JP4241619B2

JP4241619B2 - 送信システム

Info

Publication number: JP4241619B2
Application number: JP2004539272A
Authority: JP
Inventors: ゴロコフ，アレクセイ; エムイェーウィレムス，フランシスキュス
Original assignee: Koninklijke Philips NV; Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2002-09-30
Filing date: 2003-08-08
Publication date: 2009-03-18
Anticipated expiration: 2023-08-08
Also published as: US20060045062A1; EP1550254B1; JP2006501709A; DE60330167D1; CN1685650A; US7633923B2; KR20050070019A; ATE449481T1; EP1550254A1; WO2004030264A1; CN100420176C; AU2003253162A1

Description

本発明は、情報信号を複数のサブチャネルを介して送信器から受信器に送信する送信システムに関する。

本発明は更に、情報信号を複数のサブチャネルを介して受信器に送信する送信器に関し、符号化情報サブ信号を複数のサブチャネルを介して送信器から受信する受信器に関し、情報信号を複数のサブチャネルを介して受信器に送信する方法に関し、符号化情報サブ信号を複数のサブチャネルを介して送信器から受信する方法に関する。

上記送信システムで公知のものがある（特許文献１参照。）。この公知送信システムでは、複数の送信アンテナを用いて、同じデータ・ソース（すなわち、情報信号）を元とする符号化シンボル・ストリーム（すなわち、符号化情報サブ信号）を送信する。受信器では、これらの複数ストリームが、複数受信アンテナによって受信され、先行段で復号化されたデータ・ストリームを除去し、複数受信アンテナによる、残りのデータ・ストリームの空間的干渉消去（時間的・空間的消去又は時間的・周波数的消去）によって消去することによって、連続して復号化される。そのような手法は多くの場合、順序連続干渉消去（OSIC）手法として呼ばれている。

この公知送信システムの容量（スループット）は限定的なものである。
欧州特許出願公開第0951091号明細書

本発明の目的は、公知送信システムよりも送信容量が高い本明細書前段記載の送信システムを備えることである。

この目的は、本発明による送信システムによって達成され、この送信システムでは、送信器は：
情報信号を複数の情報サブ信号に、受信器によって順序付けされるサブチャネルのスループットによって逆多重化させる逆多重化装置；
情報サブ信号の入力シンボルを出力シンボルに、１≦k≦mである場合に、k番目の情報サブ信号のkの入力シンボルがkxmの符号によってmの出力シンボルに符号化されるように符号化する符号器；
を備え、該符号が：
kの入力シンボルの全てとm-kの別の出力シンボルの全てが何れかのkの出力シンボルから判定可能であるという特性；及び
m-lの別の出力シンボルは何れかのlの出力シンボルから何ら判定可能でないという特性；
を備え；
更に、出力シンボルを出力情報サブ信号に多重化する多重化装置；
出力情報サブ信号を符号化情報サブ信号にチャネル符号化するチャネル符号器；及び
各符号化情報サブ信号をサブチャネルの１つを介して受信器に送信する手段；
を備え；
受信器は：
符号化情報サブ信号を受信する手段；
受信符号化情報サブ信号をチャネル復号化情報サブ信号に、既チャネル復号化情報サブ信号の復号化情報を組み入れることによって、連続してチャネル復号化するチャネル復号器；
チャネル復号化情報サブ信号をチャネル復号化シンボルに逆多重化させる逆多重化装置；
チャネル復号化シンボルを復号化出力シンボルに復号化し、復号化出力シンボルに関する復号化情報をチャネル復号器に供給する復号器；及び
復号化出力シンボルを出力情報信号に多重化させる別の多重化装置；
を備える。以下に表すように、そのような符号を用いることによって、送信システムは最大スループットを達成し得る。

本発明による送信システムの実施例では、符号は最大距離分離（MDS）符号である。MDS符号は広く知られており、本発明による符号化の原理を実施可能にする所望の特性を有する。

本発明による送信システムの別の実施例では、送信器は更に、多重化装置とチャネル符号器との間で結合されるインタリーバを備え、インタリーバは、出力情報サブ信号のインタリーブを行うよう形成され、チャネル符号器は、インタリーブ出力情報サブ信号を符号化情報サブ信号に符号化するよう形成される。このインタリーバは、出力情報要素ストリーム内部の情報要素を均一に散布させて、先行復号化ストリームから既知である情報要素を効率的に用いて現行ストリームを復号化する。

本発明による送信システムの別の実施例では、チャネル復号器は、受信符号化情報サブ信号を、最も近い時点でチャネル復号化された情報サブ信号の復号化情報を組み入れることによって復号化するよう形成される。そのような場合では、情報サブ信号の情報要素に対する最も近い時点での更新は、先行復号化サブストリームによって共有化される情報要素に対する入手可能な予測（信頼度測定）を組み入れ得るものであり、それによってこれらの情報要素の最高信頼度を備える。

本発明の上記の目的と特徴は添付図面を参照しながら、好適実施例の以下の説明から更に明らかとなるものである。

図においては、同一の部分には同じ参照番号を付している。

本発明は、図１において表す送信システム10に関し、この送信システム10は複数サブチャネルを利用して情報を送信器12から受信器16に供給する。受信器16では、別々のサブチャネルからの信号が連続して復号器18によって復号化される。復号化の順序は受信器16で規定され、送信器12には未知のものである。送信器12は、順序付けの原理が既知であり、順序付けされたサブチャネルの容量（最大スループット）の統計（例えば、レイリー・フェージング）などの、サブチャネルの順序付けされたシーケンスのいくつかの特性が既知である。あるいは、送信器12は、順序付けされたサブチャネルの信号対雑音比（SNR）/信号対干渉電力と雑音比（SINR）が既知である場合がある。しかし、送信器12から見れば、サブチャネルの実現形態毎の復号化の順序は無作為である。本発明は、サブチャネルの既知の特性を利用して、そのようなマルチチャネル送信システム10の特性を向上させるチャネル符号化ストラテジに関する。このチャネル符号化ストラテジは、符号器アーキテクチャ及び復号器アーキテクチャを備える。概括的な符号化ストラテジは、複数の送信アンテナを利用して複数並列データ・ストリームを送信し、複数の受信アンテナを、順序連続干渉消去（OSIC）として知られている、受信器での送信ストリームの順序付けされた抽出によって利用する無線送信システムの特性を向上させるよう更に適用される。

まず本願発明者らは、複数チャネルの最大達成可能スループット（シャノン容量）に達することを順序連続復号化によって可能にする本提案チャネル符号化ストラテジの基本的な考え方を説明する。この目的で、そのようなチャネルの同等手法を規定し、そのような手法のスループットに対する基本的な限界を表すものとする。次に、基本的なスループット限界に近づく前方エラー訂正（FEC）構造を説明するものとする。

任意のサブチャネル数mを有するシステムの、受信器16での相当するデータ・ストリームの、順序容量の既知のシーケンスによる順序連続復号化の一般的なケースを図１における構成図によって示す。本図によれば、送信器12では、ユーザ・ビット群が符号器8によってmの並列ストリームに符号化され、該並列ストリームは、m入力m出力チャネル14によって送信される。このチャネル14は、めいめいの容量（又はスループット）を有する並列サブチャネルC₁…C_mが後続する、mの送信ストリームの置換πによって表される。厳密には、π〔n〕がn番目のサブチャネルに置換される送信ストリームの指数を規定する。容量群は、受信器16で既知であり、送信器12にも既知である一方、置換πは受信器16でしか既知であるものでない。送信器12は、πを無作為の置換として扱う（特に、πは、mの考えられる置換群にわたって均一に分布されているものとする。）。受信器16では、mのストリームが連続して復号化されるのでn番目の復号器18は、1＜n≦mである時、先行(n-1)復号器18によって回復されるユーザ（入力）ビットが既知であることを利用する。

そのようなシステムの全体スループット（チャネル容量）は個々のサブチャネルのスループットの和、すなわち：
C_Σ≦C₁＋…＋C_m (1)
によって制限される。この容量は、1＜n≦mである時、置換πのn番目の出力の速度が当該容量C_nに一致する場合にのみ到達し得る。このような条件は、πが送信器12で未知であることとともに、最適な符号化規則に対するいくつかの示唆を有する。まず、各送信データ・ストリームは、データをR₁＝C₁の速度で伝搬することになる。k番目のストリームがC₁と異なる場合、π〔1〕＝kの場合に、当該スループット/容量に適合しなくなる。よって、Nチャネル使用（複素信号次元）ブロックについては、各ストリーム内部の総ビット数はN C₁となる。同様に、何れかのストリームが何れかの別のストリームを復号化するうえでの条件付き速度はR_2│1＝C₁となることが分かる。実際に、第２段で復号化されるストリームは、第１ストリームによって供給されるビットが部分的に既知であることからの便益を受けることになる。第２サブチャネルのスループットを一致させるために、このように部分的に既知であることによって、速度をC₁からC₂まで低減することになる。よって、何れかの別のストリームを復号化するうえでの何れかのストリームにおける残りの、未知ビットの数はNC_２となる。これによって、第１（最上位）サブチャネルの復号器はN（C₁―C₂）ビットが既知であることを第２サブチャネルに引き継がせることになることを示唆する。同じ論拠を繰り返すことによって、n番目のサブチャネルの復号器はN（C_n―C_n+1）の追加ビットが既知であることを後続サブチャネルの復号器に引き継がせることになることを表すことは容易である。この場合、(n+1)番目のサブチャネルでの残りの未知ビットの数は、(n+1)番目のサブチャネルでストリームによって伝搬されるNC₁ビット合計と先行復号化段によって繰り越される総ビット数との差に等しいものである。すなわち：
NC₁−N(C₁−C₂)−…−N(C_n−C_n+1)= NC_n+1 (2)
この数は(n+1)番目のサブチャネルのスループットNC_n+1に一致する。

前述の復号化段の流れは、図２に略図を表す。この構成図は各復号化段18で新たに復号化されるユーザ・ビットの数、更には後続段18に繰り越されるビット数を表す。明らかに、何れかのサブチャネルの復号器18に先行復号化段18から繰り越されるビットは全て、このサブチャネルに入力されるデータ・ストリームにおいて符号化されるビットと共有されるか、該ビットが有することになる。更に、ストリーム間の関係は、ストリームの何れかの再配列に対して完全対称となるが、これはπが送信器12では未知であるからである。

図2における構成図は隣接段のスループット間の差異が負でないものであり、よって：
C₁≧C₂≧…C_m (3)
であることを示唆していることが分かる。この条件は、図１の概括的なシステムについて、(1)における相等性に達するうえでの基本的なものである。このシステムでは、n番目のサブチャネルでのデータ速度は、先行段で復号化される何れかの別の(n-1)ストリームが既知である場合に、何れかの送信ストリームの条件付き速度R_n│1…n-1である。一方で、条件付き速度シーケンスは、増加しているものでない。他方で、最大スループットは、これらの速度がめいめいのサブチャネルのスループットに一致する場合、すなわち、1≦n≦mの場合、R_n│1…n-1＝C_nである場合にのみ達成される。よって、条件(3)は最大スループットを達成するうえでは必須のものである。この条件が当てはまらない場合は、図1におけるシステムの最大スループットは：
C _n＝min{ C₁,…,C_n }, 1≦n≦mの場合、 C_Σ＝C ₁+…+C _m (4)
によって制限されることになる。なお、シーケンス{C ₁,…,C _m }はC_Σを(4)から制約(3)の下で最大にする。

次に、(4)に規定される総スループットを可能にする新たな符号化手法を説明する。この手法は、最大距離分離（MDS）符号として広く知られている符号クラスに関する。MDS符号は、kが入力（情報）シンボル数であり、nが出力（符号化）シンボル数であり、qが英字GF（2^q）を規定する場合、３重行列（n,k,2^q）によって規定することが可能である。これは、入力シンボルと出力シンボルが英字A={0,1,2…, 2^q−1}に属することを表す。MDS符号は、線形符号であり、よって、Αからの要素を有するk×nの生成行列：

によって表し得る。英字Αからのkの入力シンボル・ベクトル：

は同じ英字からのnの出力シンボル：

に：

によって符号化され、乗算/加算がGF（2^q）において行われる、すなわち、標準演算（乗算及び加算）の結果のモジュロ2^qがとられる。上記に表す定義は、線形ブロック符号クラス全体を有する。MDS符号のサブクラスは：

のnの出力シンボル群からのkのシンボルの何れかの任意の部分集合によって入力シンボル群：

と、したがって残りの(n-k) の出力シンボルとをもたらすような生成行列：

によって特徴付けられる。MDS符号を上記のように定義することの重要な結果としては：

の何れかのk未満の出力シンボル群について分かっていても残りの出力シンボルに関する情報は何らもたらすものでないということがある。

MDS符号について直近で記載した２つの特性は、図２において示す復号化の流れに一致し、したがって、(4)によって表す最大総スループットを達成することを可能にする符号化手法を企図するうえで極めて重要なものである。そのような符号を構成することは、MDS符号に基づくものであり、以下に説明するものである。それにもかかわらず、既知のMDS符号と同様な２つの極めて重要な特性を有する何れかの別の符号は、本発明においてもなお同様に用い得る。

MDS符号に関するいくつかの追加情報を符号構成に関して、更に記載する：まず、本願発明者らは、線形符号が、そのk×nの生成行列：

が：

のｋ×ｋのブロック全てがフルランクであるような場合に限ってMDSであるものとする。そのような行列は、n≦2^q＋１である場合のみ構成し得る。なお、2進MDS符号（すなわち、ビット演算符号、q=1）はn≦3の場合にのみ存在するものとする。n>3の場合には、q>1を利用することを要する。しかし、q>1であることを伴う（n,k,q）MDSはビット・ストリームを符号化するよう形成し得る。考える解決策は：
入力ビット・ストリームをq個組のビット・ストリームにグループ化する工程；
これらのq個組を英字Αからのシンボルにマッピングする工程；
kシンボル・ブロックを(5)によって符号化する工程；及び
Αからの出力シンボルをq個組のビットに逆マッピングする工程；
を有する。

明らかに、そのような符号器の入出力ビット総数はqの倍数になるものである。次に、上記の4工程の符号化手順によって図２の復号化の流れに一致させ、したがって、何れかのq≧1によって最大スループットに達することが可能になることが分かるものである。

MDS符号のいくつかの単純なケースを表すこととする。これらの符号を本明細書において：
(2,1,1)のMDS符号：

(3,1,1)のMDS符号：

(3,2,1)のMDS符号：

の符号構成の例において利用する。最後に、MDS符号を体系的に設計することを達成し得る。1つの可能性としては、拡張リード・ソロモン符号を用いることがある。

次に、まるまるのスループット(4)を可能にする前方エラー訂正（FEC）構造の動作を説明する。この構造のコア・エンジンは、カスケードMDS符号に基づいた、いわゆるメッセージ分割符号（MPC）である。符号器と復号器との全部の構成図は図3と図４それぞれに表す。単純にするよう、(3)が満たされることとする（さもなければ、{C₁,…, C_m}は、{C ₁,…, C _m}によって置き換えられるものとする。）。N（C₁＋…+ C_m）ユーザ・ビット群21を備える情報信号21は（C₁＋…+ C_m）の最大スループットに相当するものであり、符号器30の入力に入力される。この群は、逆多重化装置20によって、サイズN（C₁−C₂）、N2（C₂−C₃）、…N(m−1)( C_m-1−C_m）及びNmC_mを有するmの部分集合33（又は情報サブ信号33）に更に分割/逆多重化される。第１部分集合33は、MDS符号器32へのパラメータ(m,1,・)を伴う入力としての役目を担う。最後のパラメータ（英字サイズ）は本構成には重要でなく、適切な次元を伴うMDS符号の利便性（利用可能性）によって選択し得る。なお、(m,1,・)のMDS符号の各入力シンボルはmの出力シンボルを生成する。N（C₁−C₂）ビットの全体ブロックは、N（C₁−C₂）の出力ビットのmの並列ストリーム35をもたらすことになる。これらのストリーム35は、図3におけるm（C₁＋…+ C_m）の最大スループットに相当する多重化装置34に入力される。同様にして、1≦k<mである場合、Nk（C_k−C_k+1）のユーザ・ビットを有するk番目の部分集合33はパラメータ(m,k,・)を伴うMDS符号器32に入力される。そのような符号は、kのユーザ・シンボル群をmの出力シンボル群各々に符号化する。同様に、Nk（C_k−C_k+1）のユーザ・ビットの全体ブロックは、N（C_k−C_k+1）出力ビットのm並列ストリーム35をもたらすことになる。これらのストリーム35は第１MDS符号器32の出力と同様に、mの多重化装置34に入力される。最後に、Nm C_mの最終部分集合33は、NC_mビットのmの並列ストリーム35に単に分割され、そのストリームは図3に示すよう、mの多重化装置34に入力される。多重化装置34の出力31（出力情報サブ信号31）は、MPC符号器30のmの出力を表す。各出力31はNC₁ビットを収容することが容易に分かる。なお、この数字は各送信データ・ストリームの所要速度に一致する。

出力情報サブ信号31は、（図3におけるチャネル符号器ブロック24によって概略を表す）FEC符号化と送信前の変調との従来の工程を経るものである。本明細書では、コードブックが送信チャネルの統計的特性と受信器16での後続する最適な処理に最適に一致されるような送信器12での理想的な符号化が行われるものとする。出力情報サブ信号31はチャネル符号器24によって符号化情報サブ信号25に符号化される。

図1における構成図によれば、π〔1〕番目の送信ストリーム45（すなわち、受信符号化情報サブ信号45）は受信器16で最初に処理される対象である。何れかの送信ストリームがNC₁ビットを収容するので、相当する速度は図1に示す第１サブチャネルのスループットC₁に一致する。よって、図4における最適チャネル復号器46は第１データ・ストリームのNC₁ビット47（すなわち、チャネル復号化情報サブ信号47）を回復する。これらのビット47は、MPC復号器80の入力「入力#1」に入力される。このビット群47は、最上位逆多重化装置82によって各々、サイズN（C₁−C₂）, N（C₂−C₃）, …,N（C_m-1−C_m）,NC_mのmストリーム95,97,99,101に、図3におけるMPC符号器30の相当する多重化装置34とは逆に、分割される。第１ストリーム95は、（m,1,・）のMDS符号のπ〔1〕番目の出力に相当するN（C₁−C₂）ビットを有する。これらのビット95は（m,1,・）のMDS符号の復号器84に送出される。(m,1,・)のMDS符号の定義によって、その出力シンボルの何れかは、相当する入力と別の(m-1)出力とを知ることになる。よって、最上位I-MDS復号器84は(m,1,・)のMDS符号のN（C₁−C₂）入力ビット部分集合117（すなわち、復号化出力シンボル117）、更には、サイズN（C₁−C₂）の残りの(m−1)出力ストリーム83（すなわち、復号化情報83）を回復する。入力ビット部分集合117がユーザ・ビット・バッファ/多重化装置86によって収集される間、N（C₁−C₂）の出力ビットの(m−1)ストリーム83は「リンク#1」と呼ぶ出力を通じて後続復号化段に転送される。なお、後続段に転送されるビット数は図2における復号化の流れ図に一致する。次に、π〔2〕番目の送信ストリーム59が処理される。このストリームも、そのうちN（C₁−C₂）ビット83が先行復号化段によって備えられるそのNC₁ビットを収容する。なお、π〔2〕番目のストリームによって収容されるビット数は(NC₁−N(C₁−C₂))=NC₂に等しい。この数は、図1に示す第２サブチャネルのスループットC₂に一致するので、図4における最適復号器52は第２データ・ストリーム59のNC₁ビット47全てを回復する。これらのビット47は、「入力2」を介してMPC復号器80に入力され、「入力2」では、第２逆多重化装置82によってmのチャネル復号化シンボル・ストリームに分割/逆多重化され、これらのストリームはサイズN（C₁−C₂）, N（C₂−C₃）,…, N（C_m-1−C_m）を有する。なお、N(C₁−C₂)ビットを有するストリームは、先行復号化段から繰り越されたビット群と一致する、すなわち、この群は使いものにならない。N(C₂−C₃)ビットを有するストリーム103は(m,2,・)のMDS符号のI-MDS復号器84に、第１復号化段の逆多重化装置82によって備えられるN(C₂−C₃)ビット群97とともに送出される。これらの２つのストリーム97,103は、(m,2,・)のMDS符号のN（C₂−C₃)入力ブロック毎の出力対を備える。(m,2,・)のMDS符号の定義によって、その出力の何れかの対によって相当する2つの入力と別の(m−1)の出力とを知ることになる。よって、相当するI-MDS復号器84は、N2(C₂−C₃)の入力ビットの部分集合119、更には、サイズN(C₂−C₃)の残りの(m−1)の出力ストリーム87を回復する。N2(C₂−C₃)入力ビットの部分集合119は多重化装置86に収集される。残りの(m−1)の出力ストリームの１つは、先行段で回復されたπ〔1〕番目のストリームと共有される。このストリームは別の用途が何らない。別の(m―2)の出力ストリーム87は出力「リンク#2」を介して後続復号化段に転送される。同様に、後続段に転送されるビット数は図2における復号化の流れ図に一致する。残りの復号化段は同様に進む。

M番目の復号化段では、π〔m〕番目の送信ストリーム73が処理される。このストリームはNC₁ビットを収容する。このストリームからのN(C₁−C₂), N(C₂−C₃),…, N(C_m-1−C_m)ビットの部分集合83,87,91は復号化段1乃至(m−1)によって、出力「リンク1」乃至「リンクm」各々を介して備えられる。残りの未知ビット数はしたがって：
NC₁−N(C₁−C₂)−…−N(C_m-1−C_m)=N C_m；
である。この数は図1に示すm番目のサブチャネルのスループットC_mに一致する。よって、図4における最適な復号器76はこのストリームを回復する。結果として生じるN C₁ビットはMPC復号器80に「入力m」を介して送出される。後続逆多重化装置82は、この段で回復されるNC_mビット109を（NC₁のうちの別のN(C₁−C_m)ビットが先行復号化段によって備えられるので）選択する。なお、このビットはMPC符号器30（図3参照。）におけるNmC_mユーザ・ビットのm番目の部分集合の一部である。MPC符号器におけるNmC_mビットのm番目の部分集合を構成する残りのNC_mユーザの(m−1)ブロックは、先行復号化送信ストリームをもたらすので、先行復号化段から来るものである。これらのmブロックは、NmC_mユーザ・ビットの復号化部分集合にグループ化され、多重化装置86に入力される。なお、m番目の復号化段後に多重化装置86によって収集されるユーザ・ビット総数は：
N(C₁−C₂)+N2(C₂−C₃)+…+N mC_m＝N(C₁＋C₂+…+C_m)；
すなわち、送信ユーザ・ビットの総数に等しい。この時点で復号化は完了する。

まず、付加ガウス雑音を伴うMIMOフェージング・チャネルを有する送信システム10を記載することとする。この意味合いでは、各サブチャネルの出力での信号は、全てのサブチャネルにおいて送信されるシンボルと付加ガウス雑音との線形合成によって表される。そのようなシナリオでは、受信器16での適切な処理によって、各サブチャネルは残差サブチャネル間干渉と付加ガウス雑音によって損なわれるスカラー・チャネルとみなし得る。通常用いる符号化ストラテジは、ビット空間符号化（FEC符号器）、符号化ビットのチャネル・シンボルへのマッピング及びこれらのシンボルのチャネルへの配置（変調）を有する。該工程はチャネル特性によって変わってくる。通常、変調は時間領域（単一キャリア・システム）又は周波数領域（マルチキャリア・システム）にて遂行される。両方の場合でも、いくつかのチャネル・シンボルが（それぞれ直接拡散スペクトル拡散伝送又はマルチキャリア・スペクトル拡散伝送をもたらす）時間領域又は周波数領域におけるいくつかのチャネル使用を共有するように適用し得る。チャネル・シンボル・アルファベット（シグナリング）の選択は所望のスペクトル効率とFEC速度によって変わってくる。通常用いるシグナリング手法は：BPSK、QPSK、8-PSK及びk≧2の2^k-QAM；である。なお、本提案符号化ストラテジはそのようなMIMOフェージング・チャネルに適用し得る。この目的で、各々のサブチャネル内部での信号対干渉電力と雑音比（SINR）によって特徴付けられる容量群C₁…C_mを規定することを要する。フェージング・チャネルの場合には、SINRは送信器には未知のものであり得る。標準的な手法は、フェージングの期待統計特性によって、選択されるSINRアウテージ値を、わずかなアウテージ・チャネルの部分集合を除く全てのチャネルの実際の未知SINRに対する低いほうの限界として用いるものである。なお、SINR/容量/などのアウテージ値は、システムの実際のSINR/容量/などがアウテージ値よりも劣る場合/時間の特定の割合に等しい、SINR/容量/などの値である。

ガウス雑音を伴うチャネルに通常用いるFEC符号化ストラテジは、標準畳み込み符号であり、最近では、並列連結と直列連結とのインタリーブ（ターボ）符号及び低密度パリティ・チェック（LDPC）符号である。これらの符号は全て、図3における符号器24内部に組み入れられ得るが、本手法の効率は選択FEC符号の特性によって変わってくる場合がある。実際に、FEC符号器24の入力での既知ユーザ・ビットのエラー訂正機能は既知のビットに係わる通常のエラー・パターンのスパンによって変わってくる。LDPC符号及びターボ符号などの擬似無作為符号の場合、通常のエラー・パターンは符号化ビットのかなりの部分にまたがる。したがって、符号器24の入力での全ての既知のビットは（畳み込み符号の場合における局所効果と違って）符号全体に及ぶ大域的なエラー訂正効果を有することが期待される。したがって、ターボ符号、LPDC符号又は同様なFEC符号を用いることによって、本明細書及び特許請求の範囲開示の概括的なMIMO符号化手法にとって特に効果的となることが期待される。そのようなFEC符号については、種々のMDS符号が寄与することは、均一的にミックスされるものである。そのようなミックスは多重化装置34とチャネル符号器24との間で結合されるインタリーバ（図示せず）によって達成し得るものであり、このインタリーバは図3に表すように、（例えば、ターボ符号又はLDPC符号による）FEC符号化の前にMPC符号器30の各出力31の擬似無作為（均一）インタリーブを行う。インタリーバは選択FEC符号によって更に最適化し得る。

概括的な復号化手法は上記で説明され、図4によって表す。n番目の復号化段では、相当する符号器32の入力を部分的に知っていることを利用してFEC復号器46,52,76,128が起動される。このように知っていることは、先行(n−1)復号化段によって備えられる。各復号器の実用的な実現形態は符号の種類と相当する復号化手順とによって変わってくる。本明細書及び特許請求の範囲では、本願発明者らは軟判定復号器と硬判定復号器とを区別する。硬判定復号化では、FEC復号器は入力ユーザ・ビットに対する2進判定を生成する。先行復号化ビット（情報要素）に対するこれらの判定は、後続復号化段で用いられて、考えられる符号語の選択を制限する。

例。畳み込み符号については、入力ビットに対する2進判定は通常、ビタビ・アルゴリズムによるMLシーケンス検出からもたらされる。先行復号化ビットに対する判定は、連続する復号化段のビタビ・アルゴリズムにおいて更に組み入れられるので、先行復号化ビットと関連する各トレリス部で、復号化2進値に相当する状態遷移のみが考慮される（それによって、従来のビタビ・アルゴリズムが適用される場合、考えられる遷移総数が2だけ削減される。）。

軟判定復号化ではFEC復号器は、入力ビットの信頼度測定値を表す（軟）実数値メトリックを生成する。通常、各軟メトリックは、観察信号を前提とすると、（近似）対数丈度比、すなわち、入力ビットが0である事後確率の、そのビットが１である事後確率に対する比率の対数である。軟メトリックは連結符号の復号化手順及び反復復号化アルゴリズムに多くの場合、関係する。入力ビットに対する最終判定は、そのような軟メトリックの符号によってとられる。入力ビットに対する軟判定が利用可能な場合、2進判定（又は同等的に、非常に大きな軟値）のかわりに、先行復号化段によって備えるビットに対する軟メトリックを用いることによって通常、性能が更に良好となる。

例：軟判定復号化はターボ符号とLDPC符号とを反復的に復号化するのに通常用いられる。ターボ符号の場合、入力ビットの軟メトリックが構成部分符号のいわゆる軟入力軟出力(SISO)復号器によって生成される。LDPC符号については、いわゆる確率伝播アルゴリズムからもたらされる。そのようなFEC符号が本明細書及び特許請求の範囲開示のMIMO符号化手法内部で用いられる場合はいつでも、現行段の最終反復で得られる、適切なビットの軟メトリックが後続復号化段に転送される。後続段では、そのように得られた軟メトリックは、適切なビットに対する事前メトリックとして用いられるか、既存の事前メトリックに、この事前メトリックがこれらの復号化段で利用可能な場合には加算するものである。

反復復号化は、本提案MIMO手法の性能を向上させるよう適用し得る。図1における手法の反復復号化は、上記のmのサブチャネルの連続した復号化を有する復号化サイクル全体の全部又は何れかの一部を反復することを表す。この場合、最初のほうの復号化段は先行反復中に後続段で得られる共有ビットに関する硬/軟情報を利用可能である。軟判定復号化の場合、別の段で用いる対象の信頼度値は、同じ情報の2重カウントを回避するために、ターボ復号化と同様な、外在的情報の標準的規則によって計算されるものである。

MDS復号器84の動作はいまだ説明されていない。ここでも同様に、本願発明者らは、硬判定復号化と軟判定復号化とを区別することになる。前者の場合には復号器は、相当する入力ビットを残りの出力ビットに加えて見出すために当該MDS符号の出力ビットの部分集合に対する2進判定によって駆動される。多くの種類の代数的復号化手法を用い得る。並列チャネル数は当該対象状況において多くの場合小さいものであるので、関連復号化複雑度は重要なものでない。単純なシンドローム復号化又はMDS符号の考えられる符号語全てにわたる網羅的サーチをも用いることが可能である。軟判定復号化では、復号器は出力ビットの部分集合の実数値メトリックを受信する。これらのメトリックは、上記の各々のビットの信頼度を反映する。これらのメトリックに基づいて、復号器は相当する入力ビットのメトリックと残りの出力ビットのメトリックとを計算する。計算規則はターボ符号のSISO復号化と同様である、すなわち、計算メトリックは復号器に入力される出力ビットの部分集合の事前信頼度に基づいた、当該各ビットの事後信頼度を表す。事前信頼度と事後信頼度との間の関係は相当するビット間の関係によって変わってくる。該関係はMDS符号の生成行列によって規定される。軟判定復号化の複雑度は当該値がmである場合、比較的小さいものである。

同様なチャネル符号化原理を2進MIMO送信チャネルに適用し得る。考えられるシナリオは、2進メッセージ（データ・パケット）をネットワークにおいて送信器から受信器まで複数ルート（サブチャネル）を介して送信することである。種々のパスの正確な信頼度（同等2進対称チャネルの交差確率）は送信器に既知でないが、統計的特性（交差確率の分布則）は、例えば、モデリング結果から既知である。サブチャネル毎信頼度の不確実性に対処する1つの方法には、これらのストリームを、順序付けたサブチャネルの信頼度が非増加シーケンスを構成するような順序で復号化することがある。実際に、独立した同一分布無作為値の順序付けたシーケンスの各要素の変動は、シーケンス長が無限大に達するにつれ、ゼロに達する。よって送信速度を、順序付けされるサブチャネルの（擬似決定論的）スループットに、その数が十分大きいという条件で、正確に適合させることが可能である。順序付けサブチャネルのスループットは送信器で正確に既知であるものとみなし得るが、送信ストリームの抽出の順序は（送信器と受信器との間のフィードバック・チャネルがチャネル情報を伝達するのに用いられることがない限り）未知のものである。そのような場合、MIMOチャネル全体が図1における概括的な手法の範囲内に収まる。別の実現方法は2進対称チャネル用の利用可能な（すなわち、リード・ソロモン符号と別のBCH符号とによる）FEC手法に基づいて達成し得る。それにもかかわらず、本提案チャネル符号化ストラテジによって、既存の符号化手法を適合させて、入力ビットが部分的に分かるようにする便益を強調することが望ましい。

上記チャネル符号化ストラテジは、複数の送信アンテナと受信アンテナとを利用する無線通信システムのスループットを増加させるよう適用し得る。そのようなシステムでは、複数の送信アンテナ28を用いて、同じデータ・ソースから発信される符号化シンボル・ストリームを送信する。受信器側では、これらの複数ストリームは取り出されて、同時に復号化されるか連続して復号化される。別々のストリームの同時復号化によって非常に高い計算負荷がもたらされる。この負荷はアンテナ28全てによって送信されるチャネル使用毎ビット総数において指数関数的に増大する。したがって、同時に復号化することは、理論上のスループットと比較すれば小さいデータ速度でのみ実現可能である。本明細書及び特許請求の範囲では本願発明者らは、各データ・ストリームが、先行段で回復されたデータ・ストリームを除去し、空間的干渉消去（時間的・空間的干渉消去又は時間的・周波数的干渉消去）によって複数受信アンテナ40による残りのデータ・ストリームを消去することによって回復される連続した復号化手法に焦点を当てる。特に本願発明者らは、順序連続干渉消去（OSIC）を伴う手法を検討する。

OSICの原理を利用するベースライン・システムは、欧州特許出願公開第0951091号明細書に開示されている。この公知のシステムによれば、ユーザ・ビット21の総数はmの対称ストリーム23に分割される。各ストリーム23は（符号器24による）同一符号化、（変調器26）による変調を経て、mの送信アンテナ28のうちの１つによって送信される。そのような送信器12の構成図は図5に表す。受信器16はMの信号出力を生成するMのアンテナ40を使用する。受信器16は図6に概略を表すOSIC原理を適用する。MIMOチャネルの伝達関数は受信器16で（例えば、標準訓練手順によって、送信器12によって送出される基準信号に基づいて）既知であるか、正確に推定されるものとする。このMIMO伝達関数は、その要素H_p,qがp番目の送信アンテナ28とq番目の受信アンテナ40との間の伝達関数を表すものであるそのM×mのマトリックスHによって概略的に表すものとする。周波数選択性フェージングでは、Hの要素はチャネルの時間領域特性又は周波数領域特性を表す関数である。非選択性フェージング（平坦なフェージング）では、Hの要素は複素値である。

受信符号化情報サブ信号は復調器42によって復調される。既知のHに基づいて、受信器16はmのストリーム（情報サブ信号）を連続して抽出する。（MMSEキャンセラ44、復号器46、符号器/変調器48、乗算器56及び減算器60を有する）最初の（最も左にある）レイヤすなわち段では、ストリーム41のうちの１つが、別の(m−1)のストリーム41からの寄与分を消去することによって抽出される。汎用性を失うことなく、第１レイヤで抽出されるストリームの指数はπ〔1〕であるものとする。既知のシステムでは、これらのストリームを完全に消去することは、このストリームに関連付けられるチャネル伝達関数のベクトルH_,π〔1〕=〔H_1,π〔1〕,…,H_M,π〔1〕〕^T（上付文字(T)は行列転置を表す）を、別のストリームの伝達関数を表すM×(m−1)の行列〔H_{1:M,π〔2〕},…,H_{1:M,π〔m〕}〕の列に直交するM次元信号空間の部分に対して投影させることによって達成される。π〔1〕番目のストリームは、Mのアンテナ40からの信号を投影ベクトルの要素によって規定される重みと線形合成させた結果である。この種の干渉消去はゼロフォーシングと呼ばれ、ノイズがある状態では準最適状態にとどまる。更に良好な性能は（MMSEキャンセラ44における）最小平均2乗誤差（MMSE）消去によって達成し得る。この手法は出力SINRを最大にする。MMSE抽出をπ〔1〕番目のストリームに適用するよう、m×Mのベクトル：

を計算する。上記では、上付文字(*)は行列共役転置を表し、I_MはM×Mの単位行列を表し、

は各送信信号の（平均）電力を表し、

は周囲雑音電力を表す。π〔1〕番目のストリームはMアンテナ40からの信号を

の各々の要素によって規定される重みと線形合成させた結果である。別々のアンテナでの周囲雑音が非相関である場合はいつでも、MMSE相殺によって、

の考えられる最大のSINRがもたらされる。抽出されるπ〔1〕番目のストリーム45はMMSEキャンセラ44によって復号器46に転送され、復号器は相当するユーザ・ビット47のストリームを回復する。これらのユーザ・ビット47は符号器/変調器48によってチャネル・シンボル49のシーケンスにもう一度、符号化と変調とが行われる。シンボル・シーケンス49は、伝達関数H_π〔1〕の各々の要素によって（乗算器56によって）スケーリングされてπ〔1〕番目の、Mの受信器分岐全てに対する寄与分を生成するよう。これらの寄与分は相当する受信信号から図6に示す減算器60によって抽出される。結果のMの信号55はπ〔1〕番目のストリーム45の寄与分がない。上記手順は、再帰的に適用されるので、n番目のレイヤ/段では、π〔n〕番目のストリームが特定の

によって抽出され、残りの(n−1)の干渉ストリームの、フィルタ

による、MMSE消去後にその寄与分が受信信号から再構築され、除去され、（除去が必要でない最後のレイヤ/段以外では）1≦n≦mである。図6でも、第２レイヤ/段とm番目のレイヤ/段とを表す。この第２段はMMSEキャンセラ50、復号器52、符号器/変調器54、乗算器64及び減算器68を有する。M番目の段は（この段では干渉が何ら存在しないので、最大比合成器（MRC）フィルタを有する）MMSEキャンセラ74のみを有する。受信器16はmレイヤ/段の復号化情報サブ信号47をユーザ・ビットを有する情報信号77に多重化させる多重化装置72を更に有する。

このMIMO送信システムは、SINR値

の群によって変わってくる。よって、mのストリームの処理の順序π={π〔n〕,1≦n≦m}は重要であり得る。システム・スループットに対する処理順序の影響を強調するよう、別々のサブチャネルが対称であることと、送信器でチャネルに関して分からないことによって、サブチャネル全てに用いる対象送信速度（スループット）は等しいものとなる。そのようなシステムの全体スループットは１つのサブチャネルのスループットのm倍に等しいものである。最後に、サブチャネル毎スループットは、

によって規定されるその各々のスループットの最小値によって制限される。最大スループットは、したがって、

の最大値に相当する一方、最適処理順序は、

を最大にするようなπによって規定される。上記欧州特許出願記載のように、最適処理順序πは、各段で、局所SINRを最大にするサブチャネルが選定される：

図5と図6との各々の送信器と受信器、(7)によって規定されるMMSE消去フィルタ、(8)によって規定される判定統計及び(9)において規定される処理順序とを伴う本明細書前述のMIMO送信器システムは、ベースライン・システムとみなされる。本願発明者らは、そのようなシステムの理論上達成可能なスループットを解析する。本願発明者らは、完全に非相関である送信/受信アンテナを伴う狭帯域（非選択性）レーリー・フェージング・チャネルを前提とすることとする。これは、チャネル行列の要素が、複素次元毎にゼロの平均と分散(1/2)を伴う統計的に独立した複素ガウス変数であることを表す。本願発明者はまず、２つの送信/受信アンテナ：M=m=2；を伴うシステムを検討する。この設定では、両方のレイヤのアウテージ比

及び

（すなわち、送信アンテナ全てからの平均総信号電力の、何れかの受信アンテナでの雑音電力に対する比率）が受信アンテナ毎の全体SNRの広い範囲について100000の独立したモンテカルロ試験から推定されている。10%と1%とのアウテージ・レートについての実測SINR値は（レイヤ/段毎の出力SINRを受信アンテナ毎全体SNRに対して、アウテージ・レート10%（左フレーム）及び1%（右フレーム）、2つの送信アンテナ、２つの受信アンテナについて表す）図9に示す。容量（最大スループット）の相当アウテージ値は、標準的な関係：
C=log₂(1+SINR)〔ビット/チャネル使用〕 (10)；
によって計算され、（レイヤ/段毎の出力スループットを受信アンテナ毎全体SNRに対して、アウテージ・レート10%（左フレーム）及び1%（右フレーム）、2つの送信アンテナ、２つの受信アンテナについて表す）図10に示す。小SNR及び中SNRでは、第１（上位）レイヤは更に大きなスループットを有する。第１レイヤの第２（下位）レイヤを上回る効果は計画アウテージ・レートによっても変わってくる。なお、第１レイヤの最大スループットは実用的な対象のいくつかの場合には第２レイヤのスループットのほぼ2倍の大きさである。すなわち、6-8dB付近のSNR、アウテージ・レート10%以下の領域は、CDMAなどの、干渉制限環境におけるセルラ通信において適切であり得る。

前述のように、ベースライン・システム内部の各サブチャネルのスループットは、別々のレイヤで見られるスループットのうちの最小値を超えない場合がある。よって、ベースライン・システムの最大総スループットはこれらのスループットの最小値の2倍である。図11における点線は、ベースライン（標準）システムの全体スループットを、全体SNRに対して、各々、10%（左フレーム）と1%（右フレーム）のアウテージ・レートについて表す。

この時点で全体スループットは、C₁≧C₂である場合、SNRとアウテージ・レートとの領域での2つのレイヤのスループットC₁とC₂との和まで増加させ得る。実際に、図5におけるような送信器12と図6におけるような受信器16とを伴う送信システムは、容量C_1…C_mがレイヤ1乃至m各々で達成可能なアウテージ・スループットを表す一方、置換πが送信ストリームの処理順序を規定する、図1における概括的な送信手法の特定ケースである。アウテージ・スループットC_1…C_m群は想定伝搬環境（本願例では、非相関レーリー・フェージング）の統計的記述によって規定される。通常、これらのスループットは、オフラインで測定され、送信器12と受信器16には既知のものとしてみなし得る。置換πはチャネル実現方法によって変わってくる。この置換は、推定チャネル行列によって、受信器16で規定され、よって送信器12には未知である。よって、ベースライン送信システムは図1に表すような概括的な手法に該当するものであり、したがって上記概括的チャネル符号化原理はこのケースに該当する。本願発明者らは、8dBのSNRと10%のアウテージ・レートとでの非相関レーリー・フェージングがある状態での動作を要する符号器を設計するものとする。この場合には、レイヤ１と2とで達成可能なスループットは図10参照の、各々C₁≒1.27チャネル使用毎ユーザ・ビット及びC₂≒0.81チャネル使用毎ユーザ・ビットである。このレイヤの実用上達成可能なスループットは、したがって、C₁及びC₂によって上に有界である。これらの上の有界は、スペクトル効率の（わずかな）割合がエラー率によるQoS要件を満たすために犠牲を払うことを要するので、実際には全く達成されない。この割合はFECの所望の特性とQoS要件とによって変わってくる。実用上のスループットの当該規定は本明細書及び特許請求の範囲には特に記載していないFECの設計に関する。したがって、本例では理想的なFECを想定するので最大スループットが達成可能であるものとする。送信対象データ・ブロックがN=100のチャネル使用を利用することを仮定する。これは、例えば、チャネルによって直列に送出される特定の英字の100シンボル・ブロックに相当し得る。MPC符号器の構成図（図３）によれば、N(C₁+C₂)=127+81＝208ユーザ・ビット群を２つのサイズN(C₁−C₂)=127−81＝46とN2 C₂=2・81=162との部分集合に分割することを要する。第１部分集合は(2,1,・) のMDS符号によって符号化される。2進MDS符号(2,1,1)の生成行列は、(6)によって表す。生成行列によれば、このMDS符号はレート(1/2)の繰り返し符号である。よって、第１部分集合の46ユーザ・ビットは単に複製され、複製されたコピーは出力ストリームに図3の多重化装置34を介して供給される。162ビットの第２部分集合は２つの81ビット・ブロックに分割される。これらのブロックは２つの出力ストリームに同じ多重化装置34を通じて寄与する。各出力ストリームは127ビットを有する。これらのストリームは、チャネル符号器24によって符号化され、変調器26によって変調され、図7に表す種々のアンテナ28を介して送信される。ここでは、符号化情報サブ信号25を送信する手段は変調器26とアンテナ28とによって構成される。受信器16では、データ・ストリームの標準OSIC抽出が上記のように行われる。受信器16で(9)を介して判定される処理順序πによって、ストリームπ〔1〕が第１（上位）レイヤで抽出される。このレイヤのアウテージ・スループットはC₁であるので、相当するN C₁≒127ユーザ・ビットは復号器46で正常に復号化される。図8における構成図によれば、これらのビットの（ビット値で、本願発明者らが2進/硬判定又は実数値/軟判定と分かっている）値47はMPC復号器80の「入力1」に入力される。MPC復号器80（図4参照。）内部では、これらの値47は(2,1,1)のMDS符号のπ〔1〕番目の出力に相当する46ビット値群と残りの81ビット値とに分割される。(2,1,1)のMDS符号の復号化は、π〔1〕番目の出力の46ビット値を復号器の両方の出力に複製する工程を有する。第１複製117は多重化装置86によって収集される一方、第２複製83はMPC復号器80の出力「リンク1」に送出される。第２レイヤでは、ストリームπ〔2〕が抽出される。このストリーム59のFEC復号器52は、図8参照の、MPC復号器80の「リンク1」を介して入力される合計127ビットのうちの46ビット値を知っていることからの便益を受ける。残りのNC₂=81ユーザ・ビットは、正常に回復し得るがそれは第２レイヤのスループットがC₂≒0.81であるからである。第２ストリームの127ビット値のストリーム47全体はMPC復号器80の「入力2」に送出される。図4によれば、この段での81ビット値の部分集合は先行復号化段からの81ビット値の部分集合とマージされ、多重化装置86に送出される。多重化装置86において収集されるビット値の総数46+81+81=208は送信ユーザ・ビット総数に等しいものである。軟判定復号化の場合には、軟ビット値はユーザ・ビットに対する硬判定に変換される。

本提案チャネル符号化手法によって(C₁+ C₂）≒2.08(チャネル使用毎ビット)の全体スループットがもたらされる。これによって、２C₂≒1.62(チャネル使用毎ビット)の全体スループットを伴うベースライン・システムと比較して28%の増大をもたらす。ベースライン・システムのスループットと該システムの本提案による修正は種々のSNRと10%及び1%のアウテージ・レートについて図11に表す。修正送信システムの、ベースライン・システムを上回る増大は、10%から100%まで変動し、低SNR及び中SNRでは、更に高くなる。

M及びmの一般的な場合、修正ベースライン・システムの送信器12を図7に表す。この送信器12は図3に表すMPC符号器30を利用する。修正ベースライン・システムの受信器16は、図8に表す。修正受信器16は（図6に表す）ベースライン・システムの受信器16からは、MPC復号器80と別々のレイヤのFEC復号器46,52,76,128との関連リンクによって、異なる。なお、FEC構造は既知ビットを知っていることを利用するよう適合されるものとする。特定のFEC符号の設計は本発明の範囲を超えるものであるが、FECの選択についての何れかの有望な選択枝を上記に記載した。

以下に、M=m=3であるMIMO送信システムについての、MPC符号化のわずかに複雑な例を表す。非相関レーリー・フェージングの前提の下で、図12-14参照のように、広い範囲のSNRとアウテージ・レート10%及び1%について、別々のレイヤで達成可能なアウテージSINR、レイヤ毎の相当するアウテージ・スループット、並びにベースライン（標準）システム及び修正システムのアウテージ全体スループットを計算した。前述のように、本願発明者らは、８ｄBのSNR、10%のアウテージ・レート及びブロック毎N=100チャネル使用を選択する。図12は、レイヤ/段毎アウテージSINRを受信アンテナ毎全体SNRに対してアウテージ・レート10%（左フレーム）と1%（右フレーム）、3つの送信アンテナ、3つの受信アンテナについて表す。図13は、レイヤ/段毎アウテージ・スループットを受信アンテナ毎全体SNRに対してアウテージ・レート10%（左フレーム）と1%（右フレーム）、3つの送信アンテナ、３つの受信アンテナについて表す。図14は標準システムと修正システムとの合計アウテージ・スループットを受信アンテナ毎全体SNRに対してアウテージ・レート10%（左フレーム）と1%（右フレーム）、３つの送信アンテナ、3つの受信アンテナについて表す。

まず、制約(4)の下で最大全体スループットC_Σを供給する最大スループットC ₁,C ₂,C ₃群を見出すことを要する。図13によれば、C₁≒1.51、C₂≒1.33、C₃≒0.95である。なお、(4)はC ₁= C₁、C ₂= C₂、C ₃= C₃の場合に満たされる。送信器12は図3に表すMPC符号器30とともに図5によって動作する。ユーザ・ビット総数は、N(C₁ +C₂ +C₃)=151+133+95=379である。これらの379ユーザ・ビットは、サイズがN(C₁−C₂）=18、N2（C₂−C₃）=2・38=76及びN3C₃=3・95=285であるm=3の部分集合に分割される。出力ブロックの各々のサイズは、図3に表すように、N(C₁−C₂）=18、N（C₂−C₃）=38、及びNC₃=95である。最後に、MPC符号器30において用いるMDS符号は、(3,1,1)の符号と(3,2,1)の符号によって表され、各々の生成行列は(6)に規定されている。

受信器16は図8に表すように動作する。図6におけるベースライン・システムの受信器16からの差異は、MPC復号器ブロック80と、種々の復号化段へのそのリンクにある。このMPC復号器80は前述の例におけるMPC復号器80と同様に動作する。MDS符号の復号化はなお規定されていない。まず、(6)に規定される(3,1,1)のMDS符号はレート(1/3)の繰り返し符号である。よって、復号化手順は、復号器の入力をその出力に複製する工程を有する。(3,2,1)符号の復号化手順を検討することとする。まず、本願発明者らは硬判定復号化を取り扱う。上記のように、網羅的サーチを用いることが可能である。サーチ・アルゴリズムを説明するために、b₁, b₂によって入力対を表し、c₁, c₂, c₃によって(3,2,1)のMDS符号の各々の出力を表す。図4の記載によれば、復号器のタスクは、出力対c_π〔1〕, c_π〔2〕を前提として、入力ビットb₁, b₂と出力ビットc_π〔3〕を見出すことにある。(6)に規定する(3,2,1)のMDS符号について、サーチが図15と図16に表すルックアップ・テーブルによって行われる。

最後に本願発明者らは、軟判定復号化を検討する。入力ビット対b₁, b₂と関連する実数値メトリック対I₁,I₂、及び出力ビットc₁, c₂, c₃と関連する３つの出力メトリックO₁, O₂, O₃を規定するものとする。復号器のタスクは、出力メトリック対O_π〔1〕, O_π〔2〕を前提として、入力メトリックI₁, I₂と出力メトリックO_π〔3〕を計算することにある。通常、ビット・メトリックは対数丈度比（LLR）として規定される。LLR値は通常、最大事後確率（MAP）アルゴリズムによって計算されるか、Max-Log-MAPとして広く知られているその単純化バージョンによって計算される。(6)における(3,2,1)のMDS符号に適用可能な各々の計算規則は図17と図18との各々に規定されている。

なお、LLRを計算するうえでの厳密な式は符号構造によって変わってくるものであり、特定符号についてのMAP計算又はMax-Log-MAP計算の一般規則から導き出されるものである。

本発明の範囲は、明示的に開示した実施例に限定されるものでない。本発明は、新規性を有する特性各々と特性の組み合わせの各々において実施される。何れかの参照符号は本特許請求の範囲記載の範囲を限定するものでない。本明細書及び特許請求の範囲の原文記載の「comprising」の語は、本特許請求の範囲記載のもの以外の別の構成要素又は工程が存在することを排除するものでない。本明細書及び特許請求の範囲の原文における構成要素に先行する語「a」又は「an」が用いられていることは、そのような構成要素が複数存在することを排除するものでない。

本発明による送信システム10を表す構成図である。本発明による受信器16を表す構成図である。本発明による送信器12において用いるMPC符号器30を有する符号器構造を表す構成図である。本発明による受信器16において用いるMPC復号器80を有する復号器構造を表す構成図である。従来技術の送信器12を表す構成図である。従来技術の無線受信器16を表す構成図である。本発明による送信器12の実施例を表す構成図である。本発明による受信器16の実施例を表す構成図である。本発明による送信システム10の特性を示すグラフである。本発明による送信システム10の特性を示す別のグラフである。本発明による送信システム10の特性を示す別のグラフである。本発明による送信システム10の特性を示す更に別のグラフである。本発明による送信システム10の特性を示す更に別のグラフである。本発明による送信システム10の特性を示す更に別のグラフである。 (3,2,1)のMDS符号の硬判定復号化において用いるルックアップ・テーブルを表す図である。 (3,2,1)のMDS符号の硬判定復号化において用いるルックアップ・テーブルを表す別の図である。 (3,2,1)のMDS符号のMAP復号化において用いる計算規則を表す別の図である。 (3,2,1)のMDS符号の軟ML(Max-Log-MAP)復号化において用いる計算を表す図である。

Claims

情報信号を、ｍ個のサブチャネルを介して送信器から受信器まで送信する送信システムであって、m ＞１であり、該送信器は：
該情報信号をｍ個の情報サブ信号に、該受信器によって順序付けされる該サブチャネルのスループットによって逆多重化させる逆多重化装置；及び
該ｍ個の情報サブ信号の入力シンボルを出力シンボルに、1≦k≦mの場合に、該情報サブ信号のk番目のもののkの入力シンボルがk×mの符号によってmの出力シンボルに符号化されるように符号化する符号器；
を備え；
該符号が：
全てのkの入力シンボルと全てのm−kの別の出力シンボルが何れかのkの出力シンボルから判定可能であるという特性；及び
l<kである場合、m−lの別の出力シンボルが何ら、何れかのlの出力シンボルから判定されるものでないという特性；
を有し；
該送信器は更に：
該出力シンボルをｍ個の出力情報サブ信号に多重化させる多重化装置；
該ｍ個の出力情報サブ信号をｍ個の符号化情報サブ信号にチャネル符号化するチャネル符号器；及び
各符号化情報サブ信号を該ｍ個のサブチャネルの１つを介して該受信器に送信する手段；
を備え；
該受信器は：
該ｍ個の符号化情報サブ信号を受信する手段；
該ｍ個の受信符号化情報サブ信号を、既にチャネル復号化された情報サブ信号の復号化情報を組み入れることによって、ｍ個のチャネル復号化情報サブ信号に連続してチャネル復号化するチャネル復号器；
該ｍ個のチャネル復号化情報サブ信号をチャネル復号化シンボルに逆多重化させる逆多重化装置；
該チャネル復号化シンボルを復号化出力シンボルに復号化し、かつ、該復号化出力シンボルに関する復号化情報をチャネル復号器に供給する復号器；及び
該復号化出力シンボルを出力情報信号に多重化する別の多重化装置；
を備えることを特徴とする送信システム。
請求項1記載の送信システムであって：
該符号が最大距離分離(MDS)符号であることを特徴とする送信システム。
請求項1又は2記載の送信システムであって、該送信器は更に：
該多重化装置と該チャネル符号器との間で結合されるインタリーバ；
を備え；
該インタリーバは、該出力情報サブ信号をインタリーブするよう形成され；
該チャネル符号器は、該インタリーブ出力情報サブ信号を該符号化情報サブ信号に符号化するよう形成されることを特徴とする送信システム。
請求項1乃至3の何れか１つ記載の送信システムであって、該チャネル復号器は：
受信符号化情報サブ信号を、最も近くの時点で復号化された情報サブ信号の復号化情報を組み入れることによって復号化するよう形成されることを特徴とする送信システム。
請求項1乃至4の何れか１つ記載の送信システムであって：
2進送信システムであり；
該情報サブ信号が、別々にルーティングされる２進信号であることを特徴とする送信システム。
請求項1乃至4の何れか１つ記載の送信システムであって：
無線通信システムであり；
該送信器が、複数の送信アンテナを備え；
各チャネル符号化情報サブ信号が、該送信アンテナのうちの１つを介して該受信器に送信され；
該受信器が、該符号化情報サブ信号を受信する複数の受信アンテナを備えることを特徴とする送信システム。
情報信号をｍ個のサブチャネルを介して受信器に送信する送信器であって、 m ＞１であり、
該情報信号をｍ個の情報サブ信号に該受信器によって順序付けされる該サブチャネルのスループットによって逆多重化させる逆多重化装置；
1≦k≦mの場合、該情報サブ信号の入力シンボルを、該情報サブ信号のｋ番目のもののk番目の入力シンボルがk×mの符号によってmの出力シンボルに符号化されるように符号化する符号器；
を備え；
該符号は：
kの入力シンボル全てとm−kの別の出力シンボルの全てが何れかのkの出力シンボルから判定可能であるという特性；及び
l<kの場合、m−lの別の出力シンボルは何ら、何れかのlの出力シンボルから判定可能でないものであるという特性；
を備え；
更に、該出力シンボルをｍ個の出力情報サブ信号に多重化させる多重化装置；
該ｍ個の出力情報サブ信号をｍ個の符号化情報サブ信号にチャネル符号化するチャネル符号器；及び
各符号化情報サブ信号を該ｍ個のサブチャネルのうちの１つを介して該受信器に送信する手段；
を備えることを特徴とする送信器。
請求項7記載の送信器であって：
該符号は最大距離分離(MDS)符号であることを特徴とする送信器。
請求項7又は8記載の送信器であって、更に：
該多重化装置と該チャネル符号器との間に結合されるインタリーバ；
を備え；
該インタリーバは、該出力情報サブ信号をインタリーブさせるよう形成され；
該チャネル符号器は、該インタリーブ出力情報サブ信号を該符号化情報サブ信号に符号化するよう形成されることを特徴とする送信器。
請求項7乃至9の何れか１つに記載の送信器であって：
複数の送信アンテナ；
を備え；
各チャネル符号化情報サブ信号は該送信アンテナのうちの１つを介して該受信器に送信されることを特徴とする送信器。
ｍ個の符号化情報サブ信号を、ｍ個のサブチャネルを介して送信器から受信する受信器であって、 m ＞１であり、
該ｍ個の符号化情報サブ信号のうちの k 番目の符号化情報サブ信号はk×m符号によって符号化され；
該符号は；
1≦k≦mの場合、kの入力シンボルがmの出力シンボルに符号化されるという特性；
kの入力シンボルの全てとm−kの別の出力シンボルの全てが何れかのkの出力シンボルから判定可能であるという特性；及び
l<kの場合、m−lの別の出力シンボルは何ら、何れかのlの出力シンボルから判定されるものでないという特性；
を備え；
該ｍ個の符号化情報サブ信号を受信する手段；
該ｍ個の受信符号化情報サブ信号をｍ個のチャネル復号化情報サブ信号に、既にチャネル復号化された情報サブ信号の復号化情報を組み入れることによって、連続してチャネル復号化するチャネル復号器；
該ｍ個のチャネル復号化情報サブ信号をチャネル復号化シンボルに逆多重化させる逆多重化装置；
該チャネル復号化シンボルを復号化出力シンボルに復号化し、かつ該復号化出力シンボルに関する復号化情報を該チャネル復号器に供給する復号器；及び
該復号化出力シンボルを出力情報信号に多重化させる多重化装置；
を備えることを特徴とする受信器。
請求項11記載の受信器であって：
該符号は最大距離分離(MDS)符号であることを特徴とする受信器。
請求項11又は12記載の受信器であって：
該チャネル復号器が受信符号化情報サブ信号を、最も近い時点でチャネル復号化された情報サブ信号の復号化情報を組み入れることによって復号化するよう形成されることを特徴とする受信器。
請求項11乃至13のうちの何れか１つに記載の受信器であって：
該符号化情報サブ信号を受信する複数受信アンテナ；
を備えることを特徴とする受信器。
情報信号を、ｍ個のサブチャネルを介して受信器まで送信する送信方法であって、 m ＞１であり、
該情報信号をｍ個の情報サブ信号に、該受信器によって順序付けされる該サブチャネルのスループットによって逆多重化させる工程；及び
該情報サブ信号の入力シンボルを出力シンボルに、1≦k≦mの場合に、該情報サブ信号のk番目のもののkの入力シンボルがk×mの符号によってmの出力シンボルに符号化されるように、符号化する工程；
を備え；
該符号が：
全てのkの入力シンボルと全てのm−kの別の出力シンボルが何れかのkの出力シンボルから判定可能であるという特性；及び
l<kである場合、m−lの別の出力シンボルは何ら、何れかのlの出力シンボルから判定されるものでないという特性；
を有し；
更に：
該出力シンボルをｍ個の出力情報サブ信号に多重化させる工程；
該ｍ個の出力情報サブ信号をｍ個の符号化情報サブ信号にチャネル符号化する工程；及び
各符号化情報サブ信号を該ｍ個のサブチャネルの１つを介して該受信器に送信する工程；
を備えることを特徴とする送信方法。
請求項15記載の送信方法であって：
該符号が最大距離分離（MDS）符号であることを特徴とする送信方法。
ｍ個の符号化情報サブ信号を、複数サブチャネルを介して送信器から受信する方法であって、 m ＞１であり、
該ｍ個の符号化情報サブ信号のうちの k 番目の符号化情報サブ信号はk×m符号によって符号化され；
該符号が：
1≦k≦mである場合、kの入力シンボルをmの出力シンボルに符号化するという特性；
全てのkの入力シンボルと全てのm−kの別の出力シンボルが何れかのkの出力シンボルから判定可能であるという特性；及び
l<kである場合、m−lの別の出力シンボルは何ら、何れかのlの出力シンボルから判定されるものでないという特性；
を有し；
該ｍ個の符号化情報サブ信号を受信する工程；
該ｍ個の受信符号化情報サブ信号を、既にチャネル復号化された情報サブ信号の復号化情報を組み入れることによって、ｍ個のチャネル復号化情報サブ信号に連続してチャネル復号化する工程；
該ｍ個のチャネル復号化情報サブ信号をチャネル復号化シンボルに逆多重化させる工程；
該チャネル復号化シンボルを復号化出力シンボルに復号化し、かつ該復号化出力シンボルに関する復号化情報を該チャネル復号器に供給する工程；及び
該復号化出力シンボルを出力情報信号に多重化させる工程；
を備えることを特徴とする方法。