JP6019298B2 - 無線通信システム、無線送信装置および無線通信方法 - Google Patents
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Description
ここで、行列Hの各要素は、送信側の各アンテナから受信側の各アンテナへの伝送路のインパルス応答に相当し、行列Hは「チャネル応答マトリックス」(または「伝送路行列」)と呼ばれる。ベクトルXは、送信機側での各アンテナへの送信信号を並べたベクトルである。また、ベクトルNは、受信側の各アンテナで受信される信号に含まれるノイズ成分を並べたものである。
ここで、シングルキャリアの場合について、MMSE法により、各アンテナに与える送信信号を合成するための「重み付け係数」(ビームフォーミングウェイト行列)を推定する方法については、特許文献2(特開2007−110664号公報)に開示されている。
このとき、たとえば、チャネル応答マトリックスHは、受信側(受信機UEs)からの情報により推定されるものとする。
ここで、上付きのHは、行列共役転置操作後のエルミート行列であることを示し、αは正規化係数を表し、INtは、(Nt×Nt)の単位行列を表す。
ここで、γは総送信電力を規格化するための係数である。ただし、||は、ユークリッドノルムを表す。
このような問題に対しては、たとえば、非線形プリコーディング法のVP(Vector Perturbation)法が知られている。このような「非線形プリコーディング法」については、たとえば、特許文献4にも開示がある。
このようなベクトルXmodに対して、MMSE法によりビーム形成演算を行うこととすると、上述した単純なMMSE法と同様にして、送信信号Zは、以下のように算出される。
受信側のUEsでは、加算性白色ガウス雑音(AWGN)が付加された信号に対して、√γがそれぞれ乗算されて、さらに、DPCおよびモジュロ演算(以下、「DPC DeMOD処理」と略記する)が、以下の式により実行されて、信号xiハットが分離される。
なお、下の式で表される演算は、負方向の整数に丸め込む処理を表す。
このような非線形プリコーディング法、たとえば、VP法を用いれば、上述したような相関の高いチャネルの存在により、係数γが大きくなることで、ストリームデータの一部が失われるという問題を回避することは可能である。
[1.VPベースのアルゴリズムおよびその計算量の評価]
以下では、本実施の形態におけるチャネル状態情報のフィードバック方式およびそれに基づくビームフォーミング法を採用した場合の計算量やスペクトラム効率を評価するための前提として、まず、上述したVP法によるアルゴリズムを後の議論に適切なように、再度、簡単にまとめるとともに、「単純なサブバンド・モード」における計算負荷の評価を行う。さらに、本実施の形態における指向性制御のための空間フィルターマトリックス(重み係数マトリックス)における計算方法を説明した後に、本実施の形態の計算負荷を「単純なサブバンド・モード」における計算負荷と比較する。
(1.1 摂動ベクトル(VP)のアルゴリズム)
MU−MIMOシステムを考察するための一般的なモデルとして、各々がNr本の受信アンテナを備えたK個の移動端末と、Nt(=Nr×K)本の送信アンテナを備えた基地局BSを考える。
Nt×NtマトリックスHは、MIMOチャネルのチャネル応答を示す複素要素からなる。
ここで、α=Ntσ2であり、σ2は、ダウンリンクの受信アンテナの信号対雑音比(SNR)の値であって、受信側からフィードバックされる。
しかしながら、チャネル応答Hが、高い相関を有するチャネルマトリックスならば、規格化パラメーターγは大きく増加する。そして、データXは全て失われることになる。
ここで、
である。
式(2)および(4)から、ρ=1ならば、アンテナ指向性制御のためのMMSEフィルタW(重み係数行列)は、マトリックスPと同一である。
送信シンボルuは、移動端末にMU−MIMOチャネルHで送信され、以下のように表わされる。
受信側では、以下のようなモジュロ演算が可能なようにスカラーτは選ばれる。
モジュロ演算を用いることで、受信機は本来のデータを復調することができる。
これは、以下の文献1に記載されるいわゆる「スフィアデコーダ」を使用して解くことができるNt次元の整数格子の最小自乗問題である。
しかしながら、一般に、スフィアデコーダの計算負荷は大きいために、効率的なスフィアデコーダ・アルゴリズムは、計算負荷および摂動ベクトルの多様性の程度のトレードオフを図ることのできるQR分解M−アルゴリズムエンコーダ(QRDM−E)を使用することで実現される。
QRDM−Eの概略を説明すると、摂動ベクトルlの整数値aおよびbを、対称な整数の組Aに制限する。ここで、A={−T,−T+1,…−1,0,1,T−1,T}である。このような組Aを採用することで、より小さな値Tに範囲が制限され、探索の複雑さが縮小される。
式(9)を実行する各反復過程に対して、最も累積的でないメトリクスがある最良のブランチが、各エンコードレベルにおいて、次のレベルに対して選択される。
(1.2 VP法のアルゴリズムの計算負荷)
以下では、単に、VP法のアルゴリズムの計算負荷を見積もるにあたり、行列の積演算および和演算の合計のオーダを利用することにする。
ここで、CMMSEは、式(2)の中で示されるような2つの(Nt×Nt)複素数マトリックスの積演算と(Nt×Nt)複素数マトリックスの逆行列演算とを含んでおり、12Nt 3に等しい。
(1.3 制限のあるチャネル状態情報のフィードバックでのVP法のMU−MIMOの性能)
(1.3−1 MU−MIMO OFDM方式のサブバンド)
データ伝送用のNC個のサブキャリアを有するOFDM方式に対して、NC個のサブキャリアがNSB個のサブバンドに分割され、各サブバンドは、NSC=NC/NSBの連続的なサブキャリアを含んでいるものとする。
(参照方式1:単純なサブバンドモードでの計算負荷)
単純なサブバンド・モード(以下、参照方式1)では、各サブバンドのすべてのサブキャリアの周波数領域チャネル状態情報CSIはこのサブバンドの中央のサブキャリアのそれと同一であると仮定される。
計算負荷は、NSBを小さな値で抑えることで縮小できる。
(1.3−2 VP法によるMIMO OFDMの性能への不適合な空間フィルターの影響)
図6は、VP法による摂動ベクトルの探索処理とプリコーディングのための空間フィルタの行列の算出処理を説明するための概念図である。
図9および図10は、シミュレートされた結果を示す図である。
(2.本実施の形態のVP MU−MIMO OFDM方式の補間スキーム)
VP MU−MIMO OFDM方式にとってのスペクトラム効率のロスを低減するために有効な方法は、図9および図10において説明したように、各サブキャリアに対して、完全なMMSE空間フィルタを生成することである。
(2.1 MMSE空間フィルタのための時間・周波数領域変換を行う補間法)
時間・周波数領域変換を備えた線形補間方式は、正規化された最小自乗誤差基準に基づく推定量として、パイロット信号によるチャネル推定に利用されてきた。このようなチャネル推定は、たとえば、以下の文献4に開示されている。
ここでは、NTFT個のサブキャリアのチャネル状態情報CSIを再構成するための補間関数として、この推定器を利用する。
ここで、以下の値は、m番目の送信アンテナおよびn番目の受信アンテナの間のフィードバックされた周波数領域チャネル状態情報CSIである。
また、以下の値は、m番目の送信アンテナおよびn番目の受信アンテナの間の再構成された周波数領域チャネル状態情報CSIである。
また、Lは有効チャネル長さである。
最後に、基地局BSは、線形補間によってすべてのサブキャリアのためのMMSE空間フィルタ重みを以下のように計算する。
図14は、このような空間フィルタの重み係数の算出手順を説明する概念図であり、図15は、空間フィルタの重み係数の算出手順を説明するフローチャートである。
(2.2 TFT処理を備えた本実施の形態の補間法の計算量)
TFT処理(式(12))および線形補間方法(式(14))は、それらの計算量のオーダが、O[4NTFTNSBNt 2]およびO[2NTFTNt 2]の計算負荷を備えた実数乗算および加算演算を含んでいる。
図16は、計算負荷量を比較する図である。
(2.3 TFT補間法についてのスペクトラム効率)
以下では、TFT補間法を用いた場合のスペクトラム効率のについてシミュレーション結果について説明する。
(TFT処理の具体例)
以下では、LTE−Aの場合を例にとって、TFT処理について、さらに詳しく説明する。
ここで、ωは以下のように表される。
したがって、行列FHを書き下すと、以下のようになる。
さらに、逆FFT処理の対処となるデータベクトルXは、以下のように表される。
上述のとおり、データベクトルXの要素のうち、ガードバンドに対応するサブキャリア602−1448に対応する要素x(602)〜x(1448)の値は、0と設定される。
すなわち、現実のTFT処理の演算処理では、使用されないサブキャリアについての演算は実行しない。ただし、以下では、逆FFT行列の行および列の位置の特定の便宜から、逆FFT行列FHにおいて、いずれの行および列がTFT演算において使用されるか、という説明の仕方をすることにする。
図25は、TFT処理で使用される行列Fp Hを説明するための図である。
同様にして、サブキャリアS1449〜SC2048に対応して、NTFT/2個の周波数領域のチャネル状態情報が生成される。このNTFT/2個の周波数領域のチャネル状態情報も、すべて等間隔である。
図28は、図27で使用される行列FLの構成を説明する図である。
図29は、TFT処理により生成されるチャネル状態情報を説明する図である。
Claims (12)
- 複数のアンテナ素子を備える第1の通信装置と、前記第1の通信装置と通信する第2の通信装置との間において、複数のサブキャリアによる直交周波数分割多重方式で変調された信号をMIMO(Multiple Input Multiple Output)により無線通信する無線通信方法であって、
前記第2の通信装置が、自装置に備えられているアンテナ素子と、前記第1の通信装置に備えられている前記複数のアンテナ素子の各々との間のチャネル状態情報をサブバンドごとに推定するステップを備え、前記サブバンドは、前記複数のサブキャリアのうちの所定数の隣接するサブキャリアを含み、
前記第2の通信装置が、推定されたサブバンドごとのチャネル状態情報を、前記第1の通信装置にフィードバックして送信するステップと、
前記第1の通信装置が、フィードバックされた前記サブバンドごとの前記チャネル状態情報に基づいて、前記第1の通信装置からの送信信号へ付加する摂動ベクトルを算出するステップと、
前記第1の通信装置が、フィードバックされた前記サブバンドごとの前記チャネル状態情報に対して、所定数のサブキャリアのチャネル状態情報を得るための第1の補間処理を行い、前記第1の補間処理されたチャネル状態情報に基づいて、アンテナ指向性を制御するための重み付け係数を算出するステップと、
前記第1の通信装置が、前記所定数のサブキャリアに対する前記重みづけ係数に基づき、MIMO通信のための残りのサブキャリアに対する重みづけ係数を第2の補間処理により算出するステップと、
前記前記第1の通信装置が、前記第2の補間処理により算出された重みづけ係数を前記摂動ベクトルを付加された送信信号に対して乗算し、前記複数の送信アンテナ素子から送出するステップとを備える、無線通信方法。 - 前記第1の補間処理は、
フィードバックされた前記サブバンドごとの前記チャネル状態情報を、周波数領域から時間領域に変換するステップと、
前記時間領域のチャネル状態情報を、所定の遅延量までの応答でカットした後、時間領域から周波数領域に再変換するステップとを含む、請求項1記載の無線通信方法。 - 前記周波数領域から時間領域に変換するステップは、最小自乗誤差基準に基づいて、フィードバックされた前記サブバンドごとの前記チャネル状態情報を、周波数領域から時間領域に変換する、請求項2記載の無線通信方法。
- 前記第1の補間処理において、周波数領域から時間領域に変換された前記チャネル状態情報の個数は、前記サブバンドの個数より大きく、前記サブキャリアの個数よりも少ない、請求項2記載の無線通信方法。
- 複数のサブキャリアによる直交周波数分割多重方式で変調された信号をMIMOにより無線通信する無線通信システムであって、
第1の通信装置を備え、
前記第1の通信装置は、
複数の第1のアンテナ素子と、
通信相手からフィードバックされたサブバンドごとの前記チャネル状態情報を受信するフィードバック情報受信部とを含み、前記サブバンドは、前記複数のサブキャリアのうちの所定数の隣接するサブキャリアを有し、
送信信号へ付加する摂動ベクトルおよび前記複数のアンテナ素子から前記送信信号をMIMO方式で送信するための重み係数を算出する制御部をさらに含み、
前記制御部は、
フィードバックされた前記チャネル状態情報に基づいて、送信信号へ付加する前記摂動ベクトルを算出する摂動ベクトル算出手段と、
フィードバックされた前記サブバンドごとの前記チャネル状態情報に対して、所定数のサブキャリアのチャネル状態情報を得るための第1の補間処理を行い、前記第1の補間処理されたチャネル状態情報に基づいて、アンテナ指向性を制御するための重み付け係数を算出する第1の係数算出手段と、
前記所定数のサブキャリアに対する前記重みづけ係数に基づき、MIMO通信のための残りのサブキャリアに対する重みづけ係数を第2の補間処理により算出する第2の係数算出手段とを有し、
前記第2の補間処理により算出された重み付け係数を前記摂動ベクトルを付加された送信信号に対して乗算し、前記複数の送信アンテナ素子から送信部をさらに含み、
前記第2の通信装置は、
第2のアンテナ素子と、
前記第2のアンテナ素子と、前記複数の第1のアンテナ素子の各々との間のチャネル状態情報をサブバンドごとに推定するチャネル応答推定部と、
推定されたサブバンドごとのチャネル状態情報を、前記第1の通信装置にフィードバックして送信するチャネル状態情報送信処理部とを含む、無線通信システム。 - 前記第1の補間処理において、前記第1の係数算出手段は、フィードバックされた前記サブバンドごとの前記チャネル状態情報を、周波数領域から時間領域に変換し、前記時間領域のチャネル状態情報を、所定の遅延量までの応答でカットした後、時間領域から周波数領域に再変換する、請求項5記載の無線通信システム。
- 前記第1の係数算出手段は、前記周波数領域から時間領域に変換する際に、最小自乗誤差基準に基づいて、フィードバックされた前記サブバンドごとの前記チャネル状態情報を、周波数領域から時間領域に変換する、請求項6記載の無線通信システム。
- 前記第1の補間処理において、周波数領域から時間領域に変換された前記チャネル状態情報の個数は、前記サブバンドの個数より大きく、前記サブキャリアの個数よりも少ない、請求項6記載の無線通信システム。
- 複数のサブキャリアによる直交周波数分割多重方式で変調された信号をMIMOにより無線通信する無線通信装置であって、
複数の第1のアンテナ素子と、
通信相手からフィードバックされたサブバンドごとの前記チャネル状態情報を受信するフィードバック情報受信部とを含み、前記サブバンドは、前記複数のサブキャリアのうちの所定数の隣接するサブキャリアを有し、
送信信号へ付加する摂動ベクトルおよび前記複数のアンテナ素子から前記送信信号をMIMO方式で送信するための重み係数を算出する制御部をさらに含み、
前記制御部は、
フィードバックされた前記チャネル状態情報に基づいて、送信信号へ付加する前記摂動ベクトルを算出する摂動ベクトル算出手段と、
フィードバックされた前記サブバンドごとの前記チャネル状態情報に対して、所定数のサブキャリアのチャネル状態情報を得るための第1の補間処理を行い、前記第1の補間処理されたチャネル状態情報に基づいて、アンテナ指向性を制御するための重み付け係数を算出する第1の係数算出手段と、
前記所定数のサブキャリアに対する前記重みづけ係数に基づき、MIMO通信のための残りのサブキャリアに対する重みづけ係数を第2の補間処理により算出する第2の係数算出手段とを含み、
前記第2の補間処理により算出された重み付け係数を前記摂動ベクトルを付加された送信信号に対して乗算し、前記複数の送信アンテナ素子から送信部をさらに備える、無線通信装置。 - 前記第1の補間処理において、前記第1の係数算出手段は、フィードバックされた前記サブバンドごとの前記チャネル状態情報を、周波数領域から時間領域に変換し、前記時間領域のチャネル状態情報を、所定の遅延量までの応答でカットした後、時間領域から周波数領域に再変換する、請求項9記載の無線通信装置。
- 前記第1の係数算出手段は、前記周波数領域から時間領域に変換する際に、最小自乗誤差基準に基づいて、フィードバックされた前記サブバンドごとの前記チャネル状態情報を、周波数領域から時間領域に変換する、請求項10記載の無線通信装置。
- 前記第1の補間処理において、周波数領域から時間領域に変換された前記チャネル状態情報の個数は、前記サブバンドの個数より大きく、前記サブキャリアの個数よりも少ない、請求項10記載の無線通信装置。
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