JP5334061B2 - 無線通信方法、及び無線通信システム - Google Patents

Description

本発明は、同一の周波数帯域を用い、異なる複数の送信アンテナより独立な信号系列を空間多重し、複数の通信相手への情報伝達を実現する高速な無線通信システムにおいて、送信側に対して、受信側で予め推定したチャネル情報を圧縮して送信側に伝送し、送信側では、そのチャネル情報を用いてマルチユーザＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output；多入力多出力）伝送を行う無線通信方法、及び無線通信システムに関する。

近年、２．４ＧＨｚ帯または５ＧＨｚ帯を用いた高速無線アクセスシステムとして、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ規格、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格などの普及が目覚ましい。これらの無線通信システムでは、マルチパスフェージング環境での特性を安定化させるための技術である直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を用い、最大で５４Ｍｂｐｓの伝送速度を実現している。今後、更なる高速な無線通信システムを用いたサービスが増加すると考えられる。それに伴い、無線通信システムにおける端末数が増大すると考えられる。しかしながら、通信に利用できる周波数帯域は有限であるために、端末数が増加すると、周波数チャネルが逼迫してしまうために、利用できないユーザが増加してしまう問題が生じてしまう。

そこで、最近、伝送速度の高速化、大容量化の技術として、最も注目されているのがマルチユーザＭＩＭＯ送信技術である。マルチユーザＭＩＭＯ送信技術とは、図７に示すような無線通信システムにおいて、送信局９１（アクセスポイント（Access Point；ＡＰ）側）においてＮｔ（Ｎｔは、Ｎｔ≧２の自然数）本の送信アンテナから同一周波数、且つ同一タイミングで異なる独立な信号をＮｕ（Ｎｕは、Ｎｕ≧２の自然数）個の通信相手である端末局（Wireless Terminal；ＷＴ）側）９２−１〜９２−Ｎｕに送信する。このとき、Ｎｕ個の通信相手の受信アンテナ全体を巨大な受信アレーとみなして、下りスループットの向上を実現する技術である。

マルチユーザＭＩＭＯ送信技術としては、ＺＦ（Zero forcing；ゼロフォーシング）法やＤＢ（Block Diagonalization；ブロック対角化)法、ＭＭＳＥ（Minimum mean square error；最小２乗誤差)法などがある（非特許文献１、非特許文献２）。これらの送信技術では、送信側において、送受信アンテナ間のチャネル情報を得る必要がある。
送受信に同じ周波数帯域を用いる時分割複信(Time Division Duplex；ＴＤＤ)の場合、端末局から予め送受信アンテナ間で既知の信号を送信側に送信することで、アクセスポイントにおいて全送受信アンテナ間のチャネル情報を推定するというような開ループ方式で行うことができる。

M. Joham, et al., "Linear transmit processing in MIMO communications systems," IEEE Trans. Signal Processing, pp. 2700-2712, vol. 53, no. 8, Aug. 2005. Q. H. Spencer, A. L. Swindlehurst, and M. Haardt, "Zero-Forcing Methods for Downlink Spatial Multiplexing in Multiuser MIMO Channels," IEEE Trans. Sig. Processing, vol. 52, issue 2, Feb. 2004, pp. 461-71.

しかしながら、周波数分割複信(Frequency Division Duplex；ＦＤＤ)の場合、上記開ループ方式を用いることができないため、ＷＴからＡＰにチャネル情報をフィードバックする必要がある。
このとき、マルチユーザＭＩＭＯ送信技術を用いて複数の送信相手に信号を伝送する前に、アクセスポイント側でチャネル情報を得るために、予め端末局側でチャネル情報(伝達関数)を推定してアクセスポイント側へチャネル情報をフィードバックする。その際、チャネル情報をある基準で量子化(ディジタル化)してフィードバックする際に、その量子化ビット数が大きいと、フィードバックするデータ量が大きくなり、オーバーヘッドが大きくなってしまう。すなわち、フィードバックする情報により通信帯域が占有され、無線通信システム全体のスループットが下がってしまう。
逆に、量子化ビット数を小さくすると、量子化誤差により送信ビームフォーミングを正しく形成することができなくなり、通信におけるスループットが低下してしまうという問題がある。

本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、チャネル情報の誤差を増加させずに、チャネル情報のフィードバックによるスループットの低下を抑制できる無線通信方法、及び無線通信システムを提供することにある。

（１）上記問題を解決するために、本発明は、複数のアンテナ素子を備える第１の通信装置と、複数のアンテナ素子を備え該第１の通信装置と複数のサブキャリアを用いて通信する第２の通信装置とを具備する無線通信システムにおける無線通信方法であって、前記第２の通信装置が、自装置に備えられている前記複数のアンテナ素子それぞれと前記第１の通信装置に備えられている前記複数のアンテナ素子それぞれとの間の各サブキャリアにおけるチャネル情報を推定するチャネル情報推定ステップと、前記第２の通信装置が、前記第１の通信装置に備えられているアンテナ素子と前記第２の通信装置に備えられているアンテナ素子の組み合わせごとに、前記チャネル情報推定ステップにおいて推定された各サブキャリアのチャネル情報の全体的な位相傾きを推定し、推定された位相傾きにより該チャネル情報を補償する推定補償ステップと、前記第２の通信装置が、前記推定補償ステップにおいて補償されたチャネル情報を正規化する正規化ステップと、前記第２の通信装置が、前記正規化ステップにおいて正規化されたチャネル情報のうちいずれかを基準チャネル情報に選択し、他の正規化されたチャネル情報それぞれの該基準チャネル情報を基準とした差分と、該基準チャネル情報とを量子化する量子化ステップと、前記第２の通信装置が、前記量子化ステップにおいて量子化された前記基準チャネル情報と、各差分とを示す量子化チャネル情報を前記第１の通信装置に送信する送信ステップとを有し、前記推定補償ステップでは、前記第２の通信装置が、前記第１の通信装置に備えられているアンテナ素子と前記第２の通信装置に備えられているアンテナ素子の組み合わせごとに、前記チャネル情報推定ステップにおいて推定されたチャネル情報のうち前記組み合わせに対応するチャネル情報に対して、隣接するサブキャリアのうち一方のサブキャリアのチャネル情報と他方のサブキャリアのチャネル情報の複素共役とを乗算し乗算結果の総和から前記位相傾き（θ）を算出し、各サブキャリアのチャネル情報を式（３）により補償し、式（３）において、ｋは各サブキャリアに割り当てられた番号であり、ｎは第１の通信装置に備えられているアンテナ素子に割り当てられた番号であり、ｍは第２の通信装置に備えられているアンテナ素子に割り当てられた番号であり、Ｈ（ｋ，ｎ，ｍ）はサブキャリアｋにおけるｎ番目のアンテナ素子とｍ番目のアンテナ素子との間のチャネル情報であり、ｊは虚数単位であり、Ｈ’（ｋ，ｎ，ｍ）は補償後のチャネル情報であることを特徴とする無線通信方法である。

（２）また、本発明は、上記に記載の発明において、前記第１の通信装置は、前記第１の通信装置が、前記第２の通信装置から送信された前記量子化チャネル情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子それぞれと前記第２の通信装置との間の各チャネル情報を復元するチャネル情報復元ステップと、前記第１の通信装置が、前記チャネル情報復元ステップにおいて復元された各チャネル情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子による前記第２の通信装置に向けた送信ビームフォーミングを形成する送信ウエイトを算出する送信ウエイト算出ステップとを有することを特徴とする。

（３）また、本発明は、上記に記載の発明において、前記復元ステップにおいて、復元したチャネル情報に対して量子化誤差を小さくするフィルタリングを行うことを特徴とする。
（４）また、本発明は、上記に記載の発明において、前記基準チャネル情報に隣接する他の正規化されたチャネル情報に対しては、該チャネル情報と、前記基準チャネル情報との差分を量子化し、前記基準チャネル情報に隣接しない他の正規化されたチャネル情報に対しては、該チャネル情報と、該チャネル情報と隣接するチャネル情報のうち前記基準チャネル情報に近いチャネル情報との差分を算出して量子化することを特徴とする。

（５）また、本発明は、複数のアンテナ素子を備える第１の通信装置と、複数のアンテナ素子を備え該第１の通信装置と複数のサブキャリアを用いて通信する第２の通信装置とを具備する無線通信システムであって、前記第２の通信装置は、自装置に備えられている前記複数のアンテナ素子それぞれと前記第１の通信装置に備えられている前記複数のアンテナ素子それぞれとの間の各サブキャリアにおけるチャネル情報を推定するチャネル情報推定部と、前記第１の通信装置に備えられているアンテナ素子と自装置に備えられているアンテナ素子との組み合わせごとに、前記チャネル情報推定部により推定された各サブキャリアのチャネル情報の全体的な位相傾きを推定し、推定された位相傾きにより該チャネル情報を補償し、補償されたチャネル情報を正規化し、正規化されたチャネル情報のうちいずれかを基準チャネル情報に選択し、他の正規化されたチャネル情報それぞれの該基準チャネル情報を基準とした差分と、該基準チャネル情報とを量子化するチャネル情報圧縮部と、前記チャネル情報圧縮部により量子化された前記基準チャネル情報と、各差分とを示す量子化チャネル情報を前記第１の通信装置に送信する無線部とを備え、前記チャネル情報圧縮部は、前記第１の通信装置に備えられているアンテナ素子と前記第２の通信装置に備えられているアンテナ素子の組み合わせごとに、前記チャネル情報推定部により推定されたチャネル情報のうち前記組み合わせに対応するチャネル情報に対して、隣接するサブキャリアのうち一方のサブキャリアのチャネル情報と他方のサブキャリアのチャネル情報の複素共役とを乗算し乗算結果の総和から前記傾き（θ）を算出し、各サブキャリアのチャネル情報を式（３）により補償し、式（３）において、ｋは各サブキャリアに割り当てられた番号であり、ｎは第１の通信装置に備えられているアンテナ素子に割り当てられた番号であり、ｍは第２の通信装置に備えられているアンテナ素子に割り当てられた番号であり、Ｈ（ｋ，ｎ，ｍ）はサブキャリアｋにおけるｎ番目のアンテナ素子とｍ番目のアンテナ素子との間のチャネル情報であり、ｊは虚数単位であり、Ｈ’（ｋ，ｎ，ｍ）は補償後のチャネル情報であることを特徴とする無線通信システムである。

（６）また、本発明は、上記に記載の発明において、前記第１の通信装置は、前記第２の通信装置から送信された前記量子化チャネル情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子それぞれと前記第２の通信装置との間の各チャネル情報を復元するチャネル情報復元部と、前記チャネル情報復元部により復元された各チャネル情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子による前記第２の通信装置に向けた送信ビームフォーミングを形成する送信ウエイトを算出する送信ウエイト算出部とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、受信側の通信装置から送信する側の通信装置にフィードバックするチャネル情報の誤差を増加させずに、フィードバックするチャネル情報の情報量を削減することにより、無線通信システム全体のスループットを向上させることができる。

本実施形態における無線通信システム１の基地局装置１０及び端末装置２０−１〜２０−Ｕの構成を示す概略ブロック図である。 本実施形態における動作フローの一例を示すシーケンス図である。 本実施形態におけるチャネル情報圧縮部２０６におけるチャネル情報の圧縮方法を示すフローチャートである。 本実施形態におけるチャネル情報のチャネルインパルスル応答の一例を示す図である。 本実施形態におけるチャネル情報のグループに９個のチャネル情報が含まれる場合における第ｄ番目のグループの集合Ｇ_ｄ（ｎ，ｍ）に含まれるチャネル情報それぞれの実部の一例を示す図である。 計算機シミュレーションによる本実施形態の効果を示すグラフである。 マルチユーザＭＩＭＯによる通信を行う無線通信システムの構成の一例を示す図である。

以下、図面を参照して、本発明の一実施形態による無線通信方法、及び無線通信システムを詳細に説明する。
本実施形態の無線通信システムでは、空間多重したデータをマルチユーザＭＩＭＯ伝送により通信する送信側の装置を基地局装置（第1の通信装置）とし、空間多重されたデータを受信する受信側のＵ（Ｕは、Ｕ≧２の自然数）個の装置を端末装置（第２の通信装置）とした場合を例にして説明する。

図１は、本実施形態における無線通信システム１の基地局装置１０及び端末装置２０−１〜２０−Ｕの構成を示す概略ブロック図である。なお、端末装置２０−１〜２０−Ｕは、同じ構成を有している。また、全ての端末装置を代表して示す場合、あるいは、いずれか１つを示す場合、以下、端末装置２０という。

同図に示すように基地局装置１０は、データ発生部１０１と、送信信号生成部１０２と、無線部１０３−１〜１０３−Ｎｔ（Ｎｔは、Ｎｔ≧２の自然数）と、アンテナ１０４−１〜１０４−Ｎｔと、チャネル情報復元部１０５と、送信ウエイト算出部１０６とを備えている。
データ発生部１０１は、各端末装置２０に備えられているアンテナと、自装置に備えられているアンテナ１０４−１〜１０４−Ｎｔとの間のチャネル情報を推定するためのトレーニング信号である送信データ系列を生成する。

送信信号生成部１０２は、データ発生部１０１により生成された送信データ系列から送信信号を生成する。例えば、ＯＦＤＭ信号を送信する場合、送信データ系列を誤り訂正符号化し、通信に用いる各サブキャリアにマッピングする。そして、送信信号生成部１０２は、各サブキャリアにマッピングした送信信号データ系列を、サブキャリア単位もしくは全サブキャリア共通でシンボル変調を行う。シンボル変調としては，ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying；二位相偏移変調）や、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying；四位相偏移変調）、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation；直交振幅変調）などである。また、それ以外の変調方式によりシンボル変調を行ってもよい。シンボル変調した信号に対して、ＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourier Transform；逆高速フーリエ変換)によりＯＦＤＭ変調を行い、ガードインターバルを挿入して送信信号の時間系列を生成する。

ここで、トレーニング信号は、基地局装置１０に備えられているアンテナ１０４−１〜１０４−Ｎｔと、各端末装置２０に備えられているアンテナとの間の全てのチャネルを推定できるパタンを含むデータ系列である。このパタンは、公知の技術により生成される。例えば、参考文献１に記載されている直交パタンを用いてもよい（参考文献１：IEEE, “Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) specifications: Enhancements for Higher Throughput,” IEEE 802.11n-2009, Oct. 2009.）。

無線部１０３−１〜１０３−Ｎｔは、送信信号生成部１０２により生成された送信信号に対してデジタル−アナログ変換するとともに送信に利用する周波数帯域に周波数変換する。そして、無線部１０３−１〜１０３−Ｎｔは、送信ウエイト算出部１０６により算出される送信ウエイトと、周波数変換した送信信号とから、送信ビームフォーミングによるマルチユーザＭＩＭＯの信号を生成して、それぞれに接続されたアンテナ１０４−１〜１０４−Ｎｔから生成した信号を送信する。
また、無線部１０３−１〜１０３−Ｎｔは、各端末装置２０から送信されるチャネル情報を含む信号系列をアンテナ１０４−１〜１０４−Ｎｔを介して受信し、受信した信号をベースバンドのデジタル信号に変換してチャネル情報復元部１０５に出力する。

チャネル情報復元部１０５は、無線部１０３−１〜１０３−Ｎｔから入力されるチャネル情報を含む信号から、チャネル情報を復元して送信ウエイト算出部１０６に出力する。
送信ウエイト算出部１０６は、チャネル情報復元部１０５から入力されたチャネル情報に基づいて、マルチユーザＭＩＭＯ伝送における各端末装置２０に向けた送信ビームフォーミングを形成する送信ウエイト情報を算出し、算出した送信ウエイト情報を無線部１０３−１〜１０３−Ｎｔに出力する。ここで、送信ウエイトの算出には、公知の技術、例えば、非特許文献１及び非特許文献２に記載されたＺＦ法や、ＢＤ法、ＭＭＳＥ法などを用いる。

図１に示すように、端末装置２０は、アンテナ２０１−１〜２０１−Ｎｒ（ｕ）と、無線部２０２−１〜２０２−Ｎｒ（ｕ）と、受信信号復調部２０３と、送信信号生成部２０４と、チャネル情報推定部２０５と、チャネル情報圧縮部２０６とを備えている。ここで、Ｎｒ（ｕ）は、ｕ（ｕ＝１，…，Ｕ）番目の端末装置２０に備えられているアンテナの数を示す。Ｎｒ（ｕ）は、同じ数でもよいし、端末装置２０ごとに異なっていてもよい。

無線部２０２−１〜２０２−Ｎｒ（ｕ）は、それぞれに接続されているアンテナ２０１−１〜２０１−Ｎｒ（ｕ）を介して、基地局装置１０から送信される信号を受信し、アンテナ系列毎にベースバンドのデジタル信号系列に変換して、受信信号復調部２０３と、チャネル情報推定部２０５とに出力する。また、無線部２０２−１〜２０２−Ｎｒ（ｕ）は、送信信号生成部２０４から入力される送信信号をアナログ信号の無線信号に変換し、変換した無線信号をアンテナ２０１−１〜２０１−Ｎｒ（ｕ）を介して送信する。

受信信号復調部２０３は、基地局装置１０より送信される信号を復調して出力する。
送信信号生成部２０４は、基地局装置１０に備えられている送信信号生成部１０２と同様に、チャネル情報圧縮部２０６により圧縮されたチャネル情報から送信信号を生成して無線部２０２−１〜２０２−Ｎｒ（ｕ）に出力する。

チャネル情報推定部２０５は、無線部２０２−１〜２０２−Ｎｒ（ｕ）から入力されるデジタル信号系列に含まれるトレーニング信号から、基地局装置１０に備えられているアンテナ１０４−１〜１０４−Ｎｔと、アンテナ２０１−１〜２０１−Ｎｒ（ｕ）との間のチャネル情報を推定する。チャネル情報の推定方法は、公知の技術により行う。例えば、参考文献２に記載されたＬＳ（Least Square；最小２乗法）法によりチャネル情報を推定する（参考文献２：I. Barhumi, et el., “Optimal training design for MIMO OFDM systems in mobile wireless channels,” IEEE Trans. Sig. Process., vol. 51, no. 6, June 2003.）。

チャネル情報圧縮部２０６は、チャネル情報推定部２０５により推定されるチャネル情報を量子化、及び圧縮して送信信号生成部２０４に出力する。
なお、本実施形態において、端末装置２０は、圧縮されたチャネル情報を送信することのみを説明したが、トレーニング信号や、他のデータ信号を送信するようにしてもよい。

以下、本実施形態の基地局装置１０と端末装置２０との動作フローの一例を説明する。
図２は、本実施形態における動作フローの一例を示すシーケンス図である。
まず、基地局装置１０において、データ発生部１０１がトレーニング信号を生成し、送信信号生成部１０２がデータ発生部１０１により生成されたトレーニング信号から送信信号を生成し、無線部１０３−１〜１０３−Ｎｔが生成された送信信号をアンテナ１０４−１〜１０４−Ｎｔを介して送信する（ステップＳ３０１）。

各端末装置２０において、無線部２０２−１〜２０２−Ｎｒ（ｕ）がアンテナ２０１−１〜２０１−Ｎｒ（ｕ）を介して、基地局装置１０から送信された無線信号を受信する（ステップＳ３０２）。そして、無線部２０２−１〜２０２−Ｎｒ（ｕ）が、受信した無線信号を変換したベースバンドのデジタル信号系列に変換し、チャネル情報推定部２０５が変換されたデジタル信号系列に基づいてチャネル情報を推定する(ステップＳ３０３)。

チャネル情報圧縮部２０６は、チャネル情報推定部２０５により推定されたチャネル情報を量子化、及び圧縮して送信信号生成部２０４に出力する（ステップＳ３０４）。送信信号生成部２０４が、チャネル情報圧縮部２０６により圧縮されたチャネル情報を送信信号に変換し、無線部２０２−１〜２０２−Ｎｒ（ｕ）が送信信号をアンテナ２０１−１〜２０１−Ｎｒ（ｕ）を介して送信する（ステップＳ３０５）。

基地局装置１０において、無線部１０３−１〜１０３−Ｎｔが、アンテナ１０４−１〜１０４−Ｎｔを介して、各端末装置２０から送信された信号を受信してベースバンドのデジタル信号に変換して、チャネル情報復元部１０５に出力する（ステップＳ３０６）。チャネル情報復元部１０５は、入力されたデジタル信号に含まれる圧縮されたチャネル情報からチャネル情報を復元する（ステップＳ３０７）。送信ウエイト算出部１０６は、復元されたチャネル情報から送信ウエイトを算出し、算出した送信ウエイトを無線部１０３−１〜１０３−Ｎｔに出力する（ステップＳ３０８）。

無線部１０３−１〜１０３−Ｎｔは、入力された送信ウエイトと、データ発生部１０１から入力されたデータ系列とに基づいて、送信ビームフォーミングによるマルチユーザＭＩＭＯの無線信号を生成して、生成した無線信号をアンテナ１０４−１〜１０４−Ｎｔを介して送信する（ステップＳ３０９）。
各端末装置２０において、無線部２０２−１〜２０２−Ｎｒ（ｕ）が、アンテナ２０１−１〜２０２−Ｎｒ（ｕ）を介して、基地局装置１０から送信された無線信号を受信し、受信した無線信号をベースバンドのデジタル信号に変換して受信信号復調部２０３に出力する。受信信号復調部２０３は、入力されたデジタル信号からデータ系列を復調、復号して出力する（ステップＳ３１０）。

次に、本実施形態の端末装置２０に備えられているチャネル情報圧縮部２０６におけるチャネル情報の圧縮方法について説明する。
図３は、本実施形態におけるチャネル情報圧縮部２０６におけるチャネル情報の圧縮方法を示すフローチャートである。ここでは、第ｋ番目の周波数、もしくはサブキャリアにおける基地局装置１０に備えられている第ｎ（ｎ＝１，…，Ｎｔ）番目のアンテナと、第ｕ（ｕ＝１，…，Ｕ）番目の端末装置２０に備えられている第ｍ（ｍ＝１，…，Ｎｒ（ｕ））番目のアンテナとの間の推定されたチャネル情報を、Ｈ（ｋ，ｎ，ｍ）と表す。

図４は、本実施形態におけるチャネル情報のチャネルインパルスル応答の一例を示す図である。同図において、横軸は時間を示し、縦軸は受信電力を示す。
チャネル情報圧縮部２０６は、推定されたチャネル情報Ｈ（ｋ，ｎ，ｍ）から、図４に示すような、チャネルインパルス応答のピーク値と、ＦＦＴのウインドの先頭位置からの時間的なずれ時間τによって発生する周波数方向における全体的な位相傾きθを推定、補償する（ステップＳ４０１）。
図３に戻って、チャネル情報圧縮部２０６は、次式（１）に示すように、隣接するサブキャリア成分との相関を算出することにより、推定されたチャネル情報における全体的な位相傾きθを周波数領域で算出する。

ここで、ａｒｇ（Ｘ）は、Ｘの位相成分を表し、Ｘ^＊は、Ｘの複素共役を表す。さらに、端末装置２０に備えられているアンテナ間で信号の到来時間差が殆どない場合、位相傾きθは、次式（２）により算出することができる。

チャネル情報圧縮部２０６は、算出された位相傾きθにより、チャネル情報の推定値を次式（３）に示すように補償する。

なお、ここではチャネル情報の伝達関数から位相傾きθを推定したが、チャネルの推定を時間領域で推定する場合、図４に示すようなチャネルインパルス応答のピーク値と、ＦＦＴのウインドの先頭位置からの時間的なずれ時間τを算出し、次式（４）ように補償するようにしてもよい。

図３に戻って、チャネル情報圧縮部２０６は、アンテナごとに全サブキャリア、基地局装置１０に備えられている全アンテナ、実部及び虚部で最大の振幅絶対値を基準として次式（５−１）（５−２）により正規化を行う（ステップＳ４０２）。

ここで、次式（６）は、要素ｋにおける最大値を表し、Ｒｅ（Ｘ）及びＩｍ（Ｘ）は、それぞれＸの実部及び虚部を表す。

なお、ここでは、各端末装置２０に備えられているアンテナごとに、全サブキャリア、基地局装置１０に備えられている全アンテナ、実部及び虚部で最大の振幅絶対値を基準として正規化を行ったが、各端末装置２０において、サブキャリアごとに、基地局装置１０に備えられている全送信アンテナ、実部及び虚部で最大の振幅絶対値を基準として正規化を行うようにしてもよい。また、各端末装置２０において、端末装置２０に備えられている全アンテナ、全サブキャリア、基地局装置１０に備えられている全アンテナ、実部及び虚部で最大の振幅絶対値を基準として正規化を行うようにしてもよい。

上述の正規化を行った後、チャネル情報に対してグループ分けを行う（ステップＳ４０３）。ここでは、一例として、チャネル情報をＬ個ずつに分け、Ｄ個のチャネル情報のグループがある場合について説明する。第dグループ(ｄ＝１，…，Ｄ)の集合Ｇ_ｄ（ｎ，ｍ）は、次式（７）により表される。

なお、ここでは、各チャネル情報のグループに等しい数のチャネル情報が含まれるようにグループ分けを行っているが、各グループに含まれるチャネル情報の数が異なるグループ分けを行い、グループごとの要素数が異なるようにしてもよい。また、グループ分けを行わずに全てのチャネル情報を１つのグループとしてもよい。

チャネル情報圧縮部２０６は、チャネル情報のグループ分けをした後、グループごとに基準チャネル情報と、圧縮チャネル情報とに分けてそれぞれ量子化を行う（ステップＳ４０４）。ここでは、一例として、チャネル情報のグループに含まれるチャネル情報の数が９個（Ｌ＝９）のときにおける量子化について説明する。
図５は、本実施形態におけるチャネル情報のグループに９個のチャネル情報が含まれる場合における第ｄ番目のグループの集合Ｇ_ｄ（ｎ，ｍ）に含まれるチャネル情報それぞれの実部の一例を示す図である。同図において、横軸は周波数を示し、縦軸はチャネル情報における実部を示す。
以下、基地局装置１０に備えられている全アンテナと、端末装置２０に備えられている全アンテナとの組み合わせそれぞれの各グループにおいて、中央の周波数帯域のチャネル情報を基準チャネル情報、それ以外のチャネル情報を圧縮チャネル情報という。

まず、チャネル情報圧縮部２０６は、次式（８）により示される基準チャネル情報について、Ｑ_１ビット量子化を行う。量子化の方法は、参考文献３に記載されているような公知の技術により量子化を行う（参考文献３：相良岩尾，”ＡＤ／ＤＡ変換回路入門”，日刊工業新聞社，１９９１）。

続いて、圧縮チャネル情報それぞれについて、次式（９）のように、基準チャネル情報を用いてチャネル情報の差分のみをＱ_２ビット量子化する。

もしくは、次式（１０）に示すように、基準チャネル情報があるインデックスを中心として、基準チャネル情報に近い方の隣接チャネル情報との差分のみをＱ_２ビット量子化する。すなわち、基準チャネル情報に隣接しないチャネル情報に関しては、隣接する圧縮チャネル情報のうち、周波数が基準チャネル情報に近く、基準チャネル情報と相関の高い圧縮チャネル情報との差分を算出してＱ_２ビット量子化する。
ここで、Ｑ_２は、Ｑ_１より小さく、Ｑ_２ビット量子化は、Ｑ_１ビット量子化による分解能と同じ分解能を有するように定める。

各チャネル情報の虚部に関しても、式（８）又は式（９）と同様に、Ｑ_２ビット量子化を行う。圧縮チャネル情報と基準チャネル情報の差分の取り得る数値は、圧縮チャネル情報の取り得る数値よりも小さいので、少ないビット数で表すことができる。これにより、差分のみを量子化することでそのまま量子化するときよりも量子化ビット数を大幅に削減することができる。
チャネル情報圧縮部２０６は、基準チャネル情報を量子化した情報と、各圧縮チャネル情報の差分を量子化した情報と示す量子化チャネル情報を送信信号生成部２０４に出力する。量子化チャネル情報は、送信信号生成部２０４と、無線部２０２−１〜２０２−Ｎｒ（ｕ）により基地局装置１０に送信される。

次に、基地局装置１０におけるチャネル情報復元部１０５によるチャネル情報の復元の処理について説明する。ここで説明する処理は、上述のステップＳ３０５、Ｓ３０６により、各端末装置２０から量子化チャネル情報が、基地局装置１０にフィードバックされた後の処理（ステップＳ３０７）である。
チャネル情報復元部１０５は、フィードバックされた量子化チャネル情報に含まれる基準チャネル情報と、各差分とに基づいて、チャネル情報の復元を次式（１１）又は次式（１２）により行う。

ここで、式（１１）は式（９）に対応した復元方法であり、式（１２）は、式（１０）に対応して復元方法である。ただし、次式（１３−１）及び（１３−２）は、それぞれ、基地局装置１０で復元した第ａ番目の周波数成分におけるチャネル情報の実部及び虚部である。

また、次式（１４−１）及び（１４−２）は、それぞれ基地局装置１０で復元した第ａ番目の周波数成分における圧縮チャネル情報に対応する差分の実部及び虚部である。

チャネル情報復元部１０５は、基準チャネル情報と差分とに基づいて、上記の式（１１）又は式（１２）により、圧縮チャネル情報を復元する。

なお、上記の説明では、各グループにおいて基準チャネル情報を１つに設定する場合について説明したが、複数の基準チャネル情報を用いてチャネル情報の圧縮を行うようにしてもよい。この場合、各圧縮チャネル情報は、最も相関の高い基準チャネル情報との差分を算出するようにする。具体的には、最も周波数の近い基準チャネル情報との差分を算出するようにしてもよい。
さらに、基地局装置１０において、圧縮チャネル情報を復元する際に複数の隣接するグループにまたがって基準チャネル情報や圧縮チャネル情報を用いることで、量子化誤差を小さくするようにしてもよい。

また、チャネル情報復元部１０５は、チャネル情報を全て復元した後に、全周波数成分(サブキャリア)に渡ってフィルタリングを行うことにより、量子化誤差を小さくするようにしてもよい。

ここでは、一例として、離散フーリエ変換(Discrete Fourier Transform；ＤＦＴ)により、量子化誤差を小さくする場合について説明する。
チャネル情報復元部１０５は、復元したチャネル情報に対して，Ｎポイントの逆離散フーリエ変換を行う。

ここで，次式（１６）は、チャネルインパルス応答の遅延時間tにおける複素利得を示している。

チャネルインパルス応答の小さい成分については、無視してもよく、逆に遅延時間の大きい領域においては量子化雑音が支配的に存在すると考えられることから、ある一定の範囲においては０に置き換えてからＮポイントの離散フーリエ変換を行い、再び周波数領域のチャネル情報を得る。

ただし、次式（１８）は、次式（１９）で与えられる。

ここで、例えば，参考文献４に記載されているように、ガードインターバル長とほぼ同じ長さのチャネルインパルス応答のみを残し、それ以外を０と置き換えるようにしてもよい（参考文献４：H. Tomeba, K. Takeda and F. Adachi, “BER Performance of Single-Carrier transmission with Frequency-domain Equalization in A Channel Having Fractionally Spaced Time Delays,” Proc. 10th International Symposium on Wireless Personal Multimedia Communications (WPMC), Dec. 2007.）。

離散フーリエ変換及び逆離散フーリエ変換に替えて、離散コサイン変換（Discrete Cosine Transform；ＤＣＴ）などを用いるようにしてもよい。チャネル情報復元部１０５において、上記のようなフィルタリング処理を復元後のチャネル情報に対して行うことで量子化誤差を小さくすることができる。
チャネル情報復元部１０５は、上述の演算により復元されたチャネル情報を送信ウエイト算出部１０６に出力する。

上述したように、本実施形態の無線通信システム１では、各端末装置２０において、チャネル情報(伝達関数)が隣接周波数間で有相関であることを利用し、ある周波数におけるチャネル情報に関しては、隣接するチャネルのチャネル情報の相対値のみをフィードバックする。そして、基地局装置１０では、各端末装置２０において行った圧縮処理と逆の復元処理により圧縮されたチャネル情報を復元する。相対値（差分）は、チャネル情報よりも値の絶対値が小さくなるので、同じ分解能であれば、相対値を表すために要する情報量を減らすことができる。これにより、チャネル情報の量子化誤差を増加させることなく各端末装置２０からフィードバックする情報量を削減して、フィードバックするチャネル情報以外の情報の伝送量を増やすことができる。その結果、チャネル情報の伝送による無線通信システム１全体のスループットの低下を抑制することができる。

なお、本実施形態において、ＯＦＤＭ信号を送信する場合について説明したが、広帯域シングルキャリア信号やＯＦＭＤＡ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access;直交周波数分割多元接続）信号などを送信信号にしてもよい。

また、本実施形態において、全周波数におけるチャネル情報の最大値の絶対値を１として正規化する場合について説明したが、各端末装置２０において測定した平均ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio;信号対雑音比）などの情報を基地局装置１０にフィードバックして、平均ＳＮＲを基準にしてチャネル情報を復元するようにしてもよい。これにより、各端末装置２０の間における受信信号の相対的な振幅差を得ることができ、送信ビームフォーミングの精度を向上させることができる。

また、本実施形態において、全てのチャネル情報に対して圧縮して基地局装置１０にフィードバックを行う場合について説明したが、全てのチャネル情報をフィードバックせずに、例えば，Ｆ個ずつ間引きしてチャネルをフィードバックするようにしてもよい。これにより、フィードバック量をさらに削減するようにしてもよい。その場合は、各端末装置２０において、図３に示したステップＳ４０４の前に、チャネル情報の間引き処理を行い、基地局装置１０において、間引されたチャネル情報以外のチャネル情報を全て復元した後、Ｎ次補間を行うなどより間引きした部分のチャネル情報を復元するようにしてもよい。また、離散フーリエ変換や、離散コサイン変換によるフィルタリングにより復元するようにしてもよい。

また、本実施形態において、チャネル情報を実部と虚部とに分けて、それぞれチャネル情報圧縮、及び量子化を行う場合について説明したが、チャネル情報を振幅成分と位相成分とに分離して、それぞれに対して圧縮、量子化を行うようにしてもよい。

また、本実施形態において、チャネル情報の周波数の相関性を利用して周波数領域で差分を算出し、チャネル情報を圧縮する場合について説明したが、基地局装置１０に備えられているアンテナ（送信アンテナ）間、もしくは、端末装置２０に備えられているアンテナ（受信アンテナ）間で相関が大きい場合には、それぞれ送信アンテナ領域もしくは受信アンテナ領域で差分を算出してチャネル情報を圧縮するようにしてもよい。また、周波数、アンテナを２つ以上組み合わせによるグループ化を行い、各グループにおいてチャネル情報を圧縮するようにしてもよい。

また、本実施形態において、マルチユーザＭＩＭＯによる送信を例にして説明したが、マルチユーザＭＩＭＯ伝送に限らず、送信側でチャネル情報が必要な場合、受信側からチャネル情報をフィードバックするときに本実施形態における手法を用いることができる。
また、本実施形態では、各端末装置２０から基地局装置１０にチャネル情報を圧縮してフィードバックする例を説明したが、基地局装置１０にチャネル情報圧縮部を設け、各端末装置２０にチャネル情報復元部を設けて、基地局装置１０において推定したチャネル情報を各端末装置２０にフィードバックするようにしてもよい。

次に、本実施形態における効果をシミュレーション結果により説明する。
図６は、計算機シミュレーションによる本実施形態の効果を示すグラフである。同図において、横軸は各端末装置２０から基地局装置１０にフィードバックするチャネル情報を表すビット数を示し、縦軸はＳＩＲ（Signal to Interference Ratio；信号電力対干渉電力比）を示す。また、同図は、基地局装置１０に備えられているアンテナの数を６（Ｎｔ＝６）とし、４（Ｕ＝４）個の端末装置２０それぞれに備えられているアンテナの数を１（Ｎｒ（ｕ）＝１、ｕ＝１，２，３，４）とし、基地局装置１０における送信ビームフォーミングにＺＦ法を用いた場合の結果である。また、伝送方式をＯＦＤＭ伝送とし、サブキャリア数を１１４とし、チャネルモデルにＩＥＥＥ８０２．１１ｎのチャネルモデルＤを用いている。

また、同図には、手法Ａ、手法Ｂ、手法Ｃの３つの手法による特性を示している。手法Ａ及び手法Ｂは、本実施形態による特性であり、手法Ｃは、比較例として、圧縮せずに全チャネル情報をそのまま量子化して基地局装置１０にフィードバックしたときの特性である。
手法Ａでは、チャネル情報を１９個のグループ（Ｌ＝１９）に分け、式（１０）及び式（１２）により、チャネル情報を圧縮及び復元している。
手法Ｂでは、手法Ａに加えて、チャネル情報の各グループにおいて、偶数番目のチャネルの情報を間引きして、基地局装置１０にフィードバックし、基地局装置１０において１次線形補間によりチャネル情報を復元している。

図６に示すように、チャネル情報を圧縮して送信することにより、各ＳＩＲにおいて、比較例よりも少ないフィードバック量ですむことがわかる。例えば、所要ＳＩＲを３０［ｄＢ］とした場合、比較例に比べて手法Ａでは５０％程度のフィードバック量により達成でき、手法Ｂでは、３０％程度のフィードバック量により達成できる。これは、隣接チャネル情報の相関性をうまく用いてチャネルを圧縮しているためであり、本願の手法を用いることでチャネル情報を失うことなく大幅にチャネル情報のフィードバック量を削減することができる。

上述の基地局装置１０及び各端末装置２０は内部に、コンピュータシステムを有していてもよい。その場合、上述したチャネル情報に対する圧縮、復元の処理過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、上記処理が行われることになる。ここでコンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしてもよい。

本発明における通信方法、及び通信装置は、例えば、無線ＬＡＮや携帯電話などの無線通信システムに用いることができる。

１…無線通信システム
１０…基地局装置
２０、２０−１、２０−Ｕ…端末装置
１０１…データ発生部
１０２…送信信号生成部
１０３−１、１０３−２、１０３−Ｎｔ…無線部
１０４−１、１０４−２、１０４−Ｎｔ…アンテナ
１０５…チャネル情報復元部
１０６…送信ウエイト算出部
２０１−１、２０１−２、２０１−Ｎｒ（ｕ）…アンテナ
２０２−１、２０２−２、２０２−Ｎｒ（ｕ）…無線部
２０３…受信信号復調部
２０４…送信信号生成部
２０５…チャネル情報推定部
２０６…チャネル情報圧縮部

Claims (6)

1. 複数のアンテナ素子を備える第１の通信装置と、複数のアンテナ素子を備え該第１の通信装置と複数のサブキャリアを用いて通信する第２の通信装置とを具備する無線通信システムにおける無線通信方法であって、
   前記第２の通信装置が、自装置に備えられている前記複数のアンテナ素子それぞれと前記第１の通信装置に備えられている前記複数のアンテナ素子それぞれとの間の各サブキャリアにおけるチャネル情報を推定するチャネル情報推定ステップと、
   前記第２の通信装置が、前記第１の通信装置に備えられているアンテナ素子と前記第２の通信装置に備えられているアンテナ素子の組み合わせごとに、前記チャネル情報推定ステップにおいて推定された各サブキャリアのチャネル情報の全体的な位相傾きを推定し、推定された位相傾きにより該チャネル情報を補償する推定補償ステップと、
   前記第２の通信装置が、前記推定補償ステップにおいて補償されたチャネル情報を正規化する正規化ステップと、
   前記第２の通信装置が、前記正規化ステップにおいて正規化されたチャネル情報のうちいずれかを基準チャネル情報に選択し、他の正規化されたチャネル情報それぞれの該基準チャネル情報を基準とした差分と、該基準チャネル情報とを量子化する量子化ステップと、
   前記第２の通信装置が、前記量子化ステップにおいて量子化された前記基準チャネル情報と、各差分とを示す量子化チャネル情報を前記第１の通信装置に送信する送信ステップと
   を有し、
   前記推定補償ステップでは、
   前記第２の通信装置が、前記第１の通信装置に備えられているアンテナ素子と前記第２の通信装置に備えられているアンテナ素子の組み合わせごとに、前記チャネル情報推定ステップにおいて推定されたチャネル情報のうち前記組み合わせに対応するチャネル情報に対して、隣接するサブキャリアのうち一方のサブキャリアのチャネル情報と他方のサブキャリアのチャネル情報の複素共役とを乗算し乗算結果の総和から前記位相傾き（θ）を算出し、各サブキャリアのチャネル情報を次式（Ａ）により補償し、式（Ａ）において、ｋは各サブキャリアに割り当てられた番号であり、ｎは第１の通信装置に備えられているアンテナ素子に割り当てられた番号であり、ｍは第２の通信装置に備えられているアンテナ素子に割り当てられた番号であり、Ｈ（ｋ，ｎ，ｍ）はサブキャリアｋにおけるｎ番目のアンテナ素子とｍ番目のアンテナ素子との間のチャネル情報であり、ｊは虚数単位であり、Ｈ’（ｋ，ｎ，ｍ）は補償後のチャネル情報である
   

   

   ことを特徴とする無線通信方法。
2. 前記第１の通信装置は、
   前記第１の通信装置が、前記第２の通信装置から送信された前記量子化チャネル情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子それぞれと前記第２の通信装置との間の各チャネル情報を復元するチャネル情報復元ステップと、
   前記第１の通信装置が、前記チャネル情報復元ステップにおいて復元された各チャネル情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子による前記第２の通信装置に向けた送信ビームフォーミングを形成する送信ウエイトを算出する送信ウエイト算出ステップと
   を有することを特徴とする請求項１に記載の無線通信方法。
3. 前記復元ステップにおいて、復元したチャネル情報に対して量子化誤差を小さくするフィルタリングを行う
   ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信方法。
4. 前記量子化ステップにおいて、前記基準チャネル情報に隣接する他の正規化されたチャネル情報に対しては、該チャネル情報と、前記基準チャネル情報との差分を量子化し、前記基準チャネル情報に隣接しない他の正規化されたチャネル情報に対しては、該チャネル情報と、該チャネル情報と隣接するチャネル情報のうち前記基準チャネル情報に近いチャネル情報との差分を算出して量子化する
   ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに１項に記載の無線通信方法。
5. 複数のアンテナ素子を備える第１の通信装置と、複数のアンテナ素子を備え該第１の通信装置と複数のサブキャリアを用いて通信する第２の通信装置とを具備する無線通信システムであって、
   前記第２の通信装置は、
   自装置に備えられている前記複数のアンテナ素子それぞれと前記第１の通信装置に備えられている前記複数のアンテナ素子それぞれとの間の各サブキャリアにおけるチャネル情報を推定するチャネル情報推定部と、
   前記第１の通信装置に備えられているアンテナ素子と自装置に備えられているアンテナ素子との組み合わせごとに、前記チャネル情報推定部により推定された各サブキャリアのチャネル情報の全体的な位相傾きを推定し、推定された位相傾きにより該チャネル情報を補償し、補償されたチャネル情報を正規化し、正規化されたチャネル情報のうちいずれかを基準チャネル情報に選択し、他の正規化されたチャネル情報それぞれの該基準チャネル情報を基準とした差分と、該基準チャネル情報とを量子化するチャネル情報圧縮部と、
   前記チャネル情報圧縮部により量子化された前記基準チャネル情報と、各差分とを示す量子化チャネル情報を前記第１の通信装置に送信する無線部と
   を備え、
   前記チャネル情報圧縮部は、
   前記第１の通信装置に備えられているアンテナ素子と前記第２の通信装置に備えられているアンテナ素子の組み合わせごとに、前記チャネル情報推定部により推定されたチャネル情報のうち前記組み合わせに対応するチャネル情報に対して、隣接するサブキャリアのうち一方のサブキャリアのチャネル情報と他方のサブキャリアのチャネル情報の複素共役とを乗算し乗算結果の総和から前記傾き（θ）を算出し、各サブキャリアのチャネル情報を次式（Ｂ）により補償し、式（Ｂ）において、ｋは各サブキャリアに割り当てられた番号であり、ｎは第１の通信装置に備えられているアンテナ素子に割り当てられた番号であり、ｍは第２の通信装置に備えられているアンテナ素子に割り当てられた番号であり、Ｈ（ｋ，ｎ，ｍ）はサブキャリアｋにおけるｎ番目のアンテナ素子とｍ番目のアンテナ素子との間のチャネル情報であり、ｊは虚数単位であり、Ｈ’（ｋ，ｎ，ｍ）は補償後のチャネル情報である
   

   

   ことを特徴とする無線通信システム。
6. 前記第１の通信装置は、
   前記第２の通信装置から送信された前記量子化チャネル情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子それぞれと前記第２の通信装置との間の各チャネル情報を復元するチャネル情報復元部と、
   前記チャネル情報復元部により復元された各チャネル情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子による前記第２の通信装置に向けた送信ビームフォーミングを形成する送信ウエイトを算出する送信ウエイト算出部と
   を備えることを特徴とする請求項５に記載の無線通信システム。

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