WO2013018555A1 - 無線受信装置およびプログラム - Google Patents

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WO2013018555A1
WO2013018555A1 PCT/JP2012/068363 JP2012068363W WO2013018555A1 WO 2013018555 A1 WO2013018555 A1 WO 2013018555A1 JP 2012068363 W JP2012068363 W JP 2012068363W WO 2013018555 A1 WO2013018555 A1 WO 2013018555A1
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signal
precoding
unit
mean square
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宏道 留場
毅 小野寺
博史 中野
デルガド アルバロ ルイズ
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シャープ株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a radio reception apparatus and a program in which nonlinear precoding and linear precoding are selectively used or simultaneously used in mobile communication technology.
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • the amount of improvement in frequency utilization efficiency by the MIMO technology is proportional to the number of transmission / reception antennas.
  • MU-MIMO multi-user MIMO
  • MU-MIMO transmission signals destined for each terminal device are received by the terminal device as inter-user interference (IUI), so it is necessary to suppress IUI.
  • IUI inter-user interference
  • LTE Release 3.9
  • LTE 3.9th generation mobile radio communication system
  • Linear precoding that suppresses IUI by multiplication is employed.
  • the propagation path orthogonality between the spatially multiplexed terminals is high, IUI cannot be effectively suppressed. Therefore, in MU-MIMO based on linear precoding, there is a limit in improving frequency utilization efficiency.
  • Nonlinear precoding has a large change in transmission characteristics depending on the perturbation vector search method.
  • Vector Perturbation (VP) described in Non-Patent Document 1 is a technique for searching for an optimal perturbation vector from all selectable perturbation vectors, and can realize excellent transmission characteristics, but has an enormous amount of calculation.
  • the method based on Tomlinson Harashima Precoding (THP) described in Non-Patent Document 2 can easily search for perturbation vectors, but the transmission characteristics are significantly deteriorated compared to VP.
  • Nonlinear precoding is an effective technique for improving frequency utilization efficiency, but there is a characteristic deterioration factor called modulo loss in wireless transmission that performs modulo computation required in nonlinear precoding. Therefore, depending on the propagation path conditions, the modulo loss may exceed the required transmission power reduction effect obtained by nonlinear precoding, so that a situation occurs in which the transmission characteristics deteriorate compared to linear precoding. Therefore, for example, in Non-Patent Document 3, for a transmission signal addressed to a terminal having a small transmission power reduction effect by modulo arithmetic, the same processing as linear precoding not requiring modulo arithmetic is performed, the IUI is large, and transmission power suppression by modulo arithmetic is performed. There has been proposed a method of performing nonlinear precoding by THP by applying a modulo operation only to a transmission signal addressed to a terminal having a large effect.
  • nonlinear precoding is not limited to MU-MIMO.
  • nonlinear precoding is used to suppress the maximum transmission power to average transmission power ratio (PAPR), which is a problem in orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) transmission.
  • PAPR maximum transmission power to average transmission power ratio
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • Non-linear precoding is based on a modulo operation in the terminal device.
  • non-linear precoding also includes a characteristic deterioration factor called modulo loss
  • linear precoding and non-linear precoding may be adaptively changed according to the propagation path condition and the like as in Non-Patent Document 3. . Therefore, the terminal device needs to know whether or not a modulo operation is required for the received signal, or whether or not a perturbation term is added to the transmission signal. It has been discussed to notify control information. However, notifying the control information means an increase in overhead, which limits the improvement of frequency utilization efficiency.
  • the terminal device When nonlinear precoding and linear precoding are used selectively or mixedly, the terminal device needs to know whether or not a modulo operation is required for the received signal. When notifying, the overhead is increased.
  • an object of the present invention is to provide a wireless reception device and a program that can estimate whether a modulo operation is required for a received signal without performing notification by control information. Is to provide.
  • the present invention is a wireless reception device that includes at least one antenna and receives a precoded signal from a wireless transmission device, In the precoded signal, the reference signal and the data signal are arranged in different radio resources, Based on the received signal and the reference signal, first transmission path information obtaining means for obtaining first propagation path information between the wireless transmission device, the received signal, and the first Second transmission path information obtaining means for obtaining second propagation path information with the wireless transmission device based on the propagation path information, and information on at least a part of the first and second propagation path information And determining means for determining a method for demodulating a desired signal from the precoded signal, and demodulating the desired signal from the precoded signal based on the determined method. And a demodulating means.
  • the precoding is characterized in that the first precoding that does not include the nonlinear arithmetic processing and the second precoding that includes the nonlinear arithmetic processing are used simultaneously or selectively.
  • the first propagation path information is a first propagation path estimated value acquired based on propagation path estimation using the received signal and the reference signal
  • the second propagation path information is A propagation path estimated value acquired based on a determination feedback propagation path estimation method using a temporary determination value sequence associated with the data signal, acquired based on the first propagation path information and the received signal. It is characterized by that.
  • the propagation path estimation value acquired based on the determination feedback propagation path estimation method is a second value acquired based on the determination feedback propagation path estimation method performed as if the precoding was the first precoding. Including either or both of a propagation path estimated value and a third propagation path estimated value acquired based on a decision feedback propagation path estimation method performed assuming that the precoding is a second precoding. It is characterized by.
  • the determining means includes a first mean square error between the first propagation path estimated value and the second propagation path estimated value, the first propagation path estimated value, and the third propagation path. And a second mean square error between the path estimation values and a desired signal is demodulated from the precoded signal based on the magnitude of the obtained mean square error It is characterized by determining a method.
  • the precoding associated with the obtained mean square error is smaller than a first threshold, it is determined that the precoding associated with the obtained mean square error has been performed on the data signal; When larger than a threshold value, it is determined that the precoding not associated with the obtained mean square error is performed on the data signal.
  • the determining means includes a first mean square error between the first propagation path estimated value and the second propagation path estimated value, the first propagation path estimated value, and the third propagation path. Obtaining a second mean square error between the path estimate and comparing the first mean square error with the second mean square error and relating the smaller mean square error to the second mean square error It is determined that precoding has been performed on the data signal, and a method for demodulating a desired signal is determined from the precoded signal.
  • the determining means obtains a third mean square error between the second propagation path estimated value and the third propagation path estimated value, and based on the magnitude of the third mean square error A method of demodulating a desired signal from the precoded signal is determined.
  • the third mean square error is smaller than a first threshold, it is determined that the first precoding has been performed on the data signal, and the third mean square error is greater than the first threshold. If larger, it is determined that the second precoding is applied to the data signal.
  • the first threshold value is a value associated with reception quality including an average reception signal-to-noise power ratio or an average reception signal-to-interference plus noise power ratio observed by the wireless reception device.
  • the present invention is a program for causing a computer to function as each means of the wireless reception device.
  • a wireless reception device is provided without notification of control information from the wireless transmission device. It is possible to estimate whether or not requires a modulo operation, and an increase in overhead related to control information can be avoided.
  • the present embodiment is directed to a wireless communication system in which a transmission signal to which nonlinear precoding is applied is transmitted from a wireless transmission device and received by a wireless reception device.
  • terminal apparatus 200 having one receiving antenna with respect to base station apparatus 100 (also referred to as a radio transmitting apparatus; see FIG. 1 described later) having N t transmitting antennas and capable of nonlinear precoding.
  • N t U for MU-MIMO transmission with U connections (also referred to as a wireless reception device; see FIG. 4 described later).
  • OFDM signal modulation having Nc subcarriers (subcarriers) is applied to the transmission signal.
  • Base station apparatus 100 acquires propagation path information to each terminal apparatus 200 from the control information notified from each terminal apparatus 200, and performs precoding for each subcarrier on transmission data based on the propagation path information. Shall.
  • propagation path information between the base station apparatus and the terminal apparatus is defined.
  • a quasi-static frequency selective fading channel is assumed.
  • the term “quasi-static” as used herein means that the time variation of the channel in one OFDM signal is so small that it can be ignored.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the base station apparatus.
  • a base station apparatus 100 includes a channel encoding unit 101, a data modulation unit 102, a reference signal multiplexing unit 103, an S / P conversion unit 104, a precoding unit 105, and an antenna unit 106. And a control information acquisition unit 107 and a CSI acquisition unit 108.
  • the precoding unit 105 exists for the number of subcarriers N c
  • the antenna unit 106 exists for the number of transmission antennas N t, respectively.
  • the transmission data series addressed to each terminal device is subjected to channel coding in the channel coding unit 101 and then data modulated to QPSK, 16QAM, etc. in the data modulation unit 102.
  • An output from the data modulation unit 102 is input to the reference signal multiplexing unit 103, and a known reference signal sequence for performing propagation path estimation in each terminal device 200 is multiplexed in the reference signal multiplexing unit 103.
  • the reference signals addressed to each terminal device are multiplexed so as to be orthogonal to each other so that they can be separated in the received terminal device 200.
  • two reference signals a reference signal (CRS) for channel estimation and a reference signal (DM-RS) for demodulation
  • CRS is for estimating the propagation path matrix expressed by the equation (1)
  • DM-RS is for estimating information related to precoding described later.
  • the multiplexing method of CRS and DM-RS is not particularly limited. However, the CRS is arranged so as to be orthogonal between the transmission antennas, and the DM-RS is arranged so as to be orthogonal between the connected terminal devices 200.
  • DM-RSs can be spatially multiplexed, and may be spatially multiplexed with data signals addressed to other terminal apparatuses. In any method, it is desirable that the interference given to the data signal is zero as much as possible.
  • the data signal and the reference signal are assumed to be orthogonal to each other in frequency, and the terminal device 200 will be described assuming that desired information can be ideally estimated.
  • the output of the reference signal multiplexing unit 103 is input to the S / P conversion unit 104, and is serial-parallel converted into Nc parallel signal sequences for each Nc sample.
  • the outputs from the S / P conversion section 104 are output by Nc, which is the number of subcarriers, and are respectively input to the corresponding subcarrier precoding sections 105.
  • the precoding unit 105 will be described.
  • the k-th subcarrier precoding unit 105 will be described, and first, a case where a data signal component of the output of the reference signal multiplexing unit 103 is input will be described.
  • the device configuration of the precoding unit 105 is shown in FIG. As shown in FIG. 2, the precoding unit 105 includes a linear filter generation unit 111, a perturbation vector search unit 112, and a transmission signal generation unit 113.
  • the k-th subcarrier propagation path matrix H (k) is input.
  • H (k) is estimated by terminal apparatus 200 based on the above-described CRS, and is notified to base station apparatus 100. In the following description, H (k) is ideally acquired by the CSI acquisition unit 109, and the index k is omitted for simplicity.
  • the signal processing of the precoding unit 105 varies depending on the precoding scheme assumed by the base station apparatus 100.
  • M.M The signal processing based on the Vector perturbation (VP) technique described in Hochwald et al. Will be described.
  • VP Vector perturbation
  • the linear filter generation unit 111 generates a linear filter W.
  • a -1 represents an inverse matrix of the matrix A
  • a H represents an adjoint matrix (Hermitian transpose matrix) of the matrix A.
  • ⁇ is an interference term, which is determined according to transmission power or the like. For example, ⁇ may be set to the reciprocal of the ratio of transmission power to reception noise power per terminal device.
  • a T represents a transposed matrix of the matrix A.
  • the constant M needs to be shared with the terminal device 200 described later. As described above, when M is determined according to the modulation method, M can be notified by notifying the modulation method. Even when not determined according to the modulation method, the value of M to be used may be determined in advance with the terminal device.
  • Z Any perturbation term can be applied to Z.
  • the VP searches for a Z where the required transmission power is minimum. That is, Z is calculated by solving the minimization problem of the following equation (2).
  • Z r denote the set of all integers.
  • the transmission code to which the former perturbation term is not added is referred to as a first code
  • the transmission code to which the latter perturbation term is added is referred to as a second code.
  • x u is determined to be the first code or the second code depending on the state of the propagation path, but there may be a case where the base station apparatus 100 selectively determines the first code or the second code. .
  • the base station apparatus 100 selectively determines the first code or the second code.
  • the base station apparatus 100 selectively determines the first code or the second code.
  • the base station apparatus 100 selectively determines the first code or the second code.
  • the base station apparatus 100 selectively determines the first code or the second code.
  • the transmission code addressed to the terminal device whose perturbation term has been searched can be the second code, but the transmission code addressed to the terminal device whose perturbation term has not been searched is always the first code.
  • the modulo loss described above has a great effect when the received signal-to-noise power ratio (SNR) is low or when the modulation multi-level number is low. Therefore, by limiting the transmission code addressed to the terminal device having a low received SNR and low modulation multi-level number to the first code, the influence of modulo loss can be suppressed.
  • Equation (2) When the first code or the second code is selectively determined, the minimization problem of Equation (2) is that z 1 ′ to z U ′ are perturbation terms addressed to the terminal device whose first code is the transmission code. Then, it is transformed as the following equation (3).
  • VP whether or not a perturbation term is added to a transmission code may change depending on the situation.
  • THP Tomlinson-Harashima Precoding
  • the perturbation term is not a minimization problem as in equations (2) and (3), but is determined sequentially for each terminal device, but the value of the perturbation term depends on the propagation path information and transmission data. The change itself is the same as VP.
  • Non-Patent Document 3 when the addition of the perturbation term is determined according to the value of the inter-user interference, the first code and the second code are mixed.
  • the perturbation vector Z is output from the perturbation vector search unit 112 by the method described above.
  • ⁇ is a power normalization term that makes the signal power of the transmission signal vector constant.
  • transmission power is normalized in units of subcarriers, but power normalization may be performed in units of subbands composed of a plurality of subcarriers or in units of OFDM signals.
  • precoding section 105 Next, a case where reference signals (CRS and DM-RS) are input to precoding section 105 will be described.
  • CRS reference signals
  • DM-RS precoding similar to transmission data is performed, but perturbation vectors are not added.
  • the output of precoding section 105 for each subcarrier is input to antenna section 106 of the corresponding transmission antenna.
  • the device configuration of the antenna unit 106 is shown in FIG. As shown in FIG. 3, the antenna unit 106 includes an IFFT unit 121, a GI insertion unit 122, a wireless transmission unit 123, a wireless reception unit 124, and an antenna 125.
  • Each antenna unit 106, the output of the corresponding precoding section 105 is input to the IFFT unit 121, an inverse discrete Fourier transform of N c points (IDFT), or by inverse fast Fourier transform (IFFT) is applied, N c sub
  • IDFT inverse discrete Fourier transform of N c points
  • IFFT inverse fast Fourier transform
  • the output of the IFFT unit 121 is input to the GI insertion unit 122, and after being given a guard interval, is input to the wireless transmission unit 123.
  • the wireless transmission unit 123 the baseband transmission signal is converted into a radio frequency (RF) transmission signal.
  • the output signal of the wireless transmission unit 123 is transmitted from the transmission antenna 125, respectively.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration of the terminal device.
  • the terminal device 200 includes an antenna 201, a radio reception unit 202, a GI removal unit 203, an FFT unit 204, a reference signal separation unit 205, a propagation path estimation unit 206, and feedback information generation.
  • Unit 207 wireless transmission unit 208, modulo estimation unit 209, P / S conversion unit 210, data demodulation unit 211, and channel decoding unit 212.
  • a signal received by reception antenna 201 is input to radio reception section 202 and converted into a baseband signal.
  • the signal converted into the baseband is input to the GI removal unit 203, and after the guard interval is removed, is input to the FFT unit 204.
  • N c -point discrete Fourier transform (DFT) or fast Fourier transform (FFT) is applied to the input signal to convert it into N c subcarrier components.
  • the output of the FFT unit 204 is input to the reference signal separation unit 205.
  • the reference signal separation unit 205 separates the input signal into a data signal component, a CRS component, and a DM-RS component.
  • the data signal component is output toward the modulo estimation unit 209, and the CRS and DM-RS are output toward the propagation path estimation unit 206.
  • the propagation path estimation unit 206 performs propagation path estimation based on the input known reference signals CRS and DM-RS.
  • the known reference signal series addressed to each terminal apparatus 200 is transmitted from the base station apparatus 100 so as to be orthogonal to each other.
  • channel estimation using CRS will be described. Since the CRS is transmitted without applying precoding, the component corresponding to each terminal device 200 (for example, the u-th terminal device) in the channel matrix H (k) represented by the equation (1). If there is, it is possible to estimate the u-th component of H (k).
  • CRS is intermittently multiplexed for all radio resources, propagation path information of all subcarriers cannot be estimated directly, but appropriate in the time direction and frequency direction to satisfy the sampling theorem. It is possible to estimate the propagation path information of all subcarriers by appropriate interpolation by multiplexing CRS.
  • a specific propagation path estimation method is not particularly limited. For example, it is conceivable to use two-dimensional MMSE propagation path estimation.
  • the propagation path information estimated by the CRS is input to the feedback information generation unit 207.
  • Feedback information generation section 207 generates information to be fed back to base station apparatus 100 in accordance with the propagation path information format fed back by each terminal apparatus 200.
  • the propagation path information format is not limited to anything. For example, a method is conceivable in which estimated channel information is quantized with a finite number of bits and the quantized information is fed back.
  • Information generated by feedback information generation section 207 is input to radio transmission section 208 and notified to base station apparatus 100.
  • the DM-RS is transmitted with a part of the precoding, so that the DM-RS can be used to obtain propagation path information for demodulating the precoded data signal. I can do it.
  • a matrix ⁇ (k) H () obtained by multiplying the propagation path matrix H (k) by the linear filter W (k) and further multiplying by the power normalization coefficient ⁇ (k). k) It is possible to estimate the u-th row u-column component of W (k).
  • DM-RSs may be intermittently multiplexed for all radio resources in the same way as CRS, but it is possible to obtain demodulation information for all subcarrier components by appropriate interpolation.
  • Information obtained by the DM-RS is input to the modulo estimation unit 209.
  • FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration of the modulo estimation unit 209.
  • the modulo estimation unit 209 includes a propagation path compensation unit 221, a determination feedback propagation path estimation unit 222, a modulo calculation unit 223, and a modulo determination unit 224.
  • FIG. 6 is a flowchart showing a series of signal processing of the modulo estimation unit.
  • the data signal component that is the output of the reference signal separation unit 205 and the propagation path information obtained by the DM-RS that is the output of the propagation path estimation unit 206 are input to the modulo estimation unit 209 (step S11).
  • the equivalent propagation channel gain H u (k) (first transmission channel information) is information estimated by the DM-RS in the propagation channel estimation unit 206 (first transmission channel information acquisition means). 206 is input to the propagation path compensation unit 221 (step S12).
  • h u (k) represents the u-th row component of H (k)
  • w u (k) represents the u-th column component of W (k).
  • G u (k) represents the residual IUI.
  • the residual IUI is 0, for example, when the linear filter is based on the ZF criterion.
  • N u (k) is noise.
  • the first provisional determination value series is output as the output of the propagation path compensation unit 221.
  • the modulo width M is the same value as the constant M described in the description of the precoding unit 105.
  • the transmission code transmitted to the u-th terminal device is either the first code or the second code.
  • the transmission code is a first code
  • the first provisional decision value sequence S 1 a second provisional decision value sequence to the bit error rate of u (k) (BER) S 2, u (k) BER is known to deteriorate.
  • the BER of S 2, u (k) is approximately twice the BER of S 1, u (k) at the same reception SNR.
  • the transmission code is the second code, the BER of S 1, u (k) is significantly deteriorated with respect to the BER of S 2, u (k).
  • the channel decoding unit 212 described later needs to calculate a log likelihood ratio (LLR) for the provisional decision value series.
  • LLR log likelihood ratio
  • the LLR calculation method for the first code and the LLR calculation for the second code are required. Different methods are appropriate. If an inappropriate calculation method is used, the BER will deteriorate significantly. Therefore, the modulo estimation unit 209 needs to know exactly whether the transmission code is the first code or the second code. Below, the estimation method of the 1st code
  • the decision feedback propagation path estimator 222 receives the data signal component ⁇ R u (k) ⁇ , the first temporary judgment value sequence ⁇ S 1, u (k) ⁇ , and the second And a perturbation term ⁇ z r, u (k) ⁇ output by a modulo operation performed to obtain a second temporary determination value series ⁇ S 2, u (k) ⁇ Feedback propagation path estimation is performed.
  • the decision feedback propagation path estimation method is not limited to anything, but in this embodiment, ⁇ S 1, u (k) ⁇ and ⁇ S 2 for ⁇ R u (k) ⁇ . , U (k) ⁇ and ⁇ z r, u (k) ⁇ are used for estimation.
  • the first and second propagation path estimation values obtained by the determination feedback propagation path estimation unit 222 (second transmission path information acquisition unit) are input to the modulo determination unit 224.
  • the modulo determination unit 224 (determination unit) includes an equivalent channel gain H u (k) obtained by the DM-RS output from the channel estimation unit 206 in addition to the output of the determination feedback channel estimation unit 222. , The first temporary determination value series ⁇ S 1, u (k) ⁇ and the second temporary determination value series ⁇ S 2, u (k) ⁇ are input.
  • the information e 1 associated with the mean square error between the equivalent channel gain H ⁇ u (k) and the first channel estimation value H 1, u (k) is equivalent to
  • the propagation path gain ⁇ u (k) and the information e 2 associated with the mean square error of the second propagation path estimation value ⁇ 2, u (k) are calculated (step S16).
  • the calculation method of e 1 and e 2 is not particularly limited, but may be calculated as follows, for example.
  • the DM-RS and the data signal are frequency-orthogonal-multiplexed, so that H ⁇ u (k), H ⁇ 1, u (k) and H ⁇ 2, u (k) are of the same subcarrier. I can't get it. Therefore, IDFT is applied to H ⁇ u (k), H ⁇ 1, u (k), and H ⁇ 2, u (k) that have been obtained, and each is converted into a delay time domain. u ( ⁇ ), h ⁇ 1, u ( ⁇ ) and h ⁇ 2, u ( ⁇ ) are obtained. By applying IDFT to the propagation path information H (k), an impulse response of the propagation path can be obtained.
  • H ⁇ u (k), H ⁇ 1, u (k) and H ⁇ 2, u (k) are the propagation path matrix H (k) multiplied by the linear filter W (k), and
  • h ⁇ u ( ⁇ ), h ⁇ 1, u ( ⁇ ) and h ⁇ 2, u ( ⁇ ) are propagation paths. It is not the impulse response itself. However, most of the power is concentrated within the guard interval time length. Therefore, when the guard interval length is N g samples, e 1 and e 2 are calculated as in the following equation (6).
  • the modulo determination unit 224 determines the presence / absence of a modulo calculation based on e 1 and e 2 calculated as in Expression (6) (step S17).
  • e 1 is smaller than e 2 (step S17; Yes)
  • the propagation path estimated values H 1, u (k) estimated based on the first provisional determination value series are larger than H 2, u (k).
  • H 1, u (k) is the first code because it is close to the channel estimation value H u (k) estimated based on the DM-RS, and the first temporary determination is made by the modulo determination unit.
  • the value series ⁇ S 1, u (k) ⁇ is output (step S18).
  • step S17 when e 2 is smaller than e 1 (step S17; No), it is determined that the transmission code is the second code, and the modulo determination unit 224 determines the second temporary determination value sequence ⁇ S 2, u (K) ⁇ is output (step S19).
  • the modulo estimation unit 209 can estimate whether the transmission code is the first code or the second code. Note that a certain threshold is given to the modulo estimation unit 209 in advance, and if e 1 exceeds the threshold, it is determined that the transmission code is the second code, so that e 2 is not calculated. It may be processed. In this case, it is not necessary to estimate the third propagation path information. On the contrary, the transmission code may be estimated from e 2 and a threshold value. About a threshold value, it is necessary to set to an optimal value according to a propagation path condition. Although it can be obtained by performing BER measurement in advance, for example, an average received SNR estimated by CRS or an average received signal-to-interference plus noise power ratio (SINR) may be set.
  • SINR average received signal-to-interference plus noise power ratio
  • FIG. 7 shows a series of signal processing performed by the modulo estimation unit as a flowchart.
  • a threshold ⁇ is input (step S21).
  • the threshold ⁇ needs to be set to an optimum value according to the propagation path condition. As described above, it can be obtained by performing BER measurement in advance. For example, it may be set to an average received SNR, an average SINR, or the like.
  • Steps S22 to S25 are the same as steps S12 to S15 in FIG.
  • the modulo determination unit 224 calculates a mean square error e 1 between H ⁇ 1, u (k) and H ⁇ 2, u (k) as a mean square error.
  • Step S26 If e 1 is larger than the threshold ⁇ (step S27; Yes), the modulo determination unit 224 outputs the second provisional determination value sequence ⁇ S 2, u (k) ⁇ (step S28). If e 1 is smaller than the threshold ⁇ (step S27; No), the modulo determination unit 224 outputs the first temporary determination value sequence ⁇ S 1, u (k) ⁇ (step S29).
  • the output of the modulo estimation unit 209 is then input to the P / S conversion unit 210 and subjected to parallel / serial conversion.
  • the output of P / S converter 210 is then input to data demodulator 211 and channel decoder 212, where data demodulation and channel decoding are performed. Note that, as described above, depending on the channel decoding method, it is necessary to calculate the LLR related to the input information. However, the optimal value is obtained depending on whether the transmission code is the first code or the second code.
  • the LLR calculation method may be different.
  • the modulation method is BPSK modulation.
  • 4 is optimal for the modulo width M of BPSK.
  • the channel decoding unit 212 When performing the LLR calculation as described above, the channel decoding unit 212 always requires the first provisional determination value sequence ⁇ S 1, u () regardless of the precoding method performed by the precoding unit 105. k) ⁇ . In this case, as the output from the modulo estimation unit 209, the code determination information and the first temporary determination value sequence ⁇ S 1, u (k) ⁇ are output and input to the channel decoding unit 212, whereby the channel decoding is performed.
  • the unit 212 may be controlled to select an optimal LLR calculation method.
  • the modulo estimation unit 209 of the present embodiment performs decision feedback propagation channel estimation based on a soft estimation value sequence obtained by performing simple inverse modulation on a data signal.
  • a soft estimation value sequence corresponding to ⁇ S 1, u (k) ⁇ and ⁇ S 2, u (k) ⁇ is generated from the output of the channel decoding unit 212, and based on this, a decision feedback channel estimation is performed. May be performed.
  • OFDM signal transmission is performed and precoding is performed for each subcarrier, but there is no limitation on the transmission method (or access method) and the application unit of precoding.
  • the present embodiment is also applicable when precoding is performed for each resource block in which a plurality of subcarriers are grouped, and similarly, a single carrier based access scheme (for example, single carrier frequency division multiple access (SC ⁇ ) (FDMA) method).
  • SC ⁇ single carrier frequency division multiple access
  • precoding in MU-MIMO is targeted as precoding.
  • precoding is not limited to that associated with MU-MIMO, and a perturbation vector may be added to a transmission signal. All precoding with is subject.
  • precoding performed for OFDM PAPR suppression proposed by Takeda et al. Is also included. That is, the transmission form targeted by this embodiment is not limited to MU-MIMO, and single transmission between the base station apparatus 100 and one terminal apparatus 200 is also targeted.
  • the terminal device 200 has a plurality of reception antennas, a plurality of data streams may be received simultaneously. In this case, the signal processing of the modulo estimation unit 209 described above may be performed for each stream.
  • the transmission code estimation method it is necessary to insert DM-RSs into all OFDM signals, but an OFDM signal in which DM-RSs are not inserted is also in the vicinity of the DM. It is possible to estimate a transmission code by performing decision feedback propagation path estimation based on first propagation path information obtained from an OFDM signal with RS inserted. Further, signal demodulation may be performed based on the estimation result of the transmission code performed by the OFDM signal in which the nearby DM-RS is inserted.
  • the transmission code is estimated only in a specific OFDM signal (such as the OFDM signal at the head of the frame) or a specific subband (such as the subband at the center of the signal band) regardless of whether or not DM-RS is inserted.
  • signal demodulation may be performed based on the estimation result.
  • the estimation accuracy for estimating whether the transmission code is the first code or the second code depends on the frequency of occurrence of the perturbation term given to the second code in one OFDM signal. To do. In order to accurately estimate whether the code is the first code or the second code, it is desirable that a perturbation term be always given to the second code, whereas the actual transmission In this case, whether or not a perturbation term is given to the second code is determined depending on propagation path information and transmission data. Therefore, depending on the environment, there is almost no perturbation term for the second code. This is because it may not be granted.
  • the precoding unit of the base station apparatus performs transmission in the terminal apparatus by adding a random perturbation term in addition to the ideal perturbation term calculated by propagation path information and the like.
  • Control may be performed to improve the estimation accuracy of the code, or control may be performed so that only random perturbation terms are added without performing ideal perturbation term addition itself. In this case, it is desirable to perform control so that the above processing is performed only for the radio resource for which the transmission code is estimated. Note that when the modulo estimation unit 209 is controlled in advance so as to give a threshold value, the value of the threshold value may be changed in accordance with how the perturbation term is given.
  • the transmission code ordered in the latter half of the ordering order has a higher probability that a perturbation term is added. Therefore, not the ideal ordering order calculated based on the propagation path information or the like, but the terminal device that transmits the second code in the first half of the transmission code addressed to the terminal device that transmits the first code.
  • ordering the transmission code addressed to the latter half it may be controlled to improve the estimation accuracy of the transmission code in the terminal device, and such ordering may be performed by using an OFDM signal or a specific number of signals for estimating the transmission code. It is desirable to control only the subcarrier so that the above processing is performed.
  • control information that clearly indicates whether the modulo operation is required from the wireless transmission device to the wireless reception device, that is, whether the transmission code is the first code or the second code, by the method described above. Even if not, it is possible to estimate whether the wireless reception device is the first code or the second code, and it is possible to avoid an increase in overhead related to the addition of control information. It can contribute to improvement.
  • the program that operates in the mobile station apparatus and the base station apparatus related to the present invention is a program (a program that causes a computer to function) that controls the CPU and the like so as to realize the functions of the above-described embodiments related to the present invention.
  • Information handled by these devices is temporarily stored in the RAM at the time of processing, then stored in various ROMs and HDDs, read out by the CPU, and corrected and written as necessary.
  • a recording medium for storing the program a semiconductor medium (for example, ROM, nonvolatile memory card, etc.), an optical recording medium (for example, DVD, MO, MD, CD, BD, etc.), a magnetic recording medium (for example, magnetic tape, Any of a flexible disk etc. may be sufficient.
  • the processing is performed in cooperation with the operating system or other application programs.
  • the function of the invention may be realized.
  • the program when distributing to the market, can be stored in a portable recording medium for distribution, or transferred to a server computer connected via a network such as the Internet.
  • the storage device of the server computer is also included in the present invention.
  • LSI which is typically an integrated circuit.
  • Each functional block of the mobile station apparatus and the base station apparatus may be individually made into a processor, or a part or all of them may be integrated into a processor.
  • the method of circuit integration is not limited to LSI, and may be realized by a dedicated circuit or a general-purpose processor.
  • an integrated circuit based on the technology can also be used.
  • terminal device 201 reception antenna 202 wireless reception unit 203 GI removal unit 204 FFT unit 205 reference signal separation unit 206 propagation path estimation unit 207 feedback information generation unit 208 wireless transmission unit 209 modulo estimation unit 210 P / S conversion unit 211 data demodulation unit 212 Channel decoding unit 221 Channel compensation unit 222 Decision feedback channel estimation unit 223 Modulo operation unit 224 Modulo determination unit

Abstract

　制御情報による通知を行うことなく、受信された信号に対して、Ｍｏｄｕｌｏ演算を必要とするか否かを推定できる無線受信装置およびプログラムを提供する。　参照信号分離部２０５の出力であるデータ信号成分と、伝搬路推定部２０６の出力であるＤＭ－ＲＳによって得られた伝搬路情報はＭｏｄｕｌｏ推定部２０９に入力される。伝搬路補償部２２１において、伝送路情報に基づいて、第一の仮判定値系列を算出する。第一の仮判定値系列はＭｏｄｕｌｏ演算部２２３に入力され、Ｍｏｄｕｌｏ演算が行われ、第二の仮判定値系列が算出される。判定帰還伝搬路推定部２２２により、第一の仮判定値系列に基づく第一の伝搬路推定値と、第二の仮判定値系列に基づく第二の伝搬路推定値を求め、Ｍｏｄｕｌｏ判定部２２４により、摂動項が加算された符号であるか否かを判定して復調方法の選択に用いる。

Description

無線受信装置およびプログラム
　本発明は、移動通信技術において非線形プリコーディングと線形プリコーディングが選択的に使用される、もしくは同時に使用されるような無線受信装置およびプログラムに関する。
　無線通信システムでは、多様なブロードバンド情報サービスの提供のために、伝送速度の向上が常に望まれている。伝送速度の向上は通信帯域幅の拡大により実現可能だが、利用可能な周波数帯域には限りがあるため、周波数利用効率の改善が必須となる。周波数利用効率を大幅に改善できる技術として、複数の送受信アンテナを用いて無線伝送を行なうＭｕｌｔｉｐｌｅ　Ｉｎｐｕｔ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｏｕｔｐｕｔ（ＭＩＭＯ）技術が注目を集めており、セルラーシステムや無線ＬＡＮシステムなどで実用化されている。ＭＩＭＯ技術による周波数利用効率改善量は送受信アンテナ数に比例する。しかし、端末装置（無線受信装置）に配置できる受信アンテナ数には限りがある。そこで、同時接続する複数端末装置を仮想的な大規模アンテナアレーとみなし、基地局装置（無線送信装置）から各端末装置への送信信号を空間多重させるマルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ－ＭＩＭＯ）が周波数利用効率の改善に有効である。
　ＭＵ－ＭＩＭＯでは、各端末装置宛の送信信号同士がユーザ間干渉（ＩＵＩ）として端末装置に受信されてしまうため、ＩＵＩを抑圧する必要がある。例えば、第３．９世代移動無線通信システム（ＬＴＥと呼ばれる）のＲｅｌｅａｓｅ８　（Ｒｅｌ．８）においては、各端末装置より通知される伝搬路情報に基づき算出される線形フィルタを基地局装置にて予め乗算することでＩＵＩを抑圧する線形プリコーディングが採用されている。しかし、空間多重される端末間で伝搬路の直交性が高くない限り、ＩＵＩを効果的に抑圧できないため、線形プリコーディングに基づくＭＵ－ＭＩＭＯでは周波数利用効率の改善には限界がある。
　最近、非線形処理を基地局装置側で行なう非線形プリコーディングを用いるＭＵ－ＭＩＭＯ技術が注目を集めている。端末装置において、剰余（Ｍｏｄｕｌｏ、モジュロ）演算が可能である場合、送信信号に対して、任意のガウス整数に一定の実数が乗算された複素数（摂動項）を要素とする摂動ベクトルの加算が可能となる。そこで、基地局装置と複数端末装置の間の伝搬路状態に応じて、摂動ベクトルを適切に設定してやれば、たとえ空間多重される端末間で伝搬路の直交性が高くなくとも、摂動ベクトルを加算しない線形プリコーディングと比較して、所要送信電力を大幅に削減することが可能となる。
　非線形プリコーディングは、摂動ベクトルの探査方法により伝送特性は大きく変化する。例えば、非特許文献１記載のＶｅｃｔｏｒ　Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ（ＶＰ）は選択可能な全ての摂動ベクトルから最適摂動ベクトルを探査する技術であり、優れた伝送特性を実現できるが、演算量が膨大である。一方、非特許文献２に記載のＴｏｍｌｉｎｓｏｎ　Ｈａｒａｓｈｉｍａ　Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ（ＴＨＰ）に基づく方法は、摂動ベクトルを簡易に探査できるが、ＶＰより伝送特性は大幅に劣化してしまう。
　非線形プリコーディングは周波数利用効率改善に有効な技術であるが、非線形プリコーディングで必要とされるＭｏｄｕｌｏ演算を行う無線伝送においては、Ｍｏｄｕｌｏ損失と呼ばれる特性劣化要因が存在する。よって、伝搬路の状況によっては、非線形プリコーディングにより得られる所要送信電力低減効果よりも、Ｍｏｄｕｌｏ損失が上回る場合もあるため、線形プリコーディングよりも伝送特性が劣化する状況が発生する。そこで、例えば非特許文献３では、Ｍｏｄｕｌｏ演算による送信電力低減効果の小さい端末宛の送信信号についてはＭｏｄｕｌｏ演算を要求しない線形プリコーディングと同様の処理を施し、ＩＵＩが大きく、Ｍｏｄｕｌｏ演算による送信電力抑圧効果が大きい端末宛の送信信号についてのみＭｏｄｕｌｏ演算を適用してＴＨＰによる非線形プリコーディングを行う方式が提案されている。
　また、非線形プリコーディングが適用されるのはＭＵ－ＭＩＭＯだけには限らない。例えば、非特許文献４では直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送で問題となる最大送信電力対平均送信電力比（ＰＡＰＲ）の抑圧のために、非線形プリコーディングが使われている。この場合も、非線形プリコーディングが行われるかどうかは，実際に測定されるＰＡＰＲと、無線受信装置で発生するＭｏｄｕｌｏ損失とに依存して決定される事になる。
　非線形プリコーディングは端末装置におけるＭｏｄｕｌｏ演算を前提としている。しかし、非線形プリコーディングには、Ｍｏｄｕｌｏ損失と呼ばれる特性劣化要因も含むため、非特許文献３のように線形プリコーディングと非線形プリコーディングを伝搬路状況等に応じて、適応的に変更する場合がある。よって、端末装置は受信された信号に対して、Ｍｏｄｕｌｏ演算を必要とするか否か、もしくは送信信号に摂動項が加算されているか否かを知る必要があり、非特許文献５では、そのための制御情報を通知することが議論されている。しかし、制御情報を通知することはオーバーヘッドの増加を意味するため、周波数利用効率の改善に限界を与えてしまう。
B. M. Hochwald, et. al., "A vector-perturbation technique for near-capacity multiantenna multiuser communication-Part II:Perturbation", IEEE Trans. Commun., Vol. 53, No. 3, March 2005. M. Joham, et. al., "MMSE approaches to multiuser spatio-temporal Tomlinson- Harashima precoding", Proc. 5th Int. ITG Conf. on Source and Channel Coding, Erlangen, Germany, Jan. 2004. 中野他，"送信方法を適応的に制御するダウンリンクMU-MIMO THPに関する提案"，信学技報，RCS2009-293，2010年3月 武田他,"OFDM移動無線通信におけるPAPR低減法に関する一検討",信学技報, RCS2009-75, pp.131-136, 2009年7月 IEEE 802.11-10/01119r0, Mediatek, "On DL precoding for 11ac", Sep. 2010.
　非線形プリコーディングと線形プリコーディングが選択的に、もしくは混在して用いられる場合、端末装置は受信された信号に対して、Ｍｏｄｕｌｏ演算を必要とするか否かを知る必要があるが、制御情報によって通知する場合、オーバーヘッドを増加させてしまう。
　上述した課題に鑑み、本発明が目的とするところは、制御情報による通知を行うことなく、受信された信号に対して、Ｍｏｄｕｌｏ演算を必要とするか否かを推定できる無線受信装置およびプログラムを提供することである。
　本発明は、少なくとも一つのアンテナを備え、無線送信装置からプリコーディングが施された信号を受信する無線受信装置であって、
　前記プリコーディングが施された信号には参照信号とデータ信号とが異なる無線リソースに配置されており、
　前記受信された信号と、前記参照信号に基づき、前記無線送信装置との間の第一の伝搬路情報を取得する第一の伝送路情報取得手段と、前記受信された信号と、前記第一の伝搬路情報に基づき、前記無線送信装置との間の第二の伝搬路情報を取得する第二の伝送路情報取得手段と、前記第一および第二の伝搬路情報の少なくとも一部の情報に基づいて、前記プリコーディングが施された信号から所望の信号を復調する方法を決定する決定手段と、前記決定された方法に基づいて、前記プリコーディングが施された信号から所望の信号を復調する復調手段と、を備えることを特徴とする。
　ここで、前記プリコーディングは、非線形演算処理を含まない第一のプリコーディングと、非線形演算処理を含む第二のプリコーディングとが、同時に、もしくは選択的に用いられることを特徴とする。
　また、前記第一の伝搬路情報は、前記受信された信号と前記参照信号を用いた伝搬路推定に基づき取得される第一の伝搬路推定値であり、前記第二の伝搬路情報は、前記第一の伝搬路情報と前記受信された信号に基づき取得される、前記データ信号に関連付けられた仮判定値系列を用いた判定帰還伝搬路推定法に基づき取得される伝搬路推定値であることを特徴とする。
　また、前記判定帰還伝搬路推定法に基づき取得される伝搬路推定値は、前記プリコーディングが第一のプリコーディングであったものとして行われる判定帰還伝搬路推定法に基づき取得される第二の伝搬路推定値と、前記プリコーディングが第二のプリコーディングであったものとして行われる判定帰還伝搬路推定法に基づき取得される第三の伝搬路推定値の、いずれか、または両方を含むことを特徴とする。
　また、前記決定手段は、前記第一の伝搬路推定値と前記第二の伝搬路推定値との間の第一の平均二乗誤差と、前記第一の伝搬路推定値と前記第三の伝搬路推定値との間の第二の平均二乗誤差と、のいずれかを取得し、前記取得された平均二乗誤差の大きさに基づき、前記プリコーディングが施された信号から所望の信号を復調する方法を決定することを特徴とする。
　ここで、前記取得された平均二乗誤差が、第一の閾値より小さい場合、前記取得された平均二乗誤差に関連付けられた前記プリコーディングが前記データ信号に施されたものと判断し、第一の閾値より大きい場合、前記取得された平均二乗誤差に関連付けられていない前記プリコーディングが前記データ信号に施されたものと判断することを特徴とする。
　また、前記決定手段は、前記第一の伝搬路推定値と前記第二の伝搬路推定値との間の第一の平均二乗誤差と、前記第一の伝搬路推定値と前記第三の伝搬路推定値との間の第二の平均二乗誤差と、を取得し、前記第一の平均二乗誤差と前記第二の平均二乗誤差とを比較し、小さい方の平均二乗誤差に関連付けられた前記プリコーディングが前記データ信号に施されたものと判断し、前記プリコーディングが施された信号から所望の信号を復調する方法を決定することを特徴とする。
　また、前記決定手段は、前記第二の伝搬路推定値と前記第三の伝搬路推定値との間の第三の平均二乗誤差を取得し、前記第三の平均二乗誤差の大きさに基づき、前記プリコーディングが施された信号から所望の信号を復調する方法を決定することを特徴とする。
　また、前記第三の平均二乗誤差が第一の閾値より小さい場合、前記第一のプリコーディングが前記データ信号に施されたものと判断し、前記第三の平均二乗誤差が第一の閾値より大きい場合、前記第二のプリコーディングが前記データ信号に施されたものと判断することを特徴とする。
　また、前記第一の閾値は、前記無線受信装置で観測される平均受信信号対雑音電力比、または平均受信信号対干渉プラス雑音電力比を含む、受信品質に関連付けられた値であることを特徴とする。
　また、本発明は、コンピュータを、前記無線受信装置の各手段として機能させるためのプログラムである。
　本発明によれば、非線形プリコーディングと線形プリコーディングが選択的に使用される、もしくは同時に使用されるような無線通信システムにおいて、無線送信装置からの制御情報の通知を行うことなく、無線受信装置がＭｏｄｕｌｏ演算を必要とするか否かを推定することが可能となり、制御情報に係るオーバーヘッドの増加を回避できる。
基地局装置の構成を示すブロック図である。 プリコーディング部の構成を示すブロック図である。 アンテナ部の構成を示すブロック図である。 端末装置の構成を示すブロック図である。 Ｍｏｄｕｌｏ推定部の構成を示すブロック図である。 Ｍｏｄｕｌｏ推定部の一連の信号処理を示すフローチャートである。 Ｍｏｄｕｌｏ推定部の一連の別の信号処理を示すフローチャートである。
　以下、図面を参照して本発明の無線通信システムを適用した場合における実施形態について説明する。なお、本実施形態において説明した事項は、発明を理解するための一態様であり、実施形態に限定して発明の内容が解釈されるものではない。
　本実施形態においては、非線形プリコーディングが適用された送信信号が無線送信装置より送信され、無線受信装置に受信される無線通信システムを対象とする。以下では、Ｎｔ本の送信アンテナを有し、非線形プリコーディングが可能な基地局装置１００（無線送信装置とも呼ぶ；後述する図１参照）に対して、１本の受信アンテナを有する端末装置２００（無線受信装置とも呼ぶ；後述する図４参照）がＵ個接続しているＭＵ－ＭＩＭＯ伝送を対象とし、Ｎｔ＝Ｕであるものとする。送信信号にはＮｃ個のサブキャリア（副搬送波）を有するＯＦＤＭ信号変調が適用されるものとする。基地局装置１００は、各端末装置２００より通知される制御情報により各端末装置２００までの伝搬路情報を取得し、その伝搬路情報に基づき、送信データに対してサブキャリア毎にプリコーディングを行うものとする。
　はじめに基地局装置と端末装置間の伝搬路情報について定義する。本実施形態においては、準静的周波数選択性フェージングチャネルを仮定する。ここでいう準静的とは１ＯＦＤＭ信号内のチャネルの時間変動が無視できるほど小さいことを意味している。第ｎ送信アンテナ（ｎ＝１～Ｎｔ）と第ｕ端末装置間（ｕ＝１～Ｕ）の第ｋサブキャリアの複素チャネル利得をｈｕ，ｎ（ｋ）としたとき、伝搬路行列Ｈ（ｋ）を次式（１）として定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　［基地局装置］
　図１は基地局装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、基地局装置１００は、チャネル符号化部１０１と、データ変調部１０２と、参照信号多重部１０３と、Ｓ／Ｐ変換部１０４と、プリコーディング部１０５と、アンテナ部１０６と、制御情報取得部１０７と、ＣＳＩ取得部１０８とを含んで構成されている。プリコーディング部１０５はサブキャリア数Ｎｃ、アンテナ部１０６は送信アンテナ数Ｎｔだけそれぞれ存在する。
　各端末装置宛の送信データ系列はチャネル符号化部１０１において、チャネル符号化が行なわれたのち、データ変調部１０２において、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等にデータ変調される。データ変調部１０２からの出力は参照信号多重部１０３に入力され、各端末装置２００において伝搬路推定を行うための既知参照信号系列が参照信号多重部１０３において多重される。
　各端末装置宛の参照信号については、受信した端末装置２００において分離可能なように、それぞれが直交するように多重されるものとする。また、参照信号には、伝搬路推定用の参照信号（ＣＲＳ）と復調用の参照信号（ＤＭ－ＲＳ）の二つの参照信号が多重される。ＣＲＳは、式（１）で表されている伝搬路行列を推定するためのものであり、ＤＭ－ＲＳは後述するプリコーディングに関する情報を推定するためのものである。ＣＲＳとＤＭ－ＲＳの多重方法については、特に限定されない。しかし、ＣＲＳは各送信アンテナ間で直交するように配置され、ＤＭ－ＲＳは接続している端末装置２００間で直交するように配置される。直交多重させる方法としては、時間多重、周波数直交多重および符号直交多重のいずれか、もしくは複数の直交多重技術の組み合わせが考えられる。ＤＭ－ＲＳに限っては、空間多重も可能であり、他端末装置宛のデータ信号と空間多重させても良い。いずれの手法においても、データ信号に与える干渉は極力０とすることが望ましい。
　以下、本実施形態においては、データ信号と参照信号とは周波数直交されるものとし、端末装置２００ではそれぞれ所望の情報が理想的に推定可能なものとして説明を行う。
　参照信号多重部１０３の出力は、Ｓ／Ｐ変換部１０４に入力され、Ｎｃサンプル毎に、Ｎｃ個の並列信号系列に直列並列変換される。Ｓ／Ｐ変換部１０４の出力は、サブキャリア数であるＮｃ個だけ出力され、それぞれ対応するサブキャリアのプリコーディング部１０５に入力される。
　次いで、プリコーディング部１０５について説明する。以下では、第ｋサブキャリアのプリコーディング部１０５について説明するものとし、はじめに参照信号多重部１０３の出力のうち、データ信号成分が入力された場合について説明する。
　プリコーディング部１０５の装置構成を図２に示す。図２に示すように、プリコーディング部１０５は、線形フィルタ生成部１１１と、摂動ベクトル探査部１１２と、送信信号生成部１１３とを含んで構成されている。プリコーディング部１０５には、各端末装置宛の送信データに関するＳ／Ｐ変換部１０４の出力の第ｋサブキャリア成分｛ｄｕ（ｋ）；ｕ＝１～Ｕ｝と、ＣＳＩ取得部１０９の出力の第ｋサブキャリアの伝搬路行列Ｈ（ｋ）が入力される。Ｈ（ｋ）は上述したＣＲＳに基づき、端末装置２００にて推定され、基地局装置１００に通知される。以下の説明では、Ｈ（ｋ）は理想的にＣＳＩ取得部１０９にて取得されるものとし、簡単のため、インデックスｋは省略して記述する。
　プリコーディング部１０５の信号処理は、基地局装置１００が想定するプリコーディング方式によって変わる。以下の説明では、Ｂ．Ｍ．Ｈｏｃｈｗａｌｄらの文献に記載されているＶｅｃｔｏｒ　ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ（ＶＰ）技術に基づいた信号処理について説明する。
　はじめに線形フィルタ生成部１１１において、線形フィルタＷが生成される。線形フィルタとして、ＺＦ規範に基づくもの（Ｗ＝Ｈ－１）やＭＭＳＥ規範に基づくもの（Ｗ＝ＨＨ（ＨＨＨ＋αＩ）－１）が生成される。なおＡ－１は行列Ａの逆行列、ＡＨは行列Ａの随伴行列（エルミート転置行列）をそれぞれ表す。αは干渉項であり、送信電力等に応じて決定されるが、例えば１端末装置当たりの送信電力対受信雑音電力比の逆数に設定すれば良い。
　次いで、摂動ベクトル探査部１１２に送信データベクトルｄ＝［ｄ１，…，ｄＵ］Ｔと線形フィルタＷが入力され摂動ベクトルの探査が行われる。なお、ＡＴは行列Ａの転置行列を表す。まず、ｄに何かしらの摂動ベクトルＺ＝［ｚ１，…，ｚＵ］Ｔを加算したベクトルｘ＝［ｘ１，…，ｘＵ］Ｔ＝（ｄ＋Ｚ）を送信符号ベクトルと呼ぶこととする。ここで、｛ｚｕ；ｕ＝１～Ｕ｝は第ｕ端末装置に対する摂動項を表し、定数Ｍがガウス整数に乗算された複素数である。また、｛ｘｕ；ｕ＝１～Ｕ｝を第ｕ端末装置宛の送信符号と呼ぶ。その後、ｘに線形フィルタＷを乗算し、仮の送信信号ベクトルｓ＝［ｓ１，…，ｓＮｔ］Ｔ＝Ｗ（ｄ＋Ｚ）を計算する。定数Ｍは、通常、データ変調部１０２で適用されるデータ変調方式に依存して決定され、例えばＱＰＳＫであれば、Ｍ＝２×（２１／２）、１６ＱＡＭであれば、Ｍ＝８×（１０－１／２）であることが望ましいが、異なる値でも構わない。ただし、定数Ｍは後述する端末装置２００と共有している必要がある。前述したように変調方式に応じてＭが決定される場合、変調方式を通知することでＭを通知することが出来る。また、変調方式に応じて決定しない場合においても、予め端末装置との間で、使用されるＭの値を決めておけば良い。
　Ｚにはあらゆる摂動項が適用可能である。ＶＰでは所要送信電力が最小となるＺを探査する。すなわち、Ｚは次式（２）の最小化問題を解くことにより算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 ここで、Ｚｒは整数全体の集合を表すものとする。
　ＺはＳｐｈｅｒｅ　ｅｎｃｏｄｉｎｇ（ＳＥ）技術等により求めることが可能である。Ｚは最小化問題により求められるため、伝搬路の状況に応じては０も含む。つまり、第ｕ端末装置宛の送信符号ｘｕは伝搬路の状況によってｘｕ＝ｄｕかｘｕ＝ｄｕ＋ｚｕのいずれかとなることを意味している。以下では前者の摂動項が加算されていない送信符号を第一の符号、後者の摂動項が加算された送信符号を第二の符号と呼ぶこととする。
　ｘｕは伝搬路の状況に応じて第一の符号か第二の符号に決定されるが、基地局装置１００が選択的に第一の符号か第二の符号かを決定する場合が考えられる。例えば、多重端末数が少ない場合は、常に全ての送信符号が第一の符号になるようにし、多重端末数が多い場合には、第二の符号が発生することを許容する方法が考えられる。また、その逆も考えられるが、これは、非線形プリコーディングは線形プリコーディングに対して、演算量が大きくなるためである。また、式（２）の最小化問題は要求される演算量が膨大であるため、例えば、ある一定数の端末装置については、最適な摂動項を探査し、他の端末装置については摂動項を探査しない場合が考えられる。この場合、摂動項が探査された端末装置宛の送信符号は第二の符号となり得るが、摂動項が探査されなかった端末装置宛の送信符号は常に第一の符号ということになる。また、前述したＭｏｄｕｌｏ損失は、受信信号対雑音電力比（ＳＮＲ）が低い場合や、変調多値数が低い場合に大きな影響を与える。そこで、受信ＳＮＲや変調多値数が低い端末装置宛の送信符号は第一の符号に限定することで、Ｍｏｄｕｌｏ損失の影響を抑えることが出来る。選択的に第一の符号か第二の符号かを決定する場合、式（２）の最小化問題はｚ１'～ｚＵ'を第一の符号が送信符号となる端末装置宛の摂動項とすると、次式（３）のように変形される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　以上説明してきたように、ＶＰにおいては、状況に応じて送信符号に摂動項が付与されるか否かが変わる場合がある。なお、非線形プリコーディングとして、ＶＰではなく原島らが提案したＴｏｍｌｉｎｓｏｎ－Ｈａｒａｓｈｉｍａ　Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ（ＴＨＰ）を仮定した場合でも同様である。ＴＨＰでは、摂動項は式（２）や（３）のような最小化問題ではなく、端末装置毎に逐次的に決定されるが、伝搬路情報や、送信データに応じて、摂動項の値が変化すること自体は、ＶＰと同じである。また、非特許文献３のように、ユーザ間干渉の値に応じて摂動項の付与を決定する場合においても、第一の符号と第二の符号とが混在することになる。
　以上説明してきた方法により、摂動ベクトル探査部１１２からは摂動ベクトルＺが出力される。プリコーディング部１０５では、最後に送信信号生成部１１３にＷ、ｄおよびＺが入力され、送信信号ベクトルｓ＝βＷ（ｄ＋Ｚ）が算出され、プリコーディング部１０５の出力として出力される。ここで、βは送信信号ベクトルの信号電力を一定とする電力正規化項である。ここでは、サブキャリア単位で送信電力を正規化するものとしているが、複数サブキャリアで構成されるサブバンド単位や、ＯＦＤＭ信号単位で電力正規化を行っても良い。
　次いで、プリコーディング部１０５に参照信号（ＣＲＳおよびＤＭ－ＲＳ）が入力された場合について説明する。ＣＲＳについては、プリコーディングに関する信号処理が行われず、そのまま出力される。ＤＭ－ＲＳについては、送信データと同様のプリコーディングが行われるものの、摂動ベクトルの付与は行われない。
　各サブキャリアのプリコーディング部１０５の出力は、それぞれ対応する送信アンテナのアンテナ部１０６に入力される。アンテナ部１０６の装置構成を図３に示す。図３に示すように、アンテナ部１０６は、ＩＦＦＴ部１２１と、ＧＩ挿入部１２２と、無線送信部１２３と、無線受信部１２４と、アンテナ１２５とを含んで構成されている。各アンテナ部１０６では、対応するプリコーディング部１０５の出力がＩＦＦＴ部１２１に入力され、Ｎｃポイントの逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）、もしくは逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）が適用されて、Ｎｃサブキャリアを有するＯＦＤＭ信号が生成され、ＩＦＦＴ部１２１より出力される。ＩＦＦＴ部１２１の出力はＧＩ挿入部１２２に入力され、ガードインターバルが付与されたのち、無線送信部１２３に入力される。無線送信部１２３において、ベースバンド帯の送信信号が無線周波数（ＲＦ）帯の送信信号に変換される。無線送信部１２３の出力信号は、送信アンテナ１２５よりそれぞれ送信される。
　［端末装置］
　図４は、端末装置の構成を示すブロック図である。図４に示すように、端末装置２００は、アンテナ２０１と、無線受信部２０２と、ＧＩ除去部２０３と、ＦＦＴ部２０４と、参照信号分離部２０５と、伝搬路推定部２０６と、フィードバック情報生成部２０７と、無線送信部２０８と、Ｍｏｄｕｌｏ推定部２０９と、Ｐ／Ｓ変換部２１０と、データ復調部２１１と、チャネル復号部２１２とを含んで構成されている。
　端末装置２００においては、受信アンテナ２０１で受信された信号が、無線受信部２０２に入力され、ベースバンド帯の信号に変換される。ベースバンド帯に変換された信号は、ＧＩ除去部２０３に入力され、ガードインターバルが取り除かれた後、ＦＦＴ部２０４に入力される。ＦＦＴ部２０４では、入力された信号に対して、Ｎｃポイントの離散フーリエ変換（ＤＦＴ）もしくは高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が適用され、Ｎｃ個のサブキャリア成分に変換される。ＦＦＴ部２０４の出力は参照信号分離部２０５に入力される。参照信号分離部２０５では入力された信号を、データ信号成分とＣＲＳ成分と、ＤＭ－ＲＳ成分とに分離する。そして、データ信号成分については、Ｍｏｄｕｌｏ推定部２０９に向けて出力し、ＣＲＳとＤＭ－ＲＳについては、伝搬路推定部２０６に向けて出力される。
　伝搬路推定部２０６では、入力された既知参照信号であるＣＲＳおよびＤＭ－ＲＳに基づいて伝搬路推定が行われる。各端末装置２００宛の既知参照信号系列はそれぞれ直交するように基地局装置１００より送信されている。はじめにＣＲＳを用いた伝搬路推定について説明する。ＣＲＳは、プリコーディングを適用されずに送信されているため、式（１）で表されている伝搬路行列Ｈ（ｋ）のうち、各端末装置２００に対応する成分（例えば第ｕ端末装置であればＨ（ｋ）のうちの第ｕ行成分）を推定することが可能である。ＣＲＳが全無線リソースに対して間欠的に多重されている場合、全てのサブキャリアの伝搬路情報を直接推定することは出来ないが、標本化定理を満たすように時間方向、および周波数方向に適切にＣＲＳを多重することで、適切な補間により全てのサブキャリアの伝搬路情報を推定することが可能である。具体的な伝搬路推定方法については、特に限定しないが、例えば二次元ＭＭＳＥ伝搬路推定を用いることが考えられる。
　ＣＲＳにより推定された伝搬路情報はフィードバック情報生成部２０７に入力される。フィードバック情報生成部２０７では、各端末装置２００がフィードバックする伝搬路情報形式に応じて、基地局装置１００にフィードバックする情報を生成する。本発明においては、伝搬路情報形式については何かに限定されるものではない。例えば、推定された伝搬路情報について、有限ビット数にて量子化を行い、その量子化情報をフィードバックする方法が考えられる。フィードバック情報生成部２０７で生成された情報は、無線送信部２０８に入力され、基地局装置１００に向けて通知される。
　次いで、ＤＭ－ＲＳを用いた伝搬路推定について説明する。ＤＭ－ＲＳはＣＲＳとは異なり、一部のプリコーディングが施されて送信されているため、ＤＭ－ＲＳを用いることで、プリコーディングされたデータ信号を復調するための伝搬路情報を得ることが出来る。具体的には、第ｕ端末装置の場合、伝搬路行列Ｈ（ｋ）に線形フィルタＷ（ｋ）が乗算され、さらに電力正規化係数β（ｋ）が乗算された行列β（ｋ）Ｈ（ｋ）Ｗ（ｋ）の第ｕ行ｕ列成分を推定することが可能である。なお、ＣＲＳと同様にＤＭ－ＲＳも全無線リソースに対して間欠的に多重される場合があるが、適切な補間により全てのサブキャリア成分に関して復調用の情報を得ることが可能である。なお、ＤＭ－ＲＳによって得られた情報はＭｏｄｕｌｏ推定部２０９に入力されることになる。
　図５は、Ｍｏｄｕｌｏ推定部２０９の構成を示すブロック図である。図５に示すように、Ｍｏｄｕｌｏ推定部２０９は、伝搬路補償部２２１と、判定帰還伝搬路推定部２２２と、Ｍｏｄｕｌｏ演算部２２３と、Ｍｏｄｕｌｏ判定部２２４とを含んで構成されている。
　以下に、ＤＭ－ＲＳが挿入された受信信号系列が入力されたＭｏｄｕｌｏ推定部２０９の処理について述べる。図６は、Ｍｏｄｕｌｏ推定部の一連の信号処理を示すフローチャートである。
　参照信号分離部２０５の出力であるデータ信号成分と、伝搬路推定部２０６の出力であるＤＭ－ＲＳによって得られた伝搬路情報はＭｏｄｕｌｏ推定部２０９に入力される（ステップＳ１１）。等価伝搬路利得Ｈ＾ｕ（ｋ）（第一の伝送路情報）は伝搬路推定部２０６（第一の伝送路情報取得手段）においてＤＭ－ＲＳによって推定される情報であり、伝搬路推定部２０６より伝搬路補償部２２１に入力される（ステップＳ１２）。
　Ｍｏｄｕｌｏ推定部２０９では、初めに、伝搬路補償部２２１において、データ信号成分に対して等化処理を行い、Ｈ＾ｕ（ｋ）に基づいて、第一の仮判定値系列｛Ｓ１，ｕ（ｋ）ｋ＝１～Ｎｃ（ただし参照信号部分は除く）｝を算出する（ステップＳ１３）。データ信号成分｛Ｒｕ（ｋ）；ｋ＝１～Ｎｃ（ただし参照信号部分は除く）｝は次式（４）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、ｈｕ（ｋ）はＨ（ｋ）の第ｕ行成分、ｗｕ（ｋ）はＷ（ｋ）の第ｕ列成分を表す。Ｇｕ（ｋ）は残留ＩＵＩを表す。残留ＩＵＩは例えば線形フィルタがＺＦ規範に基づく場合は０となる。Ｎｕ（ｋ）は雑音である。
　Ｓ１，ｕ（ｋ）は、Ｒｕ（ｋ）を等価伝搬路利得Ｈ＾ｕ（ｋ）で除算することで得られる。すなわち、Ｓ１，ｕ（ｋ）＝（ｄｕ＋ｚｕ）＋Ｇｕ（ｋ）／Ｈ＾ｕ（ｋ）＋Ｎｕ（ｋ）／Ｈ＾ｕ（ｋ）である。第一の仮判定値系列は伝搬路補償部２２１の出力として出力される。
　第一の仮判定値系列｛Ｓ１，ｕ（ｋ）｝はＭｏｄｕｌｏ演算部２２３に入力され、Ｍｏｄｕｌｏ幅ＭのＭｏｄｕｌｏ演算が行われ、第二の仮判定値系列｛Ｓ２，ｕ（ｋ）；ｋ＝１～Ｎｃ（ただし参照信号部分は除く）｝が次式（５）により算出される（ステップＳ１４）。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　ここで、残留ＩＵＩおよび雑音の電力が十分に小さい場合、ｚｕ（ｋ）＋ｚｒ，ｕ（ｋ）≒０となるため、摂動項の影響を取り除くことが出来る。なお、Ｍｏｄｕｌｏ幅Ｍは、プリコーディング部１０５の説明で述べた定数Ｍと同じ値である。
　しかし、プリコーディング部１０５の説明で述べたように、第ｕ端末装置宛に送信された送信符号は第一の符号か第二の符号のいずれかである。送信符号が第一の符号であった場合、第一の仮判定値系列Ｓ１，ｕ（ｋ）のビット誤り率（ＢＥＲ）に対して第二の仮判定値系列Ｓ２，ｕ（ｋ）のＢＥＲは劣化することが知られている。例えばＱＰＳＫ変調の場合、同一の受信ＳＮＲにおいて、Ｓ２，ｕ（ｋ）のＢＥＲはＳ１，ｕ（ｋ）のＢＥＲのおよそ２倍となる。送信符号が第二の符号であった場合、今度はＳ１，ｕ（ｋ）のＢＥＲがＳ２，ｕ（ｋ）のＢＥＲに対して大幅に劣化してしまう。また、後述するチャネル復号部２１２では、仮判定値系列に対して、対数尤度比（ＬＬＲ）を算出する必要があるが、第一の符号に対するＬＬＲ算出方法と、第二の符号に対するＬＬＲ算出方法は、それぞれ適切なものが異なる。不適切な算出方法を用いてしまった場合、やはりＢＥＲが大幅に劣化してしまうことになる。よって、Ｍｏｄｕｌｏ推定部２０９では、送信符号が第一の符号と第二の符号のいずれであるかを正確に知る必要がある。以下では、本実施形態における第一の符号と第二の符号の推定方法について説明する。
　はじめに、判定帰還伝搬路推定部２２２（第二の伝送路情報取得手段）にデータ信号成分｛Ｒｕ（ｋ）｝と第一の仮判定値系列｛Ｓ１，ｕ（ｋ）｝と第二の仮判定値系列｛Ｓ２，ｕ（ｋ）｝と第二の仮判定値系列を得るために行ったＭｏｄｕｌｏ演算により出力される摂動項｛ｚｒ，ｕ（ｋ）｝が入力され、判定帰還伝搬路推定が行われる。判定帰還伝搬路推定の方法については何かに限定されるものではないが、本実施形態においては、｛Ｒｕ（ｋ）｝に対して、｛Ｓ１，ｕ（ｋ）｝と｛Ｓ２，ｕ（ｋ）｝および｛ｚｒ，ｕ（ｋ）｝を用いた逆変調を行うことで、推定するものとする。つまり、第一の仮判定値系列｛Ｓ１，ｕ（ｋ）｝に基づく第一の伝搬路推定値Ｈ＾１，ｕ（ｋ）（第二の伝送路情報）はＨ＾１，ｕ（ｋ）＝Ｒｕ（ｋ）／Ｓ１，ｕ（ｋ）、第二の仮判定値系列｛Ｓ２，ｕ（ｋ）｝に基づく第二の伝搬路推定値Ｈ＾２，ｕ（ｋ）（第三の伝送路情報）はＨ＾２，ｕ（ｋ）＝Ｒｕ（ｋ）／（Ｓ２，ｕ（ｋ）＋ｚｒ，ｕ（ｋ））で得られるものとする（ステップＳ１５）。判定帰還伝搬路推定部２２２（第二の伝送路情報取得手段）によって得られた第一および第二の伝搬路推定値はＭｏｄｕｌｏ判定部２２４に入力される。
　Ｍｏｄｕｌｏ判定部２２４（決定手段）には、判定帰還伝搬路推定部２２２出力に加えて、伝搬路推定部２０６より出力されるＤＭ－ＲＳによって得られた等価伝搬路利得Ｈ＾ｕ（ｋ）と、第一の仮判定値系列｛Ｓ１，ｕ（ｋ）｝と第二の仮判定値系列｛Ｓ２，ｕ（ｋ）｝が入力される。Ｍｏｄｕｌｏ判定部２２４では、初めに、等価伝搬路利得Ｈ＾ｕ（ｋ）と第一の伝搬路推定値Ｈ＾１，ｕ（ｋ）との平均二乗誤差に関連付けられた情報ｅ１と、等価伝搬路利得Ｈ＾ｕ（ｋ）と第二の伝搬路推定値Ｈ＾２，ｕ（ｋ）の平均二乗誤差に関連付けられた情報ｅ２とを計算する（ステップＳ１６）。ｅ１、ｅ２の算出方法については、特に限定されないが、例えば以下のように算出すれば良い。
　本実施形態では、ＤＭ－ＲＳとデータ信号は周波数直交多重されるため、Ｈ＾ｕ（ｋ）、Ｈ＾１，ｕ（ｋ）およびＨ＾２，ｕ（ｋ）は同じサブキャリアのものを得ることは出来ない。そこで、今得られているＨ＾ｕ（ｋ）、Ｈ＾１，ｕ（ｋ）およびＨ＾２，ｕ（ｋ）に対して、ＩＤＦＴを適用し、それぞれ遅延時間領域に変換し、ｈ＾ｕ（τ）、ｈ＾１，ｕ（τ）およびｈ＾２，ｕ（τ）を得る。伝搬路情報Ｈ（ｋ）にＩＤＦＴを適用することで、伝搬路のインパルス応答を得ることが出来る。しかし、Ｈ＾ｕ（ｋ）、Ｈ＾１，ｕ（ｋ）およびＨ＾２，ｕ（ｋ）は伝搬路行列Ｈ（ｋ）に線形フィルタＷ（ｋ）が乗算されたものであり、またＯＦＤＭ信号伝送においては、周波数領域にガードバンドが挿入されるのが一般的であるから、ｈ＾ｕ（τ）、ｈ＾１，ｕ（τ）およびｈ＾２，ｕ（τ）は伝搬路のインパルス応答そのものではない。しかし、その電力のほとんどは、ガードインターバル時間長内に集中している。そこで、ガードインターバル長をＮｇサンプルとしたときに、ｅ１およびｅ２を次式（６）のように計算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　Ｍｏｄｕｌｏ判定部２２４では、式（６）のようにして算出されたｅ１およびｅ２に基づきＭｏｄｕｌｏ演算の有無を決定する（ステップＳ１７）。ｅ１がｅ２より小さい場合（ステップＳ１７；Ｙｅｓ）、第一の仮判定値系列に基づき推定された伝搬路推定値Ｈ＾１，ｕ（ｋ）がＨ＾２，ｕ（ｋ）よりもＤＭ－ＲＳに基づき推定された伝搬路推定値Ｈ＾ｕ（ｋ）に近いことを意味しているから、送信符号は第一の符号であったと判定し、Ｍｏｄｕｌｏ判定部より第一の仮判定値系列｛Ｓ１，ｕ（ｋ）｝を出力する（ステップＳ１８）。反対に、ｅ２がｅ１よりも小さい場合は（ステップＳ１７；Ｎｏ）、送信符号は第二の符号であったと判定し、Ｍｏｄｕｌｏ判定部２２４より第二の仮判定値系列｛Ｓ２，ｕ（ｋ）｝を出力する（ステップＳ１９）。
　以上の処理により、Ｍｏｄｕｌｏ推定部２０９は、送信符号が第一の符号であるか第二の符号であるかを推定できる。なお、予め、ある閾値をＭｏｄｕｌｏ推定部２０９に与えておき、ｅ１が閾値を超えていれば、送信符号は第二の符号であったと判定することで、ｅ２の計算を行わないような処理にしても良い。この場合、第三の伝搬路情報については、推定する必要は無い。これとは逆に、ｅ２と閾値から送信符号を推定しても良い。閾値については、伝搬路状況に応じて最適な値に設定する必要がある。事前にＢＥＲ測定を行うことにより求めることが出来るが、例えば、ＣＲＳによって推定された平均受信ＳＮＲや平均受信信号対干渉プラス雑音電力比（ＳＩＮＲ）に設定してやればよい。
　Ｍｏｄｕｌｏ推定部２０９における判定方法として、別の方法も考えられる。こちらのＭｏｄｕｌｏ推定部の一連の信号処理をフローチャートとしてまとめたものを図７に示す。
　参照信号分離部２０５の出力であるデータ信号成分と、伝搬路推定部２０６の出力であるＤＭ－ＲＳによって得られた伝搬路情報はＭｏｄｕｌｏ推定部２０９に入力される点は図６と同じだが、それに加えて閾値Γが入力される（ステップＳ２１）。なお、閾値Γは伝搬路状況に応じて最適な値に設定する必要がある。先に説明したように、事前にＢＥＲ測定を行うことにより求めることが出来るが、例えば、平均受信ＳＮＲや平均ＳＩＮＲ等に設定してやればよい。
　ステップＳ２２～Ｓ２５は、図６のステップＳ１２～Ｓ１５と同じなので説明は省略する。さて、この別の方法では、Ｍｏｄｕｌｏ判定部２２４（決定手段）が、平均二乗誤差として、Ｈ＾１，ｕ（ｋ）とＨ＾２，ｕ（ｋ）との平均二乗誤差ｅ１を計算し（ステップＳ２６）。ｅ１が閾値Γより大きければ（ステップＳ２７；Ｙｅｓ）、第二の仮判定値系列｛Ｓ２，ｕ（ｋ）｝をＭｏｄｕｌｏ判定部２２４は出力する（ステップＳ２８）。ｅ１が閾値Γより小さければ（ステップＳ２７；Ｎｏ）、第一の仮判定値系列｛Ｓ１，ｕ（ｋ）｝をＭｏｄｕｌｏ判定部２２４は出力する（ステップＳ２９）。これは、第一の符号が送信符号であった場合、Ｈ＾１，ｕ（ｋ）とＨ＾２，ｕ（ｋ）との間に大きな差が生じないことに着目した方法である。
　Ｍｏｄｕｌｏ推定部２０９の出力は、その後Ｐ／Ｓ変換部２１０に入力され、並列直列変換が施される。Ｐ／Ｓ変換部２１０の出力は、その後、データ復調部２１１およびチャネル復号部２１２に入力され、データ復調とチャネル復号が行われる。なお、前述したように、チャネル復号の方法によっては、入力情報に関するＬＬＲを算出する必要があるが、送信符号が第一の符号である場合と、第二の符号である場合とで、最適なＬＬＲ算出方法が異なる場合がある。
　簡単のため、変調方式がＢＰＳＫ変調であるものとして一例を説明する。なお、ＢＰＳＫのＭｏｄｕｌｏ幅Ｍは４が最適である。第一の符号である場合、ＬＬＲは送信ビットが１、つまり、ｄｕ（ｋ）＝１である場合の、受信信号Ｒｕ（ｋ）の条件付き確率（事後確率とも呼ぶ）と、送信ビットが０、つまり、ｄｕ（ｋ）＝－１である場合の、Ｒｕ（ｋ）の条件付き確率を算出し、二つの確率の比の対数値を取ることで算出される。一方、第二の符号である場合、ｄｕ（ｋ）が１である場合の、受信信号Ｒｕ（ｋ）の条件付き確率を求めることは同じであるが、このとき、プリコーディング部１０５で選択される可能性のある全ての摂動項を考慮して確率を求める必要がある。つまり、ｄｕ（ｋ）＝１のみではなく、１±４、１±８、・・・について、条件付き確率を求め、それを全て足し合わせたものが、送信ビットが１である場合の条件付き確率となる。しかし、全ての摂動項を考慮するのは不可能であるため、１、１±４、１±８、・・・のうち、受信信号に最も近い点のみを考慮するのが一般的である。送信ビットが０である場合の条件付き確率についても同様に求め、二つの確率の比の対数値を取ることで、第二の符号のＬＬＲが算出できる。
　前述したようなＬＬＲ算出を行う場合、チャネル復号部２１２で必要となるのは、プリコーディング部１０５で行われたプリコーディング方法に依らず、常に第一の仮判定値系列｛Ｓ１，ｕ（ｋ）｝ということになる。この場合、Ｍｏｄｕｌｏ推定部２０９からの出力として、符号判別情報と第一の仮判定値系列｛Ｓ１，ｕ（ｋ）｝を出力し、それをチャネル復号部２１２に入力することで、チャネル復号部２１２において、最適なＬＬＲ算出方法を選択するように制御しても良い。
　なお、本実施形態のＭｏｄｕｌｏ推定部２０９においては、データ信号に対して、単純な逆変調を施すことで得られる軟推定値系列に基づく判定帰還伝搬路推定を行っている。これとは異なり、チャネル復号部２１２の出力より、｛Ｓ１，ｕ（ｋ）｝および｛Ｓ２，ｕ（ｋ）｝に該当する軟推定値系列を生成し、それに基づき判定帰還伝搬路推定を行っても良い。
　本実施形態においては、ＯＦＤＭ信号伝送を仮定し、プリコーディングはサブキャリア毎に行うことを仮定したが、伝送方式（もしくはアクセス方式）やプリコーディングの適用単位に制限は無い。例えば、複数サブキャリアを一纏めとしたリソースブロック毎にプリコーディングが行われた場合も本実施形態は適用可能であり、同様に、シングルキャリアベースのアクセス方式（例えばシングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ－ＦＤＭＡ）方式など）にも適用することも可能である。
　また、本実施形態においては、プリコーディングとして、ＭＵ－ＭＩＭＯにおけるプリコーディングを対象としたが、プリコーディングはＭＵ－ＭＩＭＯに関連付けられたものだけではなく、送信信号に摂動ベクトルが付与される可能性のあるプリコーディングは全て対象となる。例えば、武田らが提案したＯＦＤＭのＰＡＰＲ抑圧のために行われるプリコーディングも含まれる。つまり、本実施形態が対象とする伝送形態はＭＵ－ＭＩＭＯに限ったものではなく、基地局装置１００と１つの端末装置２００との単一伝送も対象となる。また、端末装置２００が複数の受信アンテナを有するなどした場合、複数のデータストリームを同時に受信する場合もある。この場合、説明してきたＭｏｄｕｌｏ推定部２０９の信号処理をストリーム毎に行えば良い。
　本実施形態の方法による送信符号の推定方法によれば、全てのＯＦＤＭ信号にＤＭ－ＲＳの挿入が必要となってしまうが、ＤＭ－ＲＳが挿入されていないＯＦＤＭ信号についても、その近傍のＤＭ－ＲＳが挿入されたＯＦＤＭ信号によって得られた第一の伝搬路情報に基づいて判定帰還伝搬路推定を行うことで、送信符号の推定を行うことが可能である。また、その近傍のＤＭ－ＲＳが挿入されたＯＦＤＭ信号によって行われた送信符号の推定結果に基づいて、信号復調を行っても良い。なお、ＤＭ－ＲＳの挿入の有無に関わらず、ある特定のＯＦＤＭ信号（フレーム先頭のＯＦＤＭ信号等）、もしくは特定のサブバンド（信号帯域中央のサブバンド等）等においてのみ送信符号の推定を行い、それ以外のＯＦＤＭ信号、もしくはサブバンドについては、その推定結果に基づいて信号復調を行っても良い。
　また、本実施形態においては、送信符号を第一の符号か第二の符号であるかを推定する推定精度は、１ＯＦＤＭ信号内において、第二の符号に付与される摂動項の発生頻度に依存する。これは、第一の符号か第二の符号であるかを精度よく推定するためには、第二の符号については、常に摂動項が付与されていることが望ましいのに対して、実際の伝送においては、第二の符号に対して摂動項が付与されるかどうかは、伝搬路情報や送信データに依存して決定されるため、環境によっては第二の符号に対して、殆ど摂動項が付与されない場合があるためである。そこで、推定精度を向上させるために、基地局装置のプリコーディング部では、伝搬路情報等によって算出される理想的な摂動項に加えて、更にランダムな摂動項を付与することにより端末装置における送信符号の推定精度を向上させるように制御しても良いし、理想的な摂動項の加算自体を行わずに、単純にランダムな摂動項のみを加算するように制御しても良い。この場合、送信符号の推定を行う無線リソースに対してのみ、以上の処理を行うように制御することが望ましい。なお、予めＭｏｄｕｌｏ推定部２０９に閾値を与えるように制御する場合、摂動項の与え方に応じて、閾値の値を変化させても良い。
　また、ＴＨＰを用いるＭＵ－ＭＩＭＯでは、送信符号の順番を適切に設定するオーダリング処理を事前に行うことにより伝送特性は大幅に変化する。このとき、オーダリング順として後半にオーダリングされた送信符号は摂動項が付与される確率が高くなる。そこで、伝搬路情報等によって算出される理想的なオーダリング順ではなく、第一の符号を送信することになる端末装置宛の送信符号を前半に、第二の符号を送信することになる端末装置宛の送信符号を後半にオーダリングすることで、端末装置における送信符号の推定精度を向上させるように制御しても良く、またこのようなオーダリングは、送信符号の推定を行うＯＦＤＭ信号もしくは特定数のサブキャリアにだけ、以上の処理を行うように制御することが望ましい。
　以上、説明してきた方法により、無線送信装置より無線受信装置に対して、Ｍｏｄｕｌｏ演算の必要の有無、つまり、送信符号が第一の符号であるか第二の符号であるかを明示する制御情報を通知せずとも、無線受信装置が第一の符号であるか第二の符号であるかを推定可能となり、制御情報の追加に係るオーバーヘッドの増加を回避することができるため、周波数利用効率の改善に寄与できる。
　［その他］
　以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。
　本発明に関わる移動局装置および基地局装置で動作するプログラムは、本発明に関わる上記実施形態の機能を実現するように、ＣＰＵ等を制御するプログラム（コンピュータを機能させるプログラム）である。そして、これら装置で取り扱われる情報は、その処理時に一時的にＲＡＭに蓄積され、その後、各種ＲＯＭやＨＤＤに格納され、必要に応じてＣＰＵによって読み出し、修正・書き込みが行なわれる。プログラムを格納する記録媒体としては、半導体媒体（例えば、ＲＯＭ、不揮発性メモリカード等）、光記録媒体（例えば、ＤＶＤ、ＭＯ、ＭＤ、ＣＤ、ＢＤ等）、磁気記録媒体（例えば、磁気テープ、フレキシブルディスク等）等のいずれであってもよい。また、ロードしたプログラムを実行することにより、上述した実施形態の機能が実現されるだけでなく、そのプログラムの指示に基づき、オペレーティングシステムあるいは他のアプリケーションプログラム等と共同して処理することにより、本発明の機能が実現される場合もある。
　また市場に流通させる場合には、可搬型の記録媒体にプログラムを格納して流通させたり、インターネット等のネットワークを介して接続されたサーバコンピュータに転送したりすることができる。この場合、サーバコンピュータの記憶装置も本発明に含まれる。また、上述した実施形態における移動局装置および基地局装置の一部、または全部を典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現してもよい。移動局装置および基地局装置の各機能ブロックは個別にプロセッサ化してもよいし、一部、または全部を集積してプロセッサ化してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いることも可能である。
２００　端末装置
２０１　受信アンテナ
２０２　無線受信部
２０３　ＧＩ除去部
２０４　ＦＦＴ部
２０５　参照信号分離部
２０６　伝搬路推定部
２０７　フィードバック情報生成部
２０８　無線送信部
２０９　Ｍｏｄｕｌｏ推定部
２１０　Ｐ／Ｓ変換部
２１１　データ復調部
２１２　チャネル復号部
２２１　伝搬路補償部
２２２　判定帰還伝搬路推定部
２２３　Ｍｏｄｕｌｏ演算部
２２４　Ｍｏｄｕｌｏ判定部

Claims (11)

  1. 　少なくとも一つのアンテナを備え、無線送信装置からプリコーディングが施された信号を受信する無線受信装置であって、
    　前記プリコーディングが施された信号には参照信号とデータ信号とが異なる無線リソースに配置されており、
    　前記受信された信号と、前記参照信号に基づき、前記無線送信装置との間の第一の伝搬路情報を取得する第一の伝送路情報取得手段と、
    　前記受信された信号と、前記第一の伝搬路情報に基づき、前記無線送信装置との間の第二の伝搬路情報を取得する第二の伝送路情報取得手段と、
    　前記第一および第二の伝搬路情報の少なくとも一部の情報に基づいて、前記プリコーディングが施された信号から所望の信号を復調する方法を決定する決定手段と、
    　前記決定された方法に基づいて、前記プリコーディングが施された信号から所望の信号を復調する復調手段と、
    を備えることを特徴とする無線受信装置。
  2. 　前記プリコーディングは、
    　非線形演算処理を含まない第一のプリコーディングと、
    　非線形演算処理を含む第二のプリコーディングとが、
    　同時に、もしくは選択的に用いられることを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
  3. 　前記第一の伝搬路情報は、
    　前記受信された信号と前記参照信号を用いた伝搬路推定に基づき取得される第一の伝搬路推定値であり、
    　前記第二の伝搬路情報は、
    　前記第一の伝搬路情報と前記受信された信号に基づき取得される、前記データ信号に関連付けられた仮判定値系列を用いた判定帰還伝搬路推定法に基づき取得される伝搬路推定値であることを特徴とする請求項１または２に記載の無線受信装置。
  4. 　前記判定帰還伝搬路推定法に基づき取得される伝搬路推定値は、
    　前記プリコーディングが第一のプリコーディングであったものとして行われる判定帰還伝搬路推定法に基づき取得される第二の伝搬路推定値と、
    　前記プリコーディングが第二のプリコーディングであったものとして行われる判定帰還伝搬路推定法に基づき取得される第三の伝搬路推定値の、いずれか、または両方を含むことを特徴とする請求項３に記載の無線受信装置。
  5. 　前記決定手段は、
    　前記第一の伝搬路推定値と前記第二の伝搬路推定値との間の第一の平均二乗誤差と、前記第一の伝搬路推定値と前記第三の伝搬路推定値との間の第二の平均二乗誤差と、のいずれかを取得し、
    　前記取得された平均二乗誤差の大きさに基づき、前記プリコーディングが施された信号から所望の信号を復調する方法を決定することを特徴とする請求項４に記載の無線受信装置。
  6. 　前記取得された平均二乗誤差が、
    　第一の閾値より小さい場合、前記取得された平均二乗誤差に関連付けられた前記プリコーディングが前記データ信号に施されたものと判断し、
    　第一の閾値より大きい場合、前記取得された平均二乗誤差に関連付けられていない前記プリコーディングが前記データ信号に施されたものと判断することを特徴とする請求項５に記載の無線受信装置。
  7. 　前記決定手段は、
    　前記第一の伝搬路推定値と前記第二の伝搬路推定値との間の第一の平均二乗誤差と、前記第一の伝搬路推定値と前記第三の伝搬路推定値との間の第二の平均二乗誤差と、を取得し、
    　前記第一の平均二乗誤差と前記第二の平均二乗誤差とを比較し、小さい方の平均二乗誤差に関連付けられた前記プリコーディングが前記データ信号に施されたものと判断し、
    　前記プリコーディングが施された信号から所望の信号を復調する方法を決定することを特徴とする請求項４に記載の無線受信装置。
  8. 　前記決定手段は、
    　前記第二の伝搬路推定値と前記第三の伝搬路推定値との間の第三の平均二乗誤差を取得し、
    　前記第三の平均二乗誤差の大きさに基づき、前記プリコーディングが施された信号から所望の信号を復調する方法を決定することを特徴とする請求項４に記載の無線受信装置。
  9. 　前記第三の平均二乗誤差が第一の閾値より小さい場合、前記第一のプリコーディングが前記データ信号に施されたものと判断し、
    　前記第三の平均二乗誤差が第一の閾値より大きい場合、前記第二のプリコーディングが前記データ信号に施されたものと判断することを特徴とする請求項８に記載の無線受信装置。
  10. 　前記第一の閾値は、前記無線受信装置で観測される平均受信信号対雑音電力比、または平均受信信号対干渉プラス雑音電力比を含む、受信品質に関連付けられた値であることを特徴とする請求項６または請求項９に記載の無線受信装置。
  11. 　コンピュータを、請求項１から１０のいずれか一項に記載の無線受信装置の各手段として機能させるためのプログラム。
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