KR101244303B1 - 다중 안테나 시스템에서 수신장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 다중 안테나 시스템에서 수신장치에 관한 것으로, 다중 안테나 시스템에서 수신장치에 있어서, 격자감소(Lattice reduction:LR)된 수신신호에서 이전에 복호화된 LR 부호화 비트의 신호를 소정규칙에 의해 제거하는 연속간섭제거부와, 상기 연속간섭제거부로부터 출력되는 신호를 일반화된 신호매핑함수 또는 특정화된 신호매핑함수를 이용하여 신호매핑하는 신호매핑부와, 상기 매핑된 신호를 입력받아 LR 정보비트에 대한 로그 우도비(Log Likelihood Ratio)와 LR 부호화 비트에 대한 로그 우도비를 생성하여 상기 부호화 비트와 상기 정보 비트를 출력하는 복호부와, 상기 LR 부호화 비트를 신호로 재구성하여 상기 연속간섭제거부로 피드백해주는 신호재구성부를 포함하여 복호화 계산량을 감소시키고, 최적 BER 성능에 근접하는 복호화 구현이 가능하다.

LR(Lattice Reduction), MIMO(Multi Input Multi Output), ML(maximum likelihood), SIC(Successive Interference Cancellation), 복호, 경판정(hard decision)

Description

다중 안테나 시스템에서 수신장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR RECEVING TRANSMITTED SIGNAL IN MULTIPLE ANTENNA SYSTEM}

도 1a은 본 발명에 따른 다중안테나 통신 시스템의 송신기 구성도,

도 1b는 본 발명에 따른 다중 안테나 통신시스템의 수신기 구성도,

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 안테나 통신시스템의 상세한 수신기 구성도,

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 안테나 통신시스템의 수신기 동작 흐름도,

도 4는 본 발명에 따른 채널 복호 입력신호로 변환하기 위한 매핑 그래프,

도 5은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 안테나 시스템에서 BER 성능 비교 그래프,

도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 직교주파수분할다중화(OFDM) 시스템에서 FER성능 비교 그래프,

도 7은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 직교주파수분할다중화(OFDM) 시스템에서 FER성능 비교 그래프 및,

도 8는 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 직교주파수분할다중화(OFDM) 시스 템에서 FER 성능 비교 그래프.

본 발명은 다중 안테나 시스템의 수신성능을 향상시키기 위한 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 상기 다중 안테나 시스템에서 연소간섭제거된 수신신호를 일반화된 신호매핑함수 또는 특정화된 신호매핑함수를 사용하여 복호화하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

다중 안테나 시스템은 송신단과 수신단 양쪽에서 다수의 안테나를 사용하여 신호를 송수신함으로써 고속 데이터 전송을 할 수 있다. 여기서, 상기 다중 안테나 시스템의 송신단의 각 안테나를 통해 독립된 심벌들이 동시에 송신되기 때문에, 상기 수신단에서 상기 독립된 심벌들을 효과적으로 복호(decoding)하는 기술이 시스템 성능에 큰 영향을 미친다.

상기 복호 기술로 최대 우도(maximum likelihood) 복호기술이 있다. 상기 최대우도 복호기술은 송신 심벌들 간의 상호 영향을 고려하면서 수신신호를 각 부호화 비트(coded bit)에 대한 LLR(log-likelihood ratio)로 변환한다. 여기서, 가능한 심벌의 모든 조합들을 모두 고려하면 정확한 LLR을 구할 수 있으나 동시에 전송되는 심벌의 수가 많은 경우 심벌 조합의 수가 지수적으로 증가하여 모든 조합을 고려하여 복호하는 것이 실질적으로 어려워진다. 이를 개선하기 위한 방법으로 구 복호기(sphere decoder)를 이용하여 중요한 소정의 심벌만을 조합하여 LLR을 구하는 방법(US 2003-389690: Spherical decoder for wireless communications, L.M. Daivis, D.Garrett, B.M.Hochwald, S.Ten Brink)이 제시된바 있다. 하지만 상기 구 복호기를 사용하는 경우에도 일반적으로 수십 가지 이상의 심벌 조합을 고려해야 하고, 이것이 전체 복호 알고리즘의 계산량을 많이 증가시키는 원인으로 작용한다.

그래서, 이런 복호 알고리즘의 복잡도를 줄이기 위해 준최적 알고리즘이 많이 연구되어 오고 있다. 예를 들면, 낮은 계산량으로 복호를 하는 방법으로 연속간섭제거(successive interference cancellation:이하 "SIC"로 칭함)기법이 있다. 상기 SIC는 동시에 송신된 여러 심벌을 순차적으로 복호하고, 복호된 신호 성분을 수신신호에서 제거한다. 이를 통해 동시에 송신된 심벌들을 분리하여 복호함으로써 심벌 조합을 고려하는 과정을 생략할 수 있다. 상기 SIC는 상기 최대 우도 복호 알고리즘과 비교하여 계산량을 줄이는 장점이 있지만 상대적으로 성능이 떨어지는 단점이 있다. 특히 안테나간 채널이 서로 유사하여 상관성(correlation)이 높은 환경에서 성능 열화가 더욱 커지게 된다.

상기 SIC와 같은 준최적 알고리즘의 성능을 높이는 방법으로 격자감소(lattice-reduction: 이하 "LR"이라 칭함)와 상기 SIC가 결합된 복호기술을 고려할 수 있다. 상기 LR은 채널 행렬이 최대한 직교성을 가지도록 채널행렬을 변환한 후에 SIC와 같은 준최적 알고리즘을 적용하는 것으로 낮은 복잡도와 높은 성능을 동시에 얻는 방법이다. 따라서, 상기 LR과 상기 SIC를 결합한 LR-SIC의 경우 채널 부호화되지 않은 시스템에서 최대 우도 복호에 매우 가까운 높은 성능을 보인다. 하지만 채널 부호화된 시스템에서는 LR-SIC에 기반한 효과적인 복호 알고리즘이 제시되지 않고 있다. 다시 말해, 종래 기술에서 LR-SIC는 복호화할 송신신호들을 순차적으로 복호화한 후 복호화된 송신신호를 피드백하여 수신신호에서 제거한다. 그리고, 다시 다음 행의 복호를 수행한다. 이때 상기 수신신호를 복호하는 과정에서 오류가 발생했을 경우, 잘못된 값의 상기 수신신호가 제거되어 이후 복호 과정에서 성능 열화를 가져온다. 이를 오차의 전파(error propagation)라 하는데, 성능 열화의 주원인으로 여겨진다.

상술한 바와 같이, 종래 기술은 최대 우도 복호 알고리즘의 경우 송신 안테나 수에 지수적으로 비례하는 높은 계산량 필요하다. SIC의 경우는 계산량은 적으나 채널 상관성이 높은 환경에서 성능 열화가 크다. LR-SIC의 경우는 채널 부호화된 시스템에 효과적인 복호 알고리즘이 제시되지 않고 있다.

따라서, 채널 부호화된 다중 안테나 시스템을 위한 LR-SIC 기반의 낮은 복잡도와 높은 성능을 갖는 복호장치 및 방법이 필요하다.

따라서, 본 발명의 목적은 다중 안테나 시스템에 있어서 LR-SIC 기반의 복호 성능을 향상시키기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 다중 안테나 시스템에 있어서 LR-SIC 기반의 복호화 경우 잡음이 더해진 송신신호를 복호화하여 수신 성능을 향상시키기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상기 목적들을 달성하기 위한 본 발명에 따른 장치는, 다중 안테나 시스템에서 수신장치에 있어서, 격자감소(Lattice reduction:LR)된 수신신호에서 이전에 복호화된 LR 부호화 비트의 신호를 소정규칙에 의해 제거하는 연속간섭제거부와, 상기 연속간섭제거부로부터 출력되는 신호를 일반화된 신호매핑함수 또는 특정화된 신호매핑함수를 이용하여 신호매핑하는 신호매핑부와, 상기 매핑된 신호를 입력받아 LR 정보비트에 대한 로그 우도비(Log Likelihood Ratio)와 LR 부호화 비트에 대한 로그 우도비를 생성하여 상기 부호화 비트와 상기 정보 비트를 출력하는 복호부와, 상기 LR 부호화 비트를 신호로 재구성하여 상기 연속간섭제거부로 피드백해주는 신호재구성부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 목적들을 달성하기 위한 본 발명에 따른 방법은, 다중 안테나 시스템에서 수신장치에 있어서, 격자감소(Lattice reduction:LR)된 수신신호에서 이전에 복호화된 LR 부호화 비트의 신호를 소정규칙에 의해 제거하는 과정과, 상기 연속간섭제거부로부터 출력되는 신호를 일반화된 신호매핑함수 또는 특정화된 신호매핑함수를 이용하여 신호매핑하는 과정과, 상기 매핑된 신호를 입력받아 LR 정보비트에 대한 로그 우도비(Log Likelihood Ratio)와 LR 부호화 비트에 대한 로그 우도비를 생성하여 상기 부호화 비트와 상기 정보 비트를 출력하는 과정과, 상기 LR 부호화 비트를 신호로 재구성하여 상기 연속간섭제거부로 피드백해주는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.

이하, 본 발명은 은 다중 안테나 시스템에 있어서 LR-SIC 기반의 복호과정에서 일반화된 신호매핑함수와 특정화된 신호매핑함수를 사용하여 복호화하는 장치 및 방법에 대해 설명하기로 한다.

도 1 은 다중 안테나 시스템의 송수신기 구성을 도시하고 있다.

상기 도 1의 (a)는 다중 안테나 시스템의 송신기로 부호기(100), 변조기(102), 역다중화기(104), 다수의 송신 안테나 등으로 구성된다.

상기 부호기(100)는 채널 상에서 발생하는 오류(error)를 제어하기 위하여 입력되는 정보 비트열을 해당 부호율로 부호화하여 부호화 데이터(coded bits 또는 symbols)를 상기 변조기(104)로 출력한다. 여기서, 입력되는 정보비트의 개수가 k이고, 부호율이 R이라 할때, 출력되는 심벌의 개수는 k/R이 된다. 예를 들어, 상기 부호기(100)는 길쌈부호기(convolutional encoder), 터보부호기(turbo encoder), LDPC(Low density parity check) 부호기 등으로 구현될 수 있다.

상기 변조기(102)는 상기 부호기(104)로부터의 상기 부호화 데이터를 해당 변조방식에 의해 복소심벌(complex symbols)들로 출력한다. 예를 들어, 상기 변조방식에는 1개의 비트를 하나의 심호점(복소심벌)에 사상하는 BPSK(Binary Phase Shift Keying), 3개의 비트를 하나의 복소심벌에 사상하는 8-BPSK(8-ary Phase Shift Keying, 4개의 비트를 하나의 복소심벌에 사상하는 16QAM, 6개의 비트를 하나의 복소심벌에 사상하는 64QAM 등이 있다.

상기 역다중화기(104)는 상기 변조기(102)로부터 제공받은 병렬 복소 심벌들을 역다중화하여 송신안테나들을 통해 송신한다. 예를 들어, 직교 주파수 다중 분할(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiple) 방식을 사용할 경우, 상기 역다중화기(104)에서 출력되는 복수의 스트림들은 각각 OFDM변조된다. 이후, 상기 OFDM변조된 신호는 실제 무선채널 상에서 전송 가능하도록 RF(Radio Frequency) 처리된 후 대응되는 안테나를 통해 상기 무선 채널로 전송된다.

상기 도 1의 (b)는 다중 안테나 시스템의 수신기로 다수의 수신 안테나들과 검출기(101), 복호부(103) 등으로 구성된다.

상기 검출기(101)는 수신 안테나들을 통해 수신한 신호를 LR 과정을 통해 LR 수신신호로 변환시킨다. 이후, 상기 LR 신호에서 이전에 복호화된 부호화 비트의 신호를 제거하여 복호화 입력신호로 신호매핑을 수행하여 복호부(103)로 출력한다.

상기 LR 수신신호는 채널행렬과 채널행렬을 직교화시키는 변환행렬의 곱으로 나타나는 직교 채널행렬과, 상기 변환행렬의 역행렬과 송신신호 행렬의 곱으로 나타나는 LR 송신신호로 구성된다.

여기서, 상기 검출기(101)가 잡음인 더해진 상기 LR 송신신호를 직접 복호화 입력으로 사용하는 이유는 복호화의 에러보상으로 오차의 전파(error propagation) 를 줄여서 성능을 향상시키기 위함이다.

하지만, 복호화할 잡음이 더해진 상기 LR 송신신호는 부호어(codeword)가 아니기 때문에 복호화 입력으로 바로 사용할 수 없다. 따라서, 상기 잡음이 더해진 LR 송신신호를 복호부(103) 입력으로 사용하기 위해서 상기 검출기(101)는 신호매핑을 통해 잡음이 더해진 상기 LR 송신신호를 부호어로 변환시킨다.

다시 말해, "두 개의 부호어의 Galois field (GF)에서의 합은 또 다른 유효한 부호어가 된다”는 선형 부호의 특성을 이용하면 신호매핑를 통해 LR 송신신호를 부호어로 변환할 수 있는 것이다.

상기 검출기(101)에 여러 가지 검출 기법 등이 사용될 수 있지만, 본 발명에서는 격자감소(lattice reduction) 기반의 SIC(successive interference cancellation) 검출 방법을 사용한다.

상기 복호부(103)는 상기 검출기(101)로부터 검출되어 매핑된 신호(송신기에서 송신한 심벌에 잡음이 더해진 신호)를 입력받아 정보 비트에 대한 로그 우도비(LLR) 값과 부호화 비트에 대한 로그 우도비(LLR) 값을 경판정(hard decision)하여 정보비트를 출력한다. 또한, 상기 추정 부호화 비트에 대한 경판정 값을 상기 검출기(101)로 피드백한다.

도 2는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 다중 안테나 시스템의 수신기 구성을 도시하고 있다. 이는 상기 도 1 (b)의 수신기 구조를 자세히 나타낸 것이다.

상기 도 2의 설명의 이해를 돕기 위해, 먼저 수신신호 모델에 대해 설명하기 로 한다.

상기 도 1(a)에 도시한 송신기에서

개의 송신안테나를 통해 송신한 신호를 상기 도 1(b)의 수신기에서

개의 수신안테나를 사용하여 수신한 복소수 수신 신호는 하기 <수학식 1>로 표현된다.

여기서,

는

크기의 복소 수신신호 행렬이며,

는

크기의 복소 송신 심벌 행렬이며,

는

크기의 복소 채널행렬로서,

의 심벌 시간 동안의 채널 변화량을 무시할 수 있다고 가정한다.

는

크기의 복소 잡음신호 행렬이다. 상기

는 송신안테나 개수,

은 수신안테나 개수,

은 데이터 심벌구간이다. 상기

각 송신 심벌은 BPSK나 QPSK로 변조(modulation)되어 있다고 가정하고. 이후 설명의 편의를 위해 QPSK인 경우를 중심으로 설명하기로 한다.

이후 수식 전개의 편의성을 위하여 위의 복소수 신호 표현을 하기 <수학식 2> 같이 실수 표현으로 변환한다.

여기서, 상기

는 실수 수신신호 행렬, 상기

는 실수 채널행렬, 상기

는 실수 송신신호 행렬, 상기

는 실수 잡음신 호 행렬이다. 즉, 행렬들은 실수 원소를 가지며, 원래 복소수 행렬에서 크기가 확장된 형태이다. 예를 들어

는

의 크기를 가진다. 상기

는 송신안테나 개수,

은 수신안테나 개수이다.

여기서, 상기

는 하기 <수학식 3> 같이 표현된다.

는

의 각 행으로서 서로 독립된 부호어(codeword)를 의미한다.

는 전치 행렬(transpose)를 의미한다. 여기서 QPSK 변조를 가정했으므로

의 각 원소는 1 또는 -1의 값을 가진다. 하지만 이를 0과 1을 값으로 가지는 새로운 행렬

로 변환한 송신신호는 하기 <수학식 4> 으로 표현할 수 있다.

여기서, 상기

는 변환된 수신신호 행렬, 상기

는 변환된 채널행렬, 상기

는 변환된 송신신호 행렬, 상기

는 변환된 잡음신호 행렬이다.

은 모든 원소가 1인

벡터로 정의하며,

의

번째 행을

로 표시하기로 한다.

상기 도 2를 참조하면, LR부(201)는 수신안테나를 통해 상기 <수학식 4>로 표현된 수신신호를 격자감소(Lattice reduction)시켜 연속간섭제거부(202)출력한다. 다시 말해, 상기 LR부(201)는 상기 수신신호 성분 중 채널행렬

의 각 행들이 서로 직교성을 가지도록 하기 위해서 상기 채널행렬

을 직교성을 가지는 채널행렬

로 변환시킨다. 변환행렬을

라고 표시할 때, 상기 변환은 LR부(201)가 상기 변환행렬

을 구한 후 상기 채널행렬

과 곱하여 이루어진다. 상기

와 상기

의역행렬

는 정수로만 이루어진 행렬이며,

의 성질을 만족한다. 여기서, 상기 변환 행렬

는

가 최대한 직교성을 가지도록 해야 하며,

가 직교 행렬에 가까울수록 검출기는 높은 성능을 낼 수 있다. 상기 변환행렬(

)을 찾는 알고리즘으로 Lenstra, Lenstra and Lovasz (LLL) 알고리즘, Seysen 알고리즘 등이 있다.

상기 설명을 수식으로 정리하면 상기 LR부(201)는 상기 <수학식 4>의 수신신호

를 하기 <수학식 5>로 변형하는 것이다.

여기서, 상기

는 송신신호 행렬이고, 상기

는 직교성을 가지는 채널행렬로 채널행렬과 변환행렬의 곱(

)으로 구해진다. 상기

는 변환행렬의 역행렬과 송신신호 행렬의 곱(

)으로 송신신호의 변형된 행렬이다. 여기서 상기

의

번째 행을

로 표시하기로 한다. 상기

과 상기

가 정수로 이루어진 행렬이므로

도 정수 값의 원소를 갖는다.

상기 연속간섭제거부(203)는 상기 LR부(201)로부터의 <수학식 5> 수신신호에서 신호재구성부(215)로부터 입력받은 부호화 비트 신호

를 제거한 후 행단위로 복호화할 송신신호를 신호매핑부로(205)로 출력한다. 여기서, 상기

은 채널행렬의

번째 열에 해당하고 상기

은 복호부(207)에서 바로 이전에 추정된 부호화 비트 신호이다.

여기서, 상기 행단위로 복호화할 신호의 출력은 송신신호 행렬

에서

번째를 제외한 모든 신호성분에 가중치(weight)를 곱하는 무효화(nulling) 과정을 통해 신호

로 출력된다. 여기서, 상기

은 원래

의

번째 신호에 잡음이 추가된 신호이다. 수신단에서 이상적인 경우 송신신호 행렬

을 처리하겠지만 실제로 상기 송신신호 행렬

에 잡음이 더해진 송신신호 행렬

를 처리한다.

상기 신호 매핑부(205)는 복호부(207)의 입력값을 생성하기 위해 상기 간섭널링부(205)로부터 입력받은 신호

를 신호매핑을 통해 채널 복호부(207)로

신호로 매핑하여 출력한다. 여기서, 상기

은 부호화 신호가 아니기 때문에 복호부(207)의 입력신호로 바로 사용할 수 없다. 따라서, 상기

를 상기 복호부(207)의 입력신호로 사용되기 위해서는 신호매핑을 통해 부호화 신호가 되는

으로 매핑해야 복호부(207)의 입력으로 사용가능하다.

상기 신호매핑의 예를 들면, 상기 신호매핑은 특정한 변환행렬(

)에 따라 하기 도 4(a,b,c)의

과

의 매핑함수 그래프를 사용한다.

상기 도 4는 본 발명에 따른 채널 복호화기 입력신호로 변환하기 위한 매핑 그래프를 도시하고 있다.

상기 도 4의(a)를 참조하면,

과

은 각각

과

의

번째 원소를 의미한다.

이 1.3인 경우를 예로 들어 복호 과정을 설명하면 다음과 같다. 먼저

은 0.7이 됨을 알 수 있고, 이와 같이 결정된 전체 신호

을 채널 복호화기 입력으로 사용하여 복호를 수행한다. 이때

의 복호값은 0 또는 1이 될 수 있다. 먼저 0인 경우

이 0인 것으로 복호한 것이므로

을 짝수 중 하나의 값으로 결정 내려야 한다. 여기서

은

의

번째 원소를 의미한다. 짝수 중에서

에 가장 가까운 값으로

의 복호 값

을 결정하는 것이 최소 오류를 가지는 방법이 되며, 따라서

가 된다. 반대로

의 복호값이 1인 경우는 홀수 중 하나를 골라야 하며 1.3에 가장 가까운 홀수, 즉

임 됨을 알 수 있다. 이와 같이 modulo 연산에 기반하여 0, 1이 아닌 임의의 정수값을 가지는

을 채널 복호화기를 통하여 복호할 수 있고, 복호된 신호 성분을 순차적으로 제거함으로써 오차의 전파(error propagation)을 줄일 수 있다.

상기 도 4의 (b)를 참조하면, 상기 도 4a 이외에

의 특성에 따라서 보다 특정한 맵핑 함수를 사용할 수도 있다. 예를 들어

에 대응되는

의 행이

과 같이 하나의 원소만 1이고 나머지는 0이라고 하면, 이와 같은 경우

은

의 행들의 선형 조합이 아니라, 특정한 하나의 행의 값을 그대로 취하게 된다. 따라서 modulo 과정을 거칠 필요 없이

자체가 하나의 부호어가 된다.

상기 도 4 (c)을 참조하면, 또 다른 맵핑 함수의 예로

에 대응되는

의 행이

이라고 가정하면, 각 원소의 가능한 값은 -1, 0, 1이 되고, 상기 도 4 (a)을 변형하여 최적화된 매핑함수를 얻을 수 있다. 이때 원소가 -1, 0, 1중 하나의 값을 가질 확률 분포를 구하여, 매핑 함수가 이에 최적화 되도록 수정할 수도 있다.

상기 채널 복호부(207)는 상기 신호 매핑부(205)로부터 입력받은 신호

를 송신기의 부호방식에 따라 복호화하기 위해 각 정보비트에 대한 로그 우도비(Log likelihood Ratio:LLR)값을 경판정부(209)로 출력한다. 또한, 부호화 비트에 대한 로그 우도비 값을 경판정부(211)로 출력한다. 여기서, 상기 채널 복호부(207)는 SISO-MAP, Viterbi 복호화기, 터보 복호화기 등의 채널 부호에 적합한 알고리즘을 사용하면 된다.

상기 경판정부(209)는 상기 복호부(207)로부터 정보비트에 대한 LLR 값을 경판정 수행하여 추정치 값

을 결정한 후 LR 역변환부(211)로 출력한다.

상기 LR 역변환부(211)는 상기 경판정부(209)로부터 결정 값

을 입력받아 LR 공간의 정보비트를 원래 정보비트

로 역변환시킨다. 역변환은

으로 이루어진다. 여기서,

는 상기 LR부(201)에서 채널행렬

를 직교성을 가지는 채널행렬

로 변환해주는 변환행렬이다.

상기 경판정부(213)는 상기 복호부(207)로부터 부호화 비트에 대한 LLR 값을 경판정하여 추정치 값

을 결정한 후 신호재구성부(215)로 출력한다.

상기 신호 재구성부(215)는 상기 경판정부(213)로부터 결정 값

을 입력받아

으로 재구성한 신호를 상기 연속간섭제거부(202)로 피드백해 준다. 이는 상기 연속간섭제거부(202)에서 이전 추정된 부호화 비트 신호를 수신신호에서 제거 하기 위함이다. 여기서,

은

의

번째 열에 해당한다. 이와 같은 과정을 연속적으로 거쳐

의 모든 행에 대한 복호를 끝내고, 이를 다시 역변환 (inverse-transformation)하여 원래의 소스비트 행렬에 대한 추정치

를 얻음으로써 모든 복호 과정을 종료하게 된다. 이때 SIC의 최적 성능을 얻기 위하여 복호 순서를 단순히

으로 하지 않고, 기존에 알려진 SIC 순서화 (ordering) 알고리즘으로 복호 순서를 결정할 수 있다.

도 3은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 다중 안테나 통신시스템의 수신기 동작 흐름도를 도시하고 있다.

상기 도 3을 참조하면, 수신기는 300 단계에서 변환행렬

을 구한 후 채널추정에 의한 채널행렬

과 곱하여 직교성이 높은 채널행렬

로 변환시키는 격자감소 알고리즘을 수행한다.

이후, 상기 수신기는 302 단계에서 LR 공간의 수신신호에서 바로 이전에 복호된 부호비트 신호를 피드백받아 제거한다. 이는 상기 300 단계에서 구해진 격자감소된 채널행렬(

)이 완벽한 직교 행렬이 아니므로 간섭을 제거하여 성능 향상을 시키기 위해 수신신호

에서 피드백 받은 신호

를 제거하는 것이다.

이후, 상기 수신기는 304 단계에서 간섭이 제거된 입력 신호로부터 행단위로 복호화할 송신신호를 처리하기 위해서 다른 신호성분(즉, 송신신호 행렬(

)에서 n 번째를 제외한 모든 신호성분)에 가중치(weight)를 곱하여 무효화(nulling)을 수행한다. 여기서, 다른 신호성분을 무효화함으로써, 송신신호 행렬에서 행 단위로 복호화가 가능하다.

이후, 상기 수신기는 305 단계에서 상기 다음 복호화할 송신신호 행렬의 행을 채널부호화 입력값으로 사용하기 위해서 매핑함수를 사용하여 부호어로 매핑시킨다. 상기 매핑함수는 변환행렬

에 따라 하기 도 4a, 4b, 4c 중 하나를 선택하여 사용한다.

이후, 상기 수신기는 308 단계에서 상기 매핑 신호를 입력받아 송신기의 부호방식에 따라 복호화한다. 즉, 정보비트에 대한 로그 우도비(LLR) 값과 부호화 비트에 대한 로그 우도비(LLR) 값을 계산하여 경판정(hard decision)으로 출력한다.

이후, 상기 수신기는 310 단계에서 모든 행에 대한 복호가 끝났는지 확인하여 끝났으면 312 단계에서 LR 공간에서 원신호 공간으로 역변환을 수행한다. 즉, 경판정된 LR 공간의 정보비트

을 원래 정보비트

로 역변환시킨다.

만약, 상기 308 단계에서 모든 행에 대한 복호가 끝났는지 확인하여 끝나지 않았으면 314 단계로 진행하여 부호화 비트신호로 재구성을 수행한 후 상기 302 단계로 진행한다.

지금까지의 다중 안테나 시스템을 가정하고 본 발명의 적용을 설명하였으나, SDMA(공간다중분할접속, space division multiple access)의 상향링크에도 적용이 가능하다. 상기 SDMA의 상향링크에서는 각 단말들이 상호 독립된 부호어를 송신하고 기지국에서는 이를 동시에 수신하게 된다. 이는 본 발명에서 가정하는 수신 신호와 동일한 형태를 가지게 되며, 따라서 본 발명의 복호 알고리즘을 수정 없이 적용할 수 있음을 알 수 있다.

여기서, 본 발명을 살펴보면 최대 우도 복호와 비교했을 때 계산량이 매우 적은 것을 알 수 있다. 채널이 느리게 변하는 환경을 고려할 때 LR은 초기에 한 번만 계산이 필요하기 때문에 전체 계산량에 큰 영향을 주지 않는다. 또한 본 발명에서는 각

을 독립적으로 복호화기에 통과시킴으로써 채널 복호화기의 계산량을 최소로 하였다. 최대 우도 복호의 경우 각 심벌 시간마다 가능한 심벌의 조합을 따지어 LLR을 구하게 된다. 심벌 조합의 수는 송신 안테나 수에 대해 지수적으로 증가하여 이 부분이 전체적인 복호 알고리즘의 계산량을 크게 높이게 된다. 하지만 본 발명은 각

을 독립적으로 복호화기에 통과시킴으로써 이와 같이 심벌 조합을 따질 필요가 없다. 또한 최대 우도 검파는 여러 번의 반복을 거쳐 최적 성능에 도달하게 되는데, 본 발명은 이와 같은 반복이 필요 없이 한번에 복호를 수행한다. 따라서 최대 우도 복호 알고리즘과 비교했을 때 매우 낮은 계산량을 가지게 됨을 알 수 있다.

하기 <표 1>은 본 발명의 수신 성능을 비교하기 위해서, 송신 안테나는

개이고, 수신 안테나는

개인 다중 안테나 시스템에서, 복호화 계산의 복잡성을 비교하기 위해 각 심벌 시간마다 실수 곱셈(RM)과 실수 덧셈(RA) 계산량을 비교한 것 이다. 이때 LR 기반 복호 알고리즘의 계산량이 최대 우도에 비해 약 4배 적은 것을 확인할 수 있다. 상기 최대 우도 복호에서 여러 번의 반복(iteration)을 할 경우 더욱 큰 계산량 이득을 기대할 수 있다.

상기 <표 1>은 LR 기반에서 복호 알고리즘과 최대 우도의 복호 알고리즘의 계산량을 비교한 것이고, 하기 <도 5>는 상기 LR 기반에서 복호 알고리즘과 상기 최대 우도의 복호 알고리즘의 BER 성능을 비교한 그래프를 도시하고 있다.

상기 <도 5>의 모의 실험 환경은 먼저 고정된 값의 채널에 대한 성능을 보기 위하여 QPSK 변조를 사용하였고, 송신 심벌 크기 400으로(

) 가정하였다. 채널 부호로 제한 길이(constraint length)가 3인 1/2 귀환 구조적 컨벌루션 부호(Recursive Systematic Convolutional:RSC) 부호를 사용하였다. 채널 복호 알고리즘으로는 log-MAP를 사용하였고, 최대 우도 복호에서는 최적 성능을 위하여 LLR을 계산할 때 모든 심벌 조합을 다 고려하도록 하였다. 반면, LR을 위해 LLL 알고리즘은 채널행렬

의 각 원소는 평균이 0이고 분산이 1인 독립(적)이며 같은 분포를 따르는(independent and identically distributed:i.i.d) 복소 정규 분포 확률 변수(Gaussian-distributed random variable)로 가정하였다. SIC를 적용할 때 MMSE(minimum mean squared error) 무효화 가중치(weight)와 순서화 알고리즘을 사용하였다.

상기 도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 BER을 비교한 결과 그래프를 나타내고 있다.

상기 도 5를 참조하면, 송신 안테나 2, 수신 안테나 2개 또는 송신 안테나 4, 수신 안테나 4개인 다중 안테나 시스템에서, 최대 우도 (ML) 복호는 여러 번의 반복을 거치면서 성능이 좋아짐을 알 수 있으며, 본 발명인 LR 기반 SIC (LR-SIC) 복호 알고리즘은 낮은 계산량에도 최대 우도 복호에 매우 가까운 BER(bit error rate) 성능을 내는 것을 볼 수 있다.

보다 실제에 가까운 환경에서의 성능 비교를 위하여 직교주파수분할다중화(OFDM) 시스템에서의 모의 실험을 하였다. 송신 안테나 4, 수신 안테나 4개인 다중 안테나 시스템에서, 1024 FFT를 사용하였으며, 864개의 부반송파(subcarrier)를 데이터와 파일럿 부반송파로 사용한다. 하나의 부채널(subchannel)은 54개의 부반송파로 이루어져있으며, 이 중 42개가 데이터 부반송파라고 가정한다. 하나의 부호어는 6개의 부채널로 구성되며, 따라서 총 252개의 데이터 부반송파로 이루어진다. 안테나간 채널은 상관성이 없이 상호 독립이라고 가정하였으며, 각 채널은 ITU-R 채널 모델로 생성하였다. 앞서 설명한 모의실험과 마찬가지로 QPSK 변조를 사용하였고, SIC에서 MMSE 무효화 가중치 및 순서화 알고리즘을 적용하였다. 또한 LLL 알고리즘과 log-MAP 알고리즘을 사용하였다. LLL알고리즘을 심벌 시간에 따라 변화하는 채널행렬(

)의 평균값에 적용하여 한 부호어에 대하여 한 번만

를 계산하였으며,

와

를 곱하여

를 생성하는 것은 매 심벌시간마다 수행한다.

도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 직교주파수분할다중화(OFDM) 시스템에서 FER성능 비교 그래프를 나타내고 있다.

상기 도 6은 Pedestrian A, 3 km/h 채널에서 프레임 에러률(frame error rate:이하 "FER"라 칭함)을 비교한 그래프이다.

에서 LR 기반 SIC 수신기가 3번 반복(iteration)을 취한 최대 우도 복호기와 약 0.5 dB의 SNR 성능 차이를 가지는 것을 확인할 수 있다.

도 7은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 직교주파수분할다중화(OFDM) 시스템에서 FER 성능 비교 그래프를 나타내고 있다.

상기 도 7은 Pedestrian B, 10 km/h 채널에의 FER 비교 그래프이다. 채널이 보다 빠르게 변화함에 따라 한 프레임 내에서 채널 변화량을 무시할 수 없게 된다. 따라서 채널의 평균값으로 한 번만 구해진

행렬이 프레임내 어떤 채널에 대해서는 최적값이 아닐 수 있다. 이에 따라 LR 기반 SIC 수신기의 성능이 열화 되어 3번 반복을 취한 최우도 복호기와 비교했을 때 약 1 dB 정도 SNR성능이 나쁜 것을 확인할 수 있다. 하지만 SNR이 증가함에 따라 FER이 감소하는 기울기는 최우도 복호기와 동일하다. 상기 도 5과 비교했을 때 최우도 복호기의 성능이 약간 상승한 것을 볼 수 있는데, 이는 채널이 빠르게 변화함에 따라 시간 다이버시티(diversity) 효과를 얻었기 때문이다.

도 8은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 직교주파수분할다중화(OFDM) 시스템에서 FER 성능 비교 그래프를 나타내고 있다.

상기 도 8는 Vehicular A, 60 km/h 채널에의 FER 비교 그래프로서, 속도가 더욱 증가함에 따라 채널 변화가 심해져 LR 기반 SIC 수신기가 약 2 dB의 성능 열화를 보이는 것을 확인할 수 있다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같이, 다중 안테나 시스템의 LR-SIC 기반의 복호화를 수행함으로써 복호화 계산량을 감소시키고, 최적 BER 성능에 근접하는 복호화기 구현이 가능하다.

Claims (17)

1. 다중 안테나 시스템에서 수신장치에 있어서,

   격자감소(Lattice reduction:LR) 수신신호에서 이전에 복호화된 LR 부호화 비트의 신호를 소정규칙에 의해 제거하는 연속간섭제거부와,

   복호부의 입력신호로 사용하기 위해, 상기 연속간섭제거부로부터 출력되는 신호를 부호어 신호로 매핑하는 신호매핑부와,

   상기 부호어 신호를 입력받아 LR 정보비트에 대한 제1 로그 우도비(Log Likelihood Ratio) 값을 계산하여 상기 LR 정보비트의 제1 경판정 값을 출력하고, LR 부호화 비트에 대한 제2 로그 우도비 값을 계산하여 상기 LR 부호화 비트의 제2 경판정 값을 출력하는 상기 복호부와,

   상기 LR 부호화 비트를 신호로 재구성하여 상기 연속간섭제거부로 피드백해주는 신호재구성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
2. 제 1항에 있어서,

   상기 LR 정보비트를 원래 정보비트로 역변환시키는 LR 역변환부를 더 포함하는 것을 특징을 하는 장치.
3. 제 1항에 있어서,

   상기 LR 수신신호는 채널추정에 의한 채널행렬과 상기 채널행렬을 직교화시키는 변환행렬의 곱으로 변환된 직교 채널행렬과, 상기 변환행렬의 역행렬과 송신신호 행렬의 곱으로 변환된 격자감소 송신신호 행렬의 곱으로 나타나는 것을 특징을 하는 장치.
4. 제 1항에 있어서,

   상기 복호부는 SISO-MAP, 비터비(Viterbi) 복호화기, 터보 복호화기 등이 적용 가능한 것을 특징으로 하는 장치.
5. 제 1항에 있어서,

   상기 신호매핑부는, 모듈러 연산을 기반으로 상기 연속간섭제거부로부터 출력되는 신호를 부호어 신호로 매핑하는 것을 특징으로 하는 장치.
6. 삭제
7. 삭제
8. 삭제
9. 삭제
10. 다중 안테나 시스템에서 수신장치에 있어서,

    격자감소(Lattice reduction:LR) 수신신호에서 이전에 복호화된 LR 부호화 비트의 신호를 소정규칙에 의해 제거하는 과정과,

    상기 LR 수신신호로부터 상기 이전에 복호화된 LR 부호화 비트의 신호가 제거된 출력신호를 부호어 신호로 매핑하는 과정과,

    상기 부호어 신호를 입력받아 LR 정보비트에 대한 제1 로그 우도비(Log Likelihood Ratio) 값을 계산하여 상기 LR 정보비트의 제1 경판정 값을 출력하고, LR 부호화 비트에 대한 제2 로그 우도비 값을 계산하여 상기 LR 부호화 비트의 제2 경판정 값을 출력하는 복호화 과정과,

    상기 LR 부호화 비트를 신호로 재구성하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
11. 제 10항에 있어서,

    상기 LR 정보비트를 원래 정보비트로 역변환시키는 과정을 더 포함하는 것을 특징을 하는 방법.
12. 제 10항에 있어서,

    상기 LR 수신신호는 채널추정에 의한 채널행렬과 상기 채널행렬을 직교화시키는 변환행렬의 곱으로 변환된 직교 채널행렬과, 상기 변환행렬의 역행렬과 송신신호 행렬의 곱으로 변환된 격자감소 송신신호 행렬의 곱으로 나타나는 것을 특징을 하는 방법.
13. 제 10항에 있어서,

    상기 신호 매핑은, 모듈러 연산을 기반으로 하는 것을 특징으로 하는 방법.
14. 제 10항에 있어서,

    상기 경판정 값을 출력하는 복호화 과정은 SISO-MAP, 비터비(Viterbi) 복호화, 터보 복호화 중 하나인 것을 특징으로 하는 특징으로 하는 방법.
15. 삭제
16. 삭제
17. 삭제

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