KR100382396B1

KR100382396B1 - 다수의가입자국과기지국사이에서디지털신호를무선전송하기위한시스템

Info

Publication number: KR100382396B1
Application number: KR10-1998-0708571A
Authority: KR
Inventors: 페터 융; 프리트베르트 베렌스; 파울-발터 바이어; 요르크 플레힝어; 칼 카머란더
Original assignee: 지멘스 악티엔게젤샤프트
Priority date: 1996-04-26
Filing date: 1997-04-24
Publication date: 2003-08-19
Also published as: WO1997041647A1; JP2000509580A; CN1223757A; DE59701259D1; EP0895683B1; EP0895683A1; DE19616829C1; CN1096154C; US6307851B1

Abstract

본 발명은 직접 코드 확산(DS, 직접 시퀀스)을 사용하여 동작하는 CDMA 시스템의 구조와 동일하지만 다중 케리어 시스템(MC)에 의해 동작하는 새로운 코드 분할 다중 액세스, 코드 멀티플렉스(CDMA) 시스템 구조에 관한 것이다. 다중 케리어 시스템은 CDMA 시스템 내에서의 신호 생성이 DS 및 MC를 사용하여 유일하다는 결과를 가지는 확산 코드의 적절한 선택에 의해 유도될 수 있고, 다이버시티 수신을 사용하거나 또는 사용하지 않은 가입자 검출 방식이 사용된다.

Description

다수의 가입자국과 기지국 사이에서 디지털 신호를 무선 전송하기 위한 시스템{SYSTEM FOR RADIO TRANSMISSION OF DIGITAL SIGNALS BETWEEN A PLURALITY OF SUBSCRIBER STATIONS AND A BASE STATION}

많은 무선 전송 시스템, 특히 현대의 이동 무선 시스템에 있어서, 제한된 개수의 주파수가 사용 가능하기 때문에 할당된 주파수 밴드는 가능한 한 효율적으로 사용되어야 한다. 더욱이, 특히 이동 무선 시스템에 있어서 무선 전송 시스템은 하나씩 동작되도록 상호간의 간섭이 최소가 되는 방식으로 형성되어야 한다. 특히 이동 무선 시스템에 있어서, 두가지 심각한 문제점, 즉 개별적으로 활성화되고 동일한 RF 케리어를 사용하는 가입자에게 할당된 다수의 신호를 동시에 전송하는 경우에 기인하여 발생하는 다중 액세스(MA : Multiple Access)와 무선 채널의 주파수 선택성에 기인하여 발생하는 균등화 문제점이 존재한다. CDMA라 불리는 코드 분할 다중 액세스(Code Division Multiple Access)가 개시되었으며, 이것은 MA 문제점에 대한 일반적인 해결책이다. CDMA 무선 시스템에 있어서, 다수의 가입자는 공통 RF 주파수 밴드의 가입자 신호를 시변(time-variant) 채널 및 주파수 선택적 무선 채널을 통해 전송한다. 그러나, 다중 액세스 간섭(MAI : Multiple Access Interference)으로 언급되는 시변 상호 간섭이 동시에 전송된 신호들 사이에서 발생하며, 적합한 신호 분리 기술에 의해 감소될 수 있다. 게다가, CDMA 무선 시스템에 있어서, 시변 상호심볼 간섭(ISI : Intersymbol Interference ,심볼 간의 간섭)은 하나의 특정 가입자에 의해 연속적으로 전송된 데이터 심볼 사이에서 발생한다. 수신기에서 발생하는 신호 혼합은 개별적인 가입자 검출에 의해 평가되거나, 복수의 가입자 검출을 위한 알고리즘에 의해 유용하게 분리될 수 있다. 이러한 분리는 전력 제어 및 소프트 핸드오버(handover)에 대한 복잡성을 없애는 것이 가능하기 때문에, CDMA 시스템, 특히 지상 이동 무선 시스템의 구현의 경우에 유용하다. 게다가, 전송 질이 향상되도록 할 수 있기 때문에, 예를 들어 다수의 수신 안테나(안테나 다이버시티)를 사용한 결과로서 다양한 수신이 유용하다. 직접 코드 확산(DS, Direct Sequence), 다이버시티 수신 및 복수 가입자 검출을 사용한 CDMA 시스템이 공지되었다. 복수의 가입자 검출을 위한 DS-CDMA 시스템에 성공적으로 적용되는 유용한 방법은 소위 JD(Joint Detection) 방식이며, 이것은 예를 들어, P. Jung, B.Steiner의 에세이에서 : "Concept of CDMA mobile radio system with common detection for the third mobile radio generation" Parts 1 및 2, "Telecommunications electronics" SCIENCE, Berlin 45(1995) 1, 10 내지 14 페이지 및 2, 24 내지 27페이지에 개시되었다. 이같은 CDMA 시스템의 중요한 장점은 주파수 다이버시티 및 간섭 다이버시티의 이용이다. DS-CDMA 시스템을 사용한 단점은 주파수 리소오스의 분할 및 할당에 낮은 정도로 영향을 미친다는 것이다,CDMA 시스템을 다중 케리어(MC : Multiple Carrier) 방식과 조합하는 것은 이러한 단점을 제거한다.

다중 케리어 전송 방법은 직교성 주파수 분할 멀티플렉싱(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기술의 근본을 갖는다. OFDM에 있어서, 특정 가입자(K)에 할당된 케리어 대역폭(B_U)은 Q_T개의 가입자에게 동일한 대역폭(B_S)으로 하나씩 놓이도록 분할된다. 이것은 다음을 생성한다.

B_u= Q_T·B_S

데이터 심볼 주기(T_S)에 대해 직교성 서브 케리어의 오버래핑 허용하기 위해, 1/T_S와 같은 대역폭(B_S)이 선택된다. 직교성 서브 케리어는 간단한 디자인의 수신기 사용을 용이하게 한다. 이하, 시간 주기(T_bu)내에 K개의 가입자가 N개의 복소 데이터 심볼 dn^(k)을 베이스로 전달한다고 가정되며, 여기에서 n = 1,...,N이다. 상기 데이터 심볼 dn^(k), n=1,...,N은 복소수 세트:

V={V1,V2,...Vm}.Vμ∈C,μ=1,...m, m∈IN로부터 유래된다. 전송은 식(1)에서 정의된 대역폭(B_u)을 가지는 RF 케리어를 통해 발생한다. OFDM을 사용하여 다음의 식이 적용된다.

Q_T= N

각각의 데이터 심볼dn^(k)은 특정 서브 케리어에 할당된다. 이러한 이유로, 모든 데이터 심볼dn^(k)은 상술한 시간 주기(T_bu) 동안 동시에 전송된다. 따라서 심볼 주기(T_S)는 OFDM의 시간 주기(T_bu)와 동일하다.

MC-CDMA 신호의 에너지는 밴드폭(B_u)을 가지는 상기 할당된 RF 케리어에 대한 스펙트럼 항으로 제한되며, 이것은 OFDM에 엄밀성에 기인한다. 따라서 인접한 채널의 간섭은 상당히 낮다. 이러한 사실은 시스템의 공존에 관해 매우 유용하다. 더욱이, 대역폭(B_u)의 MC-CDMA 신호의 스펙트럼은 백색 레벨이 되며, 이것은 균등화 및 검출에 대해 유리하다. 각각의 서브 케리어에 의해 겪게 되는 페이딩 현상은 각각의 서브 케리어의 대역폭(B_s)이 일반적으로 이동 무선 채널의 코히런트 대역폭(B_c)보다 좁기 때문에, 상당히 주파수-비선택적이다. 서브케리어의 직교성과 함께 이러한 주파수 선택성의 결여는 MC-CDMA에서의 간단한 국부적 최적화 검출기를 사용하는 것을 가능하게 한다. 데이터 심볼dn^(k)이 OFDM의 단일 서브케리어에 할당되기 때문에, OFDM은 상당히 낮은 주파수 다이버시티 용량을 가진다. 반면에, MC-CDMA에 있어서, 데이터 심볼dn^(k)은 Q개의 서브케리어를 통해 동시에 전송되며,여기에서 Q는 1 보다 크고 Q_T이하인 값이며, 이것은 주파수 다이버시티의 양호한 사용을 허용한다. 특정 데이터 심볼dn^(k)이 할당된 Q개의 서브케리어 사이에 주파수 갭이 삽입되면, 주파수 다이버시티 동작은 용이하게 발생되며, 이것은 부가적으로 시스템의 융통성을 증가시킨다. 예를 들어, n'≠n인 데이터 심볼dn^(k)에 할당된 서브케리어는 상술한 Q개의 서브케리어 사이의 주파수 갭내에 할당될 수 있다. 주파수 다이버시티 기술은 더이상 고려되지 않는다. 대신에, Q·B_s가 코히런트 대역폭(B_c)을 초과한다는 것을 보장한다면, 특정 데이터 심볼dn^(k)에 할당된 모든 Q개의 서브케리어는 인접하며, 이것도 역시 주파수 다이버시티가 사용되는 것을 허용한다고 간주된다. K>1인 서브케리어가 동시에 동일한 Q개의 서브케리어를 능동적으로 사용하기 때문에 MC-CDMA는 또한 간섭 다이버시티로 유용하다. 간섭 다이버시티는 높은 스펙트럼 효율(η)을 얻는데 있어서 핵심 특징이다.

다중 케리어(MC) 방식을 사용한 CDMA 시스템에 대한 현존 시스템 개념은 이동 무선에서의 일반적 사용에 대해 적합하지 않다. 지금까지 다중 케리어(MC) 방식을 사용한 CDMA 시스템용 구조는 낮은 시간 변화 및 무시할 정도의 인터심볼 간섭(intersymbol interference : 심볼 간의 간섭)을 가지는 환경에 대해서만 존재하였다. 지금까지 복수의 가입자 검출을 위한 알고리즘은 (기지국에서 가입자 국으로의) 다운링크(downlink)에 대해서만 제안 및 고찰되었다. 지금까지, 매우 복잡하기 때문에 거의 고려되지 않았던 (가입자 국에서 기지국으로의) 업링크(uplink)에 대해서는 기존의 개별 가입자 검색기만이 제안 및 고찰되었다. 다이버시티 수신, 예를 들어 이같은 다중 케리어(MC) 방식을 사용한 CDMA 시스템의 코히런트 수신기 안테나 다이버시티(CARD)는 현재까지 고찰되지 않았다.

RF 주파수 대역(B_u)상의 모든 서브 케리어의 수(Q_T) 및 특정 데이터 심볼dn^(k)에 할당된 서브 케리어의 수(Q) 사이의 관계는 MC-CDMA에서는 다음과 같다.

q_T= Q ·N_s

식(4)에서, N_s는 가입자(K)에 의해 동시에 전송된 데이터 심볼dn^(k)의 수를 나타낸다. 따라서, 상기 데이터 심볼 주기의 길이는 다음과 같다.

Ts=Tbu/N *Ns

B_u및 T_bu에 대한 값이 주어지면, MC-CDMA 시스템 개념은 Q 및 N_s에 의존한다.

Q 및 N_S의 상이한 선택은 특정한 특성을 가지는 가능한 MC-CDMA 개념을 유도한다. N_s= N인 공지된 가능한 MC-CDMA 개념이 주어지면, 이것은 모든 데이터 심볼dn^(k)이 동시에 전송된다는 것을 의미한다. 게다가, 이러한 공지된 개념으로 Bs=Bu/(Q*N) 및 T_s= T_bu이 적용된다. MC-CDMA 의 일련의 고찰에 따라, 이러한 공지된 개념은 주기 길이(T_g>T_M)(여기에서 T_M= 채널 펄스 응답의 기간)의 보호성 간격을 도입함으로써, 시변 인터심볼 간섭에 대한 바람직한 회피를 용이하게 한다. 그러나, T_s>>T_g인 경우에 소정 범위까지만 주기 길이의 보호성 간격이 사용될 수 있다. 이동 무선 환경에 있어서, 채널 펄스 응답의 길이(T_M)는 수 마이크로초와 수십 마이크로초 사이의 크기에 속하며, 이것은 T_s> 100마이크로초의 데이터 심볼 주기 길이를 요구한다.

본 발명의 목적은 다중 케리어 방식을 사용한 융통적인 CDMA 시스템 구조물로 다중 케리어 방식을 사용한 융통적이지 않은 CDMA 시스템 구조물을 대체하는 것이며, 상기 대체물은 일반적으로 이동 무선 시스템에 적합하다. 이러한 새로운 시스템 구조물은 CDMA의 특정 장점(주파수 다이버시티, 간섭 다이버시티)이 다중 케리어 방식의 장점(주파수 자원의 융통성 있는 할당)과 결합되도록 하고, 다중 액세스 간섭(MAI) 및 인터심볼 간섭(ISI) 모두를 가능하게 하는 경향이 있다. 이러한 경향은 다이버시티 수신이 명백하게 허용된다는 것이다. 게다가, 본 발명에 의한 새로운 구조물은 CDMA 시스템을 DC 및 다중 케리어 방식과 조화시키는 경향이 있으며, 이것은 비용 면에서 바람직하게 융통성있는 CDMA 시스템이 구현되는 것을 허용하고 DS 및 다중 케리어 방식을 사용한 CDMA 시스템에서 신호를 생성하는 것이 조화되도록 한다. 게다가, 본 발명은 다중 케리어 방식 및 다이버시티 수신을 사용한 CDMA 시스템에 응용하기 위해 복수 가입자 검출에 유용한 알고리즘을 이용한다. 업링크 및 다운링크 모두를 위한 이러한 알고리즘 사용을 가능하게 하는 것이의도된다.

상기 목적은 특허 청구항 1 항에서 지정된 특성에 의한 일반적인 타입의 시스템을 사용하여 달성된다.

본 발명에 따른 CDMA 시스템에 있어서, 특정 가입자(k)에 의해 동시에 전송된 데이터 심볼dn^(k)의 개수(N_s)는 1이다. 이러한 이유로, 가입자(k)의 모든 데이터 심볼dn^(k)은 연속적으로 전송된다. 식(4)에 따라, Q_T= Q 이고 각각의 서브 케리어에 대한 대역폭(B_s)은 공지된 개념에서보다 N배 넓다. 본 발명에 따른 CDMA 방식을 사용하여, 데이터 심볼 주기 길이(T_s)는 T_bu/N과 동일하다. 그러나, 연속적으로 전송된 데이터 심볼dn^(k)사이의 보호성 간격은 경제적인 이유로 도입되지 않는다. 이같은 보호성 간격이 제거된다는 사실에 기인하여, 인터심볼 간섭(ISI)은 실제로 야기되지만 다중 액세스 간섭(MAI)과 같이, 이것은 본 발명에 따른 새로운 시스템 구조물에 의해 허용된다.

식(4) 및 식(5)과 함께 설명한 바와 같이, Q 및 N_S의 적합한 선택은 MC-CDMA가 적용되는 환경에 의존한다. 예를 들어 각각의 MC-CDMA 시스템 개념은 빠른 시간 변이를 가지고, 수신기 및 전송기가 예를 들어 고속 열차, 우주선 및 낮은 괘도의 위성내에 배열될 때 발생하는 이동 무선 환경에서 동작될 수 있어야 한다. 이같은 이동 무선 환경에서의 코릴레이션 시간(T_k)은 단지 수 백 마이크로초의 크기가된다. 코히런트의 검출은 이미 검출된 데이터 심볼^dn^(k)에 기초한 반복적으로 향상된 채널 추정 절차를 요구한다. 이러한 이유로, 식(5)의 데이터 심볼 길이(T_S)는 수 마이크로초 또는 기껏해야 수십 마이크로초의 크기가 되어야 한다. 그러나, T_s가 작다면 Q_T및 N_S도 역시 작아야 한다. 공지된 MC-CDMA 시스템 개념이 상대적으로 큰 T_s를 요구하기 때문에, 상기 T_s는 이동 무선에 적용하기에는 불리하다. 본 발명에 따른 시스템의 개념은 T_s에서의 상술한 요구를 충족시킨다.

본 발명에 따른 시스템의 유용한 개선, 가능한 실시예 및 응용 영역은 종속항에 기재되었다.

본 발명의 상기 기술들은 도면을 참조하여 아래에서 보다 상세히 설명된다. 벡터는 굵은 소문자로 나타내었으며, 행렬은 굵은 대문자로 나타내었다. 복소 변수는 밑줄을 그었다. 부호(·)^*, (·)^T, ∥∥, E{·}는 공액 복소수, 복소 호환(transposition), 벡터 노름의 형성 및/또는 예상 값의 형성을 나타낸다.

본 발명은 청구항 1항의 전제부, 즉 다수의 가입자국과 MC-CDMA 방식을 사용한 기지국 사이에서 디지털 신호를 무선으로 전송하기 위한 시스템에 관한 것이다.

도 1은 코히런트 수신 안테나 다이버시티를 사용한 이동 무선 시스템의 업링크에 대한 블록도를 도시한다.

본 발명에 의해 제조되고 다중 케리어(MC) 방식을 가지는 CDMA 시스템 구조물은 DS(Direct Sequence)를 사용한 CDMA 시스템의 구조물과 등가이다. 도 1에 따른 블록 구조물에 있어서, K개의 이동 가입자(M₁,...,M_k)는 대역폭(B_u)을 가지는 동일한 RF 케리어 상에서 동시에 활성화된다. 각각의 이동 가입자(M₁,..., M_k)는 단일 전송 안테나(A₁,...,A_k)를 가진다. 전송된 신호는 기지국(JD) 수신기(BS)의 K_a개의 수신 안테나(E₁,...,Eka)에서 수신된다. 따라서, K개의 가입자 신호의 전송은 시변 복소 펄스 응답;

을 가지는 K·K_a개의 상이한 무선 채널을 통해 일어난다. 식(6)에 있어서, 펄스 응답h^(K,Ka)(τ,t)은 한편으로는 가입자(k)와 수신 안테나Eka 사이 및 다른 한편으로는 가입자와 기지국(BS) 사이에서의 접속에 관련한다. 식(6)에 있어서, τ는 복수 경로의 수신에 기인한 전송된 신호의 시간 전개, 예를 들어 왜곡에 관한 지연 파라메터를 나타내며, t는 무선 채널의 시변화에 관한 실시간을 나타낸다.

이동 가입자(k, k=1,...k)에 할당된 MC-CDMA 신호를 생성하는 것은 아래에서 설명된다. MC-CDMA 신호에 대한 다음의 수학적 표현은 이후에 기재되는 이산 시간 모델 표현 및 이후에 기술되고 수신안테나 다이버시티를 가진 특정한 복수 가입자 검출(JD = Joint Detection) 모두를 위해 사용된다. 상술한 바와 같이, 각각의 가입자는 k개의 한정된 데이터 시퀀스:

을 전송한다. 각각의 데이터 시퀀스d(k)는 베이스(m)에 대해 데이터 심볼 주기 길이(T_S)를 가지는 N개의 복소수 데이터 심볼dn^(k)로 이루어진다. 데이터 심볼dn^(k)은 식 2에 따라 한정된 개수의 복소수 셋트(V)에서 유래한다.

전송은 대역폭Bs = Bu /Q = 1/Ts의 Q_T= Q개의 서브 케리어를 사용하여 일어난다. Q개의 서브 케리어는 q,( q= 1... Q)를 사용하여 넘버링된다. 각각의 서브 케리어(q)는 식 8에 따른 하나의 중심 주파수(f_q,q = 1...Q)를 가진다.

식 8에 따라, 대역폭 1/T_s의 제 1 서브 케리어는 중심 주파수 f₁= 0을 가지며, 밴드폭 1/T_s의 제 2 서브 케리어는 중심 주파수(f₂= 1/T_s)를 가지고, 밴드폭 1/T_s의 제 3 서브 케리어는 중심 주파수(f₂= 2/T_s)를 가진다.

식 8로부터 대역폭(B_u)을 가지는 RF 케리어의 중심 주파수는;

이 된다. 다음의 계산에서 고려되는 등가의 저역 통과 영역에 있어서, 이에 따라 RF 케리어의 중심 주파수(f_c)는 0이 되지 않는다.

식 8에 의해 주어진 가중치 복소 사인파로 표현되는 서브 케리어(q)의 중심 주파수(f_q)는 데이터 심볼 주기(T_s) 동안 2 · π·(q-1)와 같은 위상 변위를 야기시킨다.의 인자(1/)는 에너지 표준화를 위해 요구된다. 대역폭(B_u)의 동일한 케리어 상에 동시에 전송된 K개의 가입자 신호의 공존을 허용하기 위해, 가입자(k)의 각각의 데이터 심볼dn^(k), n = 1...N은 사용자 특징 부호상수(signature) 시퀀스;

을 사용함으로써, 대역폭 B_s= 1/T_s의 모든 Q개의 서브 케리어를 통해 전파된다. ~m의 베이스에 대해 식 10의 복소수 부호상수 요소c_q ^(k)는 칩으로 디자인된다. 칩(c_q ^(k))은 식 11의 복소수 세트로부터 유래한다.

각각의 칩c_q ^(k), q=1...Q은 특정 서브 케리어(q)에 할당된다. 이것은 칩 c₁ ^(k)가 서브 케리어 1에 할당되고, 칩(c₂ ^(k))이 서브 케리어 2에 할당되며, 칩c₃ ^(k)이 서브 케리어 3 에 할당되는 등을 의미한다. 식 8에 따른 주파수f_q를 사용하여, 데이터 심볼dn^(k)의 확산 변조(spread modulation)는 식 12의 시간 지연 버젼에 의해 주어진다.

이에 따라, 확산 변조의 기본은 펄스가 된다. 이러한 펄스의 모양은 식 8에서 주어진 중심 주파수(f_q)의 선택 및 식 10에 따른 가입자 특정 부호상수 시퀀스c^(k)에 의존한다. 식 12에 따라, 펄스는 길이(T_s)를 가지고, 복소 사인파의 중첩에 의해 주어지며, 이것은 식 10에 따른 칩c_q ^(k)를 사용하여 가중치 처리된다. 이러한 서브 케리어의 중심 주파수(f_q)는 식 8에 따라 선택되기 대문에, 서브 케리어는 시간 주기(T_s) 동안 직교하게 된다.

가입자(k, k= 1...K)는 등가의 저역 통과 필터 영역에서 식 13에 의해 주어진 변조된 가입자 신호를 방출한다.

d^(k)(t)는 선형 변조, 예를 들어 식 13에 의해 생성된다. 따라서 변조된 가입자 신호d^(k)(t)는 지연되고 가중치 처리된 펄스 복제의 중첩에 의해 특징지워진다. 식 13에서 나타내어진 변조된 가입자 신호d^(k)(t)는 가입자 신호가 JD-CDMA(Joint Detection CDMA)에서 생성되는 방식과 동일하게 생성된다.

식 13에 의해 특징지워진 변조된 신호d^(k)(t)의 K_a개의 복제는 기지국( BS)의 K_a개의 수신 안테나(E₁,...,E_k_a)에서 수신된다. 이러한 K_a개의 복제 각각은 펄스 응답 h^(k,ka)(τ,t)을 가지는 무선 채널에 의해 영향을 받으며, k는 식 6에 따라 고정되고, k_a= 1,...,K_a이다. 각각의 수신 안테나(Eka)에는, k개의 가입자에서 유래한 k개의 동시에 수신된 신호가 존재한다. k개의 수신된 신호는 선형으로 중첩되어 신호 혼합을 형성한다. 상이한 수신 안테나(Ek`a ≠ Eka`)에서, k개의 가입자로부터 유래하여 수신된 신호는 수신 안테나(Eka)에서 수신된 신호들과는 다르다. 따라서, 상이한 수신 안테나에 각각 할당된 k_a의 상이한 신호 혼합은 기지국(BS)에 의해 처리된다. 이러한 k_a개의 상이한 신호 혼합의 적합한 처리는 단일 수신 안테나를 사용한 수신기내에서 실행되는 것과 비교하여 향상된 실행을 용이하게 한다.향상된 실행은 소정의 비트 에러 율 P_b에 대한 신호대 잡음비를 감소시키는 것을 포함한다. K_a개의 신호 혼합을 처리함으로써, 기지국(BS)의 수신기는 식 7에 의해 정의된 데이터 심볼 시퀀스d^(k)의 추정된 값,

을 결정한다.

본 발명의 따른 시스템 개념에 대한 추가의 설명은 이산 시간 모델 표현을 참조로하여 주어진다.

k_a개의 수신 안테나(E₁,...,Eka)에 제공된 각각의 K_a개의 신호 혼합은, 디지털 신호 처리가 가능하도록 대역 한정되어야 한다. 대역 한정을 위해 사용된 필터의 출력 신호는 JD-CDMA 내의 칩 비율 1/ T_c= Q/T_s에 해당하는 Q/T_s의 비율로 샘플링된다.

식 12에 의해 제공된 선형 MC-CDMA 확산 변조는 1/T_c의 비율로 채택된의 샘플링된 값에 의해 형성된다. 이러한 샘플링에 의해 생성된 샘플링된 값ζ_q(k), q=1,...Q은 k개의 벡터;

를 생성한다.

역 이산 푸리에 변환(IDFT : Inverse Discrete Fourier transformation)의 행렬식;

을 사용하여, 식 15에 따른 ζ^(k)와 식 10에 따른 c^(k)사이의 관계는 다음;

에 의해 주어진다.

행렬 (17)은 Q개의 열 벡터;

를 포함한다.

결과적으로, 다음;

이 얻어진다.

식 19 및 식 17은 다음;

을 생성한다.

각각의 칩c_q ^(k)이 특정 가입자(q)에 할당된다는 점에 입각하여, 식 17의 해석은 간단해진다. 행렬D 의 열ζ^(q), q=1...Q은 Q개의 서브 케리어를 나타낸다. 행렬D의 행은 샘플링된 값이 취해지는 동안 데이터 심볼 주기(T_s)내에 Q개의 시간 포인트(time point)를 형성한다. 따라서 식 17의 결과는 칩c_q ^(k)의 선형 조합으로부터 야기된 요소ζ_q ^(k)를 가지는 벡터ζ^(k)가 된다. 벡터ζ^(k), k= 1,...K는 가입자-특정 확산 시퀀스로서 나타내어질 수 있다. 따라서, JD-CDMA 및 본 발명에 따른 MC-CDMA 시스템 사이의 차이는 단지 가입자-특정 확산 시퀀스의 선택에 달려 있다. JD-CDMA에 있어서, 코드 시퀀스c^(k)는 가입자 특정 확산 시퀀스로서 사용되며, 본 발명에 따른 MC-CDMA에 있어서, 방정식(17)에 따른 코드 시퀀스 c^(k)로부터 얻어진 벡터ζ^(k)가 사용된다. 따라서, 식(17)은 본 발명에 따라 디자인된 JD-CDMA 및 MC-CDMA 시스템 개념을 링크시키는 것을 나타낸다.

본 발명에 따른 MC-CDMA 시스템 개념에 있어서, 데이터 심볼 길이(T_s)내의 이동 무선 채널의 시변화는 무시될 수 있다. 이같은 이유로, 이해를 위해, 채널 펄스 응답의 시간 의존성은 아래에서 더이상 상세히 설명되지 않는다. K·K_a개의 이동 무선 채널은 식(21)의 채널 펄스 응답을 가진다.

식 21의 각 채널 펄스 응답h^(k,ka)은 W개의 복소수 샘플링 값hw^(k,ka)으로 이루어진다. 이산 시간의 업 링크 동작에 있어서, MC-CDMA에서 식 7에 정의된 데이터 심볼 시퀀스d^(k)는 조합된 채널 펄스 응답;

을 가지는 k·k_a개의 이산 시간 채널을 통해 전송되며, 이것은 식 16에서 정의된 가입자 특정 확산 시퀀스ζ^(k)를 사용하여 식(21)에서 표현된 채널 펄스 응답h^(k,ka)의이산 시간 폴딩(discrete time folding)으로 이루어진다. 인터심볼 간섭은 W>1인 동안에 발생하며, 다중 액세스 간섭은 W>1이고 비직교성의 부호상수 시퀀스c^(k)인 동안에 발생한다. 식 22에 따른 조합된 채널 펄스 응답b^(k,ka), k= 1....K, k_a= 1...K_a을 가지는 이산 시간 채널은 Q+W-1개의 경로 채널로서 디자인된다. 이하, 식 22에서 표현된 조합된 채널 펄스 응답b^(k,ka)은 수신기에 공지되었으며, 이것은 완전 채널 추정이 사용될 때에 보장된다는 것이 가정된다. 상이한 데이터 검출기 성능이 고찰될 때 채널 추정 에러의 데이터 검출에 대한 영향이 고려되지 않기 때문에, 아래에서 채널 추정은 고려되지 않는다.

수신 안테나(Eka)에서 개별적으로 제공된 신호 혼합은 길이(N·Q+W-1)의 수신 시퀀스 e^(ka)로 표현된다. 이러한 시퀀스 e^(ka)는 상술한 부가적인 정상 간섭 시퀀스(stationary interference sequence);

에 의해 혼란되고 식 7에서 표현되는 데이터 심볼 시퀀스 d^(k)를 포함하며, 상기 식 23은 공분산(covariance) 행렬;

을 사용한다.

데이터 벡터;

여기에서,

을 유도하고 (N·Q+W-1) × k·N 행렬;

을 정의한 이후, 수신된 시퀀스는 다음;

에 의해 표현된다. 식 28을 쉽게 이해하기 위해, 행렬A가 추가로 설명된다. 식 27a에 따라, 행렬A는 다음의 형태;

를 가진다.

행렬A^(ka)은 N개의 열로 이루어진 K개의 세트로 이루어진다. 각각의 세트는 (N·Q+W-1)×N-서브행렬A^(k,ka)로서 고려될 수 있다. 제 1 서브 행렬A^(1,ka)는 가입자 1에 할당되고, 다음의 서브 행렬A^(2,ka)은 가입자 2의 전송에 관련된다. N개의 데이터 심볼dn^(k)의 연속적인 전송은 각각의 서브 행렬A^(k,ka)내에서 고려된다. 서브 행렬A^(k,ka)의 제 1 열은 항상 d₁ ^(k)의 전송을 시뮬레이팅하고, 제 2 열은 d₂ ^(k)의 전송에 관련된다. 한 열당 음이 아닌(non-negative) 요소의 개수는 식 22의 조합된 채널 펄스 응답b^(k,ka)의 길이(W)에 의해 주어진다. 새로운 데이터 심볼d_n ^(k)이 매 Q개의 칩마다 전송되기 때문에, 서브 행렬A^(k,ka)의 인접한 열들 사이의 b_w ^(k,ka)의 오프세트는 소정의 w에 대해 항상 Q개의 행이 된다. 인터심볼 간섭의 영향은 서브 행렬A^(k,ka)의 동일한 행내에서가 아닌 인접한 열들의 제로가 아닌(non-zero) 요소에 의해 시뮬레이팅된다. 행렬 A^(ka)내의 서브 행렬A^(k,ka)의 배열은 k개의 가입자 신호의 동시 수신을 고려하고, 이러한 이유로 다중 액세스 간섭의 존재를 고려한다.

상술한 설명을 기초로하여, k_a개의 수신 안테나(E₁,...,Eka)의 경우에 표준 수학적 표현이 형성된다. 우선 조합된 k_a·(N·Q+W-1)×k·N의 채널 행렬A은 다음;

과 같이 정의된다.

행렬A은 식 22의 모든 k·k_a개의 조합된 채널 펄스 응답b^(k,ka)을 포함한다. 상술한 바와 같이, 식 23에서 정의된 간섭 시퀀스 n^(ka), k_a= 1...K_a는 K_a개의 각각의 수신 안테나(E₁,...,Eka)에서 존재한다. 상기 K_a개의 상이한 간섭 시퀀스는 조합된 간섭 벡터;

로 표현되며, 여기에 다음;

이 적용된다.

식 31에서 정의된 시퀀스n의 통계적 특성은 공분산 행렬;

에 의해 한정된다. 식 25에서 유도된 조합된 데이터 시퀀스d, 식 30에 따른 조합된 채널 행렬A 및 식 31에서 한정된 조합된 간섭 시퀀스n을 사용하여 조합된 수신 신호 벡터는 다음;

과 같이 되며, 여기에서,

이다. 식 34에 따라 수신된 신호 벡터는 식 14에 의해 한정된 추정 값^d^(k)를 결정하기 위해 데이터 검출기내에서 처리된다.

MC-CDMA 무선 시스템의 업링크의 경우, 특히 코히런트 수신 안테나 다이버시티와 함께 복수 가입자 검출(JD= Joint Detection)은 현재까지 구현되지 않거나 고찰되지 않았다. 복수 가입자 검출, 또한 수신 안테나 다이버시티과 관련한 응용을 위한 적합한 기술이 아래에서 제안된다. 최적의 JD 기술이 매우 복잡하고 값비싸기 때문에, 단지 국부적 최적화 방법이 다루어진다. 선형 균등화 및/또는 결정 피드백 균등화에 기초하고 코히런트 수신 안테나 다이버시티과 함께 사용될 수 있는 4가지의 국부적 최적화 JD 기술이 제안되며, 즉

- 코히런트 수신 안테나 다이버시티에도 적합한, 소위 선형 제로 포커싱 블록 이퀄라이저(ZF-BLE= Zero Forcing Block Linear Equalizer),

- 코히런트 수신 안테나 다이버시티에도 적합한, 소위 최소 평균 자승 에러 블록 이퀄라이저(MMSE-BLE = Minimum Mean Square Error Block Linear Equalizer),

- 코히런트 수신 안테나 다이버시티에도 적합한, 양자화된 피드백을 가지는 소위 제로 포커싱 블록 이퀄라이저(ZF-BDFE=Zero Forcing Block Decision Feedback Equalizer) 및

- 유사하게 코히런트 수신 안테나 다이버시티에도 적합한, 양자화된 피드백을 가지는 소위 최소 평균 자승 에러 블록 이퀄라이저(MMSE-BDRD =Minimum Mean Square Error Block Decision Feedback Equalizer)가 제안된다.

제안된 모든 4가지의 JD 기술은 디코릴레이팅 신호 정합 필터(decorrelationg signal-matched filter)를 포함한다.

이하, 식 34에 의해 정의된 수신된 신호 벡터e는 데이터 검출이 수행되기 전에 수신기에 공지된다. 본 발명에 따른 MC-CDMA 시스템에 적용된 JD 기술은 한 세트의 방정식;

으로 주어지며, 여기에서

은 K·N 행 및 K·N열의 2차 행렬이며,

은 K·N×K_a·(N·Q+W-1) 추정 행렬이고,

은 식 25에서 정의된 데이터 벡터d의 추정된 값이다. 행렬M 및 S의 선택은 복수의 가입자 검출(JD)의 각 기술을 결정한다. ZF-BLE, ZF-BDFE, MMSE-BLE 및 MMSE-BDFE의 경우에 있어서 행렬M 및 S의 표현은 각각 코히런트 수신 안테나 다이버시티를 위해 유도된다. 식 39에 따라 추정 값 ^d에서 추정된 데이터 심볼^d_n은 (^d_c,n으로 나타내어지고 ^d_c내에 포함된) 연속 값이거나 (^d_q,n으로 나타내어지고 ^d_q내에 포함된) 이산 값이다. 연속 값의 추정 값^d_c,n은 원하는 이산 추정 값^d_n ^(k)이 얻어지도록 양자화되어야 한다. 더욱이가 항상 이산 추정 값^d^q에 대해 항상 동일하다는 것이 가정된다.

E{^d_n ^(k)}가 제로인 데이터 심볼^d_n ^(k)의 전송은 아래와 같이 가정된다. 특정 JD 기술을 코히런트 수신 안테나 다이버시티에 적용함으로써 달성될 수 있는 구현은 코히런트 수신 안테나 다이버시티를 위한 JD 장치의 출력단에서의 신호대 잡음비 γ(k,n)에 의존한다. 이러한 신호대 잡음비γ(k,n)는 가입자(k)에 의해 전송된 각각의 데이터 심볼^d_n ^(k)에 대해 결정된다. 다음이 적용된다.

코히런트 수신 안테나 다이버시티를 위해 사용되기에 적합한 디코릴레이팅된 신호 정합 필터(디코릴레이팅 정합 필터 ; decorrelating matched filter)는 아래에서와 같이 제안된다. 식 30에 따른 A, 식(33a)에 따른 Rn 및 식 34에 따른는 수신기에 공지된다. 행렬X의 대각 요소만으로 구성된 대각 행렬을 나타내는 행렬Diag<Xi,j> 및 식 41의 소위 콜레스키 분해(Cholesky decomposition)를 사용하여 코히런트 수신 안테나 다이버시티를 위한 디코릴레이팅 신호 정합 필터의 연속된 값의 출력 신호가 주어진다.

여기에서, L은 상부 삼각 행렬;

이며,

상기 연속된 값의 출력 신호는

에 의해 주어진다.

식(43a) 내지 식(43c)에 있어서, [X[i,j는 행렬X의 i 번째 행 및 j 번째 열의 요소를 의미한다. 식(43a) 내지 식(43c)에 따라, 추정된 값^d_c은 인터심볼 및 다중 액세스 간섭을 포함하고, 필터링된 잡음에 할당된 간섭 항을 포함한다. 식(43b)로부터, 행렬S은 K·N ×K·N 표준 행렬 I이고 추정 행렬M은 식 44로 표현된다는 것은 다음과 같다.

연산Le은 디코릴레이트되며, 즉 미리 간섭을 백색 레벨이 되게 한다. 따라서, L은 백색 잡음 선필터(prefilter) 또는 디코릴레이션 필터이다. 신호Le는 식 22의 조합된 채널 펄스 응답b^(k,ka)과 K·K_a개의 이산 시간 채널의 연결에 정합된 필터(LA)^*T에 인가된다. (LA)^*T와 L의 연결은 디코릴레이팅된 신호 정합 필터이다.

간략화를 위해, 헤르밋 행렬;

이 정의된다. 데이터 심볼d_n ^(k)이 공분산 행렬;

을 사용한 정상 상태 처리에 대한 샘플링된 값이라는 조건을 사용하여, 식 40에서 공식화된 디코릴레이팅 정합 필터 출력단에서의 신호대 잡음비γ(k,n)는 다음;

으로 주어진다.

중대한 특수 경우가 변수σ²의 부가적인 가우시안 백색 잡음 및 코릴레이팅되지 않은 데이터 심볼에 의해 형성되며, 즉 공분산 행렬R_d는 K·N×K·N 표준 행렬(I)과 동일하다. 이러한 특수 경우에 있어서, 추정 행렬M은 식 48로 설정된다.

식 48에 따라, 코히런트 수신 안테나 다이버시티에 대한 디코릴레이팅 정합 필터는 K_a개의 수신 안테나(E₁,..., Eka)에 할당된 K_a개의 신호 정합 필터로 이루어진다. 식 47은 식 49로 더욱 감소된다.

인터심볼 간섭 뿐만 아니라 다중 액세스 간섭 모두가 존재하지 않기 때문에, 식 47에서 정의된 신호대 잡음비γ(k,n)는 최대가 된다. 이러한 경우, 식 47은 식 50으로 감소된다.

부가적인 가우시안 백색 잡음 및 코릴레이팅 되지 않은 데이터 심볼에 대한 상술한 특정 경우에 있어서, 식 50은 식 51이 된다.

식 51에 따라, 코히런트 수신 안테나 다이버시티에 대한 디코릴레이팅 신호 정합 필터의 출력단에서의 신호대 잡음비는 K_a개의 수신 안테나(E₁,...Eka)에 할당된 K_a개의 신호 정합 필터의 출력단에서의 신호대 잡음비의 합이 된다.

코히런트 수신 안테나 다이버시티에 적합한, 소위 선형 제로 포커싱 블록 이퀄라이저(ZF-BLE)는 가우시안/마르코비안 추정(Gaussian/Markovian estimation)에 기초한다. ZF-BLE 이퀄라이저는 2차 형식;

를 최소화시키며, 여기에서 d_c는 연속적인 값의 요소(d_c,n, n=1...K·N)이다. Q(d_c)의 최소값은 추정값;

에 할당되며, 이것은 식 25에 정의된 데이터 벡터d_c에 대한 연속적인 값이며, 예상에 어긋나지 않는다. 식 53에 따라, 추정 값^d_c는 인터심볼 및 다중 액세스 간섭이 없지만 여전히 필터링된 잡음을 나타내는 간섭 항을 포함한다.

식 53으로부터 S는 K·N×K·N 표준 행렬(I)이고 추정 행렬M은 식 54로 표현된다는 것을 알 수 있다.

추정 행렬M은 또한 더 전개될 수 있다.

여기에서 H는 상부 삼각 행렬, ∑는 대각 행렬;

인

콜레스키 분해(식 55)를 사용하여 식 54는 다음;

과 같이 표현될 수 있다.

앞에서 이미 설명한 바와 같이, 선형 제로 포커싱 블록 이퀄라이저(ZF-BLE)는 식 34에 따른 수신 신호 벡터를 위해 사용되는 신호 정합 필터를 포함한다. 디코릴레이팅 신호 정합 필터의 출력 신호는 백색 잡음 필터(H^*TΣ)^-1에 인가된다. 필터L, (LA)^*T및 (H^*TΣ)^-1의 조합은 디코릴레이팅, 백색 잡음 신호 정합 필터로서 언급된다. 이러한 조합 필터의 출력에서는 최대와 유사한 시퀀스 평가기(MLSE : Maximum Likelihood Sequence Estimator)가 사용될 수 있다. 그러나, 이러한 MLSE 에 대한 지출은 매우 높다. 이러한 이유로, (ΣH)^-1로 정의되는 선형 인터 심볼 및 다중 액세스 간섭 소거기를 사용하는 것이 보다 바람직하다.

식 45 에 의해 정의된 행렬E을 사용하여, 선형 제로 포커싱 블록 이퀄라이저(ZF-BLE) 출력단의 신호대 잡음비γ(k,n)는 다음;

과 같이 표현되며, 이것은 일반적으로 디코릴레이팅 신호 정합 필터 출력에서의 식 50에 따른 γ(k,n) 보다 작다. 그러나, 인터심볼 간섭 및 다중 액세스 간섭이 고려된다면, 선형 제로 포커싱 블록 이퀄라이저(ZF-BLE)는 디코릴레이팅 정합 필터 보다 양호하게 동작한다.

앞서 설명된 부가적인 가우시안 백색 잡음 및 코릴레이팅되지 않은 데이터 심볼에 대한 특수한 경우에 있어서, 식 54에 따른 추정 행렬M은 다음;

으로 표현되며, 식 58은 다음

으로 감소된다.

코히런트 수신 안테나 다이버시티에도 적합하고, 양자화된 피드백을 가지는 소위 제로 포커싱 블록 이퀄라이저(ZF-BDFE)는 설명된 코히런트 수신 안테나 다이버시티에 적합한 선형의 제로 포커싱 블록 이퀄라이저(ZF-BLE)에 기초하여 아래에서 유도될 것이다. ZF-BDFE 이퀄라이저는 상부 삼각 행렬H의 구조를 사용한다.식 53 및 식 57을 사용하여, 다음의 식들;

이 적용되며, 여기에서 추정 행렬;

이 사용되며, I는 K·N×K·N 표준 행렬을 나타낸다. 식 62에 따라, 간섭성 수신 안테나 다이버시티에 적합한 경향이 있는 소위 ZF-BDFE는 디코릴레이팅, 백색 잡음 신호 정합 필터를 포함한다. 등가치;

는 식 61b로부터 유도된다. 식 63a를 따라, 추정 값^d_C,k*N은 K_a·(N·Q+W-1)개의 가중치 요소MK_*N,je_j의 선형 중첩에 의해 결정된다. 더욱이, 다른 모든 추정 값^d_c,n은 가중치 추정 값H_n,n+1^d_c,n+1,H_n,n+2^d_c,n+2...H_n,K*N^d_c,K*N에 의해 영향을 받는다.( 참조 식 63b) 식 63a 및 식 63b에 주어진 방정식 세트가 K·N에서 1까지 감소하는 n을 사용하여 순환적으로 풀린다는 조건을 사용하여, 코히런트 수신 안테나 다이버시티에도 적합한 소위 ZF-BDFE 이퀄라이저가 구현된다. 식 63b의^d_c,j, j = (n+1)...(K·N)가 양자화된 버젼^d_q,j로 치환된다면, 코히런트 수신 안테나 다이버시티에도 적합한 ZF-BDFE는 다음;

으로 형성된다. 식(65a 및 65b)을 사용하여

,

식 61b로부터 다음의 식;

이 얻어진다.

은 피드백 연산자이다. 다음의 식(67a 및 67b);

은 식 36의 구조를 나타낸다. 식 67a 및 식 67b에 의해 주어진 변수(S,^d) 모두는 시간(nT_S)의 매 순간에 업데이트를 수행하여야 한다.

ZF-BDFE 이퀄라이저 출력단의 신호대 잡음비γ(k,n)는 피드백되는 앞의 결정이 정확하다는 모든 조건을 사용하여, 다음;

과 같이 주어진다. 식 68에 따른 신호대 잡음비γ(k,n)는 일반적으로 식 58에 따른 ZF-BLE 이퀄라이저 출력단에서의 신호대 잡음비γ(k,n)보다 크다. 그러나, 부정확한 선행 결정이 발생한 경우, ZF-BDFE 이퀄라이저의 동작은 에러의 전파를 겪게 된다. 이미 설명한 바와 같이, ZF-BDFE 이퀄라이저의 동작은 채널 분류의 어플리케이션에 의해 향상될 수 있다.

코히런트 수신 안테나 다이버시티에도 적합한, 선형 제로 포커싱 블록 이퀄라이저(ZF-BLE) 및 유사하게 코히런트 수신 안테나 다이버시티에 대해 구성된 양자화된 피드백을 가지는 제로 포커싱 블록 이퀄라이저와 유사하게, 코히런트 수신 안테나 다이버시티에도 적합한 소위 최소 평균 자승 에러 블록 이퀄라이저(MMSE-BLE : Minimum Mean Square Error Block Equalizer)는 식 27a에서 규정된, 식 23에 따른 간섭 신호 벡터및 식 34에 따라 유도된 수신 신호 벡터e에 대한 행렬A의 인식을 사용한다. 2차 형식;

는 MMSE-BLE 이퀄라이저에 의해 최소화되어야 한다. 데이터 벡터d_c는 연속적인 값의 요소d_c,n, n= 1...K·N로 이루어진다. 2차 형식Q(d_c)은d_c가 연속적인 값이고 영향을 받지 않은 추정 값;

과 동일할 때 자신의 최소값을 가정하며, 여기에서 I는 K·N×K·N 표준 행렬을 나타낸다. 방정식 세트(70a 내지 70c)에 따라, 추정 값^d_c은 유용한 항, 인터심볼 및 다중 액세스 간섭에 관련한 항 및 간섭 항을 포함하며, 그것은 이미 다루어지고 다음단에 빈(Wien) 필터;

가 접속된 ZF-BLE 이퀄라이저의 출력 신호를 나타낸다. 방정식 세트(식 70a 내지 식 70c)에 기인하여, S는 K·N×K·N 표준 행렬(I)과 동일하며, 추정 행렬M은 다음의 형태;

로 표현된다.

식 72에 따라, MMSE-BLE 이퀄라이저는 식 34에 따라 수신 신호 벡터e를 위해 사용되는 디코릴레이팅 신호 정합 필터를 포함한다. 디코릴레이팅 신호 정합 필터의 출력 신호는 선형의 인터심볼 및 다중 액세스 소거기(ΣH)^-1에 인가되며, 상기 소거기의 다음단에는 빈 필터W₀가 접속된다. 상기 빈 필터는 추정 에러 벡터(d_c-d)의 자승 노름(squared norm)에 대한 예상 값을 최소화시키기 때문에, MMSE-BLE 균등화는 ZF-BLE 균등화 보다 더 양호한 전력을 제공하며, 이것은 코히런트 수신 안테나 다이버시티의 경우에도 적용된다. 게다가, MMSE 이퀄라이저의 출력에서의 추정 에러(d_c,n-d_n) 및 추정 데이터 심볼^d_c,n은 코릴레이팅되지 않는다.

MMSE-BLE 이퀄라이저 출력에서의 신호대 잡음비γ(k,n)는 다음;

으로 주어지며, 이것은 일반적으로 식 58에서 표현되고 앞서 설명한 ZF-BLE 이퀄라이저 출력에서의 신호대 잡음비γ(k,n) 보다 크다.

앞서 설명한, 부가적인 가우시안 백색 잡음 및 코릴레이팅되지 않은 데이터심볼에 대한 특정한 경우에 있어서, 추정 행렬M은 식 74

로 규정되고, 식 73은 다음;

으로 감소되며, 여기에서이다.

위에서 다루어지며 코히런트 수신 안테나 다이버시티를 위해 구성된 소위 최소 평균 자승 에러 블록 이퀄라이저(MMSE-BLE)에 기초하여, 코히런트 수신 안테나 다이버시티에 적합하며 양자화된 피드백을 가지는 최소 평균 자승 에러 블록 이퀄라이저(MMSE-BDFE)가 유사한 방식으로 유도되며, 이것은 이미 ZF-BDFE 이퀄라이저에 대해서 수행되었다. 식 77a 및 식 77b의 행렬이 사용되는 콜레스키 분해;

를 사용하고, 여기에서

이며,

추정 행렬;

을 사용하여 MMSE-BDFE 이퀄라이저는 다음;

과 같이 표현된다.

행렬은 피드백 연산자를 나타낸다. 다음;

은 식(36)의 구조를 나타낸다.

피드백 되는 모든 선행의 결정이 정확하다는 조건을 사용하여, MMSE-BDFE 이퀄라이저 출력에서의 신호대 잡음비γ(k,n)는 다음;

과 같이 주어진다. 식 81에 따른 MMSE-BDFE 이퀄라이저의 신호대 잡음비γ(k,n)는 일반적으로 식 68에서 주어진 ZF-BDFE이퀄라이저의 신호대 잡음비γ(k,n) 보다 크다.

요약하면, 본 발명에 의해 제조된 CDMA 시스템 구조는 DS(Direct Sequence = direct spreading sequence)를 사용한 CDMA 시스템의 구조와 동일하다. 다중 케리어(MC) 방식의 도입은 확산 코드의 적합한 선택에 의해 달성된다. 본 발명에 따른 이러한 절차에 의해, DS 및 다중 케리어(MC) 방식을 사용한 CDMA 시스템의 신호 형성이 조화를 이루는 한편, 다이버시티 수신을 구비하거나 하지 않은 모든 경우의 복수 가입자 검출(JD = Joint Detection)을 위해 이미 공지된 방식의 확장 및 응용이 다중 케리어 방식을 사용한 CDMA 시스템에서 사용 가능하다.

본 발명에 따라 설계된 시스템에 대한 응용 분야는 이동 무선통신, 특히 예를 들어 마이크로파 무선통신, 위성 무선통신, 해저 무선통신, WLL(Wireless Local Loop), WSAN(Wireless Local Area Network), MBS(Mobile Broadband System), FPLMTS(Future Public Land Mobile Telecommunication System, IMT-2000), UMTS(Universal Mobile Telecommunication System), PCS(Personal CommunicationService), PCN(Personal Communication Networks), 무선 전화기(CT : Cordless Telephone Equipment), HDTV(High Definition Television), 케이블 텔리비젼(CATV), RITL(Radio in the Loop), 실내 무선통신, PABX(Public Access Branch Exchange), 해저 무선통신 및 우주 공간 통신에 적용된다.

본 발명은 바람직한 실시예를 참조하여 도시되고 기술되고, 다양한 형태의 변화 및 변형이 첨부된 청구범위에 의해 한정된 바와같은 본 발명의 정신 및 범위로부터 벗어나지 않고 이루어진다는 것이 당업자에게 이해된다.

Claims

다수의 사용 링크가 동시에 공통 RF 주파수 밴드 내에서 처리되고, 데이터 심볼 주기의 길이(T_s)를 가지고 베이스(m)에 대해 각각 N개의 복소수 데이터 심볼d_n ^(k)로 이루어진 데이터 벡터k=1...K, n=1...N, K,N∈IN로 표현되는 한정된 길이의 데이터 블록이 상기 RF 주파수 밴드 내에서 균일하게 분배된 Q개의 서브케리어를 가지는 각각의 가입자국(k, k=1...K)에 할당된 확산 코드를 사용하여 가입자국에 의해 전송되고, 상기 확산 코드를 사용하여 CDMA 검출 장치에 의해 수신측에서 다시 디코딩되는, 다수의 가입자국과 기지국 사이에서 MC-CDMA 방식을 사용하여 디지털 신호를 무선으로 전송하기 위한 시스템에 있어서,

특정 가입자국(K)에 의해 동시에 전송된 데이터 심볼d_n ^(k)의 개수는 하나이며, 이에 따라 가입자국의 모든 데이터 심볼d_n ^(k)은 연속적으로 전송되며,

이러한 상기 전송은 밴드폭(B_s= B_U/Q =1/T_s)의 Q개의 서브케리어를 사용하여발생하며, q(q=1...Q)를 사용하여 넘버링된 상기 서브케리어 각각은 f_q=(q-1)/T_s에 따른 단일의 중심 주파수(f_q, q=1...Q)를 가지며 ,

상기 가입자국의 각각의 데이터 심볼d_n ^(k)은 칩c_q ^(k)으로 구성된 가입자 특정 서명 코드 시퀀스

를 사용하여 밴드폭(B_s)의 모든 Q개의 서브케리어를 통해 전파되고, 각각의 칩은 특정 서브케리어에 할당되며,

가입자국(k, k=1...K)은에 의한 등가의 저역 통과 필터 영역내에 주어진 선형 변조된 신호를 전송하며,

선형의 MC-CDMA 확산 변조는 1/T_c속도로를 샘플링하여 형성되며, 이러한 샘플링에 의해 생성된 상기 샘플링 값은 벡터k=1...K, q=1...Q, K,Q ∈IN를 발생시키며,

상기 벡터ζ^(k)와 상기 확산 코드 벡터c^(k)사이의 관계는 역 이산 푸리에 변환(IDFT)의 행렬

을 사용한 방정식ζ^(k)=Dc^(k)에 의해 주어지며, 상기 벡터 행렬ζ^(k)은 Q개의 열 벡터

,

,

를 포함하여,와 이에 따른가 얻어지며,

각각의 칩c_q ^(k)이 특정 서브케리어(q)에 할당된다는 점에서 상기 방정식 ζ^(k)=Dc^(k)행렬 D의 상기 열 ζ^(q), q=1...Q가 Q개의 서브케리어를 나타내고 행렬의 행이 샘플링 값이 취해지는 동안 상기 데이터 심볼 주기의 길이(T_s)내에서 Q개의 시간 모멘트들을 나타내는 방식으로 해석되어지며,

상기 방정식 ζ^(k)=Dc^(k)의 결과는 상기 칩c_q ^(k)의 선형 조합에서 유래하는 요소ζ_q ^(k)를 가지는 벡터ζ^(k)가 되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 1 항에 있어서, 다중 케리어 방식 및 코히런트 수신 안테나 다이버시티(CRAD)를 CDMA 시스템에 응용한 것을 특징으로 하는 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 데이터 심볼 시퀀스d^(k)추정 값

,K,N ∈IN을 결정하기 위한 K_a개의 수신 안테나를 가지는 기지국의 수신측 CDMA 검출 장치에서, 수신 신호 벡터e는

K_a, N, Q, W ∈IN에서 유래하며, 여기에서 상기 조합된 K_a·(N·Q+W-1)×K·N의 채널 행렬A는 모든 K·K_a개의 조합된 채널 펄스 응답;

,

W = 복소수 샘플링 값hw^(k,ka)

을 포함하며, 여기에서 K_a개의 다양한 간섭 시퀀스는 상기 조합된 간섭 벡터;

로 표현되며, 상기 데이터 시퀀스d는 데이터 심볼 벡터;

로 표현되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 3 항에 있어서, 복수 가입자 검출(JD, 조인트 검출)을 위한 CDMA 검출장치는 수신측에 제공되며,

상기 검출 장치는 국부적 최적화식으로 동작하고 선형 균등화 또는 결정 피드백 균등화에 기초하며,

상기 검출 장치는 디코릴레이팅 신호 정합 필터를 포함하며,

K_a, N, Q, W ∈IN로 정의된 상기 수신 신호 벡터가 상기 수신기에 알려진다는 전제 조건으로, 상기 JD 검출 장치의 동작 원리는 방정식 세트에 의해 지정되며, 여기에서은 K·N 행과 K·N 열을 가지는 이차 행렬이고은 K·N×K_a·(N∈·Q+W-1)의 추정 행렬이며은 상기 수신된 신호 벡터e에 대해 상기 방정식에서 정의된 데이터 벡터d의 추정 값인 것을 특징으로 하는 시스템.
제 4 항에 있어서, 양자화 단계를 가지는 선형의 데이터 블록 이퀄라이저가 CDMA 검출 장치로서 제공되며,

상기 데이터 심볼의 연속 값의 추정 값은 상기 블록 이퀄라이저에서 결정되고 벡터를 형성하도록 조합되며,

상기 데이터 심볼의 이산 값의 추정 값은 상기 양자화 단계에서 상기 연속 값의 추정 값을 양자화함으로써 얻어지는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 5 항에 있어서, 선형 제로 포커싱 블록 이퀄라이저(ZF-BLE)가 상기 선형 블록 이퀄라이저로 사용되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 5 항에 있어서, 최소 평균 자승 에러 블록 이퀄라이저(MMSE-BLE)가 상기 선형 블록 이퀄라이저로 사용되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 4 항에 있어서, 양자화된 피드백을 가지는 데이터 블록 이퀄라이저가 CDMA 검출 장치로서 제공되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 8 항에 있어서, 양자화된 피드백을 가지는 제로 포커싱 블록 이퀄라이저(ZF-BDFE)가 상기 데이터 블록 이퀄라이저로서 제공되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 8 항에 있어서, 양자화된 피드백을 가지는 최소 평균 자승 에러 블록 이퀄라이저(MMSE-BDFE)가 상기 데이터 블록 이퀄라이저로서 제공되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 CDMA 검출 장치를 포함하는 디지털 신호 처리기가 수신측에 제공되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 11 항에 있어서, 상기 신호 처리기는 또한 채널 추정기를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 11 항에 있어서, 마이크로프로세서가 신호 처리기로서 제공되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 다중 케리어(MC)를 가진 CDMA 방식, 주파수 분할 다중 액세스(FDMA) 및 시분할 다중 액세스(TDMA)의 조합으로 이루어진 하이브리드 다중 액세스 방식의 구성에서 사용되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 안테나 다이버시티가 상기 수신측에 제공되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 지향성 안테나를 사용한 적응 다이버시티가 제공되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 지향성 안테나를 사용한 비-적응 다이버시티가 제공되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 선형인 데이터 변조가 비선형 데이터 변조로 확장되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 선형 확산 변조가 비선형 확산 변조로 확장되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 업링크 또는 다운 링크 또는 업링크 및 다운 링크의 두 방향에서 직교성의 시퀀스를 가지는 코드 확산을 특징으로 하는 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 업링크 또는 다운 링크 또는 업링크 및 다운 링크의 두 방향에서 비직교성의 시퀀스를 가지는 코드 확산을 특징으로 하는 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 이진 확산 시퀀스의 사용을 특징으로 하는 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 사진 확산 시퀀스와 같은 이진이 아닌 확산 시퀀스의 사용을 특징으로 하는 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 이동 무선통신 분야에 응용되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 마이크로파 무선통신 분야에 응용되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 위성의 무선통신 분야에 응용되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 해양의 무선통신 분야에 응용되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 무코드 전화기(CT)에 응용되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 유선 텔레비젼(CATV)에 응용되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 해저 무선통신에 응용되는 것을 특징으로 하는 시스템.