JP4485555B2 - 適応アンテナ受信装置、その方法及びプログラム - Google Patents
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Description
図4に従来技術におけるGIを用いるマルチユーザMIMO伝送における第u番目のシングルキャリア送信機を示し、図5に従来技術におけるGIを用いるマルチユーザMIMO伝送におけるシングルキャリア受信機を示す。
図4に示す従来のシングルキャリア伝送の第u送信機において、符号100−uは誤り訂正符号化部、符号101−uはインターリーバであり、符号102−uはデータ変調部であり、符号103−uは直/並列変換部であり、符号104−u−1から符号104−u−nt(u)はGI挿入部であり、符号105−u−1から符号105−u−nt(u)は波形整形部であり、符号106−u−1から符号106−u−nt(u)は無線部であり、符号107−u−1から符号107−u−nt(u)は送信アンテナである。
そして、データ変調部102−uは、PSK(Phase Shift Keying)変調またはQAM(Quadrature Amplitude Modulation)変調を行い、送信シンボル系列を生成する。
その後、直/並列変換器103−uは、上記シンボル系列をnt(u)本のアンテナ本数分のストリームに、上記送信シンボル系列を分割する。
次に、GI挿入部104−u−1〜104−u−nt(u)は、Nシンボル毎に1つのブロックを形成し、その末尾Ng個のシンボルをコピーし、GIとして図6のように送信シンボル系列に挿入する。
波形整形が行われた後、無線部106−u−1〜106−u−nt(u)は、nt(u)本の送信アンテナ107−u−1〜107−u−nt(u)を介して、上記送信シンボル系列(シングルキャリア送信信号)各々を発信する。
また、無線部112−1〜112−NR各々は、アンテナ毎に対応し、それぞれシングルキャリア送信信号をベースバンド信号に変換する。
そして、GI除去部113−1〜113−NRは、上記ベースバンド信号からGI部が除去される。
次に、離散フーリエ変換器114−1〜114−NRは、ベースバンド信号が除去された受信信号を、N個の周波数成分に分解する。
マルチユーザ検出部115−1〜115−Nは、周波数成分毎にNR個の受信された信号を入力値とし、指向性形成および波形等化によって信号分離が行われ、総送信信号ストリーム数NT個の信号が出力値として出力される。
変換されると、並/直列変換器117−1〜117−Uは、上記時間信号を送信局毎の時間系列信号に変換する。
そして、処理の最後として、データ復調器118−1から118−Uと、デ・インターリーブ回路119−1から符号119−Uと、誤り訂正復号器120−1から120−Uとにより、データ復調、デ・インターリーブデータ及び誤り訂正復号が行われる。
X. Zhu and R. D Murch, "Layered space-frequency equalization in a single-carrier MIMO system for frequency-selective channels," IEEE Trans. Wirel. COmmun., vol. 3, pp 701-708, MAY 2004
従来のシングルキャリア伝送を用いたマルチユーザMIMOにおいては、複数の送信局間における送信信号の到来するタイミングのオフセットが、GI挿入時間よりも大きい場合、他の送信信号との直交性が崩れてしまう。このため、信号をうまく分離することができないため、受信の特性が大幅に劣化してしまう。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、シングルキヤリア伝送を用いるマルチユーザMIMOを用いた際、複数の送信局からの信号が、付加されたGI長を超えるような異なる受信タイミングにより受信局に到来した場合においても、複数ユーザ(複数の送信局)からの信号を分離する適応アンテナ受信装置を提供することを目的とする。
本発明の適応アンテナ受信方法は、U個の送信局と1つの受信局との間にてQ個(≧U)の信号系列を空間上に多重して通信を行う無線通信方法において、M個の直交変換器が、アレーアンテナを構成するM個のアンテナ素子毎に接続されたM個の無線部から連続してN個の入力信号を時系列に入力し、該N個の入力信号をN個の直交する信号成分に変換する過程と、M個の分岐装置が該直交変換器にて直交変換された信号をQ個に分離し、各々を分岐する過程と、伝達関数推定手段が前記各送信局のアンテナと前記各アンテナ素子との間の伝達関数を推定する過程と、指向性制御装置が該伝達関数推定手段にて推定された伝達関数を入力信号とし、前記複数指向性形成装置にて用いられる重み付け値を算出する過程と、Q個の複数指向性形成装置が、該分岐装置各々から出力されるM個の信号系列を、N個の直交成分から構成される入力信号系列とし、各直交信号の成分ごとに前記各アンテナからのM個の信号を重み付け合成してK個の信号を出力する過程と、Q×K個の逆直交変換装置が、前記直交成分毎に前記複数指向性形成装置のk(=1〜K)番目出力の入力信号を入力し、逆直交変換を行いN個の信号系列を出力する過程と、ダイバーシチ受信装置が、q番目の空間上に多重化された信号系列復号を行うために、K個の該逆直交変換装置のNシンボルの出力信号を入力信号とし、K個の信号に対してシンボル毎にダイバーシチ出力を生成する過程と、信号抽出装置が、該ダイバーシチ受信装置の出力信号のうち、先頭のAシンボルと最後のBシンボルを削除し、中央のN−(A+B)シンボルを抽出する過程と、復号装置が該信号抽出装置から出力されるN−(A+B)シンボルを復号する過程とから構成されることを特徴とする。
本発明のプログラムは、コンピュータに上記適応アンテナ受信方法を実行させるためのコンピュータが実行可能なプログラムである。
また、本発明によれば、直交変換器を全ての全ユーザに対して共通化しているため、ハードウェア規模の削減をも可能としている。
以上のことから、本発明を用いることにより、無線システムにおいて送信局(端末局)におけるハードウェア規模を増大させることなく、高精度のアクセスタイミング制御なしに複数の送信局からの基地局に対する同時アクセスが可能となり、周波数利用効率を改善することができる。
この図において、符号1011から101Mはアンテナ素子であり、このM個のアンテナ素子は本実施形態における適応アンテナ受信装置のアレーアンテナを構成している。
符号1021から符号102Mは、上記アンテナ素子1011から101Mにそれぞれ接続され、アンテナ素子1011からアンテナ素子101Mを介して信号を受信する無線部である。
符号1031から符号103M各々は、それぞれ無線部1021から102Mへ接続され、連続して時系列に入力されるN個の入力信号を、N個の直交する信号成分に変換する直交変換器である。
符号1051から符号105Qは、分岐装置1041〜104M各々から入力されるM個の信号系列をN個の直交成分から構成される入力信号系列とし、各直交信号の成分毎に各アンテナからのM個の信号を重み付け合成してK個の信号を出力する複数指向性形成装置である。
符号10611から符合106QK各々は、直交成分毎に複数指向性形成装置のk(=1〜K)番目出力の入力信号を入力し、逆直交変換を行いN個の信号系列を出力する逆直交変換装置である。ここで、例えば、空間チャンル1には、逆直交変換装置10611〜1KのK個が設けられている。空間チャンネルがQ個あり、各空間チャネルに逆直交変換装置はK個あるため、本実施形態の適応アンテナ受信装置には全体で、K×Q個の逆直交変換装置が設けられている。
符号1081から符号108Q各々は、それぞれ対応するダイバーシチ受信装置1071〜107Qに接続され、対応するダイバーシチ受信装置からの出力信号のうち、先頭のA個のシンボルと最後のB個のシンボルとを削除し、中央のN−(A+B)個のシンボルを抽出する信号抽出装置である。
符号110は、各送信局のアンテナと各アンテナ素子1011〜101Mとの間の伝達関数を推定する伝達関数推定装置である。
符号111は、上記伝達関数推定装置110にて推定された伝達関数を入力信号とし、上記複数指向性形成装置1051〜105Qにて用いられる重み付け値を算出する指向性制御装置である。
この場合は、重み付け合成の際に用いる重みの値は、上記伝達関数推定装置110で推定された伝達関数と、上記指向性制御装置111で決定された指向性形成を行う際の重み付け値から決定する。重み付け制御の規範は二乗誤差最小、最大比合成、最大SNR(信号対雑音電力比)合成などを用いることができる。
以下においては、空間上における多重された各信号系列を空間チャネルと呼び、空間チャネルqに対する復号動作を説明する。
M個の無線部1021〜102Mは、それぞれ対応するアンテナ素子1011〜101M(M個)を介して受信し(処理S1)、受信信号をベースバンド信号に変換する(処理S2)。
そして、複数指向性形成装置1051〜105Q各々は、分岐装置1041〜104Mから、M個のアンテナ各々の受信信号のN個の直交成分X0 (m)∈CN×Iが入力される。
ここで、複数指向性形成装置1051〜105Qは、直交成分ごとにK(≧2)個の指向性を形成する。
たとえば、複数指向性形成装置1051〜105Qは、n番目の直交成分に対するK個の指向性出力を以下の(1)式による演算によって求める(処理S4)。
また、複数指向性形成装置1051〜105Q各々の出力するK個の指向性出力のうちk(1≦k≦K)番目の出力は以下の(2)式の信号ベクトルで表される。
そして、逆直交変換装置10611〜106QKは、上記(2)式に示される各指向性出力の信号ベクトルに対し、逆直交変換によって時系列信号に変換し、それぞれ対応するダイバーシチ受信装置1071〜107Qに出力する(処理S5)。
例えば、複数指向性形成装置1051は、逆直交変換装置10611〜1061K各々に対してK個の指向性出力を並列に出力する。
次に、ダイバーシチ受信装置1071〜107Q各々は、各時系列信号において、逆直交変換装置10611〜106QKからのK個の入力信号(指向性出力)のうち最も伝送特性のよい信号を1つ選択し、Nシンボルからなる以下の(3)式に示す信号を出力する(処理S6)。
次に、信号抽出装置1081〜108Q各々は、対応するダイバーシチ受信装置1071〜107Qから入力されるNシンボルからなる信号から、先頭のAシンボルと最後のBシンボルとを削除し、以下の(5)式に示す信号ベクトルを出力する(処理S7)。
ここで、繰り返される各ステップの出力信号が連続した信号となるように、無線部1021〜102M各々は、直前の処理において、直行変換器1031〜103Mに入力され信号のうち最後のA+Bのシンボルがオーバーラップするように、N個のシンボルの信号を直交変換器1031〜103Mに出力する。
このようにして、以下の(6)式に示す次の処理における信号抽出装置1081〜108Qの出力信号ベクトルが得られる。
上述した図2のフローチャートの説明において、直交変換器1031〜103Mは、入力信号のオーバーサンプリングを行わないものとして説明した。
ただし、直交変換器1031〜103Mは、入力信号をα倍のオーバーサンプリングとし入力することも可能である。このとき、分岐装置1041〜104Mがα・Nの直交成分からN個の直交成分を選択すれば、上述したものと同様に本発明の適応アンテナ受信装置を動作させることができる。
さらに、信号抽出装置1081〜108Qの出力信号に対し、トランスバーサルフィルタを利用し、タイミング同期を確立させ、その出力を1/αに間引いて動作させることも可能である。
さらに、一回目の直交変換においては隣接ブロックからの干渉が生じないため、先頭のaシンボルを「0」とし、信号受信が開始されてからN−aシンボルの間の信号をa+1シンボルからNシンボルまでのデータとみなし、直交変換器1031〜103Mに入力する。そして、信号抽出装置1081〜108Qにおいては、ステップ「0」、すなわち最初のステップのみ最後のBシンボルを削除しない構成とすることも可能である。このような構成にすることにより、最初のステップ(最初に入力されるN個のシンボルからなるフレーム)での削除する信号数を削減することが可能となる。
そのため、伝達関数推定装置110による伝達関数の推定、及び指向性制御装置111による伝達関数から重み付け値を算出する処理を説明する。以下の説明においては、重み付け値W(q)(n)の求め方の具体例について詳述する。
この説明においては、式で示すことの容易さから、例として、直交変換はフーリエ変換で行い、逆直交変換は逆フーリエ変換として接続する。ただし、直交変換は直交拡散符号による拡散、逆拡散など、任意の直交変換を用いることが可能である。
また、HI (m,q)は、第1の直交変換対象ブロックの前の信号において、上記第1の変換対象ブロックに対する干渉となる信号成分に対する伝達関数行列である。sI (q)は、第1の変換対象ブロックの前の信号において、上記第1の変換対象ブロックの干渉となる信号成分により構成される信号ベクトルである。
また、HC (m,q)は、第1の直交変換対象ブロック内の信号における巡回特性を有さない信号成分に対する伝達関数行列である。sC (q)は、第1の変換対象ブロックの前の信号において、上記第1の変換対象ブロックにおける巡回特性を有さない信号成分によって構成される信号ベクトルである。n0 (m)は雑音信号ベクトルである。
また、(8)式における各信号ベクトルは、それぞれ以下の(12)式により表される。
また、直交変換器1031mによって直交変換された受信信号は、以下の(13)式のように表すことができる。
この図3において、図3(a)に示すように、(15)式における周波数応答ベクトルg0 (m、q)は遅延プロファイルを周波数変換した応答周波数を表している。
また、図3(b)に示すように、(16)式のベクトルgI,l (m、q)はI〜L−lまでの遅延成分を周波数変換した周波数応答特性を表している。
また、図3(c)に示すように、(17)式のベクトルgC,l (m、q)は0〜L−lまでの遅延成分を周波数変換した周波数応答特性を表している。
まず、(9)式において、伝達関数が巡回行列にて表される第1項の部分を復号することを以下に説明する。
このとき、周波数成分nにおける空間チャネルqの復号に用いる、二乗誤差最小(MMSE)制御の指向性形成用重みベクトルは、以下の(21)式にて与えることができる。以下の(21)式において、σ2は雑音電力を表す。
したがって、この(21)式においては、第1項に含まれるNk=(N−L+l)個のシンボルのみが希望信号として扱われ、終わりのL−l個のシンボルは干渉とみなされ、終わりのNk’=L−l個のシンボルの伝送品質が劣化する。
遅延スプレッドの大きい環境では、周波数ポイント数Nに対してLが増大し、ブロック後半の伝送品質の劣化が無視できなくなる。
そこで、ブロック後半の信号成分を干渉とみなさないウェイトベクトルとして、新たに以下の(23)式によりウェイトベクトルを求める。
上記(24)式は2つのウェイトベクトルの例を示しているが、一つの空間チャネルに対応させて形成するウェイトベクトルはさらに多くてもよい。
3つめ以降のウェイトを形成する方法としては、たとえば、以下の(25)式のようにして生成したウェイトベクトルを用いることも可能である。
また、この第2の実施形態において、送信局からは、P個の直交成分を用い、ガードインターバルが付加された送信信号が送信される。
また、振幅位相補償装置5001〜500Mは、第2の直交変換器2031〜203M各々の後段に設けられており、第2の直交変換器のN'個の出力信号のうち、送信信号に用いられたP個の直交成分を抽出し、該P個の各信号に重み付けを行う。
この振幅位相補償装置5001〜500Mは、出力を逆位相変換装置へ出力する。その後の処理についてはすでに説明した処理と同様である。
また、直交変換器1031〜103Mの入力信号数Nと、第2の直交変換器の入力信号数N'とを同一としてもよい。
111…指向性制御装置
1011,101M…アンテナ素子
1021,102M…無線部
1031,103M…直交変換器
1041,104M…分岐装置
1051,105M…複数指向性形成装置
10611,1061K,106Q1,106QK…逆直交変換装置
1071,107Q…ダイバーシチ受信装置
1081,108Q…信号抽出装置
1091,109Q…信号復号装置
Claims (6)
- U個の送信局と1つの受信局との間にてQ個(≧U)の信号系列を空間上に多重して通信を行う無線通信システムにおいて、
M個のアンテナ素子から構成されるアレーアンテナと、
該アレーアンテナを構成するアンテナ素子毎に接続されたM個の無線部と、
該各無線部に接続され、連続して時系列に入力されるN個の入力信号をN個の直交する信号成分に変換するM個の直交変換器と、
該直交変換器にて直交変換された信号をQ個に分離し、各々を分岐するM個の分岐装置と、
該分岐装置各々から出力されるM個の信号系列を、N個の直交成分から構成される入力信号系列とし、各直交信号の成分ごとに前記各アンテナからのM個の信号を重み付け合成してK個の信号を出力するQ個の複数指向性形成装置と、
前記直交成分毎に前記複数指向性形成装置のk(=1〜K)番目出力の入力信号を入力し、逆直交変換を行いN個の信号系列を出力する、Q×K個の逆直交変換装置と、
q番目の空間上に多重化された信号系列復号を行うために、K個の該逆直交変換装置のNシンボルの出力信号を入力信号とし、シンボル毎のK個の入力信号に対してダイバーシチ出力を生成するダイバーシチ受信装置と、
該ダイバーシチ受信装置の出力信号のうち、先頭のAシンボルと最後のBシンボルを削除し、中央のN−(A+B)シンボルを抽出する信号抽出装置と、
該信号抽出装置に接続された復号装置と、
前記各送信局のアンテナと前記各アンテナ素子との間の伝達関数を推定する伝達関数推定手段と、
該伝達関数推定手段にて推定された伝達関数を入力信号とし、前記複数指向性形成装置にて用いられる重み付け値を算出する指向性制御装置と
から構成されることを特徴とする適応アンテナ受信装置。 - 請求項1に記載の適応アンテナ受信装置において、
前記直交変換器が直交変換を行う信号系列を、該信号系列の前に直交変換したNシンボルのうち最後の(A+B)シンボルを含めるように、直交変換を行うことを特徴とする適応アンテナ受信装置。 - 請求項1または請求項2に記載の適応アンテナ受信装置において、
前記K個の複数指向性形成装置にて形成される指向性を、k番目の指向性形成においては前記直交変換器に時系列に入力されるN個の入力信号のうちNk個を選択し、選択された信号対して二乗誤差の平均が最小となるように前記時系列信号を形成し、
k番目の前記複数指向性形成装置において二乗誤差の平均を最小化するNk個の信号は、k'番目の複数指向性形成装置において二乗誤差の平均を最小化するNk'個の信号とは異なる組み合わせとすることを特徴とする適応アンテナ受信装置。 - 請求項1ないし3記載の適応アンテナ受信装置において、
前記ダイバーシチ受信装置が、
シンボル毎にK個の信号に対して重み付け合成を行い、該重み付け合成の際に用いる重みの値は、前記伝達関数推定手段で推定された伝達関数と、前記指向性制御装置で決定された指向性形成を行う際の重み付け値から決定されることを特徴とする適応アンテナ受信装置。 - U個の送信局と1つの受信局との間にてQ個(≧U)の信号系列を空間上に多重して通信を行う無線通信方法において、
M個の直交変換器が、アレーアンテナを構成するM個のアンテナ素子毎に接続されたM個の無線部から連続してN個の入力信号を時系列に入力し、該N個の入力信号をN個の直交する信号成分に変換する過程と、
M個の分岐装置が該直交変換器にて直交変換された信号をQ個に分離し、各々を分岐する過程と、
伝達関数推定手段が前記各送信局のアンテナと前記各アンテナ素子との間の伝達関数を推定する過程と、
指向性制御装置が該伝達関数推定手段にて推定された伝達関数を入力信号とし、前記複数指向性形成装置にて用いられる重み付け値を算出する過程と
Q個の複数指向性形成装置が、該分岐装置各々から出力されるM個の信号系列を、N個の直交成分から構成される入力信号系列とし、各直交信号の成分ごとに前記各アンテナからのM個の信号を重み付け合成してK個の信号を出力する過程と、
Q×K個の逆直交変換装置が、前記直交成分毎に前記複数指向性形成装置のk(=1〜K)番目出力の入力信号を入力し、逆直交変換を行いN個の信号系列を出力する過程と、
ダイバーシチ受信装置が、q番目の空間上に多重化された信号系列復号を行うために、K個の該逆直交変換装置のNシンボルの出力信号を入力信号とし、K個の信号に対してシンボル毎にダイバーシチ出力を生成する過程と、
信号抽出装置が、該ダイバーシチ受信装置の出力信号のうち、先頭のAシンボルと最後のBシンボルを削除し、中央のN−(A+B)シンボルを抽出する過程と、
復号装置が該信号抽出装置から出力されるN−(A+B)シンボルを復号する過程と、
から構成されることを特徴とする適応アンテナ受信方法。 - コンピュータに請求項5に記載の適応アンテナ受信方法を実行させるためのコンピュータが実行可能なプログラム。
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