행에 있는 심벌들은 같은 시간에 각기 다른 안테나에서 전송된 신호이고, 열에 있는 심볼들은 하나의 안테나에서 각기 다른 시간에 전송된 신호이다. 또한 상기 STBC는 최대 다이버시티를 얻을 수 있고 이것의 복호화가 아주 간단하다는 장점이 있다. 예컨대, 하나의 안테나만을 사용하는 시스템과 비교하여 그 복잡도의 증가가 없이 큰 신호대 잡음비(SNR: Signal to Noise Ratio, 이하 'SNR'이라 칭하기로 한다)의 이득을 얻을 수 있는 장점을 가지고 있다.
따라서, 상기 STBC를 이용하여 송신단에서 상기 STBC를 사용하여 송신 다이버시티 이득을 얻도록 하고, 이를 통해 상기 페이딩 효과의 극복 및 송신 신호들의 신뢰도를 향상시키도록 하는 방안들이 활발히 연구되고 있다.
한편, 상기한 바와 같은 종래 기술에 따른 일반적인 STBC들은 수신단에서 채널에 대한 정보를 알고 있는 경우에 사용되고 있으며, 실제 시스템에서는 훈련 심볼들을 이용하여 채널에 대한 정보를 추정하게 된다. 그러나, 수신단에서는 채널 추정이 용이하지 않은 시스템이나 채널이 시간적으로 빠르게 변화하여 채널 추정에 의한 오버헤드(overhead)가 과중한 상황에서는 채널 정보를 이용하지 않는 송신 방식이 더 유리할 수 있다.
한편, D-STBC(Differential Space-Time Block Codes)는 두 개의 송신 안테나에 대해서 상기한 Tarokh 등에 의해 제안되고 있으며, 상기 제안에서는 더 많은 송신 안테나를 적용한 경우에 대하여 보여지고 있다. 이러한 D-STBC는 기존의 코히어런트 시공간 블록 부호(Coherent Space-Time Block Code)와 비교하여 통상적으로, 3dB 정도의 성능 열화를 나타내고 비슷한 부호/복호 복잡도를 가진다.
그러나, 종래 기술에 따른 D-STBC는 복소수 신호를 전송하고자 할 때 두 개의 송신 안테나(two transmit antennas)에 대해서는 최대 1 symbol/transmission의 전송률을 가지며, 세 개 이상의 송신 안테나에 대해서는 최대 0.75 symbol/transmission의 전송률을 갖는다. 여기서, 상기와 같은 전송률에 있어서의 제약은 송신 안테나를 다이버시티 이득을 얻기 위한 방법으로만 활용하기 때문에 나타나는 한계점이다. 따라서, 수신단에서 다중의 수신 안테나를 사용하는 경우에는 송신단에서 다이버시티 이득을 약간 희생하더라도 더 많은 심볼을 전송하여 높은 전송률을 얻을 수 있도록 공간적 다중화(multiplexing) 이득을 추구하는 것이 시스템의 성능 측면에서 더 유리한 경우가 존재한다.
그러면 이하, 종래 기술에 따른 D-STBC에 대하여 도 1을 참조하여 살펴보기로 한다.
도 1은 종래 기술에 따른 차등 시공간 블록 부호의 블럭 구성을 개략적으로 도시한 도면으로서, 차등 시공간 블록 부호를 적용한 송신단의 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 1을 참조하면, 심볼 맵퍼(Symbol Mapper)(101)와, 시공간 부호기(Space Time Encoder)(103)와, 곱셈기(105)와, 지연기(Delay)(107)와, 분배기(Distributor)(109)를 포함하여 구성된다. 또한 상기 도 1은 N개의 송신 안테나를 가진 D-STBC 시스템의 송신단 구조를 보여준다.
상기한 구성을 통한 간략한 동작 구성을 살펴보면, 상기 심볼 맵퍼(101)를 통해 제공되는 입력 데이터들(s1, s2, ... sk)은 상기 시공간 부호기(103)에 의해
Figure 112008009537107-pat00007
개 심볼들로 구성된 v번째 블록의 심볼, 즉 Sv로 생성된다. 그리고, 상기 지연기(107)에 의해 상기 Sv와 상기 v번째 블록에 전송되었던 행렬 Dv가 곱해져서 새로운 행렬 Dv+1을 얻게 된다. 이렇게 얻어진 Dv+1의 부호화된 심볼은 각각의 안테나 예컨대, 제1 내지 제N 안테나를 통해 송신된다. 또한 상기 N개의 안테나는 한 시간 슬롯(Time Slot)당 N개씩 시간 P동안 동일한 심벌 간격으로 동시에 전송한다.
상기에서와 같이 상기 종래 기술에 따른 D-STBC를 사용하는 시스템의 송신단은 전송하고자 하는 데이터를 STBC에 인코딩(encoding)하는 과정과, 시공간 블록 부호화된 행렬을 차등 인코딩하여 전송하는 과정으로 크게 두 부분으로 구성된다.
그러면 이하에서 8개 이하의 송신 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템을 가정하여 살펴보면 다음과 같다. 또한, 이하에서는 설명의 편의를 위해 수신단은 하나의 수신 안테나를 사용한다고 가정하며, 이는 다중의 수신 안테나로도 구성할 수 있음은 물론이다.
상기한 가정에서 2개의 송신 안테나를 사용하는 경우에는 2개의 심볼 구간을 하나의 단위로 송신하고, 3개 또는 4개의 송신 안테나를 사용하는 경우에는 4개의 심볼 구간을 하나의 단위로 하여 송신한다. 또한, 5개 내지 8개의 송신 안테나를 사용하는 경우에는 8개의 심볼 구간을 하나의 단위로 하여 송신한다. 이때, 하기 수학식 1 내지 수학식 4와 같은 행렬들을 정의한다.
Figure 112004041524914-pat00008
Figure 112004041524914-pat00009
Figure 112004041524914-pat00010
여기서, 상기 행렬 G43은 상기 행렬 G44의 처음 세 열(column)로 주어지고, 상기 행렬 B43은 상기 행렬 B44의 처음 세 열로 주어진다. 이 때, 임의의 상수값 N(N=5,6,7,8)에 대해서는 송신 행렬 G8N은 G88의 처음 N열로 구성되는 서브매트릭스(submatrix)로 주어진다.
따라서, 상기 각 행렬 B22, B43, B44는 N=2, N=3, N=4 개의 송신 안테나를 각각 사용하여 복소수 신호를 전송하는 D-STBC를 생성하고, 상기 각 행렬 G22, G43, G44, G8N은 N=2, N=3, N=4, N=5, N=6, N=7, N=8 개의 송신 안테나를 사용하여 실수 신호를 전송하는 D-STBC를 생성할 때 사용된다. 여기서, 상기의 행렬들은 직교성을 갖도록 설계된 코히어런트한 STBC들에서 사용되는 것을 차용한 것이다.
한편, 사용하는 신호 성상도(signal constellation)가 복소수(complex number) 신호를 전송하는지 실수(real number) 신호를 전송하는지에 따라, 그리고 송신단에서 사용하는 송신 안테나의 개수에 따라 어떤 송신 행렬을 채택할지를 미리 결정하게 된다. 이하에서는, 상기 행렬들 중 행렬 B43를 사용하는 경우, 즉 세 개의 송신 안테나를 가지고 복소수 신호를 전송하는 경우에 대해서 예를 들어 살펴보기로 한다. 이때, 상기 실수 신호를 전송하는 경우 또는 다른 수의 송신 안테나를 사용하는 경우에서도 하기에서 설명되는 방법과 동일하게 적용할 수 있음은 물론이다.
먼저, 신호의 전송은 임의의 심볼, 예컨대 S1(
Figure 112004041524914-pat00012
)을 선택하 여 송신 행렬 예컨대,
Figure 112004041524914-pat00013
에 대치하는 것으로 시작한다. 그러면 첫 번째 블록에서 상기 행렬
Figure 112004041524914-pat00014
의 (i, t)번째 원소가 t번째 시간에 i번째 송신 안테나를 통해 전송된다. 이때, 상기 첫 번째 블록에서 전송되는 심볼들은 아무런 정보를 가지고 있지 않으며 수신단에도 알려져 있지 않은 심볼들이다.
여기서, v번째 블록 이후에 전송되는 심볼들을 재귀적으로 표현하면 다음과 같다.
먼저, 상기 v번째 블록에서 송신 행렬
Figure 112004041524914-pat00015
가 첫 번째 블록에서와 동일한 방법으로 전송되었다고 가정하자. 이때, v+1번째 블록에서는 입력되는 이진 데이터들이 v+1번째의 심볼들 즉,
Figure 112004041524914-pat00016
로 변조되고, 상기 변조된 심볼들은 상기한 행렬 B44의 a1, a2, a3들을 대치하여 행렬
Figure 112004041524914-pat00017
을 생성한다. 그런다음 차등 인코딩을 위하여 이전 블록에 전송되었던 행렬
Figure 112004041524914-pat00018
와 상기
Figure 112004041524914-pat00019
가 곱해져서 상기 v+1번째 블록에 전송할 새로운 행렬
Figure 112004041524914-pat00020
를 생성한다. 이를 정리하면 하기 수학식 5와 같이 상기 행렬
Figure 112004041524914-pat00021
를 정의할 수 있다.
Figure 112004041524914-pat00022
그러면, 상기 생성된 행렬
Figure 112004041524914-pat00023
의 (i, t)번째 원소가 t번째 시간에 i번째 송신 안테나를 통해 전송된다. 이때, 상기의 과정에 행렬 B44의 인덱스 즉, a1, a 2, a3들을 대치하여 사용하는 이유는, 상기 행렬 B44가 행렬 B43와 같은 개수의 행(row)을 가지면서 직교성을 갖는 가장 작은 크기의 행렬이기 때문이다. 여기서, 송신 안테나의 개수가 각각 N=5, N=6, N=7, N=8개인 경우 상기 각 송신 안테나에 대하여 G8N를 이용해 차등 시공간 블록 부호를 구현한다고 가정하면, 상기한 수학식 5에서의 행렬
Figure 112004041524914-pat00024
는 8개의 심볼 Sv+1(
Figure 112004041524914-pat00025
)를 행렬 G88의 원소에 대치시킨 행렬
Figure 112004041524914-pat00026
가 사용되어야 한다.
한편, 상기에서와 같이 송신단에서 송신되는 신호를 수신단에서 수신하는 경우를 살펴보면 다음과 같다.
먼저, 상기 수신단에서 채널 이득 h(
Figure 112004041524914-pat00027
)는 두 개의 연접한 블록에 대하여 시간적으로 변하지 않는다고 가정하면, 상기한 v번째 블록에서 수신되는 수신 신호는 하기 수학식 6과 같이 정의할 수 있다.
Figure 112004041524914-pat00028
여기서, 상기 Xv(
Figure 112004041524914-pat00029
)는 네 심볼 구간동안 수신되는 신호를 나타내고, 상기 Wv(
Figure 112004041524914-pat00030
)는 잡음 신호를 나타낸다. 상기와 마찬가지로 상기 v+1번째 블록에서는 하기 수학식 7에서 정의되는 바와 같이 Xv+1이 수신된다.
Figure 112004041524914-pat00031
여기서, 상기 수학식 5 및 수학식 6을 이용하여 상기 수학식 7에 대입하면 상기 v+1번째 블록에서의 수신신호 Xv+1는 하기 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004041524914-pat00032
여기서, 상기 잡음 성분 Nv+1는 하기 수학식 9와 같이 정의할 수 있다.
Figure 112004041524914-pat00033
이때, 상기
Figure 112004041524914-pat00034
는 직교성을 가지고 있으므로 상기한 수학식 8에서 잡음 성분 즉, 백색잡음(AWGN)의 분산은 두 배가 되고, 잡음 신호의 분포는 그대로 유지되게 된다.
상기 수학식 8은 상기 행렬 B44를 이용하는 기존의 코히어런트 방식의 STBC의 수신 신호와 같은 형태를 가지게 된다. 즉, 상기 Xv를 채널 이득이라고 가정하 면, 상기 Xv+1을 수신하는 기존 방식의 수신단 수학식들과 같은 형태를 가지게 된다. 따라서, 잡음신호의 분산이 두 배가 되므로 코히어런트 방식에 의한 STBC보다 상술한 바와 같은 방법은 약 3dB의 성능 저하를 겪으면서 송신 안테나 개수만큼의 다이버시티 이득을 얻을 수 있으며, 또한 간단한 구조의 수신기 구조를 갖는다.
그러나, 이러한 기존의 D-STBC는 STBC의 직교성을 유지하기 위한 전송 행렬에 심볼들이 특수한 배치를 가지게 되며, 이로 인하여 최대 전송률이 제한되는 한계성을 가지게 된다. 또한 상기와 같은 기존의 방식에서는 예를 들어, 복소수 신호에 대하여 3개 또는 4개의 송신 안테나를 이용하는 경우, 4개의 심볼 구간 동안 3개의 심볼을 전송하므로 최대 3/4(0.75 symbol/transmission)의 전송률을 가지므로 그 전송률이 낮다는 문제점이 있다. 또한, 종래 기술에서는 PSK 전송 방식에서 QAM 전송 방식으로의 전송이 가능한 방안을 제시하고 있으나, 심볼 전송률에 있어서는 여전히 동일한 전송률을 가진다는 문제점이 있다.
따라서, 상기한 바와 같은 D-STBC의 직교성을 그대로 유지하면서, 상기 기존의 방식에서보다 높은 심볼 전송률을 가지는 새로운 D-STBC의 필요성이 대두되고 있다.
따라서 본 발명은 상술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여 창안된 것으로서, 본 발명의 목적은, 다중 송신 안테나를 사용하는 통신 시스템에서 보다 높 은 심볼 전송률을 가지는 차등 시공간 블록 부호를 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은, 다중 송신 안테나를 사용하는 통신 시스템에서 보다 높은 심볼 전송률을 가지면서도, 전송 행렬의 직교성을 그대로 유지할 수 있는 차등 시공간 블록 부호를 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은, 적어도 2개 이상의 수신 안테나를 사용하는 통신 시스템에 있어서, 기존 차등 시공간 블록 부호 대비 높은 비트수신오율 성능을 향상시킬 수 있는 차등 시공간 블록 부호를 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은, 송수신단에서 채널정보가 유효하지 않은 다중 안테나 시스템 및 환경에서 차등 변복조를 사용하고자 하는 경우에 있어서, 송신단의 복잡도 증가 없이 수신단의 복잡도를 간략화 할 수 있는 차등 시공간 블록 부호 및 그에 따른 알고리즘을 제공함에 있다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 장치는, 심볼 맵퍼와, 지연기와, 분배기를 포함하며, 다중의 송신 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에서 고속의 심볼 전송률을 위한 장치에 있어서, 상기 심볼 맵퍼로부터 매핑되어 출력되는 다수의 심볼들을 입력으로 하고, 상기 입력되는 다수의 심볼들중 실제 정보가 포함되는 자유 심볼을 이용하여 제한 심볼을 산출하기 위한 제한 심볼 계산부와, 상기 심볼 맵퍼로부터 전송되는 다수의 심볼들 및 상기 제한 심볼 계산부로부터 전송되는 제한 심볼을 입력으로 하여 시공간 부호를 수행하는 시공간 부호기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 차등 시공간 블록 부호 장치는, 소정의 블록(v번째 블록)에서 송신 행 렬
Figure 112004041524914-pat00035
의 인덱스가 소정의 시간에 소정의 송신 안테나를 통해 전송되면, 상기 소정의 블록의 다음 블록(v+1번째 블록)에서는 입력되는 이진 데이터들의 심볼 Sv를 Sv+1로 변조하고, 상기 변조된 심볼들을 전송 행렬 P44로 대치하여 행렬
Figure 112004041524914-pat00036
를 생성하고, 이후 차등 인코딩을 위해 상기 행렬
Figure 112004041524914-pat00037
와
Figure 112004041524914-pat00038
를 곱하여 상기 v+1번째 블록에서 전송할 새로운 행렬
Figure 112004041524914-pat00039
을 하기 수학식 23과 같이 산출하는 것을 특징으로 한다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 방법은, 심볼 맵퍼와, 지연기와, 분배기를 포함하며, 다중의 송신 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에서 고속의 심볼 전송률을 위한 방법에 있어서, 상기 심볼 맵퍼로부터 매핑되어 출력되는 다수의 심볼들을 입력으로 하고, 상기 입력되는 다수의 심볼들중 실제 정보가 포함되는 자유 심볼을 이용하여 제한 심볼을 산출하는 과정과, 상기 심볼 맵퍼로부터 전송되는 다수의 심볼들 및 상기 제한 심볼 계산부로부터 전송되는 제한 심볼을 입력으로 하여 시공간 부호를 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
상기 차등 시공간 블록 부호 방법은, 소정의 블록(v번째 블록)에서 송신 행렬
Figure 112004041524914-pat00040
의 인덱스가 소정의 시간에 소정의 송신 안테나를 통해 전송되면, 상기 소정의 블록의 다음 블록(v+1번째 블록)에서는 입력되는 이진 데이터들의 심볼을 Sv를 Sv+1로 변조하는 과정과, 상기 변조된 심볼들을 전송 행렬 P44로 대치하여 행렬
Figure 112004041524914-pat00041
를 생성하는 과정과, 상기 행렬
Figure 112004041524914-pat00042
생성 후, 상기 행렬
Figure 112004041524914-pat00043
와
Figure 112004041524914-pat00044
를 곱하여 상기 소정의 블록의 다음 블록에서 전송할 새로운 행렬
Figure 112004041524914-pat00045
을 산출하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 설명하기로 한다. 그리고 하기에서 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략한다.
이하에서 설명되는 본 발명에서는 차등 시공간 블록 부호(D-STBC: Differential Space-Time Block Codes, 이하 'D-STBC'라 칭하기로 한다)의 직교성을 그대로 유지하면서도 기존의 방식에서보다 많은 심볼을 전송할 수 있는 새로운 D-STBC를 제안한다. 또한 상기 제안되는 본 발명의 방식을 적용함으로써, 예컨대 QPSK 변조 방식을 채택하는 경우 3개 내지 4개의 송신 안테나에 대하여 높은 심볼 전송률 예컨대, 1.5 symbol/transmission의 전송률을 획득할 수 있도록 한다. 따라서, 본 발명은 기존의 방식과 대비하여 두 배의 심볼 전송률을 가질 수 있으며, 이러한 제안된 방식은 시공간 블록 부호가 직교성을 유지하도록 하는 알고리즘에 적용함으로써 달성된다.
따라서, 하기에서 상술되는 본 발명은 적어도 3개 이상의 송신 안테나를 사 용하는 통신 시스템에 있어서, 복소수 신호를 전송하고자 할 때 심볼 전송률에 제한이 있는 기존의 D-STBC의 한계를 극복함으로써, 보다 높은 심볼 전송률을 획득할 수 있는 새로운 방식의 D-STBC에 관한 것이다.
종래 방식에 따른 D-STBC는 상술한 바와 같이 복소수 신호를 전송하고자 할 때 2개의 송신 안테나에 대해서는 최대 1 symbol/transmission의 전송률을 가지며, 3개 이상의 송신 안테나에 대해서는 최대 0.75 symbol/transmission의 전송률을 가진다. 이에 반해 본 발명은 시공간 블록 부호 구조에 기존의 방식에서보다 많은 심볼을 전송하면서도 직교성을 유지할 수 있는 제한식을 적용함으로써, 다이버시티 이득은 양보하되 높은 전송률을 가지도록 한다.
예를 들어, QPSK 변조방식을 채택하고, 3개 또는 4개의 송신 안테나를 사용하는 시스템에 있어서 1.5 symbol/transmission의 전송률을 획득함으로써 기존의 방식에서보다 최고 두 배의 심볼 전송률을 달성할 수 있다. 따라서, 본 발명에 의한 D-STBC는 송신 다이버시티 오더를 약간 희생하는 대신 심볼 전송률을 높일 수 있기 때문에, 다중의 수신 안테나를 사용하여 수신 다이버시티를 획득할 수 있는 환경에서 우수한 성능을 나타내는 특징을 가진다.
그러면 이하에서는 첨부한 도면 도 2를 참조하여 본 발명에 따른 고속 전송률을 가지는 차등 시공간 블록 부호 장치 및 방법에 관한 바람직한 동작 실시예를 살펴보기로 한다.
상기 도 2는 본 발명에 따른 차등 시공간 블록 부호의 구성을 도시한 도면으로서, 본 발명의 차등 시공간 블록 부호를 적용한 송신단의 구조를 도시한 도면 이다.
먼저, 본 발명에서 제안하는 고속 전송률을 가지는 D-STBC를 이용하는 무선 통신 시스템은 상기 도 1에서 나타낸 바와 같이, 기존의 D-STBC를 사용하는 무선 통신 시스템과 유사한 구조를 가짐을 알 수 있다.
상기 도 2를 참조하면, 심볼 맵퍼(Symbol Mapper)(201)와, 제한심볼 계산부(203)와, 시공간 부호기(Space Time Encoder)(205)와, 곱셈기(207)와, 지연기(209)와, 분배기(211) 및 복수개의 송신 안테나를 포함한다. 이러한 구성은 상기 도 1에서 나타낸 바와 같이, 크게 전송하고자 하는 데이터를 시공간 블록 부호에 인코딩(encoding)하는 부분과 상기 시공간 블록 부호화된 행렬을 차등 인코딩하여 전송하는 두 부분으로 구성된다. 그러나, 본 발명에서 제안하는 방식은 상기한 기존의 차등 시공간 블록 부호에서 사용하였던 직교 시공간 블록 부호들의 구조들 대신에 새로운 시공간 블록 부호 구조를 사용한다. 즉, 복소수 신호를 전송하는 경우에 대하여 제안된 방식은 네 개 이하의 송신 안테나를 갖는 경우에 대하여 1.5 symbol/transmission의 전송률을 갖는 전송 행렬을 하기와 같이 정의한다.
Figure 112004041524914-pat00046
Figure 112004041524914-pat00047
Figure 112004041524914-pat00048
상기한 전송행렬 P22와 P44는 모두 복소수 신호에 대하여 직교성을 갖는 유니터리(unitary) 행렬이라는 특징을 갖는다. 시공간 블록 부호의 구조상, 전송행렬이 직교성을 갖는 것은 송신 다이버시티 오더를 최대한으로 획득할 수 있고, 또한 수신기의 복잡도를 단순하게 할 수 있다는 점에서 매우 중요한 성질이다. 또한 전송행렬이 항상 유니터리한 특성을 갖게 되면 각 블록에서 송신 전력이 항상 일정하게 되므로, 송신단에서 별도의 정규화(normalization)가 필요없다는 장점을 가진다.
따라서 제안하는 방식의 전송행렬은 기존의 차등 시공간 블록 부호의 경우와 마찬가지로 유니터리한 성질을 갖도록 설계되었음에 유의하여야 한다. 즉, 상기한 전송행렬의 수학식에서, P22에 대하여 실제로 정보가 실리는 심볼은 a1,a2 ,a3이고, a4는 상기한 제한식에 의해 이들 세 심볼들의 조합에 의하여 생성되게 된다. 여기서 상기 a1,a2,a3를 자유 심볼이라 정의하고, 상기 a4를 제한 심볼이라고 정의한다.
한편, 상기한 수학식 10에서 상기
Figure 112004041524914-pat00049
은 상기 전송행렬 P22가 유 니터리 행렬이 되도록 한다. 마찬가지로 상기 행렬 P44에 대하여 살펴보면, 실제로 정보가 실리는 심볼은 a1,a2,a3,a4,a5,a6 이고, a7,a8은 상기한 제한식에 의해 이들 여섯 심볼들의 조합으로 생성되게 된다. 이때, 상기 a1,a2,a3,a4 ,a5,a6은 자유 심볼이 되고, 상기 a7,a8은 제한 심볼이 된다.
상기 제한식은 전송행렬 P44가 역시 유니터리 행렬이 되도록 하는 역할을 한다. 즉, 상기 자유 심볼 a1,a2,a3,a4,a5,a 6은 전송하고자 하는 이진 데이터를 QAM 등으로 변조시킨 심볼에 해당하고, 상기 제한 심볼 a7,a8은 전체 전송행렬 P44 가 유니터리한 성질을 갖도록 하는 상기 수학식 11에 따른
Figure 112004041524914-pat00050
을 만족하도록 a1,a2,a3,a4,a5,a6에 따라 결정한다.
한편, 2개의 송신 안테나를 사용하는 시스템에 대해서 제안하는 방식은 기존 방식에서 상기한 기존 행렬 B22를 사용하는 것을 행렬 P22로 대치하여 송신하고, 3개 또는 4개의 송신 안테나를 사용하는 시스템에 대해서는 상기한 기존 행렬 B44를 행렬 P44로 대치하여 송신함으로써, 차등 시공간 블록 부호를 구현하게 된다. 또한 이하에서 설명되는 본 발명에서의 수신단은 기본적으로 2개 이상의 수신 안테나를 구비하는 것을 가정한다.
그러면, 이하에서는 3개의 송신 안테나를 사용하는 시스템에서 복소수 신호 를 전송하는 경우에 대하여 본 발명의 동작 원리를 살펴보기로 한다. 하지만 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니므로, 다른 수의 송신 안테나를 사용하는 경우 또는 실수 신호를 전송하는 경우에 대해서도 동일한 동작을 수행함은 물론이다. 따라서, 다른 경우에 예에 대해서는 생략함에 유의하여야 한다.
먼저, 3개의 송신 안테나를 사용하여 복소수 신호를 전송하는 경우, 상기 행렬 P44를 사용하여 정보를 전송한다. 이때, 차등 송수신 방식을 가능하게 하기 위해 신호의 전송은 임의의 위상편이변조 심볼 S1(
Figure 112004041524914-pat00051
)을 선택하여 송신 행렬
Figure 112004041524914-pat00052
에 대치하는 것으로 시작한다. 그러면 첫 번째 블록에서 행렬
Figure 112004041524914-pat00053
의 (i,t)번째 원소가 t번째 시간에 i번째 송신 안테나를 통해 전송된다. 이때, 상기 첫 번째 블록에서 전송되는 심볼들은 아무런 정보를 가지고 있지 않으며 수신단에도 알려져 있지 않은 심볼들이다.
한편, 상기 송신 행렬
Figure 112004041524914-pat00054
이 첫 번째 블록에 전송되는 것은 기존의 차등 시공간 블록 부호와 동일한 동작을 수행한다.
따라서, v번째 블록 이후에 전송되는 심볼들을 재귀적으로 표현하면 다음과 같다. 즉 v번째 블록에서 송신 행렬
Figure 112004041524914-pat00055
가 첫 번째 블록에서와 동일한 방법으로 전송되었다고 가정한다. 또한 v+1번째 블록에서는 입력되는 이진 데이터들이 심볼 Sv+1(
Figure 112004041524914-pat00056
)로 변조되고, 상기 변조된 심볼 들은 행렬 P44의 a1,a2,a3,a4,a5,a 6들을 대치하여 행렬
Figure 112004041524914-pat00057
을 생성한다. 그러면 차등 인코딩을 위하여 이전 블록에 전송되었던 행렬
Figure 112004041524914-pat00058
와
Figure 112004041524914-pat00059
가 곱해져서 하기 수학식 12와 같이 v+1번째 블록에 전송할 새로운 행렬
Figure 112004041524914-pat00060
을 생성한다.
Figure 112004041524914-pat00061
여기서, 상기 행렬
Figure 112004041524914-pat00062
의 (i,t)번재 원소가 t번째 시간에 i번째 송신 안테나를 통해 전송되게 된다.
여기서, 상기 수학식 12가 상기한 종래 기술에서의 수학식 5와 다른 점은 상기 행렬
Figure 112004041524914-pat00063
를 구성하는 과정에서 기존의 방식이 행렬 B44를 사용한 반면, 본 발명은 행렬 P44를 사용한다. 즉, 상기
Figure 112004041524914-pat00064
를 구성하기 위해서는
Figure 112004041524914-pat00065
와 같은 개수의 행(row)를 가지면서 직교성을 갖는 행렬 즉, 유니터리 행렬을 사용하여야 하는데, B44와 P44는 모두 이와 같은 조건을 만족한다. 그러나 상기 행렬 B44가 3개의 심볼 a1,a2,a3들의 조합으로 구성된 행렬임에 비하여 상기 행렬 P44 는 총 6개의 자유 심볼 a1,a2,a3,a4,a5,a6의 조합으로 구성된 행렬이다. 따라서, 단위 시간당 전송되는 심볼의 개수는 본 발명의 경우가 두 배로 증가하게 된다. 여기서, 상기 a1,a2,a3 ,a4,a5,a6 는 자유 심볼들로 실제 데이터를 전송하는 심볼들이고, a7,a8은 제한 심볼들로 상기 자유 심볼들에 의해 결정된다.
한편, 수신단에서 2개의 수신 안테나를 사용하는 경우를 가정할 때, 채널 이득 행렬을 하기 수학식 13과 같이 정의할 수 있다.
Figure 112004041524914-pat00066
상기 수학식 13에서 hij는 j번째 송신 안테나로부터 i번째 수신 안테나 사이의 채널 이득을 나타낸다. 여기서, 상기 채널 이득이 두 개의 연접한 블록에 대하여 시간적으로 변화하지 않는다고 가정하면 v번째 블록에서 수신되는 수신 신호는 하기 수학식 14와 같이 정의할 수 있다.
Figure 112004041524914-pat00067
여기서, 상기 Xv는 2개의 수신 안테나를 통해 4 심볼 구간동안 수신되는 신호를 나타내는 것으로 하기 수학식 15와 같이 정의되고, 상기 Wv는 잡음 신호를 나타내는 것으로 하기 수학식 16과 같이 정의된다.
Figure 112004041524914-pat00068
Figure 112004041524914-pat00069
상기와 마찬가지로 v+1번째 블록에서는 하기 수학식 17에서와 같이 정의되는 Xv+1이 수신되고, 여기서 상기한 수학식 12를 하기 수학식 17에 대입하면 하기 수학식 18과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004041524914-pat00070
Figure 112004041524914-pat00071
여기서, 상기 잡음 성분 Nv+1는 다음과 같이 수학식 19와 같이 정의할 수 있다.
Figure 112004041524914-pat00072
여기서, 상기
Figure 112004041524914-pat00073
는 직교성을 갖고 있으므로 상기한 수학식 18에서 잡음 성분의 분산은 두 배가 되고, 잡음 신호의 분포는 그대로 유지되게 된다. 또한 상기 수학식 18의 행렬들을 각 원소들로 풀어서 정리하면 아래와 같은 수학식 20으로 정의할 수 있다.
Figure 112004041524914-pat00074
상기 수학식 20을 바탕으로 수신기에서는 기존에 알려진 최대 우도 검출기(Maximum likelihood detector)나 최소평균자승오차 검출기(Minimum mean squared error detector), Zero-forcing 검출기, V-BLAST 검출기 등을 이용하여 송신 신호 Sv+1(
Figure 112004041524914-pat00075
)를 검출해 낼 수 있다.
한편, 본 발명은 차등 시공간 블록 부호의 전송률을 높이기 위한 새로운 전송행렬에 관한 것이며, 또한 수신기의 구조는 송신기 구조에 제약을 받기는 하지만 비교적 다양한 검출기법들을 사용할 수 있기 때문에, 이들 각 검출기에 대한 상세 한 설명은 생략하기로 한다.
도 3은 본 발명에 따른 성능을 수신 안테나에 대응하여 기존 방식과 대비한 비트 에러율 성능 비교를 도시한 도면이다.
상기 도 3을 설명하기에 앞서, 상기 도 3은 3개의 송신 안테나를 사용할 경우 본 발명의 비트 에러율 성능을 도시한 도면으로서, 특히 도 3a는 3개의 송신 안테나에 대해 수신 안테나가 1개인 경우의 성능 도면이고, 도 3b는 3개의 송신 안테나에 대해 수신 안테나가 2개인 경우의 성능 도면이다.
상기 도 3을 참조하면, 3개의 송신 안테나를 사용하는 경우에 기존의 D-STBC의 행렬 B44와 본 발명에 제안한 행렬 P44의 비트 에러율을 나타낸 것이다. 먼저, 3 bit/transmission의 비트 전송률을 획득하고자 할 때 사용하는 변조 기법은 하기 표 1과 나타낼 수 있다.
Figure 112004041524914-pat00076
이때, 상기 도 3a에서와 같이 단일 수신 안테나 즉, 수신 안테나 1개를 사용할 경우, 상기 행렬 P44는 상기 행렬 B44보다 2.4dB 정도 우수한 성능을 보인다(
Figure 112004041524914-pat00077
). 그러나, SNR이 높은 구간에서는 기존의 방식이 높은 다이버시티 이득을 갖기 때문에 비트 에러율 곡선의 기울기가 본 발명의 곡선보다 가파르고, 따라서 SNR이 증가할 수록 본 발명과 기존의 방식 사이의 성능차가 줄어들고 있음을 알 수 있다.
다음으로, 상기 도 3b에서와 같이 수신단에서 사용하는 수신 안테나의 개수를 2개로 증가시킬 경우, 수신 다이버시티 이득이 증가하여 본 발명에 의한 방법인 P44의 부족한 송신 다이버시티 이득을 보상하게 되고, 다중의 데이터를 동시에 전송함으로써 생기는 멀티플렉싱 이득을 얻게 되어 기존의 방식 B44와의 성능차이가 단일 수신 안테나를 사용하는 경우와 비교하여 더 증가하게 된다. 즉, 상기 행렬 B44가 3개의 16PSK 신호를 전송하는 반면, 본 발명의 상기 행렬 P44는 6개의 QPSK 신호를 전송한다. 예를 들어,
Figure 112004041524914-pat00078
일 때, 상기 행렬 B44와 비교하여 제안된 방법은 수신 안테나가 두 개일 경우 5.3dB의 이득을 가짐을 알 수 있다.
한편, 통상적으로 통신 링크의 전체 다이버시티 이득은 송신단에서 획득되는 송신 다이버시티 이득과 수신단에서 획득되는 수신 다이버시티 이득의 곱으로 나타내어진다. 이때 레일리 페이딩을 겪는 무선 통신 환경에서 다이버시티 기법에 의한 수신 에러율의 성능 향상은 다이버시티 이득이 비교적 작은 경우 그 증가분에 따라 상당한 성과를 획득할 수 있다. 하지만 일정 이상의 다이버시티 이득을 획득한 경우에는 그 개선 효과가 포화되어 큰 성과을 획득할 수 없다.
따라서 송수신단에서 다이버시티 이득을 충분히 얻을 수 있는 상황에서는 다이버시티 이득을 더 증가시키는것 보다는 정보 이론(information theory)의 관점에서 다중화 이득(multiplexing gain)을 더 획득할 수 있는 방법이 더 유용할 수 있다. 따라서, 상기에서 살펴본 바와 같이 본 발명은 수신단에서 다중의 수신 안테나를 사용하여 이미 일정 수준 이상의 수신 다이버시티 이득을 획득할 수 있으므로, 송신단에서는 기존의 방식에서보다 송신 다이버시티 이득을 줄이면서 다중화 이득을 획득하도록 함으로써, 전체 시스템의 수신 에러율을 감소시킬 수 있도록 한다.
즉, 상술한 바와 같은 본 발명은 송신 다이버시티 이득은 기존의 방식보다 다소 떨어지지만, 동일한 개수의 송신 안테나를 사용할 경우, 단위 시간당 전송하는 심볼의 개수를 높일 수 있으며, 이를 통해 심볼 전송률 또한 증가시킬 수 있다. 예컨대, 본 발명은 기존의 D-STBC와 비교하여 최대 2배의 심볼 전송률을 획득할 수 있으므로, 동일한 비트 전송률을 획득하기 위해 변조 차수를 낮출 수 있는 것이다. 따라서, 수신단에서 다중의 수신 안테나를 사용하여 수신 다이버시티 이득을 얻을 수 있는 경우에 기존의 D-STBC 방식에서보다 우수한 수신 성능을 가질 수 있다.
이상과 같이, 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 이것에 의해 한정되지 않으며 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 본 발명의 기술사상과 아래에 기재될 특허청구범위의 균등범위 내에서 다양한 수정 및 변형이 가능함은 물론이다.
이상 상술한 바와 같이 본 발명의 고속 전송률을 가지는 차등 시공간 블록 부호 장치 및 방법에 따르면, 다중 송신 안테나를 사용하는 통신 시스템에서 보다 높은 심볼 전송률을 가지면서, 또한 전송 행렬의 직교성을 그대로 유지할 수 있는 이점을 가진다. 또한, 적어도 2개 이상의 수신 안테나를 사용하는 통신 시스템에서 기존 차등 시공간 블록 부호 대비 높은 비트 에러율 성능을 향상시킬 수 있는 이점을 가진다. 또한 송수신단에서 채널정보가 유효하지 않은 다중 안테나 시스템 및 환경에서 차등 변복조를 사용하고자 하는 경우, 송신단의 복잡도 증가없이 수신단의 복잡도를 간략화 할 수 있는 이점을 가진다.
또한 동일한 개수의 송신 안테나를 사용하는 경우에 있어서, 단위 시간당 전송하는 심볼의 개수의 증가 및 이를 통한 심볼 전송률을 증가시킬 수 있는 이점을 가진다. 또한, 수신단에서 다중의 수신 안테나를 사용하여 수신 다이버시티 이득을 획득할 수 있는 경우에 있어서 기존의 차등 시공간 블록 부호 방식에서보다 우수한 수신 성능을 가지는 이점을 가진다.

Claims (18)

  1. 심볼 맵퍼와, 지연기와, 분배기를 포함하며, 다중의 송신 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에서 고속의 심볼 전송률을 위한 차등 시공간 블록 부호 장치에 있어서,
    상기 심볼 맵퍼로부터 매핑되어 출력되는 복수개의 심볼들을 입력하고, 상기 입력된 복수개의 심볼들 중 실제 정보를 포함하는 자유 심볼들을 이용하여 적어도 하나의 제한 심볼을 산출하는 제한 심볼 계산부와,
    상기 심볼 맵퍼로부터 전송되는 상기 자유 심볼들 및 상기 제한 심볼 계산부로부터 전송되는 상기 적어도 하나의 제한 심볼을 입력하고, 상기 입력된 심볼들에 대해 시공간 블록 부호화를 수행하여 전송 행렬을 생성하는 시공간 블록 부호기를 포함하며,
    상기 전송 행렬은 복소수 신호에 대하여 직교성을 가지는 유니터리(unitary) 행렬이고, 상기 적어도 하나의 제한 심볼 각각은 상기 자유 심볼들의 조합에 의해 생성되고, 상기 송신 안테나가 2개일 경우, 상기 전송 행렬은 하기 수학식과 같이 정의됨을 특징으로 하는 고속의 심볼 전송률을 위한 차등 시공간 블록 부호 장치.
    Figure 112009036381239-pat00118
    P22는 2X2 전송 행렬을 나타내고, a1,a2,a3은 상기 자유 심볼들을 나타내고, a4는 상기 제한 심볼을 나타냄.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 송신 안테나가 3개 또는 4개일 경우, 상기 전송 행렬은 하기 수학식과 같이 정의됨을 특징으로 하는 고속의 심볼 전송률을 위한 차등 시공간 블록 부호 장치.
    Figure 112009017056394-pat00119
    Figure 112009017056394-pat00120
    P44는 4X4 전송 행렬을 나타내고, a1,a2,a3,a4,a5,a6은 상기 자유 심볼들을 나타내고, a7,a8 각각은 상기 제한 심볼을 나타냄.
  3. 제2항에 있어서, 상기 시공간 블록 부호기는,
    미리 설정된 v번째 블록에서 4X3 전송 행렬
    Figure 112009017056394-pat00121
    의 원소를 미리 설정된 시간에 미리 설정된 송신 안테나를 통해 전송하고, 상기 v번째 블록 다음의 v+1번째 블록에서 수신되는 이진 데이터의 심볼 Sv를 Sv+1로 변조하고, 상기 변조된 심볼을 4X4 전송 행렬 P44로 대치하여 4X4행렬
    Figure 112009017056394-pat00122
    를 생성하고, 상기 전송 행렬
    Figure 112009017056394-pat00123
    와 상기 행렬
    Figure 112009017056394-pat00124
    를 곱하여 상기 v+1번째 블록에서 전송될 새로운 전송 행렬
    Figure 112009017056394-pat00125
    을 하기 수학식과 같이 산출하고,
    Figure 112009017056394-pat00126
    수신단에서 2개의 수신 안테나를 사용할 경우, 채널 이득 행렬은 하기 수학식과 같이 정의되며,
    Figure 112009017056394-pat00127
    hij는 j번째 송신 안테나로부터 i번째 수신 안테나 사이의 채널 이득을 나타냄을 특징으로 하는 고속의 심볼 전송률을 위한 차등 시공간 블록 부호 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 채널 이득이 두 개의 연접한 블록들에 대하여 시간적으로 변화하지 않을 경우, 상기 미리 설정된 v번째 블록에서 수신되는 수신 신호는 하기 수학식과 같이 나타내고,
    Figure 112009017056394-pat00128
    Xv는 상기 v번째 블록에서 2개의 수신 안테나들을 통해 4개의 심볼 구간동안 수신되는 신호로서 하기 수학식과 같이 정의되며,
    Figure 112009017056394-pat00129
    xv,t,i는 상기 v번째 블록에서 i번째 수신 안테나를 통해 t번째 심볼 구간동안 수신하는 신호를 나타내고, Wv는 상기 v번째 블록에서 2개의 수신 안테나들을 통해 4개의 심볼 구간동안 발생되는 잡음 신호로서 하기 수학식과 같이 정의되고,
    Figure 112009017056394-pat00130
    wv,t,i는 상기 v번째 블록에서 i번째 수신 안테나를 통해 t번째 심볼 구간동안 발생되는 잡음 신호를 나타냄을 특징으로 하는 고속의 심볼 전송률을 위한 차등 시공간 블록 부호 장치.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 v+1번째 블록에서 수신되는 수신 신호 Xv+1는 하기 수학식과 같이 정의됨을 특징으로 하는 고속의 심볼 전송률을 위한 차등 시공간 블록 부호 장치.
    Figure 112009036381239-pat00131
    Nv+1는 잡음 성분을 나타내고, Wv+1는 v+1번째 블록에서 발생되는 잡음 신호를 나타내고, Xv는 v번째 블록에서 수신되는 수신 신호를 나타냄.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 잡음 성분 Nv+1는 하기 수학식과 같이 정의됨을 특징으로 하는 고속의 심볼 전송률을 위한 차등 시공간 블록 부호 장치.
    Figure 112009036381239-pat00132
    Wv는 v번째 블록에서 발생되는 잡음 신호를 나타내고, Wv+1는 v+1번째 블록에서 발생되는 잡음 신호를 나타냄.
  7. 심볼 맵퍼와, 지연기와, 분배기를 포함하며, 다중의 송신 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에서 고속의 심볼 전송률을 위한 차등 시공간 블록 부호 방법에 있어서,
    상기 심볼 맵퍼로부터 매핑되어 출력되는 복수개의 심볼들을 입력하고, 상기 입력된 복수개의 심볼들 중 실제 정보를 포함하는 자유 심볼들을 이용하여 적어도 하나의 제한 심볼을 산출하는 과정과,
    상기 심볼 맵퍼로부터 전송되는 상기 자유 심볼들 및 제한 심볼 계산부로부터 전송되는 상기 적어도 하나의 제한 심볼을 입력하고, 상기 입력된 심볼들에 대해 시공간 블록 부호화를 수행하여 전송 행렬을 생성하는 과정을 포함하며,
    상기 전송 행렬은 복소수 신호에 대하여 직교성을 가지는 유니터리(unitary) 행렬이고, 상기 적어도 하나의 제한 심볼 각각은 상기 자유 심볼들의 조합에 의해 생성되고, 상기 송신 안테나가 2개일 경우, 상기 전송 행렬은 하기 수학식과 같이 정의됨을 특징으로 하는 고속의 심볼 전송률을 위한 차등 시공간 블록 부호 방법.
    Figure 112009036381239-pat00133
    P22는 2X2 전송 행렬을 나타내고, a1,a2,a3은 상기 자유 심볼들을 나타내고, a4는 상기 제한 심볼을 나타냄.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 송신 안테나가 3개 또는 4개일 경우, 상기 전송 행렬은 하기 수학식과 같이 정의됨을 특징으로 하는 고속의 심볼 전송률을 위한 차등 시공간 블록 부호 방법.
    Figure 112009017056394-pat00134
    Figure 112009017056394-pat00135
    P44는 4X4 전송 행렬을 나타내고, a1,a2,a3,a4,a5,a6은 상기 자유 심볼들을 나타내고, a7,a8 각각은 상기 제한 심볼을 나타냄.
  9. 제8항에 있어서,
    미리 설정된 v번째 블록에서 4X3 전송 행렬
    Figure 112009017056394-pat00136
    의 원소를 미리 설정된 시간에 미리 설정된 송신 안테나를 통해 전송하고, 상기 v번째 블록 다음의 v+1번째 블록에서 수신되는 이진 데이터의 심볼 Sv를 Sv+1로 변조하는 과정과,
    상기 변조된 심볼을 4X4 전송 행렬 P44로 대치하여 4X4 행렬
    Figure 112009017056394-pat00137
    를 생성하는 과정과,
    상기 전송 행렬
    Figure 112009017056394-pat00138
    와 상기 행렬
    Figure 112009017056394-pat00139
    를 곱하여 상기 v+1번째 블록에서 전송될 새로운 전송 행렬
    Figure 112009017056394-pat00140
    을 하기 수학식과 같이 산출하는 과정을 더 포함하고,
    Figure 112009017056394-pat00141
    수신단에서 2개의 수신 안테나를 사용할 경우, 채널 이득 행렬은 하기 수학식과 같이 정의되며,
    Figure 112009017056394-pat00142
    hij는 j번째 송신 안테나로부터 i번째 수신 안테나 사이의 채널 이득을 나타냄을 특징으로 하는 고속의 심볼 전송률을 위한 차등 시공간 블록 부호 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 채널 이득이 두 개의 연접한 블록들에 대하여 시간적으로 변화하지 않을 경우, 상기 미리 설정된 v번째 블록에서 수신되는 수신 신호는 하기 수학식과 같이 나타내고,
    Figure 112009017056394-pat00143
    Xv는 상기 v번째 블록에서 2개의 수신 안테나들을 통해 4개의 심볼 구간동안 수신되는 신호로서 하기 수학식과 같이 정의되며,
    Figure 112009017056394-pat00144
    xv,t,i는 상기 v번째 블록에서 i번째 수신 안테나를 통해 t번째 심볼 구간동안 수신하는 신호를 나타내고, Wv는 상기 v번째 블록에서 2개의 수신 안테나들을 통해 4개의 심볼 구간동안 발생되는 잡음 신호로서 하기 수학식과 같이 정의되고,
    Figure 112009017056394-pat00145
    wv,t,i는 상기 v번째 블록에서 i번째 수신 안테나를 통해 t번째 심볼 구간동안 발생되는 잡음 신호를 나타냄을 특징으로 하는 고속의 심볼 전송률을 위한 차등 시공간 블록 부호 방법.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 v+1번째 블록에서 수신되는 수신 신호 Xv+1는 하기 수학식과 같이 정의됨을 특징으로 하는 고속의 심볼 전송률을 위한 차등 시공간 블록 부호 방법.
    Figure 112009036381239-pat00146
    Nv+1는 잡음 성분을 나타내고, Wv+1는 v+1번째 블록에서 발생되는 잡음 신호를 나타내고, Xv는 v번째 블록에서 수신되는 수신 신호를 나타냄.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 잡음 성분 Nv+1는 하기 수학식과 같이 정의됨을 특징으로 하는 고속의 심볼 전송률을 위한 차등 시공간 블록 부호 방법.
    Figure 112009036381239-pat00147
    Wv는 v번째 블록에서 발생되는 잡음 신호를 나타내고, Wv+1는 v+1번째 블록에서 발생되는 잡음 신호를 나타냄.
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