KR100946197B1 - 다중 입출력 무선통신 시스템에서 신호 검출 장치 및 방법 - Google Patents

다중 입출력 무선통신 시스템에서 신호 검출 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output) 무선통신 시스템에 관한 것으로, 수신단 장치는, 송신단의 다수의 송신 안테나들과 수신단의 다수의 수신 안테나들 간 채널 행렬을 추정하는 추정기와, 추정된 채널 행렬을 이용하여 수신신호에 포함된 간섭 및 잡음의 합을 추출하고, 상기 간섭 및 잡음의 합에 대한 공분산 행렬(covariance matrix)을 산출하는 필터와, 상기 공분산 행렬로부터 생성되는 신호처리 행렬을 이용하여 송신신호를 판단하는 검출기를 포함하여, 프리화이트닝 행렬을 산출하여 간섭 신호를 제거함으로써, 수신단의 신호 수신 성능이 향상되는 이점이 있다.
다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output), 간섭 제거(Interference Cancellation), 프리화이트닝 필터(Pro-whitening Filter)

Description

다중 입출력 무선통신 시스템에서 신호 검출 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR SIGNAL DETECTION IN MULTI INPUT MULTI OUTPUT WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 본 발명에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 2는 본 발명의 제 1 실시 예에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템에서 수신단의 신호 검출 절차를 도시하는 도면,
도 3은 본 발명의 제 2 실시 예에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템에서 수신단의 신호 검출 절차를 도시하는 도면, 및
도 4는 본 발명에 따른 간섭 제거 방식의 성능을 도시하는 도면.
본 발명은 다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output) 무선통신 시스템에 관한 것으로, 특히, 다중 입출력 무선통신 시스템에서 인접 셀로부터의 간섭 신호를 고려한 신호 검출 장치 및 방법에 관한 것이다.
다중 입출력 기술은 최근 크게 주목받는 분야로, 현재 활발한 연구가 진행되고 있다. 상기 다중 입출력 기술은 다수의 안테나들을 통한 다수의 스트림들을 이용하여 통신을 수행함으로써, 단일 안테나를 사용하는 경우보다 채널 용량을 크게 개선 시킬 수 있는 기술이다. 예를 들어, 송수신단이 모두 M개의 송신 안테나들 및 수신 안테나들을 사용하고, 각 안테나 간의 채널이 독립적이며, 대역폭과 전체 송신 전력이 고정되었을 경우, 평균 채널 용량은 단일 안테나에 비해 M배 증가하게 된다.
다중 입출력 무선통신 시스템에서 사용되는 대표적인 수신 방법은 MMSE(Minimum Mean Square Error) 및 ML(Maximum Likelihood) 방식을 들 수 있다. 상기 MMSE 및 ML 방식은 AWGN(Additive White Gaussian Noise)를 고려하여 송신신호를 판단하는 방식이다. 자세히 말하면, 상기 MMSE 방식은 수신된 신호에 특정 널링 행렬(Nulling Matrix)를 곱하여 송신신호를 판단하게 되는데, 이때 판단된 송신신호와 수신신호 간의 MSE(Mean Square Error) 값이 최소가 되는 널링 행렬을 선택하는 방식이다. 또한, 상기 ML 방식은 송신 가능한 모든 신호 조합과 수신된 신호를 비교하여 가장 근사한 송신신호를 선택하는 방식이다.
상기 MMSE 방식에서, 상기 널링 행렬은 하기 <수학식 1>과 같이 산출된다.
Figure 112007008727162-pat00001
상기 <수학식 1>에서, 상기 W는 널링 행렬, 상기 H는 채널 행렬, 상기 σ는 잡음의 표준 편차, 상기
Figure 112008007437542-pat00017
는 nT 크기의 단위 행렬, 상기 nT는 송신 안테나 개수를 나타낸다.
상기 ML 방식에서, k개의 송신신호를 가정할 때, 송신 가능한 신호 조합과 수신된 신호의 근사 정도는 하기 <수학식 2>와 같이 거리의 제곱으로 산출된다.
Figure 112007008727162-pat00002
상기 <수학식 2>에서 상기 y는 수신된 신호 백터, 상기 H는 채널 행렬, 상기
Figure 112008007437542-pat00003
은 수신단이 판단한 송신신호, 상기 hk는 k번째 송신신호에 대한 채널 벡터, 상기 xk는 k번째 송신신호, 상기 xk[m]은 k번째 송신신호에 대해 송신 가능한 m번째 신호, 즉, 성상도 개수, 상기 n은 잡음 벡터를 나타낸다.
즉, 상기 ML 방식에 따르는 수신단은 상기 <수학식 2>을 통해 산출된 값이 최소화되는 신호 조합을 송신신호로 결정한다.
상술한 바와 같이, 상기 MMSE 또는 ML 방식을 이용하여 다수의 안테나를 통해 송신된 신호를 판단할 수 있다. 하지만, 일반적인 셀룰러 시스템에서는 잡음뿐만 아니라 인접 셀로부터의 간섭도 존재한다. 즉, 상기 <수학식 1> 및 <수학식 2>에 나타난 바와 같이 잡음만을 고려한 상기 MMSE 및 ML 방식을 사용하는 경우, 상기 간섭에 의해서 시스템 성능이 열화될 가능성이 크다. 따라서, 상기 잡음과 함께 인접 셀로부터의 간섭을 고려한 신호 검출 방식이 제안되어야 한다.
따라서, 본 발명의 목적은 다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output) 무선통신 시스템에서 수신 성능을 향상시키기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 다중 입출력 무선통신 시스템에서 간섭 신호를 고려한 신호 검출 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 다중 입출력 무선통신 시스템에서 프리화이트닝(Pre-whitening) 행렬을 이용하여 간섭을 고려한 신호 검출을 수행하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 다중 입출력 무선통신 시스템에서 간섭과 잡음 합의 공분산 행렬(covariance matrix)의 역행렬을 이용하여 간섭을 고려한 신호 검출을 수행하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제 1 견지에 따르면, 다중 입출력(MIMO : Multi Input Multi Output) 무선통신 시스템에서 수신단 장치는, 송신단의 다수의 송신 안테나들과 수신단의 다수의 수신 안테나들 간 채널 행렬을 추정하는 추정기와, 추정된 채널 행렬을 이용하여 수신신호에 포함된 간섭 및 잡음의 합을 추출하고, 상기 간섭 및 잡음의 합에 대한 공분산 행렬을 산출하는 필터와, 상기 공분산 행렬로부터 생성되는 신호처리 행렬을 이용하여 송신신호를 판단하는 검출기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제 2 견지에 따르면, 다중 입출력 무선통신 시스템에서 신호 검출 방법은, 송신단의 다수의 송신 안테나들과 수신단의 다수의 수신 안테나들 간 채널 행렬을 추정하는 과정과, 추정된 채널 행렬을 이용하여 수신신호에 포함된 간섭 및 잡음의 합을 추출하는 과정과, 상기 간섭 및 잡음의 합에 대한 공분산 행렬을 산출하는 과정과, 상기 공분산 행렬로부터 생성되는 신호처리 행렬을 이용하여 송신신호를 판단하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
삭제
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단 된 경우 그 상세 한 설명은 생략한다.
이하 본 발명은 다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output) 무선통신 시스템에서 인접 셀로부터의 간섭 신호를 제거하고 신호를 검출하기 위한 기술에 대해 설명한다. 본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭함) 방식의 무선통신 시스템을 예로 들어 설명하며, 다른 방식의 무선통신 시스템에도 동일하게 적용될 수 있다.
삭제
무선통신 시스템에서 하향링크 통신 시, 단말이 서빙 기지국으로부터의 신호만을 수신하는 것이 이상적이다. 하지만, 주파수 재 사용율(frequency reuse factor)이 1인 경우, 인접 기지국도 동일한 자원을 사용하여 통신을 수행하기 때문에, 상기 단말은 인접 기지국으로부터의 신호도 수신하게 되고, 이는 단말에게 간섭으로 작용한다.
마찬가지로, 상향링크 통신 시, 기지국이 셀 내에 존재하는 단말들로부터의 신호만을 수신하는 것이 이상적이다. 하지만, 인접 셀의 기지국과 단말도 동일한 자원을 사용하여 통신을 수행하기 때문에, 상기 기지국은 인접 셀의 단말들로부터의 신호도 수신하게 되고, 이는 기지국에게 간섭으로 작용한다.
상기 간섭 신호는 수신된 신호에 특정한 선처리 행렬을 곱함으로써 제거될 수 있다. 따라서, 본 발명은 상기 간섭 신호 제거를 위한 선처리 행렬을 생성하는 방안을 제안한다. 여기서, 상기 선처리 행렬은 파일럿 신호와 같은 미리 약속된 신호를 이용하여 산출되며, 본 발명에서 이를 프리화이트닝(Pre-whitening) 행렬이라 정의한다. 즉, 본 발명에 따르는 수신단은 상기 프리화이트닝 행렬을 수신신호에 곱함으로써, 간섭이 제거된 수신신호를 획득할 수 있게 된다. 여기서, 상기 수신단은 상향링크의 경우 기지국, 하향링크의 경우 단말이다.
먼저, 간섭이 존재하는 상황에서의 수신신호는 하기 <수학식 3>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007008727162-pat00004
상기 <수학식 3>에서, 상기 y는 수신신호, 상기 H는 송신단과 수신단 간의 채널, 상기 x는 송신신호 벡터, 상기 n은 잡음, 상기 HI는 간섭 채널, 상기 xI는 간섭 송신신호를 나타낸다.
수신단은 채널 추정을 수행함으로써 상기 송신단과 수신단 간의 채널 행렬 H를 알 수 있고, 미리 약속된 파일럿 신호와 같은 경우 상기 송신단의 송신신호 x도 알 수 있다. 이때, 상기 수신단은 주파수축 또는 시간축에서 연속되는 채널 값들을 평균화함으로써, 간섭신호의 영향을 제거하며 채널 행렬을 추정한다. 추정된 채널 행렬 H와 송신신호 x의 곱을 상기 수신신호 y에서 감산함으로써, 상기 수신단은 간섭 성분 HIxI 및 잡음 성분 n의 합을 추출할 수 있다. 여기서, 상기 간섭 성분 HIxI 및 잡음 성분 n의 합과 상기 프리화이트닝 행렬의 관계는 하기 <수학식 4>와 같다.
Figure 112007008727162-pat00005
Figure 112007008727162-pat00006
Figure 112007008727162-pat00007
Figure 112007008727162-pat00008
상기 <수학식 4>에서, 상기 n'는 간섭 신호와 잡음의 합, 상기 Rn'n'는 상기 n'의 공분산 행렬(Covariance Matrix), 상기 HI는 간섭 채널 행렬, 상기 S는 간섭 신호, 상기 n은 잡음, 상기 IM은 크기 M인 단위 행렬, 상기 CnR×nR은 잡음의 공분산 행렬, 상기 L은 프리화이트닝 역행렬을 나타낸다.
즉, 상기 <수학식 4>에서 유도된 바와 같이, 상기 수신단은 상기 간섭 신호와 잡음의 합 n'를 이용하여 간섭 제거를 위한 프리화이트닝 행렬을 산출한다. 다시 말해, 상기 수신단은 상기 간섭 신호와 잡음의 합 n'에 대한 공분산 행렬을 콜레스키(Cholesky) 연산하여 상기 프리화이트닝 행렬 L-1을 얻는다.
상술한 바와 같이, 상기 수신단은 MMSE 또는 ML 방식의 신호 검출을 수행하기에 앞서, 상기 프리화이트닝 행렬을 수신신호와 곱하여 간섭을 제거함으로써, 송신신호 판단의 신뢰성을 향상시킬 수 있다.
이하 본 발명은 상술한 방식에 따라 간섭을 제거하기 위한 수신단의 구성 및 동작 절차를 도면을 참조하여 상세히 설명한다.
도 1은 본 발명에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하고 있다.
상기 도 1에 도시된 바와 같이, 상기 수신단은 다수의 RF(Radio Frequency) 수신기들(101-1 내지 101-N), 다수의 아날로그 디지털 변환기(Analog to Digital Converter, 이하 'ADC'라 칭함)들(103-1 내지 103-N), 다수의 OFDM 복조기들(105-1 내지 105-N), 다수의 부반송파 추출기들(107-1 내지 107-N), 다수의 채널 추정기들(109-1 내지 109-N), 프리화이트닝 필터(111), 다중 입출력 신호 검출기(113), 복조기(115) 및 복호화기(117)를 포함하여 구성된다.
상기 다수의 RF 수신기들(101-1 내지 101-N)은 각각의 안테나를 통해 수신되는 신호들을 기저대역 신호로 하향 변환한다. 상기 다수의 ADC들(103-1 내지 103-N)은 제공되는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다. 상기 다수의 OFDM 복조기들(105-1 내지 105-N)은 FFT(Fast Fourier Transform) 연산을 통해 제공되는 OFDM 심벌을 부반송파 별 신호들로 변환한다.
상기 다수의 부반송파 추출기들(107-1 내지 107-N)은 병렬로 제공되는 부반송파별 신호들을 사상(Mapping)되기 전 형태로 변환한다. 또한, 상기 다수의 부반송파 추출기들(107-1 내지 107-N)은 파일럿 신호를 추출하여 상기 다수의 채널 추정기들(109-1 내지 109-N)로 출력하고, 데이터 신호를 추출하여 상기 프리화이트닝 필터(111)로 출력한다. 상기 다수의 채널 추정기들(109-1 내지 109-N)은 수신된 신호를 제공받아 해당 안테나에 대한 송신단과의 채널 행렬을 추정한다. 여기서, 상기 채널 추정은 파일럿 신호와 같이 미리 약속된 신호를 이용하여 수행되며, 주파수축 또는 시간축에서 연속되는 채널 값들을 평균화함으로써, 간섭신호의 영향을 제거하며 수행된다.
상기 프리화이트닝 필터(111)는 상기 다수의 부반송파 추출기들(107-1 내지 107-N)로부터 제공되는 수신신호에서 간섭을 제거하기 위한 필터이다. 다시 말해, 상기 프리화이트닝 필터(111)는 상기 다수의 채널 추정기들(109-1 내지 109-N)로부터 제공되는 채널 정보와 원래의 파일럿 신호 값을 이용하여 수신단으로부터 간섭 신호와 잡음의 합을 산출하고, 상기 간섭 신호와 잡음의 합에 대한 공분산 행렬을 산출한다. 그리고, 상기 프리화이트닝 필터(111)는 상기 공분산 행렬로부터 프리화이트닝 행렬을 산출한다. 예를 들어, 상기 프리화이트닝 필터(111)는 콜레스키 연산을 통해 상기 공분산 행렬로부터 상기 프리화이트닝 행렬을 산출한다. 여기서, 상기 프리화이트닝 필터(111)는 소정 주기 마다 상기 프리화이트닝 행렬을 갱신한다. 예를 들어, 상기 갱신은 매 프레임마다 수행될 수 있으며, 시스템의 운용 정책에 따라 달라진다.
상기 다중 입출력 검출기(113)는 상기 프리화이트닝 필터(111)로부터 제공되는 상기 프리화이트닝 필터를 이용하여 송신신호를 판단한다. 다시 말해, 상기 다중 입출력 검출기(113)는 수신신호 및 채널 행렬에 상기 프리화이트닝 필터를 각각 곱하고, 상기 프리화이트닝 필터와 곱해진 수신신호 및 채널 행렬을 이용하여 송신신호를 판단한다. 예를 들어, 상기 다중 입출력 검출기(113)는 MMSE 방식 또는 ML 방식에 따라 송신신호를 판단한다. 상기 MMSE 방식에 따르는 경우, 상기 다중 입출력 검출기(113)는 하기 <수학식 5>와 같이 널링(Nulling) 행렬을 산출하여 송신신호를 판단한다.
Figure 112007008727162-pat00009
상기 <수학식 5>에서 상기 W는 널링 행렬, 상기 L-1은 프리화이트닝 행렬, 상기 H'는 프리화이트닝 행렬이 곱해진 채널, 상기 InT는 nT 크기의 단위 행렬을 나타낸다.
상기 ML 방식에 따르는 경우, 상기 다중 입출력 검출기(113)는 송신 가능한 신호 조합과 수신된 신호와의 근사 정도를 비교하여 송신신호를 판단한다. 예를 들어, 상기 다중 입출력 검출기(113)는 하기 <수학식 6>과 같이 상기 송신 가능한 신호 조합과 수신된 신호 간의 거리의 제곱 값을 비교하여 송신신호를 판단한다.
Figure 112007008727162-pat00010
상기 <수학식 6>에서, 상기 y'는 프리화이트닝 행렬이 곱해진 수신신호, 상기 H'는 프리화이트닝 행렬이 곱해진 채널, 상기 x는 송신신호, 상기 Rn'n'는 간섭 신호와 잡음의 합에 대한 공분산 행렬을 나타낸다.
상기 <수학식 6>은 나타난 바와 같이, 상기 프리화이트닝 필터(111)를 통과한 수신신호 및 채널 행렬을 이용하여 산출된 결과 값은 상기 프리화이트닝 필터(111)를 통과하지 않은 수신신호 및 채널 행렬을 이용해 산출된 결과 값에 Rn'n' -1이 곱해진 형태로 얻어진다. 즉, 상기 <수학식 6>을 다시 쓰면 하기 <수학식 7>과 같다.
Figure 112007008727162-pat00011
상기 <수학식 7>에서, 상기 y는 수신신호, 상기 H는 채널, 상기 x는 송신신호, 상기 Rn'n'는 간섭 신호와 잡음의 합에 대한 공분산 행렬을 나타낸다.
따라서, ML 방식의 신호 검출을 수행하는 수신단의 경우, 상기 프리화이트닝 필터(111)를 구성하지 않고 상기 다중 입출력 검출기(113)에서 상기 간섭 신호와 잡음의 합에 대한 공분산 행렬의 역행렬(Rn'n' -1)을 곱해줌으로써, 상기 프리화이트닝 필터(111)를 사용한 것과 동일한 결과를 얻을 수 있다. 여기서, 상기 간섭 신호와 잡음의 합에 대한 공분산 행렬의 역행렬(Rn'n' -1)은 상기 다중 입출력 검출기(113)에서 산출되거나 또는 별도로 구성된 블록에서 산출될 수 있다.
상기 복조기(115)는 제공되는 복소 심벌을 해당 성상도에 따라 비트열로 변환한다. 상기 복호화기(117)는 제공되는 비트열을 해당 방식에 따라 복호화하여 정보 비트열로 변환한다. 여기서, 상기 복조기(115) 및 복호화기(117)는 경우에 따라 복수개로 구성될 수 있다.
본 발명에 따른 수신단은 간섭 및 잡음의 합에 대한 공분산 행렬을 산출하고, 상기 공분산 행렬로부터 생성되는 신호처리 행렬을 이용하여 간섭을 고려한 신호 검출을 수행한다. 여기서, 상기 신호처리 행렬은 프리화이트닝 행렬 또는 상기 공분산 행렬의 역행렬이며, 본 발명은 각 경우에 따르는 2가지 실시 예를 갖는다. 이하 본 발명은 상기 프리화이트닝 행렬을 사용하는 경우를 도 2를 참조하여 설명하고, 상기 공분산 행렬의 역행렬을 사용하는 경우를 도 3을 참조하여 설명한다.
도 2는 본 발명의 제 1 실시 예에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템에서 수신단의 신호 검출 절차를 도시하고 있다.
삭제
상기 도 2를 참조하면, 상기 수신단은 201단계에서 데이터 신호 및 파일럿 신호가 수신되는지 확인한다. 여기서, 상기 파일럿 신호는 채널 추정을 위해 미리 약속된 신호를 의미한다.
상기 데이터 신호 및 파일럿 신호가 수신되면, 상기 수신단은 203단계로 진행하여 송신단과의 채널 행렬을 추정한다. 즉, 상기 수신단은 상기 파일럿 신호를 이용하여 상기 채널 행렬을 추정한다. 이때, 상기 수신단은 주파수축 또는 시간축에서 연속되는 채널 값들을 평균화함으로써, 간섭신호의 영향을 제거하며 채널 행렬을 추정한다.
이후, 상기 수신단은 205단계로 진행하여 프리화이트닝 행렬의 갱신 주기인지 확인한다. 예를 들어, 상기 프리화이트닝 행렬의 갱신은 채널 추정 단위인 매 타일마다 수행되거나 매 프레임마다 수행될 수 있다. 상기 프리화이트닝 행렬의 주기는 시스템 운용 정책에 따라 달라질 수 있다.
만일, 상기 프리화이트닝 행렬의 갱신 주기가 아니면, 상기 수신단은 211단계로 진행하여 상기 데이터 신호에 상기 기 산출된 프리화이트닝 행렬을 곱하고, 이후의 절차를 진행한다.
반면, 상기 프리화이트닝 행렬의 갱신 주기이면, 상기 수신단은 207단계로 진행하여 간섭 신호 및 잡음의 합을 산출한다. 즉, 상기 수신단은 수신된 파일럿 신호에서 송신단과의 채널 및 송신 파일럿 신호 성분을 제외함으로써 상기 간섭 신 호 및 잡음의 합을 산출한다.
상기 간섭 신호 및 잡음의 합을 산출한 후, 상기 수신단은 209단계로 진행하여 상기 간섭 신호 및 잡음의 합을 이용하여 상기 프리화이트닝 행렬을 산출한다. 다시 말해, 상기 수신단은 상기 간섭 신호 및 잡음의 합에 대한 공분산 행렬을 산출하고, 상기 공분산 행렬을 콜레스키 연산하여 상기 프리화이트닝 행렬을 산출한다.
상기 프리화이트닝 행렬을 산출한 후, 상기 수신단은 211단계로 진행하여 상기 수신신호에 상기 프리화이트닝 행렬을 곱한다.
상기 프리화이트닝 행렬을 곱한 후, 상기 수신단은 213단계로 진행하여 상기 프리화이트닝 행렬이 곱해진 수신신호 및 채널 행렬을 이용하여 상기 데이터 신호에 대한 송신신호를 검출한다. 예를 들어, 상기 수신단은 MMSE 방식 또는 ML 방식에 따라 상기 송신신호를 검출한다.
도 3은 본 발명의 제 2 실시 예에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템에서 수신단의 신호 검출 절차를 도시하고 있다. 상기 도 3은 ML 방식을 사용하는 수신단에서 수신신호에 프리화이트닝 행렬을 직접 곱하지 않는 실시 예의 동작 절차를 도시하고 있다.
상기 도 3을 참조하면, 상기 수신단은 301단계에서 데이터 신호 및 파일럿 신호가 수신되는지 확인한다. 여기서, 상기 파일럿 신호는 채널 추정을 위해 미리 약속된 신호를 의미한다.
상기 데이터 신호 및 파일럿 신호가 수신되면, 상기 수신단은 303단계로 진행하여 송신단과의 채널 행렬을 추정한다. 즉, 상기 수신단은 상기 파일럿 신호를 이용하여 상기 채널 행렬을 추정한다. 이때, 상기 수신단은 주파수축 또는 시간축에서 연속되는 채널 값들을 평균화함으로써, 간섭신호의 영향을 제거하며 채널 행렬을 추정한다.
상기 채널 행렬을 추정한 후, 상기 수신단은 305단계로 진행하여 간섭 신호 및 잡음의 합을 산출한다. 즉, 상기 수신단은 수신된 파일럿 신호에서 송신단과의 채널 및 송신 파일럿 신호 성분을 제외함으로써 상기 간섭 신호 및 잡음의 합을 산출한다.
상기 간섭 신호 및 잡음의 합을 산출한 후, 상기 수신단은 307단계로 진행하여 상기 간섭 신호 및 잡음의 합에 대한 공분산 행렬의 역행렬인 Rn'n' - 1값을 산출한다.
상기 Rn'n' -1값을 산출한 후, 상기 수신단은 309단계로 진행하여 수신신호와 송신 가능한 신호 조합 간 근사 정도를 산출한 값, 즉, ML 메트릭(metric)에 상기 Rn'n' -1값을 곱한다. 즉, 상기 수신단은 상기 <수학식 7>에 나타난 바와 같은 형태의 결과 값을 얻는다.
이후, 상기 수신단은 311단계로 진행하여 상기 309단계의 결과 값에 따라 송신신호를 판단한다. 다시 말해, 상기 수신단은 상기 근사 정도를 산출한 값과 상기 Rn'n' -1값을 곱한 결과 값이 가장 작은 신호 조합을 송신신호로 판단한다.
도 4는 본 발명에 따른 간섭 제거 방식의 성능을 도시하고 있다.
상기 도 4는 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16e의 규격에 따르는 무선통신 시스템을 가정하여 모의 실험한 결과를 도시하고 있다. 상기 도 4에서, 가로 축은 신호대 잡음비(SNR : Signal to Noise Ratio)를 나타내며, 세로 축은 패킷 에러율(PER : Packet Error Rate)를 나타낸다. 상기 모의 실험은 두 가지의 수신 방식을 고려하고 있다. 첫 번째 방식은 초기 수신시 ML 방식으로 수신하고, 그 결과를 이용하여 간섭 제거(IC : Interference Cancellation)를 수행한 후, 다시 그 결과를 최대비 결합(MRC : Maximum Ratio Combining)하는 ML-IC-MRC 방식이다. 그리고, 두 번째 방식은 초기 수신시 ML 방식으로 수신하고, 그 결과를 이용하여 간섭 제거(IC : Interference Cancellation)를 수행한 후, 다시 그 결과를 MMSE 결합하는 ML-IC-MMSE 방식이다.
상기 도 4의 (a)는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 1/2, 16-QAM( Quadrature Amplitude modulation) 1/2 방식으로 변조 및 부호화하고 8 슬롯(Slot)의 버스트(Burst)를 할당한 경우의 모의실험 결과를 도시하고 있다. 또한, 외부 셀 간섭은 1명의 단일 입출력(SISO : Single Input Single Output) 단말이며, 간섭의 크기는 현재 송수신중인 신호 대비 10dB, 16dB를 가정하고 있다. 상기 도 4의 (a)를 참조하면, 외부 셀의 간섭이 상대적으로 적기 때문에 성능 향상은 많지 않다. 하지만, 본 발명에 따른 프리화이트닝 필터를 적용함으로써, 적용 전보다 성능이 향상되는 것을 확인할 수 있다.
상기 도 4의 (b)는 QPSK 1/2, 8 슬롯 할당, 송수신신호대 간섭신호의 비(SIR :Signal to Interference Ratio)가 5dB인 경우와 16-QAM 1/2, 8슬롯 할당, 송수신신호대 간섭신호의 비가 10dB인 경우의 모의 실험 결과를 도시하고 있다. 즉, 상기 도 4의 (b)는 외부 간섭이 상기 도 4의 (a)보다 큰 경우를 가정한 모의 실험 결과를 도시하고 있다. 이 경우, 성능 향상치가 상기 도 4의 (a)의 경우보다 큰 것을 확인할 수 있다.
상기 도 4의 (c)는 QPSK 1/2, 8 슬롯 할당, 송수신신호대 간섭신호의 비가 3dB인 경우와 16-QAM 1/2, 8슬롯 할당, 송수신신호대 간섭신호의 비가 7dB인 경우의 모의 실험 결과를 도시하고 있다. 즉, 상기 도 4의 (c)는 가장 외부 간섭이 큰 상황을 가정한 모의 실험 결과를 도시하고 있다. 상기 도 4의 (c)를 참조하면, 외부 간섭이 매우 큰 상황이기 때문에 본 발명에 따른 프리화이트닝 필터를 적용하지 않는다면, 높은 신호대 잡음비에서도 패킷 에러율이 개선되지 않는다. 하지만, 상기 도 4의 (c)에 도시된 바와 같이, 상기 프리화이트닝 필터를 적용함으로 인해, 큰 성능 향상이 발생하는 것을 확인할 수 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같이, 다중 입출력 무선통신 시스템에서 프리화이트닝 행렬을 산출하여 간섭 신호를 제거함으로써, 수신단의 신호 수신 성능이 향상되는 이점이 있다.

Claims (24)

  1. 다중 입출력(MIMO : Multi Input Multi Output) 무선통신 시스템에서 수신단 장치에 있어서,
    송신단의 다수의 송신 안테나들과 수신단의 다수의 수신 안테나들 간 채널 행렬을 추정하는 추정기와,
    수신신호에서 미리 약속된 신호와 추정된 채널 행렬의 곱을 감산함으로써 상기 수신신호에 포함된 간섭 및 잡음의 합을 추출하고, 하기 수식과 같이 상기 간섭 및 잡음의 합에 대한 공분산 행렬(covariance matrix)을 산출하고, 상기 공분산 행렬의 역행렬을 산출하여 검출기로 제공하는 필터와,
    상기 공분산 행렬의 역행렬을 이용하여 송신신호를 판단하는 상기 검출기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치,
    Figure 112009072133751-pat00041
    여기서, 상기
    Figure 112009072133751-pat00042
    는 상기 공분산 행렬, 상기
    Figure 112009072133751-pat00043
    는 기대값 연산자, 상기
    Figure 112009072133751-pat00044
    는 상기 간섭 및 잡음의 합, 상기
    Figure 112009072133751-pat00045
    는
    Figure 112009072133751-pat00046
    의 전치 켤레(tranpose conjugate) 행렬을 의미함.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 추정기는, 주파수축 또는 시간축에서 연속되는 채널 값들을 평균화함으로써, 간섭신호의 영향을 제거하며 채널 행렬을 추정하는 것을 특징으로 하는 장치.
  3. 삭제
  4. 삭제
  5. 삭제
  6. 삭제
  7. 삭제
  8. 삭제
  9. 삭제
  10. 삭제
  11. 제 1항에 있어서,
    상기 검출기는,
    수신신호와 송신 가능한 신호 조합들 각각 간 근사치들 각각과 상기 공분산 행렬의 역행렬을 곱하고, 가장 작은 곱의 결과 값에 대응되는 신호 조합을 송신신호로 판단하는 것을 특징으로 하는 장치.
  12. 제 11항에 있어서,
    상기 근사치들은, 수신신호와 송신 가능한 신호 조합들 각각 간 거리의 제곱인 것을 특징으로 하는 장치.
  13. 다중 입출력(MIMO : Multi Input Multi Output) 무선통신 시스템에서 신호 검출 방법에 있어서,
    송신단의 다수의 송신 안테나들과 수신단의 다수의 수신 안테나들 간 채널 행렬을 추정하는 과정과,
    수신신호에서 미리 약속된 신호와 추정된 채널 행렬의 곱을 감산함으로써 상기 수신신호에 포함된 간섭 및 잡음의 합을 추출하는 과정과,
    상기 간섭 및 잡음의 합에 대한 공분산 행렬(covariance matrix)을 산출하는 과정과,
    상기 공분산 행렬의 역행렬을 산출하는 과정과,
    상기 공분산 행렬의 역행렬을 이용하여 송신신호를 판단하는 과정을 포함하며,
    상기 공분산 행렬은, 하기 수식과 같이 산출되는 것을 특징으로 하는 방법,
    Figure 112009072133751-pat00047
    여기서, 상기
    Figure 112009072133751-pat00048
    는 상기 공분산 행렬, 상기
    Figure 112009072133751-pat00049
    는 기대값 연산자, 상기
    Figure 112009072133751-pat00050
    는 상기 간섭 및 잡음의 합, 상기
    Figure 112009072133751-pat00051
    는
    Figure 112009072133751-pat00052
    의 전치 켤레(tranpose conjugate) 행렬을 의미함.
  14. 제 13항에 있어서,
    상기 채널 행렬을 추정하는 과정은,
    주파수축 또는 시간축에서 연속되는 채널 값들을 평균화함으로써, 간섭신호의 영향을 제거하며 채널 행렬을 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 삭제
  16. 삭제
  17. 삭제
  18. 삭제
  19. 삭제
  20. 삭제
  21. 삭제
  22. 삭제
  23. 제 13항에 있어서,
    상기 공분산 행렬의 역행렬을 이용하여 송신신호를 판단하는 과정은,
    수신신호와 송신 가능한 신호 조합들 각각 간 근사치들 각각과 상기 공분산 행렬의 역행렬을 곱하는 과정과,
    가장 작은 곱의 결과 값에 대응되는 신호 조합을 송신신호로 판단하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  24. 제 23항에 있어서,
    상기 근사치들은, 수신신호와 송신 가능한 신호 조합들 각각 간 거리의 제곱인 것을 특징으로 하는 방법.
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