JP2013126144A - 送信装置、受信装置および通信システム - Google Patents

Abstract

【課題】非線形プリコーディングにおけるモジュロ損失による特定劣化を抑えることができる送信装置、受信装置および通信システムを提供する。
【解決手段】伝搬路情報取得部２１１は、受信した信号から、各端末装置がそれぞれ送信した、基地局装置１００の各送信アンテナと各端末装置の受信アンテナとの間の複素伝搬路利得やその共分散値等を表すＣＳＩ、および受信ＳＮＲを表すＣＱＩを取得する。プリコーディング部２０４は、伝搬路情報取得部２１１で取得した各端末装置のＣＳＩ、およびＣＱＩから求めた、受信信号電力対雑音電力比、または受信信号電力対干渉および雑音電力比に基づいて、送信信号の包絡線振幅を決定し、入力された各変調シンボルに対してプリコーディングを行い、送信に使用するアンテナ部２０９−１から２０９−Ｎのアンテナ毎のプリコーディングシンボルを生成する。
【選択図】図２

Description

本発明は、送信信号に対して非線形プリコーディングを施して、干渉を抑圧した通信を行う送信装置、受信装置、および通信システムに関する。

送受信に複数のアンテナを使用し、同じ周波数帯域で複数の異なるデータ系列（データストリーム）を空間的に多重して同時通信する多入力多出力（Multiple-Input Multiple-Output：ＭＩＭＯ）伝送技術が、無線ＬＡＮやセルラシステムなどで実用化されている。

また、次世代のセルラシステムや無線ＬＡＮ等において、送信装置の備える送信アンテナ数が受信装置の備える受信アンテナ数に比べて大幅に多くなるシステムが提案されている。このようなシステムにおいて、送信装置の送信アンテナを有効に活用してさらにシステムスループットを向上させるために、複数の受信装置（ユーザ）宛のデータ系列をＭＩＭＯ多重するマルチユーザＭＩＭＯ（Multi-User MIMO：ＭＵ−ＭＩＭＯ）が提案されている。

しかしながら、マルチユーザＭＩＭＯにおいて多重された信号を受信する複数の受信装置の間では、他の受信装置が受信した信号を知ることはできないため、そのままでは各ユーザ宛のストリーム間で生じるユーザ間干渉（Multi-User Interference：ＭＵＩ）により大幅に特性が劣化してしまう。

ここで、送信装置の各送信アンテナから各受信装置の各受信アンテナまでのチャネル状態情報であるＣＳＩ（Channel State Information）を送信装置が知っていれば、受信装置に大きな負荷を掛けることなく受信装置における受信時にＭＵＩを抑圧できる送信信号を生成することができる、幾つかの方法が提案されている（非特許文献１）。

例えば、受信装置における受信時にＭＵＩが抑圧された状態で受信できるように、送信装置において送信信号にプリコーディングを施してから送信する方法がある。

その例として、ＣＳＩより求めた各送信アンテナと各受信装置の各受信アンテナとの間の複素伝搬路利得を要素に持つチャネル行列Ｈから、その逆行列Ｈ^−１（または擬似逆行列Ｈ^†＝Ｈ^Ｈ（ＨＨ^Ｈ）^−１：上付き添え字のＨはエルミート共役を表す）を重み行列（線形フィルタ）Ｗとして用いて送信信号に重み付け（Ｗ＝Ｈ^−１を送信信号に乗算）するZero-forcing（ＺＦ）プリコーディングや、最小平均二乗誤差（Minimum Mean Square Error：ＭＭＳＥ）規範で求めた重み行列（線形フィルタ）Ｗ＝Ｈ^Ｈ（ＨＨ^Ｈ＋λＩ）^−１（Ｉは単位行列、λは正規化係数を表す）で送信信号を重み付けするＭＭＳＥプリコーディングなどの、線形処理によって送信信号をプリコーディングする線形プリコーディング（Linear Precoding）がある。

他の例として、ＣＳＩより求めた干渉信号成分を送信信号から予め減算し、干渉減算後に増加してしまう送信電力を抑圧するために、信号空間の中で送信電力が低減されるような信号点に干渉減算後の信号を符号化する非線形処理によって送信信号をプリコーディングする、非線形プリコーディング（Non-Linear Precoding）がある。

受信装置において、受信信号に対してモジュロ（Ｍｏｄｕｌｏ、剰余）演算を施すことが可能である場合、送信装置において、送信信号に対して、予め定めた実数定数に任意のガウス整数（実部と虚部が共に整数であるような複素数）が乗算された複素数（摂動項）を要素とする摂動ベクトルの加算が可能となる。送信装置から摂動ベクトルが加算されて送信された信号は、受信装置において、上記の実数定数をモジュロ幅とするモジュロ演算を施されることによって摂動ベクトルが除去される。

そこで、非線形プリコーディングでは、送信装置と受信装置の間の伝搬路状態に応じて、この加算する摂動ベクトルを適切に設定することによって、摂動ベクトルを加算しない線形プリコーディングと比較して、所要送信電力を大幅に削減することが可能となる。

非線形プリコーディングは、摂動ベクトルの決定方法によって伝送特性が大きく変化する。例えば、非特許文献２記載のVector Perturbation（ＶＰ）は、選択可能な全ての摂動ベクトルから最適な摂動ベクトルを探索する技術であり、優れた伝送特性を実現できるが、演算量が膨大である。一方、非特許文献３に記載のトムリンソン−ハラシマ・プリコーディング（Tomlinson-Harashima Precoding：ＴＨＰ）に基づく方法は、摂動ベクトルを簡易に決定できるが、伝送特性はＶＰに対して劣る。

なお、一般的に、非線形プリコーディングで用いるモジュロ演算におけるモジュロ幅τは、式（１）の値が用いられる（非特許文献２）。

式（１）において、｜ｃ｜_ｍａｘは、信号点を複素平面上に配置した際の、変調シンボルの中で最大のマグニチュード（Magnitude：大きさ）を持つシンボルの、実軸（信号の同相成分：Ｉ軸）または虚軸（信号の直交成分：Ｑ軸）の絶対値、Δは変調シンボルの（最小）信号点間距離を表す。例えば、図１２に示すような信号点配置の四位相偏移変調（Quadrature Phase Shift Keying：ＱＰＳＫ）では、｜ｃ｜_ｍａｘ＝１／２^１／２、Δ＝２^１／２であり、τ＝２×２^１／２となる。

また、複素ベクトルで表される信号νに対するモジュロ幅τのモジュロ演算Ｍｏｄ_τは、式（２）で表される。なお、ｊは虚数単位、ｆｌｏｏｒ（ａ）はａを超えない最大の整数を表し、Ｒｅ（ν）およびＩｍ（ν）はそれぞれνの実部（信号の同相成分に相当）と虚部（信号の直交成分に相当）を表す。

図１３は、非線形プリコーディングとしてＴＨＰを用いた場合の、送信装置から受信装置までの処理における信号の遷移の例を、複素平面上の位置で示した図である。

まず送信装置では、送信データをＱＰＳＫ変調で変調したシンボルをｃ_１０とすると、ｃ_１０から干渉信号ｆを減算する。干渉減算後の信号ｕ（＝ｃ_１０―ｆ）の同相成分および直交成分それぞれに対して、モジュロ幅τのモジュロ演算を行うことによって、摂動ベクトルｚが加算された形となり、送信信号ｓが得られる。ここで、モジュロ幅τが、上記予め定めた実数定数であり、ｌをガウス整数とすると、摂動ベクトルｚは式（３）で表される。

受信装置では、送信装置から送信された送信信号ｓに対して、伝搬路において干渉信号ｆと雑音η_ａが加算された、受信信号ｙ_ａ（＝ｓ＋ｆ＋η_ａ）が受信される。なお、図１３の例では、伝搬路における振幅および位相の変動は、受信装置において理想的に補償されるものとして省略している。受信装置では、受信信号ｙ_ａに対して送信装置と同じモジュロ幅τのモジュロ演算を行うことによって、送信装置で加算された摂動ベクトルｚを除去でき、モジュロ後の受信信号点ｙ_ａ'が得られる。この様子は式（４）で表される。ただし、Ｒｅ（ｃ_１０＋η_ａ）およびＩｍ（ｃ_１０＋η_ａ）の絶対値がτ／２より小さい場合である。このモジュロ後の受信信号点ｙ_ａ'を判定することによって、ｃ_１０のシンボルが送信されたことを誤りなく検出できる。

Spencer他、「An Introduction to the Multi-User MIMO Downlink」、IEEE Communication Magazine、Vol.42、Issue10、pp.30-67、2004年10月 B.M.Hochwald他、「A Vector-Perturbation Technique for Near-Capacity Multiantenna Multiuser Communication-Part II:Perturbation」、IEEE Transaction on Communications、Vol.53、No.3、pp.537-544、2005年3月 M.Joham他、「MMSE Approaches to Multiuser Spatio-Temporal Tomlinson-Harashima Precoding」、Proc. 5th Int. ITG Conf. on Source and Channel Coding、pp.387-394、2004年1月

非線形プリコーディングは周波数利用効率改善に有効な技術であるが、特に信号対雑音電力比（Signal to Noise power Ratio：ＳＮＲ）あるいは信号電力対干渉および雑音電力比（Signal to Interference plus Noise power Ratio：ＳＩＮＲ）が低い場合において、受信信号点が雑音の影響によってモジュロ演算の境界線を跨いで受信されたものを受信側でモジュロ演算した結果、間違った信号点として検出されてしまう、モジュロ損失（Modulo-Loss）と呼ばれる特性劣化が発生する問題があった。

図１４は、非線形プリコーディングとしてＴＨＰを用いた場合の、送信信号ｓが送信されてから受信装置までの処理における信号の遷移の別の例を、複素平面上の位置で示した図である。図１４の例では、送信装置から送信信号ｓが送信され、伝搬路において干渉信号ｆが加算されるまでは図１４の例と同じであるが、図１３よりも大きな雑音η_ｂが加算され、一点鎖線で示されたモジュロ演算の境界線を跨いだ場合、すなわち、Ｒｅ（ｃ_１０＋η_ｂ）およびＩｍ（ｃ_１０＋η_ｂ）の絶対値がτ／２以上になった場合の例を示している。モジュロ演算の境界線を跨いで受信された受信信号ｙ_ｂにモジュロ演算を行うと、送信装置で加算された摂動ベクトルｚを正しく除去できず、モジュロ後の受信信号点ｙ_ｂ'が得られてしまう。このモジュロ後の受信信号点ｙ_ｂ'を判定すると、誤ったシンボルｃ_１１を検出してしまう。

本発明は、斯かる実情に鑑み、非線形プリコーディングにおけるモジュロ損失という特定劣化を抑えることができる送信装置、受信装置および通信システムを提供することを目的とする。

本発明は、ユーザ間干渉を非線形プリコーディングによって予め抑圧して、複数の受信装置宛の送信データを空間多重して送信するマルチユーザＭＩＭＯ伝送を行う送信装置であって、
前記各受信装置から通知された伝搬路情報を取得する伝搬路情報取得部と、前記各受信装置宛の送信データに対して、前記伝搬路情報に基づいて非線形プリコーディングを行うプリコーディング部とを備え、前記プリコーディング部は、前記伝搬路情報から求めた、受信信号電力対雑音電力比、または受信信号電力対干渉および雑音電力比に基づいて、送信信号の包絡線振幅を決定することを特徴とする。
これにより、非線形プリコーディングによるマルチユーザＭＩＭＯ伝送の受信処理において発生する、モジュロ損失による特性劣化を抑えることが可能となる。

ここで、本発明の送信装置であって、前記プリコーディング部は、前記受信信号電力対雑音電力比、または前記受信信号電力対干渉および雑音電力比に基づいて、縮小係数を算出し、前記各受信装置宛の送信データの変調シンボルの振幅を、基準信号点の振幅に対して前記縮小係数を乗算した値とすることによって、前記送信信号の包絡線振幅を決定することを特徴とする。
これにより、適切な送信信号の包絡線振幅を決定することが可能となる。

また、本発明の送信装置であって、前記プリコーディング部は、さらに、前記縮小係数に基づいて送信電力の電力正規化係数を算出し、プリコーディング後の送信データに対して前記電力正規化係数を乗算することによって、前記送信信号の包絡線振幅を決定することを特徴とする。
これにより、さらに送信電力を考慮した上で、適切な送信信号の包絡線振幅を決定することが可能となる。

また、本発明の送信装置であって、前記プリコーディング部は、前記受信信号電力対雑音電力比、または前記受信信号電力対干渉および雑音電力比に基づいて求められる、受信信号の判定誤りによるビット誤りの確率と、受信装置のモジュロ演算誤りによるビット誤りの確率との和が最小となるように、前記縮小係数および前記電力正規化係数を算出することを特徴とする。
これにより、受信誤り率を最小化することのできる、適切な送信信号の包絡線振幅を決定することが可能となる。

また、本発明の送信装置であって、既知のシンボルである参照信号を前記送信データに多重するＤＭＲＳ多重部をさらに備え、前記プリコーディング部は、前記参照信号に対して送信データと同様のプリコーディングを行い、プリコーディング後の前記参照信号に対して前記電力正規化係数を乗算することを特徴とする。
これにより、受信装置において、受信された参照信号の振幅から電力正規化係数を推定することが可能となる。

本発明の送信装置であって、前記縮小係数を受信装置に通知するための通知情報を生成する通知情報生成部をさらに備えることを特徴とする。
これにより、受信装置が縮小係数を知ることが可能となる。

本発明の送信装置であって、前記プリコーディング部は、前記参照信号の一部に対して、さらに前記縮小係数を乗算して振幅を変更することを特徴とする。
これにより、受信装置において、受信された縮小係数が乗算された参照信号と縮小係数が乗算されていない参照信号との振幅の比から、縮小係数を推定することが可能となり、縮小係数を受信装置に通知するための通知情報を不要にできる。

また、本発明は、ユーザ間干渉を非線形プリコーディングによって予め抑圧して、複数の受信装置宛の送信データを空間多重して送信装置が送信した、マルチユーザＭＩＭＯ信号を受信する受信装置であって、
前記送信装置から送信された信号から通知情報を検出して、縮小係数を取得する通知情報取得部と、前記縮小係数に基づいて、受信した前記マルチユーザＭＩＭＯ信号の復調処理を行う復調部とを備えることを特徴とする。
これにより、非線形プリコーディングによるマルチユーザＭＩＭＯ伝送の受信処理において発生する、モジュロ損失による特性劣化を抑えた復調処理が可能となる。

また、本発明は、ユーザ間干渉を非線形プリコーディングによって予め抑圧して、複数の受信装置宛の送信データを空間多重して送信装置が送信した、マルチユーザＭＩＭＯ信号を受信する受信装置であって、
前記受信したマルチユーザＭＩＭＯ信号から既知のシンボルである参照信号を複数検出して分離するＤＭＲＳ分離部と、前記検出した複数の参照信号の間の振幅の比に基づいて縮小係数を算出するＤＭＲＳ伝搬路推定部と、前記縮小係数に基づいて、受信した前記マルチユーザＭＩＭＯ信号の復調処理を行う復調部とを備えることを特徴とする。
これにより、送信装置からの縮小係数を通知するための通知情報なしに、縮小係数を推定することが可能となり、非線形プリコーディングによるマルチユーザＭＩＭＯ伝送の受信処理において発生する、モジュロ損失による特性劣化を抑えた復調処理が可能となる。

また、本発明は、複数の受信装置と、ユーザ間干渉を非線形プリコーディングによって予め抑圧して、前記複数の受信装置宛の送信データを空間多重して送信するマルチユーザＭＩＭＯ伝送を行う送信装置とから構成される通信システムであって、
前記送信装置は、前記各受信装置から通知された伝搬路情報を取得し、前記伝搬路情報から求めた、受信信号電力対雑音電力比、または前記受信信号電力対干渉および雑音電力比に基づいて縮小係数を算出して、前記各受信装置宛の送信データの変調シンボルに対して前記縮小係数を乗算し、前記縮小係数の乗算された各受信装置宛の送信データに対して、前記伝搬路情報に基づいてプリコーディングを行ってマルチユーザＭＩＭＯ信号を生成し、前記縮小係数を前記各受信装置に通知する通知情報を生成し、前記マルチユーザＭＩＭＯ信号および前記通知情報を前記各受信装置へ送信し、
前記受信装置は、前記マルチユーザＭＩＭＯ信号および前記通知情報を受信し、受信した前記通知情報から縮小係数を取得し、前記縮小係数に基づいて、受信した前記マルチユーザＭＩＭＯ信号の復調処理を行うことを特徴とする。
これにより、非線形プリコーディングによるマルチユーザＭＩＭＯ伝送の受信処理において発生する、モジュロ損失による特性劣化を抑えることが可能となる。

また、本発明は、複数の受信装置と、ユーザ間干渉を非線形プリコーディングによって予め抑圧して、前記複数の受信装置宛の送信データを空間多重して送信するマルチユーザＭＩＭＯ伝送を行う送信装置とから構成される通信システムであって、
前記送信装置は、前記各受信装置から通知された伝搬路情報を取得し、既知のシンボルである参照信号を前記各受信装置宛の送信データに複数多重し、前記伝搬路情報から求めた、受信信号電力対雑音電力比、または前記受信信号電力対干渉および雑音電力比に基づいて縮小係数を算出して、前記各受信装置宛の送信データの変調シンボル、および前記参照信号の一部に対して前記縮小係数を乗算し、縮小係数の乗算された各受信装置宛の前記送信データ、縮小係数の乗算された前記参照信号、および縮小係数の乗算されていない前記参照信号に対して、前記伝搬路情報に基づいてプリコーディングを行ってマルチユーザＭＩＭＯ信号を生成し、前記マルチユーザＭＩＭＯ信号を前記各受信装置へ送信し、
前記受信装置は、前記マルチユーザＭＩＭＯ信号を受信し、受信した前記マルチユーザＭＩＭＯ信号から複数の参照信号を検出して分離し、前記複数の参照信号の間の振幅の比に基づいて縮小係数を算出し、前記縮小係数に基づいて、参照信号が分離された前記マルチユーザＭＩＭＯ信号の復調処理を行うことを特徴とする。
これにより、送信装置から受信装置への縮小係数を通知するための通知情報なしに、非線形プリコーディングによるマルチユーザＭＩＭＯ伝送の受信処理において発生する、モジュロ損失による特性劣化を抑えることが可能となる。

本発明によれば、非線形プリコーディングによって予めユーザ間干渉を抑える処理を行って送信するマルチユーザＭＩＭＯ伝送において、送信信号の包絡線振幅を適切に決定することによって非線形プリコーディングにおけるモジュロ損失による特性劣化を抑圧し、伝送特性を向上させることができる。

本実施の形態に係る通信システムの概略構成例を示す図である。 本実施の形態に係る基地局装置の一構成例を示す機能ブロック図である。 本実施の形態に係るプリコーディング部の一構成例を示す機能ブロック図である。 ＱＰＳＫ変調における、縮小係数αの乗算によって縮小された信号点配置の例を示した図である。 縮小係数αの大きさによるビット誤り特性への影響を模式的に例示した図である。 縮小係数αによって縮小された信号点ｃ'と、その受信信号点の分布を同相成分および直交成分毎に示した図である。 平均ＳＮＲのΓ＝０ｄＢの場合の、ビット誤り確率Ｐ_ｂ（実線）と、右辺第１項が示す判定誤りによるビット誤り確率（一点鎖線）、右辺第２項が示すモジュロ演算誤りによるビット誤り確率（二点鎖線）を示したグラフである。 平均ＳＮＲのΓ＝５ｄＢの場合の、ビット誤り確率Ｐ_ｂ（実線）と、右辺第１項が示す判定誤りによるビット誤り確率（一点鎖線）、右辺第２項が示すモジュロ演算誤りによるビット誤り確率（二点鎖線）を示したグラフである。 平均ＳＮＲのΓ＝１０ｄＢの場合の、ビット誤り確率Ｐ_ｂ（実線）と、右辺第１項が示す判定誤りによるビット誤り確率（一点鎖線）、右辺第２項が示すモジュロ演算誤りによるビット誤り確率（二点鎖線）を示したグラフである。 本実施の形態に係る端末装置の一構成例を示す機能ブロック図である。 本実施の形態における通信システムのビット誤り率特性（ＢＥＲ特性）の例を示したグラフである。 四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）の信号点配置を示した図である。 非線形プリコーディングとしてＴＨＰを用いた場合の、送信装置から受信装置までの処理における信号の遷移の例を、複素平面上の位置で示した図である。 非線形プリコーディングとしてＴＨＰを用いた場合の、送信信号ｓが送信されてから受信装置までの処理における信号の遷移の別の例を、複素平面上の位置で示した図である。

以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して説明する。

本実施の形態による通信技術について、基地局装置（送信装置）が、第１の端末装置（受信装置）から第Ｎの端末装置までのＮ個の端末装置に対してマルチユーザＭＩＭＯ伝送を行い、各端末装置宛のストリーム間で生じるユーザ間干渉（ＭＵＩ）をＴＨＰによって予め抑圧して送信する通信システムを例として説明する。また、基地局装置のアンテナ数はＮ、端末装置のアンテナ数はそれぞれ１本であるものとして説明するが、これに限られるものではなく、基地局装置のアンテナ数はＮより多くても良いし、端末装置のアンテナが複数あっても良い。

図１は、Ｎ＝４の場合の、本実施の形態に係る通信システムの概略構成例を示す図である。図１に示すように、本実施の形態における通信システムでは、送信装置である基地局装置１００が、受信装置である複数の端末装置（例えば、第１から第４までの端末装置１０１から１０４）に対して、各端末装置宛の送信データを空間的に多重して同時通信するマルチユーザＭＩＭＯ伝送を行う。

各端末装置１０１〜１０４は、基地局装置１００からの参照信号（パイロット信号）を受信し、基地局装置１００の各送信アンテナと自端末装置の受信アンテナとの間の伝搬路状態を推定し、伝搬路状態を表す伝搬路情報を基地局装置１００にそれぞれ報告する。基地局装置１００は、各端末装置から報告された伝搬路情報等に基づいて、それら複数の端末装置宛の送信データを空間的に多重して同時通信するマルチユーザＭＩＭＯ伝送を行なう。

例えば、伝搬路情報として、信号電力対雑音電力比（Signal to Noise power Ratio：ＳＮＲ）、信号電力対干渉および雑音電力比（Signal to Interference plus Noise power Ratio：ＳＩＮＲ）、搬送波電力対雑音電力比（Carrier to Noise power Ratio：ＣＮＲ）、搬送波電力対干渉および雑音電力比（Carrier to Interference plus Noise power Ratio：ＣＩＮＲ）あるいはそれらから算出された値を表す受信品質情報（Channel Quality Indicator：ＣＱＩ）と、基地局装置１００の各送信アンテナから各端末装置の受信アンテナまでの複素伝搬路利得やその共分散値等を表すチャネル状態情報（Channel State Information：ＣＳＩ）、あるいは伝搬路に基づいて各端末装置が選択したプリコーディングベクトルの情報を表すＰＭＩ（Precoding Matrix Indicator）とを各端末装置から受信し、これらの情報を基に基地局装置１００はマルチユーザＭＩＭＯ伝送のためのプリコーディングを行う。本実施形態では、ＣＱＩとして受信ＳＮＲが報告される通信システムを例として説明する。

なお、本実施の形態では、伝送方式として直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：ＯＦＤＭ）を用いた通信システムを例として説明するが、これに限られるものではない。

図２は、本実施の形態に係る基地局装置１００の一構成例を示す機能ブロック図である。

無線受信部２１０は、アンテナ部２０９−１（第１のアンテナ）からアンテナ部２０９−Ｎ（第Ｎのアンテナ）のＮ本のアンテナのうちの少なくとも１本を用いて、各端末装置から送信された信号を受信する。
伝搬路情報取得部２１１は、受信した信号から、各端末装置がそれぞれ送信した、基地局装置１００の各送信アンテナと各端末装置の受信アンテナとの間の複素伝搬路利得やその共分散値等を表すＣＳＩ、および受信ＳＮＲを表すＣＱＩを取得する。

符号化部２０１−１から２０１−Ｎは、それぞれ第１から第Ｎの各端末装置宛の送信データ系列に対して誤り訂正符号化を行う。また、送信データの符号化率が選択されている場合は、その符号化率に従ってレートマッチング（パンクチャ）を行う。

変調部２０２−１から２０２−Ｎは、それぞれ誤り訂正符号化された第１から第Ｎの端末装置宛の送信データ系列に対して変調を行い、それぞれ第１から第Ｎの各端末装置宛の変調シンボルを出力する。なお、各端末装置宛の送信データの変調方式が選択されている場合は、その変調方式を用いて変調を行う。

ＤＭＲＳ多重部２０３−１から２０３−Ｎは、各端末装置において受信信号の伝搬路補償および復調を行うために参照する既知のシンボルである復調参照信号（Demodulation Reference Signal：ＤＭＲＳ）を、各端末装置宛の変調シンボルにそれぞれ多重する。なお、多重されたＤＭＲＳは、プリコーディング部２０４において変調シンボルと同様にプリコーディングされる。ただし、ＤＭＲＳに対してはモジュロ演算を行わないことが好ましい。また、ＤＭＲＳとの多重は、例えば時分割で多重しても良いし、サブキャリアで分割するような周波数分割で多重しても良い。なお、ＤＭＲＳは、マルチユーザＭＩＭＯの送信ストリーム毎（すなわち、各端末装置宛に１ストリームずつ送信されている場合は端末装置毎）に個別に生成され、それぞれが分離できるように多重されるのが好ましい。

プリコーディング部２０４は、ＤＭＲＳが多重された第１から第Ｎの各端末装置宛の各変調シンボルが入力され、伝搬路情報取得部２１１で取得した各端末装置のＣＳＩ、およびＣＱＩに基づいて、入力された各変調シンボルに対してプリコーディングを行い、送信に使用するアンテナ部２０９−１から２０９−Ｎのアンテナ毎のプリコーディングシンボルを生成する。なお、プリコーディング部２０４の詳細については後述する。

ＣＲＳ多重部２０５−１から２０５−Ｎは、各端末装置において基地局装置１００のアンテナ部２０９−１から２０９−Ｎの各アンテナと各端末装置のアンテナとの間の伝搬路状態を推定するために参照する既知のシンボルである共通参照信号（Common Reference Signal：ＣＲＳ）を、各アンテナのプリコーディングシンボルにそれぞれ多重する。なお、多重されたＣＲＳはプリコーディングが行われない。また、ＣＲＳの多重は、各端末装置のアンテナにおいて基地局装置１００の各アンテナから送信されたＣＲＳがそれぞれ識別できる形で受信されるように多重されることが好ましく、例えば時分割で多重しても良いし、サブキャリアで分割するような周波数分割で多重しても良い。

ＩＦＦＴ部２０６−１から２０６−Ｎは、ＣＲＳが多重されたアンテナ毎のプリコーディングシンボルに対して、それぞれ逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform：ＩＦＦＴ）などの周波数時間変換を行い、時間領域の信号へ変換する。
ＧＩ挿入部２０７−１から２０７−Ｎは、アンテナ毎の時間領域信号にそれぞれガード期間（Guard Interval：ＧＩ）を挿入する。

通知情報生成部２１２は、プリコーディング部２０４から出力された縮小係数情報を各端末装置へ通知するための通知情報信号を生成する。なお、ここでは、通知情報信号はデータ信号とは異なる経路で生成する場合を例として説明したが、これに限られるものではなく、例えば、データ信号を送信するフレームの中の予め定められた領域に通知情報を挿入し、データ信号と同様に送信しても良い。

無線送信部２０８−１から２０８−Ｎは、ＧＩの挿入された信号を、アンテナ部２０９−１から２０９−Ｎのそれぞれのアンテナを通じて空間多重伝送により送信する。また、通知情報生成部２１２で生成された通知情報信号を、アンテナ部２０９−１から２０９−Ｎの少なくとも１本のアンテナを通じて、各端末装置へ送信する。
制御部２１３は、上記各部を制御し、それぞれの処理を実行させる。

図３は、本実施の形態に係るプリコーディング部２０４の一構成例を示す機能ブロック図である。図３の例では、Zero-forcing（ＺＦ）規範に基づくＴＨＰによってプリコーディングシンボルを生成する場合について説明する。

フィルタ生成部３０４は、伝搬路情報取得部２１１で取得した、各端末装置から通知されたＣＳＩに基づいて、ＴＨＰを行うための線形フィルタＷ、干渉行列Ｂを算出する。
まず、各端末装置から通知されたＣＳＩから、アンテナ部２０９−１から２０９−Ｎと、各端末装置の受信アンテナとの間の複素伝搬路利得を要素とする伝搬路行列Ｈを算出する。基地局装置１００の第ｎのアンテナ（アンテナ部２０９−ｎ：１≦ｎ≦Ｎ）と、第ｕの端末装置（１≦ｕ≦Ｎ）のアンテナとの間の第ｋサブキャリアの複素伝搬路利得をｈ_ｕ，ｋ（ｋ）としたとき、第ｋサブキャリアの伝搬路行列Ｈ（ｋ）は式（５）で表される。

なお、以降の処理はそれぞれサブキャリア毎に行われるものとし、サブキャリアの表示（ｋ）は省略する。

次に、伝搬路行列Ｈのエルミート共役Ｈ^ＨにＱＲ分解を行って、ユニタリ行列Ｑと上三角行列Ｒとに分解する。

式（６）で算出したユニタリ行列Ｑを線形フィルタＷとする（Ｗ＝Ｑ）。
さらに、各端末装置間のユーザ間干渉（ＭＵＩ）の利得を表す干渉行列Ｂを式（７）によって算出する。

なお、ｄｉａｇ（Ａ）は行列Ａの対角成分のみを抽出した対角行列であり、Ｉは単位行列を表す。ここで、プリコーディング部２０４に入力される変調シンボル（送信データシンボル）のベクトルをｄ＝［ｄ_１，・・・，ｄ_Ｎ］^Ｔとしたとき（Ａ^ＴはＡの転置を表す）、送信信号に線形フィルタＷを乗算して送信することを前提とすると、ユーザ間干渉による干渉信号はＢ×ｄで表される。

縮小係数乗算部３００は、ＤＭＲＳ多重部２０３−１からＤＭＲＳ多重部２０３−ＮでＤＭＲＳが多重された第１から第Ｎの端末装置宛の変調シンボルのうち、ＤＭＲＳを除いた送信データの変調シンボルに対して、係数算出部３０７で算出された縮小係数αを乗算する。なお、縮小係数αの算出については後述する。

第１のモジュロ演算部３０２−１は、縮小係数乗算部３００から出力された第１の端末装置宛の変調シンボルに対して変調方式によって予め定められたモジュロ幅を用いてモジュロ演算を行う。なお、第１の端末装置宛の変調シンボルに対してはＭＵＩが存在しないため、干渉成分減算部は省略している。さらにモジュロ演算部３０２−１も省略可能である。

干渉成分算出部３０３は、フィルタ生成部３０４で求めた干渉行列Ｂに基づいて、第１の端末装置宛の各サブキャリアの変調シンボルのモジュロ演算結果が第２の端末装置宛の各サブキャリアの変調シンボルに与える干渉成分を算出する。ここで、干渉行列Ｂの２行１列目の要素ｂ_２，１が、第１の端末装置宛の変調シンボルが第２の端末装置宛の変調シンボルへ及ぼす干渉の複素利得を表しており、この要素に第１の端末装置宛の変調シンボルのモジュロ演算結果を乗じることによって干渉成分を算出できる。

第２の干渉成分減算部３０１−２は、縮小係数乗算部３００から出力された第２の端末装置宛の変調シンボルから、干渉成分算出部３０３で算出した第２の端末装置宛の変調シンボルに対する干渉成分をサブキャリア毎に減算する。

第２のモジュロ演算部３０２−２は、干渉成分が減算された第２の端末装置宛の変調シンボルに対して、変調方式によって予め定められたモジュロ幅を用いてモジュロ演算を行う。

干渉成分算出部３０３は、第１の端末装置宛の各サブキャリアの変調シンボルのモジュロ演算結果および第２の端末装置宛の各サブキャリアの変調シンボルのモジュロ演算結果が、第３の端末装置宛の各サブキャリアの変調シンボルに与える干渉成分を算出する。ここで、干渉行列Ｂの３行１列目の要素ｂ_３，１は第１の端末装置宛の変調シンボルが第３の端末装置宛の変調シンボルへ及ぼす干渉の複素利得を表す。また、干渉行列Ｂの３行２列目の要素ｂ_３，２が第２の端末装置宛の変調シンボルが第３の端末装置宛の変調シンボルへ及ぼす干渉の複素利得を表す。これらの要素にそれぞれ第１の端末装置宛の変調シンボルのモジュロ演算結果および第２の端末装置宛の変調シンボルのモジュロ演算結果を乗じることによって干渉成分を算出できる。

以降、同様にして、第１から第ｎ−１までの端末装置宛の変調シンボルが第ｎの端末装置宛の変調シンボルへ及ぼす干渉の複素利得ｂ_ｎ，１、ｂ_ｎ，２、・・・、ｂ_{ｎ，ｎ−１}に、それぞれ第１から第ｎ−１までの端末装置宛の変調シンボルのモジュロ演算結果を乗じることによって第ｎの端末装置に対する干渉成分を算出する。

第Ｎの干渉成分減算部３０１−Ｎは、縮小係数乗算部３００から出力された第Ｎの端末装置宛の変調シンボルから、干渉成分算出部３０３で算出した第Ｎの端末装置宛の変調シンボルに対する干渉成分をサブキャリア毎に減算する。

第Ｎのモジュロ演算部３０２−Ｎは、干渉成分が減算された第Ｎの端末装置宛の変調シンボルに対して、変調方式によって予め定められたモジュロ幅を用いてモジュロ演算を行う。

なお、上述のように、第１のモジュロ演算部３０２−１では、実質的にモジュロ演算が不要であるため省略可能であるとしたが、他のモジュロ演算部においても、対応する端末装置に対する干渉成分の大きさなどを基準として、例えば干渉成分の大きさが予め定めた閾値より小さい場合などは、モジュロ演算を実行しない場合があっても良い。
以上の処理の結果、モジュロ演算後の送信シンボルベクトルｘは、式（８）のようになる。

ここで、ｄ'は縮小係数乗算部３００において縮小係数αが乗算された変調シンボルのベクトル、ｚはモジュロ演算によって加算された摂動ベクトルである。

係数算出部３０７は、フィルタ生成部３０４で生成された線形フィルタに基づいて、電力正規化係数β（＝ｇ^−１）、および縮小係数αを算出する。
電力正規化係数βは、式（９）で算出される。

ここで、Ｐ_ｓは１ユーザ当たりの平均送信電力、ｔｒ（Ａ）は行列Ａのトレース演算、Ｅ［・］はアンサンブル平均をそれぞれ表す。なお、モジュロ幅をτとし、モジュロ演算後の送信シンボルｘがモジュロ領域内に一様分布すると仮定すると、ＱＰＳＫ変調時は式（９）のＥ［ｘｘ^Ｈ］は式（１０）で表される。

ここで、ｄｉａｇ［・］は、各要素を対角成分とし、他を０とする対角行列を表す。

次に、縮小係数αについて説明する。
縮小係数αは０＜α≦１の実数値であり、縮小係数乗算部３００において変調シンボルに乗算することによって、変調シンボルの信号点配置をα倍に縮小するための係数である。

図４は、ＱＰＳＫ変調における、縮小係数αの乗算によって縮小された信号点配置の例を示した図（信号空間ダイアグラム：Constellation Diagram、信号点配置図）である。なお、簡単のため、図４における表記も含め、特に断りが無い限り、以降Ｐ_ｓ＝１として説明する。
図４に示すように、変調シンボルの各（候補）信号点ｃ_００、ｃ_０１、ｃ_１０、ｃ_１１は、縮小係数αの乗算によって、同相成分と直交成分の大きさがそれぞれα倍に縮小された信号点ｃ'_００、ｃ'_０１、ｃ'_１０、ｃ'_１１に移動する。このとき、モジュロ演算部３０２−１から３０２−Ｎにおけるモジュロ演算のモジュロ幅τは変わらない。なお、図４では、元の信号点ｃ_００、ｃ_０１、ｃ_１０、ｃ_１１（これらを基準信号点と記す）の振幅（座標）は、ＱＰＳＫ変調信号の信号電力が１となるように正規化している。

図５は、縮小係数αの大きさによるビット誤り特性への影響を模式的に例示した図である。
基準信号点をｃ、α倍した場合の信号点をｃ'（＝αｃ）とする。各信号点を中心として描かれた円の領域は、各信号点を送信信号として送信した場合の、雑音による受信信号点の広がり（雑音をガウス雑音としたときの、ある確率以上で受信信号点が分布する領域）を示したものである。
各信号点を中心とする円の領域において、Ｉ軸またはＱ軸を跨いだ領域（網掛けの領域）は、受信信号点の判定誤りによってビット誤りが発生する領域である。
また、信号点ｃを中心とする円の領域において、モジュロ境界（τ／２＝２^１／２）を跨いだ領域（斜線の領域）は、受信信号点にモジュロ演算を施したときに摂動ベクトルが正しく除去されず（モジュロ演算誤り）、ビット誤りが発生する領域である。

それぞれの円の領域の面積が異なるのは、縮小係数αの値に応じて送信シンボルｘの電力が変化し、電力正規化係数βも変化する（縮小係数αが小さいほど電力正規化係数βは大きくなる）ためである。このため、縮小係数αが大きいほど、受信信号点のＩ軸およびＱ軸からの距離が大きくなることで判定誤りの確率は小さくなるが、受信時の雑音強調が大きくなることでモジュロ演算誤りの確率が大きくなる。逆に、縮小係数αが小さいほど、受信時の雑音強調が小さくなることでモジュロ演算誤りの確率は小さくなるが、受信信号点のＩ軸およびＱ軸からの距離が小さくなることで判定誤りの確率が大きくなる。なお、この判定誤りとモジュロ演算誤りのトレードオフは、ＳＮＲに応じて変化する。したがって、縮小係数αすなわち送信信号の信号点配置、および縮小係数αの関数である電力正規化係数βを、ＳＮＲに基づいて適切に決定することによって送信信号の包絡線振幅を決定し、信号点配置を固定とした場合に比べてビット誤り率特性を改善することができる。

そこで、本実施の形態の係数算出部３０７では、上記のトレードオフにおいてＳＮＲをパラメータとするビット誤りの理論式を最小とする縮小係数αを算出する。なお、本実施の形態では、計算の簡略化のため、縮小係数αを適用する前の信号電力Ｐ_ｓを基にしたＳＮＲを用いるが、これに限られるものではない。

なお、本実施の形態ではＳＮＲに基づいて縮小係数αを決定する場合について説明するが、非線形プリコーディングによって抑圧するユーザ間干渉以外の干渉、例えばセルラシステムにおけるセル間干渉などがガウス分布すると仮定できる場合、ＳＮＲに代わってＳＩＮＲに基づいて縮小係数αを同様の方法で決定することができる。

図６は、縮小係数αによって縮小された信号点ｃ'と、その受信信号点の分布を同相成分および直交成分毎に示した図である。

ここで、同相成分の分布確率をｐ（ｉ）とすると、同相成分のビット誤り確率Ｐ_ｉは、式（１１）で表される。

ここで、ｅｒｆｃ（・）は相補誤差関数、ｄ_ｕは送信データシンボルｄの各要素、σ_ｎは雑音の標準偏差、ΓはΓ＝Ｐ_ｓ／σ_ｎ ^２で表される平均ＳＮＲである。式（１１）の各右辺の第１項は判定誤りによるビット誤りの確率を表し、第２項はモジュロ演算誤りによるビット誤りの確率を表している。
直交成分のビット誤り確率Ｐ_ｑは、Ｐ_ｉと等しいため、全体のビット誤り確率Ｐ_ｂは式（１２）となる。

式（１２）に基づいて、ビット誤り確率Ｐ_ｂを最小化するαを算出する。例えば、ｇすなわちβ^−１はαの関数であるので、式（１２）をαで微分し、ｄＰ_ｂ／ｄα＝０となるαを求めればよい。

図７、図８、および図９は、式（１２）に基づく、それぞれ平均ＳＮＲのΓ＝０ｄＢ、５ｄＢ、１０ｄＢの場合の、ビット誤り確率Ｐ_ｂ（実線）と、右辺第１項が示す判定誤りによるビット誤り確率（一点鎖線）、右辺第２項が示すモジュロ演算誤りによるビット誤り確率（二点鎖線）を示したグラフである。

図７から図９に示すように、平均ＳＮＲに応じて、ビット誤り確率Ｐ_ｂを最小とするαの値が変化することがわかる。図７から図９に基づけば、平均ＳＮＲが０ｄＢ、５ｄＢ、１０ｄＢのときの、ビット誤り確率Ｐ_ｂを最小化するαの値は、それぞれ０．７８、０．９１、０．９７と求められる。

線形フィルタ部３０５は、第１のモジュロ演算部３０２−１から第Ｎのモジュロ演算部３０２−Ｎがそれぞれ出力した第１から第Ｎの端末装置宛の変調シンボルのモジュロ演算結果が入力されると、これにフィルタ生成部３０４で算出した線形フィルタＷ（ユニタリ行列Ｑ）をサブキャリア毎に乗算する。そして、アンテナ部２０９−１から２０９−Ｎの各アンテナからそれぞれ送信すべきプリコーディングシンボルを出力する。

電力正規化部３０６は、線形フィルタ部３０５から出力されたプリコーディングシンボルに対して、係数算出部３０７で算出したサブキャリア毎の電力正規化係数βを乗算する。

なお、本実施の形態では、縮小係数αをサブキャリア毎に算出する場合の例を説明したが、これに限られるものではなく、例えば、サブキャリア毎に求めたαの平均値を全てのサブキャリアに適用しても良いし、複数のサブキャリアをグループ化してαの平均値を求めてグループ毎に適用しても良い。この場合、縮小係数情報を各端末装置へ通知するための情報量を削減することができる。

図１０は、本実施の形態に係る端末装置１０００の一構成例を示す機能ブロック図である。なお、図１の無線通信システムの例では、端末装置１０１から１０４の構成例に当たる。

無線受信部１００２は、アンテナ部１００１のアンテナを通じて基地局装置１００からの信号を受信する。
通知情報取得部１０１５は、受信した信号から、縮小係数情報を通知するための通知情報信号を検出し、縮小係数αを取得する。
ＧＩ除去部１００３は、受信した信号からＧＩを取り除く。

ＦＦＴ部１００４は、ＧＩが除去された受信信号をＦＦＴなどによって時間周波数変換し、サブキャリア毎の受信シンボルに変換する。
ＣＲＳ分離部１００５は、受信シンボルからＣＲＳを分離し、分離したＣＲＳをＣＲＳ伝搬路推定部１０１２に入力し、残りの受信シンボルをＤＭＲＳ分離部１００６に入力する。

ＣＲＳ伝搬路推定部１０１２は、分離されたＣＲＳに基づいて、基地局装置１００の各アンテナと、端末装置１０００のアンテナ部１００１のアンテナとの間の伝搬路状態および受信ＳＮＲを推定する。
伝搬路情報生成部１０１３は、ＣＲＳ伝搬路推定部１０１２で推定した伝搬路状態および受信ＳＮＲに基づいて、それらを基地局装置１００へ通知するためのＣＳＩおよびＣＱＩを含む伝搬路情報を生成する。
無線送信部１０１４は、アンテナ部１００１のアンテナを通じて、伝搬路情報生成部１０１３で生成した伝搬路情報を基地局装置１００へ送信する。

ＤＭＲＳ分離部１００６は、受信シンボルからＤＭＲＳを分離し、分離したＤＭＲＳをＤＭＲＳ伝搬路推定部１０１１に入力し、残りの受信シンボルを伝搬路補償部１００７に入力する。
ＤＭＲＳ伝搬路推定部１０１１は、分離されたＤＭＲＳに基づいて、基地局装置１００によるプリコーディング後の伝搬路状態をそれぞれ推定し、基地局装置１００で送信信号に乗算された電力正規化係数ｇを推定する。

伝搬路補償部１００７は、ＤＭＲＳ伝搬路推定部１０１１におけるプリコーディング後の伝搬路状態の推定結果、および電力正規化係数ｇ（＝β^−１）の推定結果に基づいて、受信シンボルに対して伝搬路補償（位相の補償、電力正規化係数ｇの乗算）を行う。

モジュロ演算部１００８は、伝搬路補償部１００７が出力する伝搬路補償された受信シンボルに対して、変調方式によって予め定められたモジュロ幅を用いてモジュロ演算を行
なう。

復調部１００９は、伝搬路補償されモジュロ演算された受信シンボルに対して、通知情報取得部１０１５で取得した縮小係数αに基づいて復調を行う。例えば、α倍に縮小された信号点配置を持つ各候補信号点と受信信号点とのユークリッド距離から、復調ビットの対数尤度比（Log Likelihood Ratio：ＬＬＲ）を算出して復調処理を行う。なお、変調方式が指定されている場合は、その変調方式に基づいて復調を行う。

復号化部１０１０は、復調された系列に対して誤り訂正復号処理を行い、受信データ系列を生成し出力する。なお、符号化率が指定されている場合は、その符号化率に従ってレートマッチング（デパンクチャ）を行ってから誤り訂正復号処理を行う。
制御部１０１６は、上記各部を制御し、それぞれの処理を実行させる。

図１１は、本実施の形態における通信システムのビット誤り率特性（ＢＥＲ特性）の例を示したグラフである。図１１では、アンテナ数２の基地局装置からアンテナ数１の端末装置２つに対して、ＴＨＰを用いたマルチユーザＭＩＭＯ伝送を行った場合の、１ユーザー（端末装置）当たりの平均ＳＮＲに対するＢＥＲ特性を示している。なお、変調方式はＱＰＳＫであり、縮小係数αはサブキャリア毎に算出して適用している。

図１１の点線は、従来の信号点配置（α＝１）を用いた場合のＢＥＲ特性であり、実線（Adaptive）は本実施の形態に基づいて縮小係数αをＳＮＲに応じて算出して適用した場合のＢＥＲ特性である。図１１の例では、本実施の形態による通信システムでは、従来に比べてＢＥＲ特性を約１ｄＢ改善できていることがわかる。

以上のように本実施の形態によれば、マルチユーザＭＩＭＯに非線形プリコーディングを用いた場合に、判定誤りによるビット誤りとモジュロ演算の誤りによるビット誤りのトレードオフに基づいて、ＳＮＲに応じて算出した縮小係数αで送信信号の変調シンボルの信号点配置を適切に変更することによって、マルチユーザＭＩＭＯ伝送の伝送特性を改善することが可能となる。

なお、本実施の形態では、基地局装置１００の通知情報生成部２１２において、縮小係数αの情報を基地局装置から端末装置へ通知するための通知情報を生成して端末装置１０００に通知する場合の例を説明したが、これに限られるものではない。

例えば、基地局装置１００のＤＭＲＳ多重部２０３−１から２０３−Ｎで多重された各端末装置宛のＤＭＲＳのそれぞれ一部のシンボルに対して、縮小係数乗算部３００において送信データの変調シンボルと同じ縮小係数αを乗算してから送信することによって、端末装置１０００のＤＭＲＳ伝搬路推定部１０１１において、縮小係数αを乗算されたＤＭＲＳシンボルと縮小係数αを乗算されなかったＤＭＲＳシンボルとの振幅の比を算出することで縮小係数αを求める（推定する）ことが可能である。

さらに、ＱＰＳＫ変調の場合は、ビット判定面がＩ軸およびＱ軸の座標軸のみであるため、縮小係数αを基地局装置から端末装置へ通知しなくても復調が可能である。

本発明による通信装置で動作するプログラムは、本発明に関わる上記実施の形態の機能を実現するように、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等を制御するプログラム（コンピュータを機能させるプログラム）であっても良い。そして、これら装置で取り扱われる情報は、その処理時に一時的にＲＡＭ（Random Access Memory）に蓄積され、その後、Ｆｌａｓｈ ＲＯＭ（Read Only Memory）などの各種ＲＯＭやＨＤＤ（Hard Disk Drive）に格納され、必要に応じてＣＰＵによって読み出し、修正・書き込みが行われる。

また、図２等の各構成の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各部の処理を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。

また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。また、上述した実施の形態における通信装置（送信装置および受信装置）の一部、または全部を典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現してもよい。通信装置の各機能ブロックは個別にチップ化してもよいし、一部、または全部を集積してチップ化してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いることも可能である。

以上、この発明の実施の形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこれらの実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等された発明も含まれる。

１００ 基地局装置
１０１〜１０４ 端末装置
２０１−１〜２０１−Ｎ 符号化部
２０２−１〜２０２−Ｎ 変調部
２０３−１〜２０３−Ｎ ＤＭＲＳ多重部
２０４ プリコーディング部
２０５−１〜２０５−Ｎ ＣＲＳ多重部
２０６−１〜２０６−Ｎ ＩＦＦＴ部
２０７−１〜２０７−Ｎ ＧＩ挿入部
２０８−１〜２０８−Ｎ 無線送信部
２０９−１〜２０９−Ｎ アンテナ部
２１０ 無線受信部
２１１ 伝搬路情報取得部
２１２ 通知情報生成部
２１３ 制御部
３００ 縮小係数乗算部
３０１−２〜３０１−Ｎ 干渉成分減算部
３０２−１〜３０２−Ｎ モジュロ演算部
３０３ 干渉成分算出部
３０４ フィルタ生成部
３０５ 線形フィルタ部
３０６ 電力正規化部
３０７ 係数算出部
１０００ 端末装置
１００１ アンテナ部
１００２ 無線受信部
１００３ ＧＩ除去部
１００４ ＦＦＴ部
１００５ ＣＲＳ分離部
１００６ ＤＭＲＳ分離部
１００７ 伝搬路補償部
１００８ モジュロ演算部
１００９ 復調部
１０１０ 復号化部
１０１１ ＤＭＲＳ伝搬路推定部
１０１２ ＣＲＳ伝搬路推定部
１０１３ 伝搬路情報生成部
１０１４ 無線送信部
１０１５ 通知情報取得部
１０１６ 制御部

Claims (11)

1. ユーザ間干渉を非線形プリコーディングによって予め抑圧して、複数の受信装置宛の送信データを空間多重して送信するマルチユーザＭＩＭＯ伝送を行う送信装置であって、
   前記各受信装置から通知された伝搬路情報を取得する伝搬路情報取得部と、
   前記各受信装置宛の送信データに対して、前記伝搬路情報に基づいて非線形プリコーディングを行うプリコーディング部とを備え、
   前記プリコーディング部は、前記伝搬路情報から求めた、受信信号電力対雑音電力比、または受信信号電力対干渉および雑音電力比に基づいて、送信信号の包絡線振幅を決定することを特徴とする送信装置。
2. 前記プリコーディング部は、
   前記受信信号電力対雑音電力比、または前記受信信号電力対干渉および雑音電力比に基づいて、縮小係数を算出し、
   前記各受信装置宛の送信データの変調シンボルの振幅を、基準信号点の振幅に対して前記縮小係数を乗算した値とすることによって、前記送信信号の包絡線振幅を決定することを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
3. 前記プリコーディング部は、
   さらに、前記縮小係数に基づいて送信電力の電力正規化係数を算出し、プリコーディング後の送信データに対して前記電力正規化係数を乗算することによって、前記送信信号の包絡線振幅を決定することを特徴とする請求項２に記載の送信装置。
4. 前記プリコーディング部は、
   前記受信信号電力対雑音電力比、または前記受信信号電力対干渉および雑音電力比に基づいて求められる、受信信号の判定誤りによるビット誤りの確率と、受信装置のモジュロ演算誤りによるビット誤りの確率との和が最小となるように、前記縮小係数および前記電力正規化係数を算出することを特徴とする請求項３に記載の送信装置。
5. 既知のシンボルである参照信号を前記送信データに多重するＤＭＲＳ多重部をさらに備え、
   前記プリコーディング部は、前記参照信号に対して送信データと同様のプリコーディングを行い、プリコーディング後の前記参照信号に対して前記電力正規化係数を乗算することを特徴とする請求項３または請求項４に記載の送信装置。
6. 前記縮小係数を受信装置に通知するための通知情報を生成する通知情報生成部をさらに備えることを特徴とする請求項２から請求項５のいずれか一項に記載の送信装置。
7. 前記プリコーディング部は、
   前記参照信号の一部に対して、さらに前記縮小係数を乗算して振幅を変更することを特徴とする請求項５に記載の送信装置。
8. ユーザ間干渉を非線形プリコーディングによって予め抑圧して、複数の受信装置宛の送信データを空間多重して送信装置が送信した、マルチユーザＭＩＭＯ信号を受信する受信装置であって、
   前記送信装置から送信された信号から通知情報を検出して、縮小係数を取得する通知情報取得部と、
   前記縮小係数に基づいて、受信した前記マルチユーザＭＩＭＯ信号の復調処理を行う復調部とを備えることを特徴とする受信装置。
9. ユーザ間干渉を非線形プリコーディングによって予め抑圧して、複数の受信装置宛の送信データを空間多重して送信装置が送信した、マルチユーザＭＩＭＯ信号を受信する受信装置であって、
   前記受信したマルチユーザＭＩＭＯ信号から既知のシンボルである参照信号を複数検出して分離するＤＭＲＳ分離部と、
   前記検出した複数の参照信号の間の振幅の比に基づいて縮小係数を算出するＤＭＲＳ伝搬路推定部と、
   前記縮小係数に基づいて、受信した前記マルチユーザＭＩＭＯ信号の復調処理を行う復調部とを備えることを特徴とする受信装置。
10. 複数の受信装置と、ユーザ間干渉を非線形プリコーディングによって予め抑圧して、前記複数の受信装置宛の送信データを空間多重して送信するマルチユーザＭＩＭＯ伝送を行う送信装置とから構成される通信システムであって、
    前記送信装置は、
    前記各受信装置から通知された伝搬路情報を取得し、
    前記伝搬路情報から求めた、受信信号電力対雑音電力比、または前記受信信号電力対干渉および雑音電力比に基づいて縮小係数を算出して、前記各受信装置宛の送信データの変調シンボルに対して前記縮小係数を乗算し、
    前記縮小係数の乗算された各受信装置宛の送信データに対して、前記伝搬路情報に基づいてプリコーディングを行ってマルチユーザＭＩＭＯ信号を生成し、
    前記縮小係数を前記各受信装置に通知する通知情報を生成し、
    前記マルチユーザＭＩＭＯ信号および前記通知情報を前記各受信装置へ送信し、
    前記受信装置は、
    前記マルチユーザＭＩＭＯ信号および前記通知情報を受信し、
    受信した前記通知情報から縮小係数を取得し、
    前記縮小係数に基づいて、受信した前記マルチユーザＭＩＭＯ信号の復調処理を行うことを特徴とする通信システム。
11. 複数の受信装置と、ユーザ間干渉を非線形プリコーディングによって予め抑圧して、前記複数の受信装置宛の送信データを空間多重して送信するマルチユーザＭＩＭＯ伝送を行う送信装置とから構成される通信システムであって、
    前記送信装置は、
    前記各受信装置から通知された伝搬路情報を取得し、
    既知のシンボルである参照信号を前記各受信装置宛の送信データに複数多重し、
    前記伝搬路情報から求めた、受信信号電力対雑音電力比、または前記受信信号電力対干渉および雑音電力比に基づいて縮小係数を算出して、前記各受信装置宛の送信データの変調シンボル、および前記参照信号の一部に対して前記縮小係数を乗算し、
    縮小係数の乗算された各受信装置宛の前記送信データ、縮小係数の乗算された前記参照信号、および縮小係数の乗算されていない前記参照信号に対して、前記伝搬路情報に基づいてプリコーディングを行ってマルチユーザＭＩＭＯ信号を生成し、
    前記マルチユーザＭＩＭＯ信号を前記各受信装置へ送信し、
    前記受信装置は、
    前記マルチユーザＭＩＭＯ信号を受信し、
    受信した前記マルチユーザＭＩＭＯ信号から複数の参照信号を検出して分離し、
    前記複数の参照信号の間の振幅の比に基づいて縮小係数を算出し、
    前記縮小係数に基づいて、参照信号が分離された前記マルチユーザＭＩＭＯ信号の復調処理を行うことを特徴とする通信システム。

Images