KR20060102050A

KR20060102050A - 다중입출력통신시스템을 위한 신호 검출 및 복호화 방법

Info

Publication number: KR20060102050A
Application number: KR1020050023795A
Authority: KR
Inventors: 이동준; 이인규; 안민영; 김종한; 이흔철
Original assignee: 고려대학교 산학협력단; 삼성전자주식회사
Priority date: 2005-03-22
Filing date: 2005-03-22
Publication date: 2006-09-27
Also published as: EP1705822A3; EP1705822A2; CN1855797A; US20060215781A1

Abstract

본 발명의 다중입출력 직교주파수분할다중화 기반의 통신시스템을 위한 신호 검출 및 복호화 방법에서, 수신기는 다수의 수신 안테나를 통해 동시에 다수의 전송심벌을 수신하고, 상기 전송심벌들로부터, 심볼 결정시 발생할 수 있는 결정 오류를 고려하여 심벌을 검출하고, 검출된 심벌로부터 전송된 원본 데이터를 복원한다. 본 발명의 신호 검출 및 복호화 방법에서는 결정 에러를 고려한 신규의 등화 행렬 G을 이용함으로써 부호화된 시스템(coded bit system)의 성능을 더욱 향상시킬 수 있다.

다중입출력(MIMO), 직교주파수분할다중화(OFDMA), 등화(equalization), V-BLAST

Description

다중입출력통신시스템을 위한 신호 검출 및 복호화 방법{SIGNAL DETECTION METHOD FOR MIMO COMMUNICATION SYSTEM}

도 1은 본 발명의 신호 검출 및 복호화 방법이 적용될 부호화된 계층적 시공간 OFDM 시스템의 송신기의 구조를 보인 구성도;

도 2는 본 발명의 신호 검출 및 복호화 방법이 적용될 부호화된 계층적 시공간 OFDM 시스템의 수신기의 구조를 보인 구성도;

도 3은 본 발명의 신호 검출 및 복호화 방법에서의 이용되는 조건적 확률을 설명하기 위한 16QAM 성상도;

도 4는 본 발명의 제2 실시예에 다른 신호 검출 및 복호화 방법이 적용된 부호화된 계층적 시공간 OFDM 시스템의 수신기 구조를 보인 개략도;

도 5는 16QAM 적용한 경우 본 발명의 신호 검출 및 복호화 방법과 종래의 V-BLAST 방식의 프레임 오류 가능성 측면에서의 성능 비교 실험 결과를 보인 그래프; 그리고

도 6은 64QAM을 적용한 경우 본 발명의 신호 검출 및 복호화 방법과 종래의 V-BLAST 방식의 프레임 오류 가능성 측면에서의 성능 비교 실험 결과를 보인 그래프들이다.

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, 다중입출력 (multiple-input multiple-output: MIMO) 통신시스템을 위한 신호 검출 및 복호화 방법에 관한 것이다.

MIMO 통신 시스템은 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나를 이용하여 데이터를 전송한다. Nt 개의 송신 안테나와 Nr 개의 수신안테나에 의해 형성된 MIMO 채널은 다수의 독립적인 공간 부채널들로 분해 된다. MIMO 시스템은 이와 같이 다중 송수신 안테나를 이용함으로써 단일 송수신 (single-input single-output: SISO) 안테나 시스템에 비해 채널 용량의 측면에서 우수한 성능을 발휘한다. 일반적으로 MIMO 시스템은 주파수 선택적 페이딩을 겪게 되며 이는 심볼 간섭 (inter symbol interference: ISI)을 야기하게 된다. ISI는 수신 신호 내의 각 심볼이 연속하는 심볼들을 왜곡시키는 현상으로 이러한 왜곡은 수신 심볼 검출의 정확성을 떨어뜨리는 것은 물론 높은 신호대잡음비(signal-to-noise ratio: SNR)에서 동작하도록 설계된 시스템에 무시할 수 없는 영향을 초래하는 잡음요소이다. ISI를 제거하기 위해 수신단에서는 수신 신호를 등화(equalization)하게 되는데 등화를 위해서는 높은 처리 복잡도가 요구된다.

한편, 공간 분할 다중화 방식 중의 하나인 V-BLAST는 성능과 복잡도에 대해 최상의 트레이드오프 (tradeoff)를 보인다. V-BLAST는 선형 및 비선형 검출 기법을 혼용한다. 다시 말해, 먼저 검출되기 이전의 수신 신호로부터 간섭을 억제하고 검출된 신호를 이용하여 간섭을 제거한다.

한편, 직교주파수분할다중화(orthogonal frequency division multiplexing: OFDM) 방식을 이용하면 낮은 복잡도로 수신 신호의 등화가 가능하다. OFDM 시스템에서는 시스템 주파수 대역을 다수의 부채널들로 분할하고 분할된 각 부채널에 대해 데이터를 변조하여 전송한다. 각각의 부채널들은 송수신 안테나 사이의 전송 경로에 따라 서로 다른 주파수 선택적 페이딩을 겪게 되며, 이러한 페이딩에 의한 ISI는 각 OFDM 심볼의 일부(cyclic prefix)를 반복시킴으로써 제거된다. 따라서, MIMO 시스템에 OFDM을 적용함으로써 ISI를 효과적으로 제거 할 수 있다.

따라서, BLAST 방식의 검출 알고리즘을 기반으로 하는 MIMO-OFDM 시스템이 차세대 이동 통신 시스템으로 선택될 것으로 기대된다.

그러나, 종래의 V-BLAST 방식에서는 결정 궤환 (decision feedback) 과정에서의 오류 전파 (error propagation)에 의해 성능 저하 현상이 발생하는 문제점이 있다. 이러한 성능 저하 현상을 극복하기 위한 다양한 방법들이 연구 및 제안되고 있으나, 현재까지 대부분의 제안된 방법들은 검출과 복호화 사이의 반복 처리를 기반으로 하고 있으며 이는 변조 수준 및 안테나 수의 증가에 따라 수신단의 처리 복잡도를 증가시키는 문제점이 있다.

본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 창안된 것으로, 본 발명의 목적은 수신 신호의 등화 과정에서 결정 오류를 고려하여 신호를 검출함으로써 수신 신호의 신뢰성을 향상시킬 수 있는 신호 검출 및 복호화 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 채널 별 계층들에 대한 신호 검출 순서를 최적화 함으로써 시스템 성능을 향상시킬 수 있는 신호 검출 및 복호화 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 하나의 채널에 대한 신호 검출 순서 결정하고 결정된 신호 검출 순서를 모든 채널에 적용함으로써 복잡도를 낮출 수 있는 신호 검출 및 복호화 방법을 제공하는 것이다.

상기한 목적을 달성하기 위해, 본 발명의 일 국면에 있어서 다중입출력 직교주파수분할다중화 기반의 통신시스템을 위한 신호 검출 및 복호화 방법에서는 다수의 수신 안테나를 통해 신호를 수신하고, 상기 수신 신호로부터 심볼 결정시 발생할 수 있는 결정 오류를 고려하여 심벌을 검출하고, 검출된 심벌로부터 전송된 원본 데이터를 복원한다.

상기 심벌은 최소 평균 자승 오류 (minimum mean square error: MMSE) 기반의 등화 행렬을 이용하여 결정된다.

바람직하게는, 상기 등화 행렬은 수학식:

로 표현되며, 여기서

는 i번째 신호에 대한 채널 행렬이고, ^*는 복소 공액이고,

는 추정오류이고,

는

의 공분산 행렬이고,

이고,

는 단위행렬이다.

바람직하게는, 상기 등화 행렬은 오류

의 평균 자승 값이 최소가 되도록 설계된다.

바람직하게는, 상기 결정 오류 공분산 행렬

는 수학식:

에 의해 구해지며, 여기서

은 조건적 기대치로서

과

이 각각의 부정확한 결정

과

로부터 발생한 것임을 나타낸다.

바람직하게는, 상기 결정 오류 공분산 행렬

의 대각 성분들

은 검출된 심볼에 대한 평균 자승 오류 값을 나타낸다.

바람직하게는, 상기 결정 오류 공분산 행렬

의 대각 성분들

은 부정확한 결정

에 의한 결정 오류

의 분산을 고려한 값들이다.

바람직하게는, 상기 결정 오류 공분산 행렬

의 대각 성분들 중 가장 작은 값을 갖는 성분의 위치에 의해 신호의 검출 순서가 결정된다.

바람직하게는, 상기 심벌을 검출하는 단계는 이전 복호 과정에서 복호된 원본 데이터 이용하여 이전에 전송된 심벌을 추정하고, 추정된 심벌의 성분을 상기 수신 시호로부터 제거하는 것을 더욱 포함한다.

바람직하게는, 상기 심벌을 검출하는 단계는 동일 부채널을 통해 신호들이 수신되는 계층(layer)들에 대한 검출 순서를 결정하는 것을 더욱 포함한다.

바람직하게는, 상기 계층들의 검출 순서는 채널 용량이 큰 계층부터 내림차순으로 결정된다.

바람직하게는, 상기 채널 용량은 수학식:

에 의해 산출되며, 여기서,

는 k번째 부채널에서의 n번째 계층에 대한 채널 용량이다.

바람직하게는, 상기 검출 순서는 n번째 계층에 대한 매트릭

이 작은 계층부터 올림차순으로 결정된다.

바람직하게는, 상기 매트릭

은 수학식:

에 의해 산출되며, 여기서 H는 채널 행렬,

는 각 수신 안테나에서의 평균 수신 전력 대 잡음비, I는 단위 행렬이다.

바람직하게는, 상기 검출 순서는 하나의 부채널에 대해서만 결정되며, 결정된 검출 순서는 모든 부채널에 대해 동일하게 적용된다.

이하, 본 발명의 일 실시예에 따른 신호 검출 및 복호화 방법을 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명한다.

도 1은 본 발명의 신호 검출 및 복호화 방법이 적용될 부호화된 계층적 시공간 OFDM 시스템의 송신기의 구조를 보인 구성도이다.

도 1에서 보는 바와 같이, OFDM 송신기는 입력 비트열을 다수의 병렬 신호열로 변환하는 제 1 S/P 변환기 (110), 상기 제 1 S/P 변환기 (110)로부터 출력되는 각 신호열에 대응하는 신호처리부로 구성되며, 상기 각 신호처리부는 대응하는 신호열을 부호화 하는 부호기(121: 121-1 ~ 121-n), 상기 부호기(121)의 출력 신호에 인터리빙을 수행하는 인터리버(123: 123-1 ~ 123-n), 상기 인터리버로 출력되는 신호에 비트/심벌 매핑을 수행하는 비트/심벌 매퍼 (125: 125-1 ~ 125-n), 상기 비트/심벌 매퍼(125: 125-1 ~ 125~n)로부터 출력되는 심벌 열을 다수의 병렬 심벌 스트림으로 변환하는 제 2 S/P 변환기 (127: 127-1 ~ 127-n), 그리고 상기 제 2 S/P 변환기 (127)로부터 병렬로 출력되는 심벌 스트림들에 대해 역푸리에 변환을 수행하여 대응하는 N_T 개의 송신안테나를 통해 전송하는 역푸리에 변환기 (129: 129-1 ~ 129-n)로 구성된다.

도 2는 본 발명의 제 1 실시예에 신호 검출 및 복호화 방법이 적용될 부호화된 계층적 시공간 OFDM 시스템의 수신기의 구조를 보인 구성도이다.

도 1에서, OFDM 수신기는 M_R 개의 수신안테나를 통해 수신된 신호들에 대해 푸리에 변환을 수행하는 푸리에 변환기 (210-1 ~ 210~m), 상기 푸리에 변환기들로부터 출력되는 병렬의 신호들을 처리하여 각 푸리에 변환기에 대응하는 병렬의 신호열로 출력하는 신호 검출 유닛 (220), 그리고 상기 신호 검출 유닛 (220)으로부터 출력되는 병렬의 신호들을 푸리에 변환기에 대응하는 신호별로 처리하는 신호 처리 유닛들로 구성되며, 각 신호 처리 유닛은 각 푸리에 변환기에 대응하는 병렬의 신호를 직렬 심벌 열로 변환하는 P/S 변환기 (231: 231-1 ~ 231-m), 상기 P/S 변환기로부터 출력되는 심벌 열에 대해 디매핑을 수행하여 신호 열로 출력하는 디매퍼 (233: 233-1 ~ 233-m), 상기 디매퍼 (233)로부터 출력되는 신호 열에 대해 디인터리빙을 수행하는 디인터리버 (235: 235-1 ~ 235-m), 그리고 상기 디인터리버로부터 출력되는 신호를 복호하여 원본 데이터를 출력하는 복호기(237: 237-1 ~ 237-m)로 구성된다.

본 발명에서는 상기 수신기가 채널 상태 정보 (channel state information: CSI)를 알고 있다고 가정한다. 본 발명에서는 제로 평균 복소 값에 기반한 기저대역 신호 모델과 이산-시간 (discrete-time) 주파수 선택적 페이딩 MIMO-OFDM 채널 모델을 고려한다.

N차원 복소 송신 신호 벡터를 x _k 그리고 M차원의 복소 수신 신호 벡터를 y_k로 정의하면, k번째 부반송파를 통해 수신된 신호는 수학식 1과 같이 표현된다.

여기서

이고

이다.

최대 용량을 얻기 위해 x_k의 전체 전력이 P이고 송신기가 채널 상태를 모르고 있다는 가정 하에, 전송 신호 전력은 N개의 송신 안테나에 분산

으로 동일하게 분포되어야 한다. 따라서, x_k의 공분산 행렬은 수학식 2와 같게 된다.

여기서

와

는 각각 기대값(expectation)과 복소공액 전치행렬을 나타내며,

은 크기 N의 단위행렬이다.

의 추가적인 항들은 분산

를 가지는 독립이고 동일한 분포의 복소 가우시안 잡음이다.

의 채널 계수

는 i번째 송신 안테나에서 j번째 수신안테나로의 경로 이득을 나타낸다. 경로 이득은 차원 별 0.5의 분산을 가지는 독립 복소 가우시안 랜덤 변수의 샘플로서 모델화 된다. 통신 링크 상 각 단의 안테나들이 반파장 이상으로 길이에 의해 분할된다면 독립 경로들은 유지된다.

본 발명에서는 에러 전파를 고려하여 계층화된 시공간 OFDM 시스템의 신호 모델이 새로이 도입된다. 설명의 편의상, 수학식 1의 아래첨자 k는 생략하기로 한다.

전송 심볼들은 n 번째 안테나로부터 전송된 심볼을 나타내는

과 어떤 벡터의 전치를 나타내는

을 가지는 벡터신호

으로 정의된다. 편의상 결정

의 순서는 Foschini에 의해 제안된 V-BLAST 방식의 최적 검출 순위에 따라 정해진다.

은 계층 n에 대해 검출된 심벌을 나타내고

은

의 n 번째 행을 나타낸다.

또한,

,

, 그리고

로 정의 된다. 종래의 V-BLAST 알고리즘에서, i-1번째 스텝 까지 선 검출된 심볼 벡터

은 i번째 스텝에서 수신된 벡터 신호로부터 제 거되고, 그 결과 수정된 수신 벡터 y_i는 수학식 3으로 나타낼 수 있다.

여기서, 이전의 결정들은 정확하다고 가정한다(on.3

). 이러한 신호 검출 과정은 검출되지 않은 신호들

을 간섭으로 간주하고 MMSE와 같은 선형 부호화(linear nulling) 방법을 적용하여 수행된다. 수학식 3은 선 검출된 벡터 심벌

의 정확성을 요한다. 그러나 결정 에러가 존재하는 상황에서 수학식 3은 다음 수학식 4와 같이 표현된다.

여기서

는

로 정의된다.

이하, 수학식 4의 새로운 신호 모델을 기반으로 하는 MMSE 알고리즘을 설명한다.

본 발명에서는 결정 오류를 고려한 MMSE 기준 (criterion)을 기반으로하는 무효화 행렬 (nulling matrix)를 이용한다. MMSE 기준에서 등화 행렬 G는 오류

의 평균 자승 값을 최소화 하도록 설계되며, Proakis의 직교 원리(orthogonal principle)를 이용하여 얻을 수 있다. 따라서, 등화 행렬 G는 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.

그러므로, 등화 행렬 G는 다음 수학식 6을 만족시킨다.

여기서, 공분산 행렬은

와

로 정의된다.

마지막으로

를 정의하며, G는 수학식 4와 수학식 6으로부터 다음 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.

여기서

이고,

임을 이용한다.

따라서, 크기 i-1의 결정 오류 분산 행렬

은 수학식 8과 같이 정의된다.

여기서 ^*는 복소 공액을 나타내며, 조건 기대치

는 오류

과

이 각각 부정확한 결정

및

으로부터 야기된 것임을 나타내기 위해 사용된다. 예를 들어, 대각 요소들

은 부정확한 결정

에 의한 결정 오류

의 분산을 나타낸다.

인 비대각 원소들

은 오류들간 상관관계가 없기 때문에

와 동일하다.

본 발명에서 제안된 등화 행렬 G는 이전에 검출된 신호들이 완벽하여 오류 전파를 발생시키지 않는다고 가정할 때 종래의 MMSE 행렬과 같아진다. 다시 말해, 수학식 7에서

가 된다.

이하, 본 발명에 따른 신규의 등화 행렬 G를 기반으로 하는 최적의 검출 순위 결정 방법을 설명한다.

추정 에러

의 공분산 행렬

는 등화 행렬 G가 결정된 후에 산출할 수 있다. 수학식 7을 이용하면, 공분산 행렬

는 수학식 9와 같이 표현된다.

대각 원소들은 검출된 각 심볼의 평균 자승 에러 (mean-squared error: MSE) 값을 나타낸다. 따라서, 연속하는 검출 순서는

의 가장 작은 대각 원소의 위치에 의해 결정된다. 이는 수학식 9의

의 최대 대각 요소의 위치와 같다.

이하, 본 발명의 신호 검출 및 복호화 방법에 적용되는 디매퍼의 동작을 설명한다.

소프트 출력 디매퍼와 소프트 입력 채널 복호기의 사용이 시스템 성능을 현저히 향상시킨다는 것은 잘 알려진 사실이다. 먼저, 검출된 벡터 신호

에서 몇몇 가정을 한 후 검출 에러를 고려한 최적의 소프트 비트 메트릭을 구한다.

T는

에서 MSE 가 최소인 위치로 정의하자. 다시 말해,

는 i번째 스텝에서 (

) 하나의 결정으로 선택된다.

는

에 대한 등화기에 대응하는 등화 행렬 G의 행으로 정의한다. 이러한 등화기 벡터를 수학식 4에 대입하면 수학식 10과 같다.

여기서

와

는 각각

와

로 정의된다.

편의상,

의 항들은 복소 가우시안 분포를 형성하는 것을 가정한다. MMSE 검출기의 에러 확률은 출력 간섭 및 잡음이 가우시안 잡음이라는 가정에 의해 쉽게 접근할 수 있다.

의 각 항이 다른 항들과 독립적이라고 가정하기 때문에

의 분산은 다음 수학식 11과 같이 산출된다.

수학식 11에서 두 번째 항은 i-1번째 까지의 결정에러들에 상응하며, 이는 시스템 성능에 상당한 영향을 미친다. 편중된 항이 적절하게 스케일화 된 후, 편중되지 않은 디매퍼로의 입력은 수학식 12와 같이 표현될 수 있다.

여기서,

는 분산

를 가지는 복소 잡음이다.

이하, 소프트 비트 정보에 대한 로그 우도 비 (Log Likelihood Ration: LLR) 계산을 간단히 설명한다.

가 성상 심벌들의 집합이고

가 집합

의 원소라고 가정하면, 수학식 12에서

의 조건적 확률 밀도 함수 (probability density function : pdf) 는 수학식 13과 같이 주어진다.

의 i번째 비트를

로 정의하고,

의 상호 배타적 부분집합들을

와

,

(

는 성상 크기

)로 정의하면,

의 사후 LLR은 수학식 14와 같이 정의할 수 있다.

약간의 조작을 통해 수학식 14는 수학식 15로 재작성 될 수 있다.

를 계산하기 위해, 수학식 11의

에 대해

을 구해야 하고 그 양은 j번째 스텝에서의 결정 오류 확률과 관계된다.

이하, 오류 확률을 계산하는 방법을 설명한다.

최대 우도 (maximum likelihood: ML) 디매퍼 에 대한 오류 확률은 신호 성상의 어떤 회전에 대해서도 변하지 않는다. 이는 오류 확률이 신호 성상도의 신호점들 간의 상대 거리에만 의존한다는 것을 의미한다.

를 두 이웃 QAM 신호점 간의 오류 확률이라 정의하며,

성상도의 최소 거리는 수학식 16과 같다.

따라서,

에서 두 신호들 간의 오류 확률

는 수학식 17에 의해 계산된다.

여기서

와

는 동상 (inphase) 또는 4위상 (Quadrature phase) 방향으로의 잡음 분산에 해당한다.

을 수학식 17에 대입하면 수학식 18이 된다.

여기서

은 QAM 심볼에 대한 잡음 분산

의 반이라는 점을 이용하면 Q 함수의 정확한 근사치가

를 벗어난 범위에서 발견됨을 알 수 있으며 수학식 19와 같이 표현할 수 있다.

여기서

이고

이다. 이러한 오류 함수는 조건적 기대 값들

와

을 추정하기 위해 사용될 수 있다.

도 3은 본 발명의 신호 검출 및 복호화 방법의 조건적 확률을 설명하기 위한 16QAM 성상도이다.

도 3에서 보는 바와 같이, 16개의 신호점 중 이웃하는 신호점이 2 개인 신호점들

,

를 모서리 신호점, 이웃하는 신호점이 3개인 신호점들

,

, 및

을 변두리 신호점, 그리고 이 웃하는 신호점이 4개인 신호점들

,

, 및

을 내부 신호점으로 분류된다.

수학식 18을 이용하여

와

값을 구하는 과정을 도 3의 16 QAM 성상도에서의 조건적 확률 질량 함수

와 연계하여 설명하면, 조건적 확률 질량 함수

는 경판정 값

에 의해 결정되며,

는 도 3의 성상도의 모서리 신호점, 변두리 신호점, 그리고 내부 신호점으로 구분되는 3개의 영역 중 하나에 속하게 된다.

가 모서리 신호점

일 경우 각 이웃 신호점에 떨어질 확률은 다음 표 1과 같다.

		,
	(1-Q)²	Q-Q²	Q²

가 변두리 신호점

일 경우 각 이웃 신호점에 떨어질 확률은 다음 표 2과 같다.

		,	,
	(1-Q)(1-2Q)	Q-Q²	Q²	Q-2Q²

가 내부 신호점

일 경우 각 이웃 신호점에 떨어질 확률은 다음 표 3과 같다.

		, , ,	, , ,
	(1-2Q)²	Q²	Q-2Q²

여기서

이다. Q²항은 무시될 수 있으며, 이 경우 가장 인접한 이웃 값들만 포함시킨다.

이 값들은 경판정 (hard decision)

에 조건화 되어 있다. 전송된 신호들이 균등한 가능성을 가진다고 가정하면,

가 전송될 조건적 확률

은, 검출된 신호가

일 때 표 1 내지 표 3의 경우들 중 하나가 된다.

여기서 두 인접 성상 신호점들 간의 오류 만을 고려하면 조건적 기대 값들

와

은 다음 수학식 20 과 수학식 21과 같이 구해진다.

여기서

는 경판정 신호점

를 둘러싼 이웃 성상 신호점들로 구성된다. 상기 양들을 계산함으로써 수학식 11의 잡음 분산

와 수학식 8로부터 i+1번째 스텝을 위한 공분산 행렬

를 구할 수 있다.

상기한 바와 같이 본 발명의 신호 검출 및 복호화 방법에서는 대부분의 복잡도 증가는 등화 행렬 G를 구하는 과정에서 기인하며 그 복잡도는 종래의 방식이

인데 반해

로 상대적으로 낮다.

도 4는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 신호 검출 및 복호화 방법이 적용될 부호화된 계층적 시공간 OFDM 시스템의 수신기의 구조를 보인 개략도이다.

도 4에서 보는 바와 같이, 본 발명의 제 2 실시예에 따른 수신기는 푸리에 변환기 (미도시), 신호검출 유닛(431), P/S 변환기 (433), 디매퍼 (435), 디인터리버 (437), 및 복호기(439)는 제 1 실시예의 수신기의 구조와 동일하며, 상기 푸리에 변환기의 출력 신호들 중 동일한 부채널에 대한 계층가 순서를 결정하여 결정된 순서에 따라 상기 신호 검출 유닛 (431)으로 출력하는 대표계층순서결정유닛 (440)를 더욱 포함한다. 또한, 본 발명의 제2실시예에 따른 수신기는 대응하는 송신기에서 사용하는 부호화 방식과 동일한 부호화 방식을 통해 상기 복호기 (439)의 출력신호를 부호화하는 제2부호기 (441), 상기 제2부호기(441)의 출력신호를 인터리빙 하는 제2인터리버 (443), 상기 제2인터리버에 의해 인터리빙된 신호에 비트/심벌 매핑을 수행하는 비트/심벌 매퍼 (445), 그리고 상기 비트/심벌 매퍼(445)에 의해 생성된 심벌 정보를 이용하여 상기 신호검출 유닛(431)의 다음 반복 신호 검출 시 해당 심벌의 성분을 제거하는 계층 제거기 (447)를 더욱 포함한다.

간섭 제거 방식이 적용될 경우, 전체 시스템 성능은 각 계층이 검출되는 순서에 영향을 받는다. 플랫 페이딩 채널들에서는 이전 단계의 복호기 출력 신호로부터 추정된 결정 궤환 (decision feedback) 정보의 이용하여 간섭을 제거하는 것이 매우 효율적이다. 다시 말해, 하나의 계층이 검출되면, 검출된 계층을 위한 전체 결정 값들이 복호기에 전달되고 복호기의 출력은 재 부호화 되어 다음 계층에서의 간섭제거에 이용된다.

따라서, 하나의 계층에 속한 검출된 모든 결정 값들은 매 검출 단계마다 복호기에 전달되어야만 한다.

상기와 같이 구성된 본 발명의 제2실시예에 따른 수신기에서는 간섭제거가 수행되기 전, 전체 검출 과정 동안 한번의 연산에 의해 전체 계층에 대한 검출 순서가 결정되며, 동일한 검출순서가 모든 부채널에 적용된다.

본 발명의 제2실시예에서는, 검출 순서를 결정하기 위한 결정 요소로서 채널 용량 값을 이용한다.

를 k번째 부채널에서의 n번째 계층에 대한 섀논(Shannon) 용량이라 정의하면

는 수학식 22에 의해 구해진다.

불편 (unbiased) MMSE 필터링을 위해,

은 수학식 23과 같이 나타낼 수 있다.

여기서

는 k번째 부채널의 n번째 계층을 위한 MSE이다. 수학식 7을 수학식 9로 대체하면 다음 수학식 24와 같이 표현할 수 있다.

여기서

는 행렬 A의 (i, j) 원소이다. 이 경우, 결정 오류들과 관련된 항은 0으로 설정된다 (

).

행렬 전환 항등식 (A+BC)^-1=A^-1-A^-1B(CA^-1B+I)^-1CA^-1을 이용하면 수학식 24는 수학식 25와 같이 표현될 수 있다.

수학식 23과 수학식 25를 수학식 22에 대입하면

는 수학식 26 같다.

따라서 전체 부채널들에 걸친 n번째 계층의 용량

은 수학식 27과 같이 결정된다.

따라서,

을 기반으로 한 검출 순서를 선택할 수 있다.

을 최대가 되게 하는 계층을 선택하는 것은 수학식 28로 표현되는 매트릭 값을 최소화 하는 계층을 찾는 것과 같다.

모든 계층들에 대한 매트릭

이 계산된 후, 검출 순서는 오름차 순으로 결정된다. 본 발명에 따른 검출 방법에서 검출 순서는 각 단계에서 다를 수 있지만, 매 단계에서 순서를 갱신하는 것이 전체 성능 개선에 도움이 되지 않기 때문에 첫 단계에서 대표 검출 순서가 결정되면 복잡도를 줄이는 측면에서 갱신은 수행되지 않는다. 도 4에서 보는 바와 같이 대표 검출 순서 결정은 신호 검출 유닛 (431) 의 직전에 배치되는 대표 검출 순서 결정 유닛 (440)에 의해 수행되며 계층의 순서는

값에 따라 결정된다. 따라서, 본 발명의 신호 검출 및 복호화 방법에서 주파수 선택적 MIMO-OFDMA 환경에서 최적의 계층 순서를 결정하기 위한 표준 매트릭을 제공한다.

도 5 와 도 6은 각각 16QAM 및 64QAM을 적용한 경우 본 발명의 신호 검출 및 복호화 방법과 종래의 V-BLAST 방식의 프레임 오류 가능성 측면에서의 성능 비교 실험 결과를 보인 그래프들이다.

실험을 위해 송신 안테나와 수신 안테나의 수가 공히 4개이고 부호율 1/2의 길쌈부호가 이용되었으며, 길이 64 FFT를 가진 IEEE 802.11a 표준에 정의된 OFDM 방식을 가정하였으며, OFDM 심벌 구간은 0.8

의 보호구간을 포함한 4

이다. 이 실험에서는 지수 붕괴형 프로파일(exponentially decaying profile)을 가진 5 탭 다중 경로 채널이 이용되었다. 프레임 길이는 하나의 OFDM 심벌 구간으로 가정한다.

도 5에서 보는 바와 같이, 16QAM 을 적용한 경우, 본 발명에 따른 신호 검출 및 복호화 방법이 종래의 V-BLAST 및 디매핑 방식에 비해 1%의 FER 에서 각각 5dB 와 7dB의 이득을 보이고 있다. 따라서, 본 발명의 신호 검출 및 복호화 방법과 복호 방법을 조합할 경우 8dB의 이득을 얻을 수 있다. 이러한 성능 이득은 도 6에서와 같이 64QAM을 위해 확장될 수 있다.

이러한 개선은 본 발명에 따른 신호 검출 및 복호화 방법의 등화 과정에서의 결정 오류에 대한 고려와 소프트 비트 메트릭 생성을 통해 얻어진 것이다.

상기한 바와 같이, 본 발명의 신호 검출 및 복호화 방법에서는 결정 에러를 고려한 신규의 등화 행렬 G을 이용함으로써 부호화된 시스템(coded bit system)에서 괄목할 만한 시스템 성능 향상 효과를 얻을 수 있다.

또한, 본 발명의 신호 검출 및 복호화 방법에서는 최적의 소프트 비트 디맵퍼를 도입함으로써 연속 간섭 제거 알고리즘(successive interference canceling algorithm) 과 함께 주파수, 공간, 시간 다이버시티 등 다양한 다이버시티 이득을 기대할 수 있다.

또한, 본 발명의 신호 검출 및 복호화 방법에서는 등화 행렬의 수정을 통해 시스템 성능 개선 유도하기 때문에, 최소한의 수신기 복잡도 증가 만으로 최대의 시스템 성능 향상을 기대할 수 있다.

Claims

다중입출력 직교주파수분할다중화 기반의 통신시스템에 있어서,

다수의 수신 안테나를 통해 신호를 수신하고;

상기 수신 신호로부터, 심볼 결정시 발생할 수 있는 결정 오류를 고려하여, 심벌을 검출하고;

검출된 심벌로부터 전송된 원본 데이터를 복원하는 신호 검출 및 복호화 방법.
제 1항에 있어서, 상기 심벌은 최소 평균 자승 오류 (minimum mean square error: MMSE) 기반의 등화 행렬을 이용하여 결정되는 것을 특징으로 하는 신호 검출 및 복호화 방법.
제 2항에 있어서, 상기 등화 행렬은 수학식:

로 표현되며, 여기서
는 i번째 신호에 대한 채널 행렬이고, ^*는 복소 공액이고,
는 추정오류이고,
는
의 공분산 행렬이고,
이고,
는 단위행렬인 것을 특징으로 하는 신호 검출 및 복호화 방법.
제 3항에 있어서, 상기 등화 행렬은 오류
의 평균 자승 값이 최소가 되도록 설계되는 것을 특징으로 하는 신호 검출 및 복호화 방법.
제 3항에 있어서, 상기 결정 오류 공분산 행렬
는 수학식:

에 의해 구해지며, 여기서

은 조건적 기대치로서
과
이 각각의 부정확한 결정
과
로부터 발생한 것임을 나타내는 것을 특징으로 하는 신호 검출 및 복호화 방법.
제 5항에 있어서, 상기 결정 오류 공분산 행렬
의 대각 성분들
은 검출된 심볼에 대한 평균 자승 오류 값을 나타내는 것을 특징으로 하는 신호 검출 및 복호화 방법.
제 5항에 있어서, 상기 결정 오류 공분산 행렬
의 대각 성분들
은 부정확한 결정
에 의한 결정 오류
의 분산을 고려한 값들인 것을 특징으로 하는 신호 검출 및 복호화 방법.
제 5항에 있어서, 상기 결정 오류 공분산 행렬
의 대각 성분들 중 가장 작은 값을 갖는 성분의 위치에 의해 신호의 검출 순서가 결정되는 것을 특징으로 하는 신호 검출 및 복호화 방법.
제 5항에 있어서, 상기 심벌을 검출 단계는:

상기 결정 오류 공분산 행렬
에서 평균 자승 오류(MSE)가 최소인 위치 t 에 대응하는 전송된 심벌
의 로그우도비 (log likelihood ratio: LLR) 값을 구하고;

상기 LLR 값에 대응하는 심벌을 결정하는 것을 특징으로 하는 신호 검출 및 복호화 방법.
제 9항에 있어서, 상기 LLR 값은 수학식:
에 의해 구해지며, 여기서
는 전송 심벌
의 i 번째 비트이고, S는 수신 심벌들의 집합이고, s는 S의 원소이고,
는 i번째 비트의 값이 0인 S의 부분집합이고,
는 잔여 간섭-잡음 v의 분산이고,
인 것을 특징으로 하는 신호 검출 및 복호화 방법.
제 10항에 있어서, 상기 잔여 간섭-잡음은 수학식:

에 의해 구해지며, 여기서
는 등화 행렬
의 열인 것을 특징으로 하는 신호 검출 및 복호화 방법.
제 1항에 있어서, 상기 심벌을 검출하는 단계는:

동일 부채널을 통해 신호들이 수신되는 계층(layer)들에 대한 검출 순서를 결정하는 것을 더욱 포함하는 신호 검출 및 복호화 방법.
제 12항에 있어서, 상기 계층들의 검출 순서는 채널 용량이 큰 계층부터 내림차순으로 결정되는 것을 특징으로 하는 신호 검출 및 복호화 방법.
제 13항에 있어서, 상기 채널 용량은 수학식:
에 의해 산출되며, 여기서,
는 k번째 부채널에서의 n번째 계층에 대한 채널 용량인 것을 특징으로 하는 신호 검출 및 복호화 방법.
제 12항에 있어서, 상기 검출 순서는 n번째 계층에 대한 매트릭
이 작은 계층부터 올림차순으로 결정되는 것을 특징으로 하는 신호 검출 및 복호화 방법.
제 15항에 있어서, 상기 매트릭
은 수학식:
에 의해 산출되며, 여기서 H는 채널 행렬,
는 각 수신 안테나에서의 평균 수신 전력 대 잡음비, I는 단위 행렬인 것을 특징으로 하는 신호 검출 및 복호화 방법.
제 12항에 있어서, 상기 검출 순서는 하나의 부채널에 대해서만 결정되며, 결정된 검출 순서는 모든 부채널에 대해 동일하게 적용되는 것을 특징으로 하는 신호 검출 및 복호화 방법.