KR100945419B1 - 광대역 무선통신 시스템에서 슬라이딩 윈도우 채널 추정장치 및 방법 - Google Patents

광대역 무선통신 시스템에서 슬라이딩 윈도우 채널 추정장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 광대역 무선통신 시스템에서 채널 추정에 관한 것으로, 이동 속도를 추정하는 추정기와, 상기 이동 속도를 이용하여 슬라이딩 윈도우(Sliding Windows)에 포함된 파일럿 심벌들 각각과 추정하고자 하는 채널의 파일럿 심벌 간의 시간 상관 값을 계산하는 제1계산기와, 상기 시간 상관 값을 이용하여 상기 파일럿 심벌들 각각에 대한 가중치 계수들을 계산하는 제2계산기와, 상기 가중치 계수들 각각을 대응되는 파일럿 심벌에 곱하고, 상기 가중치 계수들과 곱해진 파일럿 심벌들을 평균화함으로써 채널 추정 값을 계산하는 제3계산기를 포함하여, 가중치를 적용한 슬라이딩 윈도우 채널 추정을 수행함으로써, 시스템은 시변하는 무선 채널에 대해 최적의 채널 추정 값을 획득할 수 있다.
OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access), 슬라이딩 윈도우(Sliding Windows), MSE(Mean Square Error), 가중치 계수

Description

광대역 무선통신 시스템에서 슬라이딩 윈도우 채널 추정 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR ESTIMATING CHANNEL USING SLIDING WINDOWS IN BROADBAND WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 광대역 무선통신 시스템에서 제 1 예에 따른 부채널 구조를 도시하는 도면,
도 2는 광대역 무선통신 시스템에서 제 2 예에 따른 부채널 구조를 도시하는 도면,
도 3은 본 발명에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 제 1 예에 따른 부채널에서 채널 추정을 위한 심벌 사용 예를 도시하는 도면,
도 4는 본 발명에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 제 2 예에 따른 부채널에서 채널 추정을 위한 심벌 사용 예를 도시하는 도면,
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 채널 추정부의 블록 구성을 도시하는 도면, 및
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 채 널 추정 절차를 도시하는 도면.
본 발명은 광대역 무선통신 시스템에 관한 것으로, 특히 상기 광대역 무선통신 시스템에서 채널을 추정하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
차세대 통신 시스템인 4세대(4th Generation, 이하 '4G'라 칭함) 통신 시스템에서는 약 100Mbps의 전송 속도를 이용하여 다양한 서비스 품질(Quality of Service, 이하 'QoS' 칭함)을 가지는 서비스들을 사용자들에게 제공하기 위한 활발한 연구가 진행되고 있다. 특히, 현재 4G 통신 시스템에서는 무선 근거리 통신 네트워크 시스템 및 무선 도시 지역 네트워크 시스템과 같은 광대역 무선 접속(BWA : Broadband Wireless Access) 통신 시스템에 이동성과 QoS을 보장하는 형태로 고속 서비스를 지원하도록 하는 연구가 활발하게 진행되고 있다.
상기 4G 통신 시스템의 대표적인 통신 시스템은 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16 통신 시스템이다. 상기 IEEE 802.16 통신 시스템은 상기 무선통신 시스템의 물리 채널(Physical Channel)에 광대역(Broadband) 전송 네트워크를 지원하기 위해 상기 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭함)/직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'이라 칭함) 방식을 적용한 통신 시스템이다.
상기 OFDM 방식의 통신 시스템은 TDD(Time Division Multiplexing) 방식으로 OFDM 심벌을 송수신한다. 여기서, 상기 OFDM 심벌은 다수의 복소 심벌(Complex Symbol)들을 주파수 축에 매핑하고, IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 연산을 수행함으로써 생성되는 심벌이다. 즉, 상기 OFDM 방식의 통신 시스템은 데이터 심벌 및 특정 목적을 위한 신호를 부반송파(Subcarrier)라 불리는 물리적 주파수 자원에 매핑하여 송수신한다.
광대역 무선통신 시스템은 고품질 데이터를 고속으로 송수신해야 하므로, 시스템은 제한된 무선 자원을 효율적으로 사용하기 위해 무선 채널에 대한 정보가 필요하다. 다시 말해, 변복조 및 복호 기법, 다중 채널에 대한 수신 기법 등과 같은 신호 검파와 관련된 기법들을 선택하는데 있어서, 상기 시스템은 무선 채널의 상태 정보와 간섭 정보를 참조하여 최적의 기법을 선택하여야 한다. 즉, 상기 무선 채널에 대한 정보의 정확도에 따라 상기 시스템의 성능이 좌우된다고 할 수 있다.
상기 채널 정보를 획득하기 위한 신호의 한 예로 파일럿(Pilot) 심벌을 들 수 있다. 일반적으로, 상기 파일럿 심벌은 부채널 내에서 주파수 영역과 시간 영역에 골고루 분포하여 데이터 심벌들 사이에 위치한다. 즉, 수신단은 데이터 심벌들과 섞여 수신된 파일럿 심벌들을 이용하여 채널을 추정함으로써, 데이터 심벌들을 검파하기 위한 무선 채널의 정보를 얻을 수 있다. 이때, 상술한 바와 같이, 상기 채널 추정의 정확도에 따라 시스템의 성능이 좌우되므로, 보다 정확한 채널 추정 값을 획득하기 위한 대안이 제시되어야 한다.
따라서, 본 발명의 목적은 광대역 무선통신 시스템에서 채널 추정의 정확도를 향상시키기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 광대역 무선통신 시스템에서 슬라이딩 윈도우(Sliding Window)를 이용한 채널 추정 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 광대역 무선통신 시스템에서 슬라이딩 윈도우 채널 추정을 위한 가중치 계산 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제 1 견지에 따르면, 광대역 무선통신 시스템에서 수신단 장치는, 이동 속도를 추정하는 추정기와, 상기 이동 속도를 이용하여 슬라이딩 윈도우에 포함된 파일럿 심벌들 각각과 추정하고자 하는 채널의 파일럿 심벌 간의 시간 상관 값을 계산하는 제1계산기와, 상기 시간 상관 값을 이용하여 상기 파일럿 심벌들 각각에 대한 가중치 계수들을 계산하는 제2계산기와, 상기 가중치 계수들을 대응되는 파일럿 심벌에 곱하고, 상기 가중치 계수들과 곱해진 파일럿 심벌들을 평균화하여 채널 추정 값을 계산하는 제3계산기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제 2 견지에 따르면, 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 채널 추정 방법은, 이동 속도를 추정하는 과정과, 상기 이동 속도를 이용하여 슬라이딩 윈도우에 포함된 파일럿 심벌들 각각과 추정하고자 하는 채널의 파일럿 심벌 간의 시간 상관 값을 계산하는 과정과, 상기 시간 상관 값을 이용하여 상기 파일럿 심벌들 각각에 대한 가중치 계수들을 계산하는 과정과, 상기 가중치 계수들을 대응되는 파일럿 심벌에 곱하고, 상기 가중치 계수들과 곱해진 파일럿 심벌들을 평균화하여 채널 추정 값을 계산하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우, 그 상세한 설명은 생략한다.
이하 본 발명은 광대역 무선통신 시스템에서 파일럿 심벌별 가중치를 적용한 슬라이딩 윈도우(Sliding Window) 채널 추정 기술에 대해 설명한다. 본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭함) 방식의 무선통신 시스템을 예로 들어 설명하며, 다중 반송파를 사용하는 무선통신 시스템이라면 동일하게 적용될 수 있다.
먼저 본 발명에서 고려하고 있는 부채널(Subchannel) 구조 및 상기 부채널 구조에 따른 채널 추정 방식에 대해 설명한다.
도 1은 타일 단위로 자원이 할당되는 구조의 부채널을 도시하고 있다. 여기서, 상기 타일은 주파수축, 시간축 상에서 4×3 개의 심벌이 모여 구성되며, 4개의 파일럿 심벌과 8개의 데이터 심벌을 포함하는 자원의 단위이다. 상기 도 1을 참조하면, 상기 도 1은 슬롯(Slot)이라 불리는 특정 시간 할당 영역들을 도시하고 있으며, 상기 슬롯들은 다수의 부채널들의 집합으로 구성된다. 상기 도 1에 도시된 바와 같이, 상기 부채널은 다수의 타일들을 포함하며, 상기 도 1에서는 6개의 타일들이 1개의 부채널을 구성하고 있다. 이때, 시간축으로 인접한 타일들은 동일한 단말에게 할당될 수도 있고, 서로 다른 단말들에게 의해 사용될 수도 있다. 상기 시간축으로 인접한 타일들이 동일한 단말에게 할당되는 상태를 부채널 순환이 디스에이블(Disable)된 상태라 하고, 상기 시간축으로 인접한 타일들이 서로 다른 단말들에게 할당되는 상태를 부채널 순환이 인에이블(Enable)된 상태라 한다.
다음으로, 도 2는 주파수 대역별로 자원이 할당되는 구조의 부채널을 도시하고 있다. 상기 도 2에 도시된 바와 같이, 각 부채널은 연속된 일정 크기의 주파수 대역을 포함하며, 시간축으로 인접한 심벌들은 동일한 부채널에 포함된다. 즉, 시간축으로 인접한 자원은 동일한 송신단에 의해 사용된다. 그리고, 각 부채널은 다수의 데이터 심벌들 및 다수의 파일럿 심벌들을 포함한다.
상기 도 1 및 상기 도 2에 도시된 바와 같이, 각 부채널은 데이터 심벌들 및 파일럿 심벌들을 포함한다. 이때, 송신단에서 송신된 데이터 심벌들 및 파일럿 심벌들은 무선 채널을 거치면서 왜곡되어 수신단으로 수신된다. 따라서, 상기 수신단은 상기 파일럿 심벌를 이용하여 채널을 추정하고, 상기 추정된 채널 값을 이용하여 채널 왜곡을 보상한 후, 연판정 값을 구한다. 예를 들어, 상기 도 1에 도시된 구조와 같은 부채널을 통해 상향링크 통신을 수행하는 경우, 기지국은 파일럿 심벌을 이용하여 주파수 옵셋(Offset)과 타이밍 옵셋을 추정 및 보상하고, 채널 추정을 수행하여 위상 천이와 진폭 변이를 보상한다. 그리고, 상기 기지국은 상기 파일럿 심벌을 이용한 잡음 추정을 수행하여 신호대 잡음비(SNR : Signal to Noise Ratio)를 구해 채널 상태를 추정 후, 채널 추정값을 이용하여 연판정 값을 계산한다.
상술한 바와 같이, 상기 채널 추정 값이 연판정 값 계산에 이용되므로, 상기 채널 추정 값의 정확도는 시스템의 수신 성능을 좌우하게 된다. 상기 도 1과 같은 부채널의 경우, 각 타일 당 4개의 파일럿 심벌들이 채널 추정을 위해 송신된다. 이때, 부채널 순환이 인에이블된 경우, 하나의 송신단이 사용하는 타일들의 주파수축 위치가 매 슬롯마다 다르므로, 각 타일의 채널 추정은 타일들 각각에 포함된 파일럿 심벌들만을 이용하여 수행되어야 한다. 하지만, 부채널 순환이 디스에이블된 경우, 하나의 송신단이 동일한 주파수축의 타일들을 연속하여 사용하므로, 채널 추정은 시간축으로 인접한 타일들 내에 위치한 다수의 파일럿 심벌들을 이용하여 수행될 수 있다. 또한, 상기 도 2와 같은 부채널의 경우, 상기 도 1과 같은 구조에서 부채널 순환이 디스에이블된 경우와 동일하게, 채널 추정은 시간축으로 인접한 다수의 파일럿 심벌들을 이용하여 수행될 수 있다.
이하 본 발명은 부채널 순환이 디스에이블된 상기 도 1과 같은 구조의 부채널과 상기 도 2와 같은 구조의 부채널에서 시간축으로 인접한 다수의 파일럿 심벌을 이용하여 채널을 추정하는 방식에 대해 설명한다.
상기 다수의 파일럿 심벌을 이용한 채널 추정은 도 3 및 도 4와 같이 슬라이 딩 윈도우를 취함으로써 수행된다. 상기 도 3은 파일럿 심벌 P(8)(307)에 대한 채널 추정 값을 산출하기 위해, 상기 파일럿 심벌 P(8)(307)을 중심으로 슬라이딩 윈도우를 취한 형태를 도시하고 있다. 그리고, 상기 도 4는 파일럿 심벌 P(12)(403)에 대한 채널 추정 값을 산출하기 위해, 상기 파일럿 심벌 P(12)(403)를 중심으로 슬라이딩 윈도우를 취한 형태를 도시하고 있다.
상기 슬라이딩 윈도우를 이용한 가장 간단한 채널 추정 방식은 윈도우 내에 포함된 파일럿 심벌들을 평균화하는 것이다. 즉, 상기 도 3의 경우, 파일럿 심벌들 P(2)(301), P(4)(303), P(6)(305), P(8)(307), P(10)(309), P(12)(311)를 평균화한 값이 상기 파일럿 심벌 P(8)(307)에 대한 채널 추정 값으로 결정된다. 또한, 상기 도 4의 경우, 파일럿 심벌들 P(6)(401), P(12)(403), P(18)(405)를 평균화한 값이 상기 파일럿 심벌 P(12)(403)에 대한 채널 추정 값으로 결정된다. 상기 평균화를 이용하는 슬라이딩 윈도우 채널 추정 값은 하기 <수학식 1>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007023853136-pat00001
상기 <수학식 1>에서, 상기
Figure 112008022131911-pat00002
는 채널 추정 값, 상기 N은 슬라이딩 윈도우 내에 포함된 파일럿 심벌 수, 상기 xk는 슬라이딩 윈도우에 포함된 k번째 파일럿 심벌의 송신 값, 상기 h는 채널 계수, 상기 nk는 k번째 파일럿 심벌에 대응되는 잡음을 의미한다. 상기 <수학식 1>에서 상기
Figure 112008022131911-pat00003
는 추정 오차이다.
이때, 상기 잡음 nk가 가우시안(Gaussian) 분포를 따르는 경우, 상기 추정 오차는 하기 <수학식 2>와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007023853136-pat00004
상기 <수학식 2>에서, 상기 N은 슬라이딩 윈도우 내에 포함된 파일럿 심벌 개수, 상기 nk는 k번째 파일럿 신호에 대응되는 잡음, 상기 η(x,y)는 정규 분포의 평균이 x이고 분산이 y임을 나타내는 기호, 상기 σ2 k는 잡음의 분산을 의미한다. 상기 <수학식 2>에 따르면, 상기 슬라이딩 윈도우 내에 포함된 파일럿 심벌의 개수가 많을수록, 상기 추정 오차는 감소한다.
상기 평균화를 통한 슬라이딩 윈도우 채널 추정은 상기 슬라이딩 윈도우 구간에서 채널 변화가 없는 환경에 적합하다. 하지만, 무선 채널은 시간에 따라 변화하는 것이 일반적이기 때문에, 상기 평균화를 이용하는 슬라이딩 윈도우 채널 추정은 최적의 채널 추정 값을 제공하지 않는다. 상기 무선채널의 시변 특성을 고려하여 MSE(Mean Square Error)를 최소로 하는 슬라이딩 윈도우 채널 추정 방식은 다음 과 같다.
이하 설명에서 슬라이딩 윈도우 크기를 2P+1, 추정하고자 하는 채널을 hk, 추정하고자 하는 채널을 겪는 파일럿 심벌을 xk라 가정한다. 상기 슬라이딩 윈도우 내의 수신 신호는 하기 <수학식 3>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007023853136-pat00005
상기 <수학식 3>에서, 상기 y는 (2P+1) 크기의 수신 신호 벡터, 상기 H는 (2P+1)×(2P+1) 크기의 대각 행렬(Digonal Matrix)의 형태를 갖는 채널 계수 행렬, 상기 x는 (2P+1) 크기의 송신 신호 벡터, 상기 n은 잡음 벡터를 의미한다.
이때, 채널 추정 값의 MSE는 하기 <수학식 4>와 같다.
Figure 112007023853136-pat00006
상기 <수학식 4>에서, 상기 ε은 채널 추정 값의 MSE, 상기 E[·]는 평균 연산자, 상기 w는 상기 MSE를 최소화하기 위한 가중치 계수, 상기 y는 수신 신호 벡터, 상기 hk는 추정하고자 하는 채널 계수를 의미한다. 여기서, 상기 가중치 계수 w는 위너 솔루션(Wiener Solution)에 의해 하기 <수학식 5>와 같이 산출된다.
Figure 112007023853136-pat00007
상기 <수학식 5>에서, 상기 w는 가중치 계수, 상기 Ryy는 수신 신호의 공분산 행렬(Covariance Matirx), 상기 Pyh는 수신 신호와 채널 계수 간의 상호 상관 벡터(Cross Correlation Vector)를 의미한다. 여기서, 상기 수신 신호의 공분산 행렬 Ryy 및 수신 신호와 채널 계수 간의 상호 상관 벡터 Pyh는 하기 <수학식 6>과 같이 정의된다.
Figure 112007023853136-pat00008
상기 <수학식 6>에서, 상기 Ryy는 수신 신호의 공분산 행렬, 상기 E[·]는 평균 연산자, 상기 y는 수신 신호 벡터, 상기 Pyh는 수신 신호와 채널 계수 간의 상호 상관 벡터, 상기 hk는 추정하고자 하는 채널 계수를 의미한다.
상기 수신 신호의 공분산 행렬 Ryy 및 상기 수신 신호와 채널 계수 간의 상호 상관 벡터 Pyh를 산출하기 위해서, 먼저 시간 상관 값을 산출해야 한다. 상기 시간 상관 값은 하기 <수학식 7>과 같이 산출된다.
Figure 112007023853136-pat00009
상기 <수학식 7>에서, 상기 ρ(·)는 시간 상관 값 연산자, 상기 J0(·)는 0차 1종 베셀 함수(0th Order First Kind Bessel Function), 상기 fc는 이동 속도에 따른 도플러(Doppler) 주파수, 상기 v는 이동 속도, 상기 τp는 시간 상관 값을 구하고자하는 시간 간격을 의미한다.
상기 시간 상관 값을 이용하여 상기 수신 신호의 공분산 행렬 Ryy을 산출하면 하기 <수학식 8>과 같다.
Figure 112007023853136-pat00010
Figure 112007023853136-pat00011
상기 <수학식 8>에서, 상기 Ryy는 수신 신호의 공분산 행렬, 상기 Rm ,n은 Ryy의 m행 n열의 원소, 상기 ρ(·)는 시간 상관 값 연산자, 상기 τm-n은 시간 상관 값을 구하고자하는 시간 간격, 상기 h는 채널 행렬, 상기 σ2은 잡음의 분산을 의미한다. 여기서, 상기 잡음의 분산은 신호대 잡음비로부터 얻어진다. 즉, 상기 수신 신호의 공분산 행렬 Ryy은 상기 신호대 잡음비 및 시간 상관 값으로부터 계산된다.
상기 시간 상관 값을 이용하여 상기 수신 신호와 채널 계수 간의 상호 상관 벡터 Pyh를 산출하면, 상호 상관 벡터 Pyh의 각 원소는 하기 <수학식 9>와 같다.
Figure 112007023853136-pat00012
Figure 112007023853136-pat00013
상기 <수학식 9>에서, 상기 Pyh는 수신 신호와 채널 계수 간의 상호 상관 벡터, 상기 Pm ,k은 Pyh의 k행 m열의 원소, 상기 ρ(·)는 시간 상관 값 연산자, 상기 상기 τm-k은 시간 상관 값을 구하고자하는 시간 간격, 상기 h는 채널 행렬을 의미한다. 즉, 수신 신호와 채널 계수 간의 상호 상관 벡터 Pyh는 시간 상관 값으로부터 계산된다.
수신단은 상기 <수학식 5> 내지 상기 <수학식 9>에 따라 가중치 계수 w를 산출한 후, 슬라이딩 윈도우에 포함된 파일럿 심벌들 각각에 상기 가중치 계수 w를 곱하고, 채널 추정 값을 계산한다. 예를 들어, 상기 도 3과 같이 슬라이딩 윈도우를 위치시킨 경우, 파일럿 심벌 P(8)(307)에 대한 채널 추정 값을 계산하기 위해, 수신단은 상기 파일럿 심벌 P(8)(307)과 나머지 파일럿 심벌들 각각과의 시간 간격을 상기 <수학식 7>에 대입하여 시간 상관 값을 산출한다. 그리고, 상기 수신단은 상기 <수학식 8> 및 상기 <수학식 9>에 따라 수신 신호의 공분산 행렬 Ryy 및 수신 신호와 채널 계수 간의 상호 상관 벡터 Pyh를 산출한다. 이후, 상기 수신단은 상기 <수학식 5>에 따라 가중치 계수 [w[1], w[2], w[3], w[4], w[5], w[6]]을 산출하고, 각 파일럿 심벌에 대응되는 가중치 계수를 곱함으로써 최적의 슬라이딩 윈도우 채널 추정을 수행한다. 상기 도 5과 같은 경우도 상기 도 3과 같은 경우와 마찬가지로, 상기 <수학식 5> 내지 상기 <수학식 9>에 따라 가중치 계수를 산출하고, 각 파일럿 심벌 P(6)(401), P(12)(403), P(18)(405)에 대응되는 가중치 계수를 곱함으로써 최적의 슬라이딩 윈도우 채널 추정을 수행한다.
이하 본 발명은 상술한 방식으로 슬라이딩 윈도우 채널 추정을 수행하기 위한 수신단의 구성 및 동작 절차를 도면을 참조하여 상세히 설명한다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하고 있다.
상기 도 5에 도시된 바와 같이, 상기 수신단은 RF(Radio Frequency) 수신기(502), 아날로그 디지털 변환기(Analog to Digital Converter, 이하 'ADC'라 칭 함)(504), OFDM 복조기(506), 프레임 버퍼(508), 심벌 보정기(510), 복조 및 복호기(512) 및 채널 추정부(514)를 포함하여 구성된다.
상기 RF 수신기(502)는 안테나를 통해 수신되는 RF대역 신호를 기저대역 신호로 변환한다. 상기 ADC(504)는 상기 RF 수신기(502)로부터 제공되는 아날로그 신호를 샘플링 및 양자화하여 디지털 신호로 변환한다. 상기 OFDM 복조기(506)는 FFT(Fast Fourier Transform) 연산을 통해 상기 ADC(504)로부터 제공되는 시간영역 OFDM 심벌로부터 각 부반송파별 신호들을 복원한다. 상기 프레임 버퍼(508)는 상기 OFDM 복조기(506)로부터 제공되는 각 부반송파별 신호들을 프레임 단위로 저장한다.
상기 심벌 보정기(510)는 상기 채널 추정부(514)로부터 제공되는 채널 추정 값을 이용하여 상기 프레임 버퍼(508)로부터 제공되는 데이터 심벌의 왜곡을 보정한다. 상기 복조 및 복호기(512)는 상기 심벌 보정기(510)로부터 제공되는 복소 심벌(Complex Symbol)을 해당 방식에 따라 복조 및 복호하여 정보 비트열로 변환한다. 상기 채널 추정부(514)는 슬라이딩 윈도우를 이용한 채널 추정을 수행한다. 특히 본 발명에 따라, 상기 채널 추정부(514)는 상기 슬라이딩 윈도우에 포함된 파일럿 심벌들 각각에 가중치를 부여하고, 채널 추정 값을 산출한다. 상기 채널 추정부(514)의 상세한 구성은 하기 도 6을 참조하여 설명한다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 채널 추정부의 블록 구성을 도시하고 있다.
상기 도 6에 도시된 바와 같이, 상기 채널 추정부(514)는 이동 속도 추정 기(602), 시간 상관 계산기(604), 가중치 계산기(606) 및 채널 값 계산기(608)를 포함하여 구성된다.
상기 이동 속도 추정기(602)는 수신단 또는 송신단의 이동 속도를 추정한다. 만일, 상기 수신단이 단말인 경우, 상기 이동 속도 추정기(602)는 기지국으로부터 수신되는 프리앰블(Preamble)을 이용하여 자신의 이동 속도를 추정한다. 반면, 상기 수신단이 기지국인 경우, 상기 이동 속도 추정기(602)는 CQI(Channel Quality Information) 피드백 채널을 통해 피드백되는 CQI 정보들을 이용하여 단말의 이동 속도를 추정한다.
상기 시간 상관 계산기(604)는 슬라이딩 윈도우에 포함된 파일럿 심벌들 각각과 추정하고자 하는 채널의 파일럿 심벌 간의 시간 상관 값들을 계산한다. 상기 시간 상관 값은 상기 이동 속도 추정기(602)에서 추정된 이동 속도 정보를 이용하여 상기 <수학식 7>과 같이 계산되며, 상기 슬라이딩 윈도우 내에 포함된 파일럿 심벌의 수만큼의 값들이 계산된다.
상기 가중치 계산기(606)는 슬라이딩 윈도우에 포함된 파일럿 심벌들 각각에 곱해질 가중치 계수들을 산출한다. 상세히 설명하면, 상기 가중치 계산기(606)는 상기 시간 상관 계산기(604)에 의해 계산된 파일럿 심벌별 시간 상관 값을 이용하여 수신 신호의 공분산 행렬 및 수신 신호와 채널 계수 간의 상호 상관 벡터를 계산한 후, 상기 수신 신호의 공분한 행렬의 역행렬 및 상기 수신 신호와 채널 계수 간의 상호 상관 벡터를 곱함으로써, 상기 가중치 계수들을 산출한다. 예를 들어, 상기 가중치 계산기(606)는 상기 <수학식 8>과 같이 상기 수신 신호의 공분산 행렬을 계산하고, 상기 <수학식 9>와 같이 상기 수신 신호와 채널 계수 간의 상호 상관 벡터를 계산한다. 그리고, 상기 가중치 계산기(606)는 상기 <수학식 5>와 같이 상기 가중치 계수들을 산출한다.
상기 채널 값 계산기(608)는 상기 가중치 계산기(604)에 의해 산출된 가중치 계수들을 이용하여 채널 추정 값을 계산한다. 즉, 상기 채널 값 계산기(608)는 슬라이딩 윈도우에 포함된 파일럿 심벌들 각각에 해당 가중치 계수를 곱한 후, 상기 가중치 계수가 곱해진 파일럿 심벌들을 평균화함으로써 채널 추정 값을 계산한다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 채널 추정 절차를 도시하고 있다.
상기 도 7을 참조하면, 상기 수신단은 701단계에서 송신단으로부터 데이터 심벌 및 파일럿 심벌이 포함된 신호가 수신되는지 확인한다.
상기 신호가 수신되면, 상기 수신단은 703단계로 진행하여 각 부반송파별 신호를 복원한다. 다시 말해, 상기 수신단은 수신 신호를 FFT 연산함으로써 각 부반송파별 신호들을 복원한다.
이후, 상기 수신단은 705단계로 진행하여 슬라이딩 윈도우를 위치시키고, 상기 슬라이딩 윈도우 내의 파일럿 심벌들을 추출한다. 즉, 상기 수신단은 추정하고자 하는 채널에 대응되는 파일럿 심벌 및 상기 파일럿 심벌과 동일한 주파수 축에 위치한 적어도 하나의 파일럿 심벌을 추출한다.
이어, 상기 수신단은 707단계로 진행하여 이동 속도를 추정한다. 만일, 상기 수신단이 단말인 경우, 상기 수신단은 기지국으로부터 수신되는 프리앰블 신호를 이용하여 자신의 이동 속도를 추정한다. 반면, 상기 수신단이 기지국인 경우, 상기 수신단은 CQI 피드백 채널을 통해 수신되는 CQI 정보를 이용하여 단말의 이동 속도를 추정한다.
상기 이동 속도를 추정한 후, 상기 수신단은 709단계로 진행하여 채널의 시간 상관 값을 계산한다. 상기 시간 상관 값은 이동 속도 정보를 이용하여 상기 <수학식 7>과 같이 계산되며, 상기 슬라이딩 윈도우 내에 포함된 파일럿 심벌의 수만큼의 값들이 계산된다.
상기 시간 상관 값을 계산한 후, 상기 수신단은 711단계로 진행하여 슬라이딩 윈도우에 포함된 파일럿 심벌들 각각에 곱해질 가중치 계수들을 계산한다. 상세히 설명하면, 상기 수신단은 상기 파일럿 심벌별 시간 상관 값을 이용하여 수신 신호의 공분산 행렬 및 수신 신호와 채널 계수 간의 상호 상관 벡터를 계산한 후, 상기 수신 신호의 공분한 행렬의 역행렬 및 상기 수신 신호와 채널 계수 간의 상호 상관 벡터를 곱함으로써, 상기 가중치 계수들을 산출한다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 <수학식 8>과 같이 상기 수신 신호의 공분산 행렬을 계산하고, 상기 <수학식 9>와 같이 상기 수신 신호와 채널 계수 간의 상호 상관 벡터를 계산한다. 그리고, 상기 수신단은 상기 <수학식 5>와 같이 상기 가중치 계수들을 산출한다.
상기 가중치 계수들을 계산한 후, 상기 수신단은 713단계로 진행하여 슬라이딩 윈도우에 포함된 파일럿 심벌들 각각에 해당 가중치 계수를 곱한 후, 상기 가중치 계수가 곱해진 파일럿 심벌들을 평균화함으로써 채널 추정 값을 계산한다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같이, 광대역 무선통신 시스템에서 가중치를 적용한 슬라이딩 윈도우(Sliding Window) 채널 추정을 수행함으로써, 시스템은 시변하는 무선 채널에 대해 최적의 채널 추정 값을 획득할 수 있다.

Claims (18)

  1. 광대역 무선통신 시스템에서 수신단 장치에 있어서,
    수신단 또는 송신단의 이동 속도를 추정하는 추정기와,
    상기 이동 속도를 이용하여 슬라이딩 윈도우(Sliding Windows)에 포함된 파일럿 심벌들 각각과 추정하고자 하는 채널의 파일럿 심벌 간의 시간 상관 값을 계산하는 제1계산기와,
    상기 시간 상관 값을 이용하여 상기 파일럿 심벌들 각각에 대한 가중치 계수들을 계산하는 제2계산기와,
    상기 가중치 계수들 각각을 대응되는 파일럿 심벌에 곱하고, 상기 가중치 계수들과 곱해진 파일럿 심벌들을 평균화함으로써 채널 추정 값을 계산하는 제3계산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 추정기는, 상기 수신단이 단말인 경우, 기지국으로부터 수신되는 프리앰블(Preamble) 신호를 이용하여 단말 자신의 이동 속도를 추정하는 것을 특징으로 하는 장치.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 추정기는, 상기 수신단이 기지국인 경우, 단말로부터 CQI(Channel Quality Information) 피드백 채널을 통해 수신되는 CQI 정보를 이용하여 상기 단말의 이동 속도를 추정하는 것을 특징으로 하는 장치.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 제1계산기는, 하기 수식과 같이 상기 시간 상관 값을 계산하는 것을 특징으로 하는 장치.
    Figure 112008022131911-pat00014
    여기서, 상기 J0(·)는 0차 1종 베셀 함수(0th order first kink Bessel function), 상기 fc는 이동 속도에 따른 도플러(Doppler) 주파수, 상기 v는 이동 속도, 상기 τp는 시간 상관 값을 구하고자하는 시간 간격을 의미함.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 제2계산기는, 수신 신호의 공분산 행렬(Covariance Matrix) 및 수신 신호와 채널 간의 상호 상관 벡터(Cross Correlation Vector)를 계산한 후, 상기 공분산 행렬의 역행렬과 상기 상호 상관 벡터를 곱함으로써 상기 가중치 계수들을 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 제2계산기는, 하기 수식과 같이 상기 공분산 행렬을 산출하는 것을 특징으로 하는 장치,
    Figure 112007023853136-pat00015
    Figure 112007023853136-pat00016
    여기서, 상기 Ryy는 수신 신호의 공분산 행렬, 상기 Rm ,n은 Ryy의 m행 n열의 원소, 상기 ρ(·)는 시간 상관 값 연산자, 상기 τm-n은 시간 상관 값을 구하고자하는 시간 간격, 상기 h는 채널 행렬, 상기 σ2은 잡음의 분산을 의미함.
  7. 제 5항에 있어서,
    상기 제2계산기는, 하기 수식과 같이 상기 상호 상관 벡터를 산출하는 것을 특징으로 하는 장치,
    Figure 112007023853136-pat00017
    Figure 112007023853136-pat00018
    여기서, 상기 Pyh는 수신 신호와 채널 계수 간의 상호 상관 벡터, 상기 Pm ,k은 Pyh의 k행 m열의 원소, 상기 ρ(·)는 시간 상관 값 연산자, 상기 상기 τm-k은 시간 상관 값을 구하고자하는 시간 간격, 상기 h는 채널 행렬을 의미함.
  8. 제 1항에 있어서,
    안테나를 통해 수신된 RF(Radio Frequency)대역 신호를 기저대역 신호로 하향변환하는 수신기와,
    상기 수신기로부터의 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 변환기와,
    FFT(Fast Fourier Transform) 연산을 통해 상기 변환기로부터의 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌로부터 부반송파별 신호를 복원하는 복조기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  9. 제 1항에 있어서,
    상기 채널 추정 값을 이용하여 데이터 심벌의 왜곡을 보정하는 보정기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  10. 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 채널 추정 방법에 있어서,
    수신단 또는 송신단의 이동 속도를 추정하는 과정과,
    상기 이동 속도를 이용하여 슬라이딩 윈도우(Sliding Windows)에 포함된 파일럿 심벌들 각각과 추정하고자 하는 채널의 파일럿 심벌 간의 시간 상관 값을 계산하는 과정과,
    상기 시간 상관 값을 이용하여 상기 파일럿 심벌들 각각에 대한 가중치 계수들을 계산하는 과정과,
    상기 가중치 계수들 각각을 대응되는 파일럿 심벌에 곱하고, 상기 가중치 계수들과 곱해진 파일럿 심벌들을 평균화함으로써 채널 추정 값을 계산하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 이동 속도를 추정하는 과정은,
    상기 수신단이 단말인 경우, 기지국으로부터 수신되는 프리앰블(Preamble) 신호를 이용하여 자신의 이동 속도를 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제 10항에 있어서,
    상기 이동 속도를 추정하는 과정은,
    상기 수신단이 기지국인 경우, 단말로부터 CQI(Channel Quality Information) 피드백 채널을 통해 수신되는 CQI 정보를 이용하여 상기 단말의 이동 속도를 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 제 10항에 있어서,
    상기 시간 상관 값은, 하기 수식과 같이 계산되는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112008022131911-pat00019
    여기서, 상기 J0(·)는 0차 1종 베셀 함수(0th order first kink Bessel function), 상기 fc는 이동 속도에 따른 도플러(Doppler) 주파수, 상기 v는 이동 속도, 상기 τp는 시간 상관 값을 구하고자하는 시간 간격을 의미함.
  14. 제 10항에 있어서,
    상기 가중치 계수를 계산하는 과정은,
    수신 신호의 공분산 행렬(Covariance Matrix) 및 수신 신호와 채널 간의 상호 상관 벡터(Cross Correlation Vector)를 계산하는 과정과,
    상기 공분산 행렬의 역행렬과 상기 상호 상관 벡터를 곱함으로써 상기 가중치 계수들을 산출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 제 14항에 있어서,
    상기 공분산 행렬은, 하기 수식과 같이 산출되는 것을 특징으로 하는 방법,
    Figure 112007023853136-pat00020
    Figure 112007023853136-pat00021
    여기서, 상기 Ryy는 수신 신호의 공분산 행렬, 상기 Rm ,n은 Ryy의 m행 n열의 원소, 상기 ρ(·)는 시간 상관 값 연산자, 상기 τm-n은 시간 상관 값을 구하고자하는 시간 간격, 상기 h는 채널 행렬, 상기 σ2은 잡음의 분산을 의미함.
  16. 제 14항에 있어서,
    상기 상호 상관 벡터는, 하기 수식과 같이 산출되는 것을 특징으로 하는 방법,
    Figure 112007023853136-pat00022
    Figure 112007023853136-pat00023
    여기서, 상기 Pyh는 수신 신호와 채널 계수 간의 상호 상관 벡터, 상기 Pm ,k은 Pyh의 k행 m열의 원소, 상기 ρ(·)는 시간 상관 값 연산자, 상기 상기 τm-k은 시간 상관 값을 구하고자하는 시간 간격, 상기 h는 채널 행렬을 의미함.
  17. 제 10항에 있어서,
    FFT(Fast Fourier Transform) 연산을 통해 수신된 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌로부터 부반송파별 신호를 복원하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  18. 제 10항에 있어서,
    상기 채널 추정 값을 이용하여 데이터 심벌의 왜곡을 보정하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
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