JP4485555B2 - 適応アンテナ受信装置、その方法及びプログラム - Google Patents

Description

本発明は、複数の送信局から広帯域伝送を送信する無線システムにおいて用いられる適応アンテナ受信装置に係わり、受信局での波形等化および指向性制御技術に関する。

ＧＩ（Guard Interval）を用いるシングルキャリア伝送において、複数の端末局から同時に信号を送信し、受信局において受信した各端末局からの信号を、指向性形成および波形等化によって分離する従来のマルチユーザＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）技術について以下に述べる（例えば、非特許文献１参照）。
図４に従来技術におけるＧＩを用いるマルチユーザＭＩＭＯ伝送における第ｕ番目のシングルキャリア送信機を示し、図５に従来技術におけるＧＩを用いるマルチユーザＭＩＭＯ伝送におけるシングルキャリア受信機を示す。

図４のシングルキャリア送信機を備えた送信局（端末局：ＭＴ）数がＵであり、第ｕ送信局の信号系列(送信アンテナ)数がｎｔ（ｕ）であり、図５のシングルキャリア受信機を備えた受信局における送信信号系列数ＮＴは以下に示す式により表すことができる。

また、受信局における受信アンテナ数をＮＲ(NR≧NT)、離散フーリエ変換のポイント数をＮ、ＧＩ長はＮgとする。
図４に示す従来のシングルキャリア伝送の第ｕ送信機において、符号１００−ｕは誤り訂正符号化部、符号１０１−ｕはインターリーバであり、符号１０２−ｕはデータ変調部であり、符号１０３−ｕは直／並列変換部であり、符号１０４−ｕ−１から符号１０４−ｕ−ｎｔ（ｕ）はＧＩ挿入部であり、符号１０５−ｕ−１から符号１０５−ｕ−ｎｔ（ｕ）は波形整形部であり、符号１０６−ｕ−１から符号１０６−ｕ−ｎｔ（ｕ）は無線部であり、符号１０７−ｕ−１から符号１０７−ｕ−ｎｔ（ｕ）は送信アンテナである。

また、図５に示す従来のシングルキャリア伝送の受信機において、符号１１１−１から符号１１１−ＮＲは受信アンテナであり、符号１１２−１から符号１１２−ＮＲは無線部であり、符号１１３−１から符号１１３−ＮＲはＧＩ除去部であり、符号１１４−１から符号１１４−ＮＲは離散フーリエ変換部であり、符号１１５−１から符号１１５−Ｎはマルチユーザ検出部であり、符号１１６−１から符号１１６−ＮＴは逆離散フーリエ変換部であり、符号１１７−１から符号１１７−Ｕは並/直列変換部であり、符号１１８−１から符号１１８−Ｕはデータ復調部であり、符号１１９−１から符号１１９−Ｕはデ・インターリーバ部であり、符号１２０−１から符号１２０−Ｕは誤り訂正復号部である。

図４に示す第ｕ番目の送信局において、送信データ系列がチャネル符号器１００−ｕにより符号化された後、インターリーバ部１０１−ｕは送信データをインターリーブする。
そして、データ変調部１０２−ｕは、ＰＳＫ（Ｐhase Ｓhift Ｋeying）変調またはＱＡＭ（Ｑuadrature Ａmplitude Ｍodulation）変調を行い、送信シンボル系列を生成する。
その後、直／並列変換器１０３−ｕは、上記シンボル系列をｎｔ（ｕ）本のアンテナ本数分のストリームに、上記送信シンボル系列を分割する。
次に、ＧＩ挿入部１０４−ｕ−１〜１０４−ｕ−ｎｔ（ｕ）は、Ｎシンボル毎に１つのブロックを形成し、その末尾Ｎg個のシンボルをコピーし、ＧＩとして図６のように送信シンボル系列に挿入する。

そして、波形整形部１０５−ｕ−１〜１０５−ｕ−ｎｔ（ｕ）は、ＧＩ部が挿入された送信シンボル系列の波形整形(帯域制限を行うディジタルフィルタリング)を行う。
波形整形が行われた後、無線部１０６−ｕ−１〜１０６−ｕ−ｎｔ（ｕ）は、ｎｔ（ｕ）本の送信アンテナ１０７−ｕ−１〜１０７−ｕ−ｎｔ（ｕ）を介して、上記送信シンボル系列（シングルキャリア送信信号）各々を発信する。

図５において、無線部１１２−１〜１１２−ＮＲは、ＮＲ本の受信アンテナ１１１−１から１１１−ＮＲを介してシングルキャリア送信信号を受信する。
また、無線部１１２−１〜１１２−ＮＲ各々は、アンテナ毎に対応し、それぞれシングルキャリア送信信号をベースバンド信号に変換する。
そして、ＧＩ除去部１１３−１〜１１３−ＮＲは、上記ベースバンド信号からＧＩ部が除去される。
次に、離散フーリエ変換器１１４−１〜１１４−ＮＲは、ベースバンド信号が除去された受信信号を、Ｎ個の周波数成分に分解する。
マルチユーザ検出部１１５−１〜１１５−Ｎは、周波数成分毎にＮＲ個の受信された信号を入力値とし、指向性形成および波形等化によって信号分離が行われ、総送信信号ストリーム数ＮＴ個の信号が出力値として出力される。

マルチユーザ検出を行った後、逆離散フーリエ変換器１１６−１〜１１６−ＮＴは、フーリエ変換されている受信信号を時間信号に変換する。
変換されると、並/直列変換器１１７−１〜１１７−Ｕは、上記時間信号を送信局毎の時間系列信号に変換する。
そして、処理の最後として、データ復調器１１８−１から１１８−Ｕと、デ・インターリーブ回路１１９−１から符号１１９−Ｕと、誤り訂正復号器１２０−１から１２０−Ｕとにより、データ復調、デ・インターリーブデータ及び誤り訂正復号が行われる。
X. Zhu and R. D Murch, "Layered space-frequency equalization in a single-carrier MIMO system for frequency-selective channels," IEEE Trans. Wirel. COmmun., vol. 3, pp 701-708, MAY 2004

しかしながら、上述したマルチユーザＭＩＭＯ通信において、複数の送信局から信号を送信する場合、信号伝送のタイミングは各送信局で独立であり、各送信局がそれぞれのタイミングにて信号送信を行う。このような場合には、受信局においては、各送信局から送信された信号が到来するタイミングが異なり、すなわち信号の受信タイミングが異なる。
従来のシングルキャリア伝送を用いたマルチユーザＭＩＭＯにおいては、複数の送信局間における送信信号の到来するタイミングのオフセットが、ＧＩ挿入時間よりも大きい場合、他の送信信号との直交性が崩れてしまう。このため、信号をうまく分離することができないため、受信の特性が大幅に劣化してしまう。

したがって、従来のシングルキヤリア伝送を用いるマルチユーザＭＩＭＯを用いた際、複数の送信局からの信号が、付加されたＧＩ長を超えるような異なる受信タイミングにより受信局に到来した場合に、どのようにして複数ユーザの信号を分離するかが問題となる。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、シングルキヤリア伝送を用いるマルチユーザＭＩＭＯを用いた際、複数の送信局からの信号が、付加されたＧＩ長を超えるような異なる受信タイミングにより受信局に到来した場合においても、複数ユーザ（複数の送信局）からの信号を分離する適応アンテナ受信装置を提供することを目的とする。

本発明の適応アンテナ受信装置は、Ｕ個の送信局と１つの受信局との間にてＱ個（≧Ｕ）の信号系列を空間上に多重して通信を行う無線通信システムにおいて、Ｍ個のアンテナ素子から構成されるアレーアンテナと、該アレーアンテナを構成するアンテナ素子毎に接続されたＭ個の無線部と、該各無線部に接続され、連続して時系列に入力されるＮ個の入力信号をＮ個の直交する信号成分に変換するＭ個の直交変換器と、該直交変換器にて直交変換された信号をＱ個に分離し、各々を分岐するＭ個の分岐装置と、該分岐装置各々から出力されるＭ個の信号系列を、Ｎ個の直交成分から構成される入力信号系列とし、各直交信号の成分ごとに前記各アンテナからのＭ個の信号を重み付け合成してＫ個の信号を出力するＱ個の複数指向性形成装置と、前記直交成分毎に前記複数指向性形成装置のｋ（＝１〜Ｋ）番目出力の入力信号を入力し、逆直交変換を行いＮ個の信号系列を出力する、Ｑ×Ｋ個の逆直交変換装置と、ｑ番目の空間上に多重化された信号系列復号を行うために、K個の該逆直交変換装置のＮシンボルの出力信号を入力信号とし、シンボル毎のＫ個の入力信号に対してダイバーシチ出力を生成するダイバーシチ受信装置と、該ダイバーシチ受信装置の出力信号のうち、先頭のＡシンボルと最後のＢシンボルを削除し、中央のＮ−（Ａ＋Ｂ）シンボルを抽出する信号抽出装置と、該信号抽出装置に接続された復号装置と、前記各送信局のアンテナと前記各アンテナ素子との間の伝達関数を推定する伝達関数推定手段と、該伝達関数推定手段にて推定された伝達関数を入力信号とし、前記複数指向性形成装置にて用いられる重み付け値を算出する指向性制御装置とから構成されることを特徴とする。

本発明の適応アンテナ受信装置は、上記適応アンテナ受信装置において、前記直交変換器が直交変換を行う信号系列を、該信号系列の前に直交変換したＮシンボルのうち最後の（Ａ＋Ｂ）シンボルを含めるように、直交変換を行うことを特徴とする。

本発明の適応アンテナ受信装置は、上記適応アンテナ受信装置において、前記Ｋ個の複数指向性形成装置にて形成される指向性を、ｋ番目の指向性形成においては前記直交変換器に時系列に入力されるＮ個の入力信号のうちＮk個を選択し、選択された信号対して二乗誤差の平均が最小となるように前記時系列信号を形成し、ｋ番目の前記複数指向性形成装置において二乗誤差の平均を最小化するＮk個の信号は、ｋ'番目の複数指向性形成装置において二乗誤差の平均を最小化するＮk'個の信号とは異なる組み合わせとすることを特徴とする。

本発明の適応アンテナ受信装置は、前記ダイバーシチ受信装置が、シンボル毎にＫ個の信号に対して重み付け合成を行い、該重み付け合成の際に用いる重みの値は、前記伝達関数推定手段で推定された伝達関数と、前記指向性制御装置で決定された指向性形成を行う際の重み付け値から決定されることを特徴とする。

本発明の適応アンテナ受信装置は、上記適応アンテナ受信装置において、前記復号装置はＰ個の直交成分を用い、ガードインターバルが付加され、前記送信局から送信された送信信号から、該ガードインターバルを除去するガードインターバル除去手段と、該ガードインターバル除去手段の出力信号のＮ'（＞Ｐ）個の信号に対して直交変換を行う第２の直交変換器と、該第２の直交変換器のＮ'個の出力信号のうち、送信信号に用いられたＰ個の直交成分を抽出し、該Ｐ個の各信号に重み付けを行う振幅位相補償装置を具備し、前記伝達関数推定手段で推定された伝達関数と、前記指向性制御装置で決定された重み付け値と、前記波形等化制御装置にて決定された重み付け値とを入力し、前記振幅位相補償装置における重み付け値を決定する振幅位相補償制御装置とを具備することを特徴とする。

本発明の適応アンテナ受信装置は、上記適応アンテナ受信装置において、前記直交変換器の入力信号数Ｎと、前記第２の直交変換器の入力信号数Ｎ'とを同一とすることを特徴とする。
本発明の適応アンテナ受信方法は、Ｕ個の送信局と１つの受信局との間にてＱ個（≧Ｕ）の信号系列を空間上に多重して通信を行う無線通信方法において、Ｍ個の直交変換器が、アレーアンテナを構成するＭ個のアンテナ素子毎に接続されたＭ個の無線部から連続してＮ個の入力信号を時系列に入力し、該Ｎ個の入力信号をＮ個の直交する信号成分に変換する過程と、Ｍ個の分岐装置が該直交変換器にて直交変換された信号をＱ個に分離し、各々を分岐する過程と、伝達関数推定手段が前記各送信局のアンテナと前記各アンテナ素子との間の伝達関数を推定する過程と、指向性制御装置が該伝達関数推定手段にて推定された伝達関数を入力信号とし、前記複数指向性形成装置にて用いられる重み付け値を算出する過程と、Ｑ個の複数指向性形成装置が、該分岐装置各々から出力されるＭ個の信号系列を、Ｎ個の直交成分から構成される入力信号系列とし、各直交信号の成分ごとに前記各アンテナからのＭ個の信号を重み付け合成してＫ個の信号を出力する過程と、Ｑ×Ｋ個の逆直交変換装置が、前記直交成分毎に前記複数指向性形成装置のｋ（＝１〜Ｋ）番目出力の入力信号を入力し、逆直交変換を行いＮ個の信号系列を出力する過程と、ダイバーシチ受信装置が、ｑ番目の空間上に多重化された信号系列復号を行うために、Ｋ個の該逆直交変換装置のＮシンボルの出力信号を入力信号とし、Ｋ個の信号に対してシンボル毎にダイバーシチ出力を生成する過程と、信号抽出装置が、該ダイバーシチ受信装置の出力信号のうち、先頭のＡシンボルと最後のＢシンボルを削除し、中央のＮ−（Ａ＋Ｂ）シンボルを抽出する過程と、復号装置が該信号抽出装置から出力されるＮ−（Ａ＋Ｂ）シンボルを復号する過程とから構成されることを特徴とする。
本発明のプログラムは、コンピュータに上記適応アンテナ受信方法を実行させるためのコンピュータが実行可能なプログラムである。

以上説明したように、本発明によれば、複数のユーザ（送信局）が基地局（受信局）に対して同時にアクセスする無線システムにおいて、各ユーザが発信した送信信号の到来タイミングが異なっていた場合においても、ユーザ間干渉を抑圧することができ、基地局の受信装置にて各ユーザからの送信信号を抽出することが可能となる。
また、本発明によれば、直交変換器を全ての全ユーザに対して共通化しているため、ハードウェア規模の削減をも可能としている。

また、本発明によれば、各ユーザからの到来タイミング差が任意であることから、送信局においてガードインターバルを設定する必要がなく、フレーム効率を改善することも可能となる。
以上のことから、本発明を用いることにより、無線システムにおいて送信局（端末局）におけるハードウェア規模を増大させることなく、高精度のアクセスタイミング制御なしに複数の送信局からの基地局に対する同時アクセスが可能となり、周波数利用効率を改善することができる。

以下、本発明の一実施形態による適応アンテナ受信装置を図面を参照して説明する。図１は同実施形態による適応アンテナ受信装置の構成例を示すブロック図である。
この図において、符号１０１１から１０１Ｍはアンテナ素子であり、このＭ個のアンテナ素子は本実施形態における適応アンテナ受信装置のアレーアンテナを構成している。
符号１０２１から符号１０２Ｍは、上記アンテナ素子１０１１から１０１Ｍにそれぞれ接続され、アンテナ素子１０１１からアンテナ素子１０１Ｍを介して信号を受信する無線部である。
符号１０３１から符号１０３Ｍ各々は、それぞれ無線部１０２１から１０２Ｍへ接続され、連続して時系列に入力されるＮ個の入力信号を、Ｎ個の直交する信号成分に変換する直交変換器である。

符号１０４１から符号１０４Ｍは、上記直交変換器１０３１〜１０３Ｍにて直交変換されたＮ個の直交する信号成分をＱ個に分離する分岐装置である。以下、この分岐装置１０４１から１０４ＭそれぞれのＱ個の出力に対し、すなわちＱ個の空間チャンネルに対応して、各装置が設けられている。
符号１０５１から符号１０５Ｑは、分岐装置１０４１〜１０４Ｍ各々から入力されるＭ個の信号系列をＮ個の直交成分から構成される入力信号系列とし、各直交信号の成分毎に各アンテナからのＭ個の信号を重み付け合成してＫ個の信号を出力する複数指向性形成装置である。
符号１０６１１から符合１０６ＱＫ各々は、直交成分毎に複数指向性形成装置のｋ（＝１〜Ｋ）番目出力の入力信号を入力し、逆直交変換を行いＮ個の信号系列を出力する逆直交変換装置である。ここで、例えば、空間チャンル１には、逆直交変換装置１０６１１〜１ＫのＫ個が設けられている。空間チャンネルがＱ個あり、各空間チャネルに逆直交変換装置はＫ個あるため、本実施形態の適応アンテナ受信装置には全体で、Ｋ×Ｑ個の逆直交変換装置が設けられている。

符号１０７１から符号１０７Ｑ各々は、それぞれ対応する空間チャンネル毎に設けられており、各空間チャネル内に設けられた複数（Ｋ個）の逆直交変換装置各々のＮ個の出力信号を入力信号とし、シンボル毎に伝送特性の高い信号を、Ｋ個の逆直交変換装置のいずれかの信号から一つ選択して出力するダイバーシチ受信装置である。
符号１０８１から符号１０８Ｑ各々は、それぞれ対応するダイバーシチ受信装置１０７１〜１０７Ｑに接続され、対応するダイバーシチ受信装置からの出力信号のうち、先頭のＡ個のシンボルと最後のＢ個のシンボルとを削除し、中央のＮ−（Ａ＋Ｂ）個のシンボルを抽出する信号抽出装置である。

符号１０９１から符号１０９Ｑおのおのは、それぞれ対応する信号抽出装置１０８１〜１０８Ｑに接続され、対応する信号抽出装置からのＮ−（Ａ＋Ｂ）個のシンボルを復号する信号復号装置である。
符号１１０は、各送信局のアンテナと各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｍとの間の伝達関数を推定する伝達関数推定装置である。
符号１１１は、上記伝達関数推定装置１１０にて推定された伝達関数を入力信号とし、上記複数指向性形成装置１０５１〜１０５Ｑにて用いられる重み付け値を算出する指向性制御装置である。

また、上記ダイバーシチ受信装置は、シンボル毎にＫ個の信号に対して重み付け合成を行う構成としてもよい。
この場合は、重み付け合成の際に用いる重みの値は、上記伝達関数推定装置１１０で推定された伝達関数と、上記指向性制御装置１１１で決定された指向性形成を行う際の重み付け値から決定する。重み付け制御の規範は二乗誤差最小、最大比合成、最大ＳＮＲ（信号対雑音電力比）合成などを用いることができる。

次に、Ｕ局の送信局（Ｕ個の送信局）と受信局との間でＱ個(≧Ｕ)の信号系列を空間上に多重して通信を行う無線通信システムにおける本実施形態による適応アンテナ受信装置の動作を図２を参照して説明する。図２は本実施形態における適応アンテナ受信装置の動作例を示すフローチャートである。
以下においては、空間上における多重された各信号系列を空間チャネルと呼び、空間チャネルｑに対する復号動作を説明する。
Ｍ個の無線部１０２１〜１０２Ｍは、それぞれ対応するアンテナ素子１０１１〜１０１Ｍ（Ｍ個）を介して受信し（処理Ｓ１）、受信信号をベースバンド信号に変換する（処理Ｓ２）。

次に、ｍ番目(１≦ｍ≦Ｍ)のアンテナ素子からの信号において、直交変換器１０３ｍ（１≦ｍ≦Ｍ）は、Ｎ個の時系列信号ブロックｘ_０ ^（ｍ）∈Ｃ^Ｎ×Ｉを入力し、Ｎ個の直交成分Ｘ_０ ^（ｍ）∈Ｃ^Ｎ×Ｉに分解する（処理Ｓ３）。
そして、複数指向性形成装置１０５１〜１０５Ｑ各々は、分岐装置１０４１〜１０４Ｍから、Ｍ個のアンテナ各々の受信信号のＮ個の直交成分Ｘ_０ ^（ｍ）∈Ｃ^Ｎ×Ｉが入力される。
ここで、複数指向性形成装置１０５１〜１０５Ｑは、直交成分ごとにＫ(≧２)個の指向性を形成する。
たとえば、複数指向性形成装置１０５１〜１０５Ｑは、ｎ番目の直交成分に対するＫ個の指向性出力を以下の（１）式による演算によって求める（処理Ｓ４）。

上記（１）式において、Ｙ^（ｑ）（ｎ）∈Ｃ^Ｋ×Ｉはｎ番目の直交成分における空間チャネルｑを復号するための複数指向性形成装置の出力ベクトルであり、Ｗ^（ｑ）（ｎ）∈Ｃ^Ｍ×Ｋはｎ番目の直交成分における空間チャネルｑを復号するための複数の指向性を形成する重み行列であり、Ｘ_０ ^（ｍ）（ｎ）はアンテナ素子ｍでの受信信号のｎ番目の直交成分であり、上添え字Ｈは共役転置、上添え字Ｔは転置を表している。
また、複数指向性形成装置１０５１〜１０５Ｑ各々の出力するＫ個の指向性出力のうちｋ（１≦ｋ≦Ｋ）番目の出力は以下の（２）式の信号ベクトルで表される。

ここで、Ｙ_０，ｋ（ｎ）は、空間チャネルｑを復号するための、ｎ番目の直交成分におけるｋ番目の指向性の出力信号を表している。
そして、逆直交変換装置１０６１１〜１０６ＱＫは、上記（２）式に示される各指向性出力の信号ベクトルに対し、逆直交変換によって時系列信号に変換し、それぞれ対応するダイバーシチ受信装置１０７１〜１０７Ｑに出力する（処理Ｓ５）。
例えば、複数指向性形成装置１０５１は、逆直交変換装置１０６１１〜１０６１Ｋ各々に対してＫ個の指向性出力を並列に出力する。
次に、ダイバーシチ受信装置１０７１〜１０７Ｑ各々は、各時系列信号において、逆直交変換装置１０６１１〜１０６ＱＫからのＫ個の入力信号（指向性出力）のうち最も伝送特性のよい信号を１つ選択し、Ｎシンボルからなる以下の（３）式に示す信号を出力する（処理Ｓ６）。

ここで、（３）式におけるｚ_０ ^（ｑ）（ｎ）は以下の（４）式から決定される。

上記（４）式において、ＳＩＮＲ（ｙ_０，ｋ ^（ｑ））は、ｙ_０，ｋ ^（ｑ）の信号電力と、雑音電力及び干渉電力の和との比を表す。
次に、信号抽出装置１０８１〜１０８Ｑ各々は、対応するダイバーシチ受信装置１０７１〜１０７Ｑから入力されるＮシンボルからなる信号から、先頭のＡシンボルと最後のＢシンボルとを削除し、以下の（５）式に示す信号ベクトルを出力する（処理Ｓ７）。

次に、上述した処理が繰り返され、無線部１０２１〜１０２Ｍ各々から、次のステップにて再びＮ個の時系列信号がそれぞれ対応する直交変換器１０３１〜１０３Ｍに入力される。
ここで、繰り返される各ステップの出力信号が連続した信号となるように、無線部１０２１〜１０２Ｍ各々は、直前の処理において、直行変換器１０３１〜１０３Ｍに入力され信号のうち最後のＡ＋Ｂのシンボルがオーバーラップするように、Ｎ個のシンボルの信号を直交変換器１０３１〜１０３Ｍに出力する。
このようにして、以下の（６）式に示す次の処理における信号抽出装置１０８１〜１０８Ｑの出力信号ベクトルが得られる。

上述した各ステップによる出力信号ベクトルを入力することにより、信号復号装置１０９１〜１０９Ｑは、各ステップにおいて生成された時系列な出力信号ベクトルの信号を繋ぎ合わせて合成し、連続した以下の（７）式により示される時系列信号を生成する。

そして、復号装置１０９１〜１０９Ｑ各々は、それぞれ対応する信号抽出装置１０８１〜１０８Ｑから合成された時系列信号を入力し、時系列信号（シンボル列）に対する復号処理を行う（処理Ｓ８）。
上述した図２のフローチャートの説明において、直交変換器１０３１〜１０３Ｍは、入力信号のオーバーサンプリングを行わないものとして説明した。
ただし、直交変換器１０３１〜１０３Ｍは、入力信号をα倍のオーバーサンプリングとし入力することも可能である。このとき、分岐装置１０４１〜１０４Ｍがα・Ｎの直交成分からＮ個の直交成分を選択すれば、上述したものと同様に本発明の適応アンテナ受信装置を動作させることができる。

また、信号抽出装置１０８１〜１０８Ｑの出力まで、Ｎをα・Ｎとして演算し、信号抽出装置１０８１〜１０８Ｑの出力信号を１／αに間引いて動作させることも可能である。
さらに、信号抽出装置１０８１〜１０８Ｑの出力信号に対し、トランスバーサルフィルタを利用し、タイミング同期を確立させ、その出力を１／αに間引いて動作させることも可能である。
さらに、一回目の直交変換においては隣接ブロックからの干渉が生じないため、先頭のａシンボルを「０」とし、信号受信が開始されてからＮ−ａシンボルの間の信号をａ＋１シンボルからＮシンボルまでのデータとみなし、直交変換器１０３１〜１０３Ｍに入力する。そして、信号抽出装置１０８１〜１０８Ｑにおいては、ステップ「０」、すなわち最初のステップのみ最後のＢシンボルを削除しない構成とすることも可能である。このような構成にすることにより、最初のステップ（最初に入力されるＮ個のシンボルからなるフレーム）での削除する信号数を削減することが可能となる。

上述した本実施形態における適応アンテナ受信装置においては、重み付け値Ｗ^（ｑ）（ｎ）をどのように設定するかにより、伝送特性が大きく変化することとなる。
そのため、伝達関数推定装置１１０による伝達関数の推定、及び指向性制御装置１１１による伝達関数から重み付け値を算出する処理を説明する。以下の説明においては、重み付け値Ｗ^（ｑ）（ｎ）の求め方の具体例について詳述する。
この説明においては、式で示すことの容易さから、例として、直交変換はフーリエ変換で行い、逆直交変換は逆フーリエ変換として接続する。ただし、直交変換は直交拡散符号による拡散、逆拡散など、任意の直交変換を用いることが可能である。

互いに遅延波のあるマルチパス環境における適応アンテナ受信装置において、アンテナｍの直交変換を行う直交変換器１０３ｍに対して入力される、Ｎ個の連続した受信信号からなる入力受信信号ベクトルｘ_０ ^（ｍ）は、以下の（８）式として表すことができる。

上記（８）式において、Ｈ_０ ^{（ｍ，ｑ）}は、第１の直交変換対象ブロックにおける巡回特性を有する信号成分に対する伝達関数行列である。ｓ_０ ^（ｑ）は、第１の変換対象ブロックにおける巡回特性を有する信号成分によって構成される信号ベクトルである。
また、Ｈ_Ｉ ^{（ｍ，ｑ）}は、第１の直交変換対象ブロックの前の信号において、上記第１の変換対象ブロックに対する干渉となる信号成分に対する伝達関数行列である。ｓ_Ｉ ^（ｑ）は、第１の変換対象ブロックの前の信号において、上記第１の変換対象ブロックの干渉となる信号成分により構成される信号ベクトルである。
また、Ｈ_Ｃ ^{（ｍ，ｑ）}は、第１の直交変換対象ブロック内の信号における巡回特性を有さない信号成分に対する伝達関数行列である。ｓ_Ｃ ^（ｑ）は、第１の変換対象ブロックの前の信号において、上記第１の変換対象ブロックにおける巡回特性を有さない信号成分によって構成される信号ベクトルである。ｎ_０ ^（ｍ）は雑音信号ベクトルである。

また、上記伝達関数行列Ｈ_０ ^{（ｍ，ｑ）}，Ｈ_Ｉ ^{（ｍ，ｑ）}，Ｈ_Ｃ ^{（ｍ，ｑ）}各々は、それぞれ以下の（９）式、（１０）式、（１１）式により表される。

上記（９）式、（１０）式及び（１１）式において、上添え字（ｍ，ｑ）はｑ番目のストリーム及びアンテナｍを表し、ｈ_ｌは伝搬路を等価低域系で表したときのｌ番目の遅延成分の応答値であり、Ｌは等価低域系におけるパス数を表している。これら（９）式、（１０）式及び（１１）式における行列の行数はＮである。
また、（８）式における各信号ベクトルは、それぞれ以下の（１２）式により表される。

上記（１２）において、各要素ｓ_ｊ、ｎ ^（ｑ）の下添え字において、ｊは「０」の場合に復号対象のブロック内の信号であり、「−１」の場合に復号対象のブロック外の信号であり、ｎは対象ブロック内のシンボルインデックスである。また、各要素ｓ_ｊ、ｎ ^（ｑ）の上添え字において、ｑは空間チャネルの番号を示している。
また、直交変換器１０３１ｍによって直交変換された受信信号は、以下の（１３）式のように表すことができる。

上記（１３）式において、Ｆはフーリエ変換行列であり、以下の（１４）式にて表すことができる。

（１３）式において、第１項はチャネル行列が循環行列となっているため、以下の（１５）式のように書き表すことができる。

また、（１３）式の第２項、第３項については、それぞれ以下の（１６）式、（１７）式のように書き表すこととする。

そして、図３において周波数応答と等価低域系における応答値との対応を示しており、横軸が応答周波数であり、縦軸が応答値の強度を示している。
この図３において、図３（ａ）に示すように、（１５）式における周波数応答ベクトルｇ_０ ^{（ｍ、ｑ）}は遅延プロファイルを周波数変換した応答周波数を表している。
また、図３（ｂ）に示すように、（１６）式のベクトルｇ_Ｉ，ｌ ^{（ｍ、ｑ）}はＩ〜Ｌ−ｌまでの遅延成分を周波数変換した周波数応答特性を表している。
また、図３（ｃ）に示すように、（１７）式のベクトルｇ_Ｃ，ｌ ^{（ｍ、ｑ）}は０〜Ｌ−ｌまでの遅延成分を周波数変換した周波数応答特性を表している。

また、（１５）式〜（１７）式を用いて、（１３）式は以下の（１８）式に書きなおすことができる。

上記（１８）式において、Ｎ_０ ^（ｍ）は、フーリエ変換における周波数変換後の雑音ベクトルである。（１８）式から、アンテナ１〜Ｍにおける受信信号のｎ番目の周波数成分は以下の（１９）式により表される。

上記（１９）式におけるｓ_０ ^（ｑ）（ｎ）は以下の（２０）式により表される。

上記（１９）式において、Ｘ_０ ^（ｍ）（ｎ）は（１３）式にて定義したＸ_０ ^（ｍ）のｎ番目の要素（ｎ番目の周波数成分）を表している。
まず、（９）式において、伝達関数が巡回行列にて表される第１項の部分を復号することを以下に説明する。
このとき、周波数成分ｎにおける空間チャネルｑの復号に用いる、二乗誤差最小（ＭＭＳＥ）制御の指向性形成用重みベクトルは、以下の（２１）式にて与えることができる。以下の（２１）式において、σ^２は雑音電力を表す。

ここで、周波数ベクトルを、各アンテナにて受信した成分が要素となるように、新たに以下の（２２）式のように定義した。

上記（２１）式の第３項には、第１の変換対象ブロック内の信号を復号する際の、このブロックの終わりのＬ−ｌ個のシンボルの希望信号成分が含まれている。
したがって、この（２１）式においては、第１項に含まれるＮｋ＝（Ｎ−Ｌ＋ｌ）個のシンボルのみが希望信号として扱われ、終わりのＬ−ｌ個のシンボルは干渉とみなされ、終わりのＮｋ’＝Ｌ−ｌ個のシンボルの伝送品質が劣化する。
遅延スプレッドの大きい環境では、周波数ポイント数Ｎに対してＬが増大し、ブロック後半の伝送品質の劣化が無視できなくなる。
そこで、ブロック後半の信号成分を干渉とみなさないウェイトベクトルとして、新たに以下の（２３）式によりウェイトベクトルを求める。

（２１）式、（２２）式により決定されたウェイトベクトルを用いて、（１）式のウェイト行列Ｗ^（ｑ）（ｎ）を以下の（２４）式のように設定する。

上述したように、一つの空間チャネルに対レて複数のウェイトベクトルを設定し、各シンボルごとに良好な伝送特性を示すウェイトベクトルを選択していくことにより、伝送品質を向上させることが可能となる。
上記（２４）式は２つのウェイトベクトルの例を示しているが、一つの空間チャネルに対応させて形成するウェイトベクトルはさらに多くてもよい。
３つめ以降のウェイトを形成する方法としては、たとえば、以下の（２５）式のようにして生成したウェイトベクトルを用いることも可能である。

また、３つめ以降のウェイトを形成する方法としては、たとえば、以下の（２６）式のようにして生成したウェイトベクトルを用いることも可能である。

上述した（２５）式及び（２６）式においては、ブロック内のＮ−Ｌ＋１＋ｎ番目の信号に対して、伝送特性が改善されるように指向性が形成されるため、より高い伝送品質が期待できる。

また、図１に示す構成にて本実施形態の適応アンテナ受信装置を説明したが、第２の実施形態として、第２の直交変換器２０３１〜２０３Ｍを、新たに設け、無線部１０２１〜１０２Ｍと、上記第２の直交変換器２０３１〜２０３Ｍとの間に、各々ガードインターバル除去装置１００１〜１００Ｍを設ける構成としてもよい。このガードインターバル除去装置１００１〜１００Ｍは、従来例に記載した構成と同様である。
また、この第２の実施形態において、送信局からは、Ｐ個の直交成分を用い、ガードインターバルが付加された送信信号が送信される。

上記第２の直交変換器２０３１〜２０３Ｍ各々は、それぞれ対応する上記ガードインターバル除去装置１００１〜１００Ｍの出力信号のＮ'（＞Ｐ）個の信号に対して直交変換を行う。
また、振幅位相補償装置５００１〜５００Ｍは、第２の直交変換器２０３１〜２０３Ｍ各々の後段に設けられており、第２の直交変換器のＮ'個の出力信号のうち、送信信号に用いられたＰ個の直交成分を抽出し、該Ｐ個の各信号に重み付けを行う。

ここで、振幅位相補償装置５００１〜５００Ｍは、伝達関数推定装置１１０にて推定された伝達関数と、指向性制御装置１１１にて決定された重み付け値と、波形等化制御装置にて決定された重み付け値とを入力し、前記振幅位相補償装置における重み付け値を決定する。
この振幅位相補償装置５００１〜５００Ｍは、出力を逆位相変換装置へ出力する。その後の処理についてはすでに説明した処理と同様である。
また、直交変換器１０３１〜１０３Ｍの入力信号数Ｎと、第２の直交変換器の入力信号数Ｎ'とを同一としてもよい。

なお、図１における直交変換装置（１０３１〜１０３Ｍ）、分岐装置（１０４１〜１０４Ｍ）、複数指向性形成装置（１０５１〜１０５Ｑ）、逆直交変換装置（１０６１１〜１０６ＱＫ）、ダイバーシチ受信装置（１０７１〜１０７Ｑ）、信号抽出装置（１０８１〜１０８Ｑ）、信号復号装置（１０９１〜１０９Ｑ）、伝達関数推定装置１１０、指向性制御装置１１１の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより受信信号の信号処理を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータシステム」は、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）を備えたＷＷＷシステムも含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（ＲＡＭ）のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。

また、上記プログラムは、このプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する「伝送媒体」は、インターネット等のネットワーク（通信網）や電話回線等の通信回線（通信線）のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良い。さらに、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であっても良い。

本発明の一実施形態による適応アンテナ受信装置の構成例を示すブロック図である。 図１の適応アンテナ受信装置の動作例と説明するフローチャートである。 受信信号の遅延プロファイルを周波数変換した応答特性を示すグラフである。 従来技術におけるＧＩを用いるマルチユーザＭＩＭＯ伝送における第ｕ番目のシングルキャリア送信機のブロック図である。 従来技術におけるＧＩを用いるマルチユーザＭＩＭＯ伝送におけるシングルキャリア受信機である。 図４におけるＧＩ挿入部が、Ｎシンボル毎に１つのブロックを形成し、その末尾Ｎg個のシンボルをコピーし、ＧＩとして送信シンボル系列に挿入する概念を説明する概念図である。

符号の説明

１１０…伝達関数推定装置
１１１…指向性制御装置
１０１１，１０１Ｍ…アンテナ素子
１０２１，１０２Ｍ…無線部
１０３１，１０３Ｍ…直交変換器
１０４１，１０４Ｍ…分岐装置
１０５１，１０５Ｍ…複数指向性形成装置
１０６１１，１０６１Ｋ，１０６Ｑ１，１０６ＱＫ…逆直交変換装置
１０７１，１０７Ｑ…ダイバーシチ受信装置
１０８１，１０８Ｑ…信号抽出装置
１０９１，１０９Ｑ…信号復号装置

Claims (6)

1. Ｕ個の送信局と１つの受信局との間にてＱ個（≧Ｕ）の信号系列を空間上に多重して通信を行う無線通信システムにおいて、
   Ｍ個のアンテナ素子から構成されるアレーアンテナと、
   該アレーアンテナを構成するアンテナ素子毎に接続されたＭ個の無線部と、
   該各無線部に接続され、連続して時系列に入力されるＮ個の入力信号をＮ個の直交する信号成分に変換するＭ個の直交変換器と、
   該直交変換器にて直交変換された信号をＱ個に分離し、各々を分岐するＭ個の分岐装置と、
   該分岐装置各々から出力されるＭ個の信号系列を、Ｎ個の直交成分から構成される入力信号系列とし、各直交信号の成分ごとに前記各アンテナからのＭ個の信号を重み付け合成してＫ個の信号を出力するＱ個の複数指向性形成装置と、
   前記直交成分毎に前記複数指向性形成装置のｋ（＝１〜Ｋ）番目出力の入力信号を入力し、逆直交変換を行いＮ個の信号系列を出力する、Ｑ×Ｋ個の逆直交変換装置と、
   ｑ番目の空間上に多重化された信号系列復号を行うために、Ｋ個の該逆直交変換装置のＮシンボルの出力信号を入力信号とし、シンボル毎のＫ個の入力信号に対してダイバーシチ出力を生成するダイバーシチ受信装置と、
   該ダイバーシチ受信装置の出力信号のうち、先頭のＡシンボルと最後のＢシンボルを削除し、中央のＮ−（Ａ＋Ｂ）シンボルを抽出する信号抽出装置と、
   該信号抽出装置に接続された復号装置と、
   前記各送信局のアンテナと前記各アンテナ素子との間の伝達関数を推定する伝達関数推定手段と、
   該伝達関数推定手段にて推定された伝達関数を入力信号とし、前記複数指向性形成装置にて用いられる重み付け値を算出する指向性制御装置と
   から構成されることを特徴とする適応アンテナ受信装置。
2. 請求項１に記載の適応アンテナ受信装置において、
   前記直交変換器が直交変換を行う信号系列を、該信号系列の前に直交変換したＮシンボルのうち最後の（Ａ＋Ｂ）シンボルを含めるように、直交変換を行うことを特徴とする適応アンテナ受信装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の適応アンテナ受信装置において、
   前記Ｋ個の複数指向性形成装置にて形成される指向性を、ｋ番目の指向性形成においては前記直交変換器に時系列に入力されるＮ個の入力信号のうちＮk個を選択し、選択された信号対して二乗誤差の平均が最小となるように前記時系列信号を形成し、
   ｋ番目の前記複数指向性形成装置において二乗誤差の平均を最小化するＮk個の信号は、ｋ'番目の複数指向性形成装置において二乗誤差の平均を最小化するＮk'個の信号とは異なる組み合わせとすることを特徴とする適応アンテナ受信装置。
4. 請求項１ないし３記載の適応アンテナ受信装置において、
   前記ダイバーシチ受信装置が、
   シンボル毎にＫ個の信号に対して重み付け合成を行い、該重み付け合成の際に用いる重みの値は、前記伝達関数推定手段で推定された伝達関数と、前記指向性制御装置で決定された指向性形成を行う際の重み付け値から決定されることを特徴とする適応アンテナ受信装置。
5. Ｕ個の送信局と１つの受信局との間にてＱ個（≧Ｕ）の信号系列を空間上に多重して通信を行う無線通信方法において、
   Ｍ個の直交変換器が、アレーアンテナを構成するＭ個のアンテナ素子毎に接続されたＭ個の無線部から連続してＮ個の入力信号を時系列に入力し、該Ｎ個の入力信号をＮ個の直交する信号成分に変換する過程と、
   Ｍ個の分岐装置が該直交変換器にて直交変換された信号をＱ個に分離し、各々を分岐する過程と、
   伝達関数推定手段が前記各送信局のアンテナと前記各アンテナ素子との間の伝達関数を推定する過程と、
   指向性制御装置が該伝達関数推定手段にて推定された伝達関数を入力信号とし、前記複数指向性形成装置にて用いられる重み付け値を算出する過程と
   Ｑ個の複数指向性形成装置が、該分岐装置各々から出力されるＭ個の信号系列を、Ｎ個の直交成分から構成される入力信号系列とし、各直交信号の成分ごとに前記各アンテナからのＭ個の信号を重み付け合成してＫ個の信号を出力する過程と、
   Ｑ×Ｋ個の逆直交変換装置が、前記直交成分毎に前記複数指向性形成装置のｋ（＝１〜Ｋ）番目出力の入力信号を入力し、逆直交変換を行いＮ個の信号系列を出力する過程と、
   ダイバーシチ受信装置が、ｑ番目の空間上に多重化された信号系列復号を行うために、Ｋ個の該逆直交変換装置のＮシンボルの出力信号を入力信号とし、Ｋ個の信号に対してシンボル毎にダイバーシチ出力を生成する過程と、
   信号抽出装置が、該ダイバーシチ受信装置の出力信号のうち、先頭のＡシンボルと最後のＢシンボルを削除し、中央のＮ−（Ａ＋Ｂ）シンボルを抽出する過程と、
   復号装置が該信号抽出装置から出力されるＮ−（Ａ＋Ｂ）シンボルを復号する過程と、
   から構成されることを特徴とする適応アンテナ受信方法。
6. コンピュータに請求項５に記載の適応アンテナ受信方法を実行させるためのコンピュータが実行可能なプログラム。

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