JP2007522685A - 伝送信号、方法および装置 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、ＭＩＭＯ ＯＦＤＭ通信システムにおけるチャネル推定の装置、方法、プロセッサ制御コードおよび信号に関する。
【解決手段】ＯＦＤＭ信号が、送信アンテナを用いるＯＦＤＭ送信機から送信され、周波数領域における窓かけに対応する１つ以上のヌルとされているサブキャリアを有する。ＯＦＤＭ信号は、各アンテナからの信号に直交トレーニングシーケンスデータを含めて、送信アンテナに関連するチャネルでのチャネル推定に適応され、トレーニングシーケンスデータは、送信アンテナごとに直交するトレーニングシーケンスから導出され、トレーニングシーケンスは、値のシーケンスX^m _k = exp (-j 2π k m /M)に基づいて構築され、但し、ｋはシーケンス中の値、ｍは送信アンテナ、Ｍは送信アンテナの数である。
【選択図】 なし

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）通信システムにおけるチャネル推定の装置、方法、プロセッサ制御コードおよび信号に関する。より詳細には、本発明は、ＭＩＭＯ（多入力多出力）ＯＦＤＭシステムなど、複数の送信アンテナを備えるシステムにおけるチャネル推定に関する。

Ｈｉｐｅｒｌａｎ／２やＩＥＥＥ８０２．１１ａといった現世代の高速無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）規格は、最大５４メガビット／秒までのデータ転送速度を提供する。しかしながら、絶えず増大する、より一層高速なインターネット（登録商標）、ビデオ、マルチメディアなどのサービスを求める需要は、次世代の無線ＬＡＮでの改善された帯域幅効率の必要を生み出している。現在のＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）および適応変調／復調の帯域幅利用効率の高い方式を用いる。システムは、基本的に、リンクの各終端において単一の送受信アンテナを用いる、単入力単出力（ＳＩＳＯ）システムとして設計された。しかしながら、ＥＴＳＩ ＢＲＡＮ内では、改善されたダイバーシチ利得、したがって、リンクの頑強性を得るために、複数のアンテナまたはセクタ化されたアンテナのための規定が研究されてきた。ＭＩＭＯシステムは、スペクトル占有の増大を伴わずにデータスループットを大幅に増大させる可能性もある。

Ｈｉｐｅｒｌａｎ／２は、５ＧＨｚ帯で動作する、セキュリティ機能を伴う５４Ｍｂｐｓ無線ネットワークの欧州規格である。ＩＥＥＥ８０２．１１、特にＩＥＥＥ８０２．１１ａは、異なるネットワークアーキテクチャを定義するが、やはり、５ＧＨｚ帯を使用し、最大５４Ｍｂｐｓまでのデータ転送速度を提供する米国規格である。Ｈｉｐｅｒｌａｎ（高性能無線ローカルエリアネットワーク）タイプ２規格は、基本データトランスポート機能および無線リンク制御（ＲＬＣ）副層を備えるデータリンク制御（ＤＬＣ）層、共通部分定義よびイーサネット（登録商標）サービス特有の収束副層を備えるパケットベースの収束層、物理層定義およびネットワーク管理定義によって規定される。Ｈｉｐｅｒｌａｎ／２のさらなる詳細については、参照により本明細書に組み込まれる、以下の文献を参照することができる。ＥＴＳＩ ＴＳ １０１７６１−１（Ｖ１．３．１）：「広帯域無線アクセスネットワーク（ＢＲＡＮ）；ＨＩＰＥＲＬＡＮタイプ２；データリンク制御（ＤＬＣ）層；パート１：基本データトランスポート機能（Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; Data Link Control (DLC) Layer; Part 1: Basic Data Transport Functions）」；ＥＴＳＩ ＴＳ １０１７６１−２（Ｖ１．２．１）：「広帯域無線アクセスネットワーク（ＢＲＡＮ）；ＨＩＰＥＲＬＡＮタイプ２；データリンク制御（ＤＬＣ）層；パート２：無線リンク制御（ＲＬＣ）副層（Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; Data Link Control (DLC) Layer; Part 2: Radio Link Control (RLC) sublayer）」；ＥＴＳＩ ＴＳ １０１４９３−１（Ｖ１．１．１）：「広帯域無線アクセスネットワーク（ＢＲＡＮ）；ＨＩＰＥＲＬＡＮタイプ２；パケットベースの収束層；パート１：共通部分（Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; Packet based Convergence Layer; Part
1: Common Part）」；ＥＴＳＩ ＴＳ １０１４９３−２（Ｖ１．２．１）：「広帯域無線アクセスネットワーク（ＢＲＡＮ）；ＨＩＰＥＲＬＡＮタイプ２；パケットベースの収束層；パート２：イーサネットサービス特有の収束副層（ＳＳＣＳ）（Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; Packet based Convergence Layer; Part 2: Ethernet (登録商標) Service Specific Convergence Sublayer (SSCS)）」；ＥＴＳＩ ＴＳ １０１４７５（Ｖ１．２．２）：「広帯域無線アクセスネットワーク（ＢＲＡＮ）；ＨＩＰＥＲＬＡＮタイプ２；物理（ＰＨＹ）層（Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; Physical (PHY) Layer）」；ＥＴＳＩ ＴＳ １０１７６２（Ｖ１．１．１）：「広帯域無線アクセスネットワーク（ＢＲＡＮ）；ＨＩＰＥＲＬＡＮタイプ２；ネットワーク管理（Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; Network Management）」；以上の文献は、ＥＴＳＩのＷｅｂサイト、ｗｗｗ．ｅｔｓｉ．ｏｒｇから入手可能である。

Ｈｉｐｅｒｌａｎ／２システムに基づく典型的な無線ＬＡＮ（ローカルエリアネットワーク）は、それぞれがネットワークのアクセスポイント（ＡＰ）または基地局と無線通信を行う複数の移動端末（ＭＴ）を備える。アクセスポイントは、これもやはり、例えば固定イーサネット型のローカルエリアネットワークなど、他のネットワークへのリンクを備えることのできる中央制御装置（ＣＣ）とも通信を行う。例えば、ローカルアクセスポイントのないＨｉｐｅｒｌａｎ／２ネットワークなど、いくつかの例では、移動端末の１つが、直接のＭＴ間リンクを可能にするアクセスポイント／中央制御装置の役割を果たすことができる。しかしながら、本明細書では、「移動端末」および「アクセスポイント」への言及は、Ｈｉｐｅｒｌａｎ／２システム、あるいはアクセスポイント（または基地局）または移動端末のどんな特定の形へのどんな限定を示唆するものと解釈すべきではない。

直交周波数分割多重化は、高速ディジタルデータ信号を伝送する周知の技法である。単一の搬送波を高速データを用いて変調よりもむしろ、データは、多数の低データレートチャンネルに分割され、各チャンネルは別個のサブキャリアに伝送される。このようにして、マルチパスフェージングの影響が緩和される。ＯＦＤＭ信号では、これら別々のサブキャリアは、図１のスペクトル１０のサブキャリア１２に示すように、これらがオーバーラップするような間隔で配置される。サブキャリア周波数は、搬送波が相互に直交するように選択され、それによりサブキャリア上に変調される別々の信号が受信側で回復できる。１つのＯＦＤＭシンボルは、一組のシンボルによって定義され、その１つがサブキャリアに変調され（それ故に複数のデータビットに対応する）。これらのサブキャリアは、これらが１／Ｔ（但し、ＴはＯＦＤＭシンボル周期）の周波数間隔で配置される場合、直交する。

ＯＦＤＭシンボルは、１組の入力シンボルに対して逆フーリエ変換、好ましくは、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行うことによって得られる。入力シンボルは、ＯＦＤＭシンボルに対してフーリエ変換、好ましくは高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行うことによって回復できる。ＦＦＴは、事実上、ＯＦＤＭシンボルに各サブキャリアを掛け、シンボル周期Ｔにわたって積分する。所定のサブキャリアについて、この手順によってＯＦＤＭシンボルからの１つのサブキャリアだけが抽出されることがわかる。というのは、このＯＦＤＭシンボルのこの他のサブキャリアとのオーバーラップが、積分周期Ｔにわたって平均してゼロになるからである。

しばしば、サブキャリアは、ＱＡＭ（直交振幅変調）シンボルによって変調されるが、位相偏移変調（ＰＳＫ）やパルス振幅変調（ＰＡＭ）といった他の形の変調も使用できる。マルチパスの影響を低減するために、ＯＦＤＭシンボルは、通常、各シンボルの先頭がガード期間によって拡張される。２つのマルチパス成分の相対遅延がこのガード時間間隔より小さいとすれば、少なくとも一応の推定では、シンボル間干渉（ＩＳＩ）はないことになる。

図２に、送信機１００（ここでは移動端末（ＭＴ）にある）、受信機１５０（ここではアクセスポイント（ＡＰ）にある）を含む、従来のＳＩＳＯ（単入力単出力）ＯＦＤＭシステムの一例を示す。送信機１００において、ソース１０２は、ベースバンドマッピングユニット１０４にデータを送り、ベースバンドマッピングユニット１０４は、任意選択で、前方誤り訂正符号化およびインターリービングを施し、ＱＡＭシンボルなどの変調されたシンボルを出力する。変調されたシンボルはマルチプレクサ１０８に送られ、ここでパイロットシンボル発生器１０６からのパイロットシンボルと組み合わされる。パイロットシンボル発生器１０６は、受信機における周波数同期およびコヒーレント検出のための基準振幅および位相と、チャネル推定のための既知の（パイロット）データを生成する。ブロックの組み合わせ１１０は、マルチプレクサ１０８からのシリアルデータストリームを複数の低速のパラレルデータストリームに変換し、これらのデータストリームにＩＦＦＴを施してＯＦＤＭシンボルを生成し、次いで、このＯＦＤＭシンボルの複数のサブキャリアを単一のシリアルデータストリームに変換する。次いで、このシリアル（ディジタル）データストリームが、ディジタル／アナログコンバータ１１２によってアナログ時間領域信号に変換され、アップコンバータ１１４によってアップコンバートされ、フィルタリングし、増幅した（図示せず）後、アンテナ１１６から出力される。このアンテナは全方向性アンテナ、セクタ化アンテナまたはビームフォーミングを備えるアレイアンテナにより構成できる。

より詳細には、ＱＡＭシンボルなど一連の変調データシンボルはベクトルとして配置され、状況に応じて、オーバーサンプリングを導入するためにゼロで埋められる。次いで、この（列）ベクトルに、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）行列が掛けられて１組の値によって構成される出力（列）ベクトルが生成される。これらの値は一度に１つずつディジタル／アナログコンバータに渡されると、１つの波形を定義する。この波形は、事実上、変調シンボルによって変調された１組の直交搬送波により構成され、これがＯＦＤＭシンボルと称する。実際には（図２には明示的に示されないが）、例えば、ＩＤＦＴ出力の最後のサンプルのいくつかをＯＦＤＭシンボルの先頭にコピーするなどによって、時間領域において周期的プリフィックス(cyclic prefix)などの周期的拡張が付加される。この周期的プリフィックスは、ＯＦＤＭシンボルを拡張して（シンボルはどちら側でも拡張され得る）、事実上、このガード時間より短いマルチパス遅延でのシンボル間干渉を無くするガード時間を提供する。（復号化するとき、ＦＦＴ積分時間は、周期的プリフィックスガード時間後まで開始しない）。帯域外サブキャリアの電力を低減するために、（時間領域において）窓かけも適用できる。

送信機１００のアンテナ１１６からの信号は、「チャネル」１１８を介して受信機１５０のアンテナ１５２によって受信される。通常、信号は、複数の異なるチャネルまたは経路を介して伝播された、複数の異なる振幅および位相を有する、複数のマルチパス成分としてアンテナ１５２に到達する。これらのマルチパス成分は、受信側で結合し、互いに干渉し合って、一般に、（特に送信機または受信機が移動している場合は）時間と共に変化する、通常は、くし形のような、いくつかの深いヌルを持つ全体的チャネル特性を提供する。これについては後でより詳細に論じる。

送信ダイバーシチが用いられる場合、すなわち、例えば、（行列チャネルへの）「入力」が複数の送信アンテナによって提供され、（行列チャネルからの）「出力」が複数の受信アンテナによって提供される、ＭＩＭＯ（多入力多出力）ＯＦＤＭ通信システムなどにおいて、複数の送信アンテナが使用される場合、特有の問題が発生する。このような通信システムでは、異なる送信アンテナからの信号が互いに干渉し合って復号化を困難にすることがある。

受信機１５０のアンテナ１５２はダウンコンバータ１５４に結合され、アナログ／ディジタルコンバータ１５６に結合される。次いで、ブロック１５８は、シリアル／パラレル変換、ＦＦＴ、およびパラレル／シリアル再変換を実行し、デマルチプレクサ１６０に出力を提供し、デマルチプレクサ１６０で、データシンボルからパイロットシンボル信号１６２が分離される。次いで、データシンボルは、ベースバンドデマッピングユニット１６４によって復調され、デマッピングされて、検出されたデータ出力１６６が提供される。大まかにいえば、受信機１５０は、送信機１００の鏡像である。送信機と受信機が組み合わされてＯＦＤＭ送受信機が形成できる。

ＯＦＤＭ技法は、様々な用途で用いることができ、例えば、軍事通信システムや、高精細度テレビ、ならびにＨｉｐｅｒｌａｎ／２（www.etsi.org/technicalactiv/hiperlan2.htmおよびDTS/BRAN-0023003v0.k）などで使用される。

図２の受信機は、いくぶん簡略化されている。というのは、実際には、非直交性、すなわちＩＳＩ／ＩＣＩ（シンボル間干渉／搬送波間干渉）の導入を回避するために、ＦＦＴ窓を各ＯＦＤＭシンボルに順に同期させる必要があるからである。これは、ＯＦＤＭシンボルを、ガード期間にこのシンボルの周期的拡張と自己相関させることによって行うことができるが、一般には、特にパケットデータ伝送では、例えば整合フィルタなどを使って、受信機が正確に識別し、探し出すことのできる、既知のＯＦＤＭシンボルを使用することが好ましい。

図３と４に、それぞれ、従来のＨＩＰＥＲＬＡＮ２移動端末（ＭＴ）ＯＦＤＭ受信機の受信機フロントエンド２００と受信機信号処理ブロック２５０を示す。受信機２５０には、アナログ／ディジタル変換回路２５２、同期、チャネル推定および制御回路２５２、逆パケット化 (de-packetising)、逆インターリービング(de-interleaving)および誤り訂正回路２５６のいくつかの詳細が示されている。

フロントエンド２００は、入力増幅器２０４と、ＲＦ信号をＩＦに混合するためのＩＦ発振器２０８からの第２の入力を備える混合器２０６とに結合された、受信アンテナ２０２を備える。次いで、ＩＦ信号は、帯域通過フィルタ２１０を介して自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器２１２に供給され、ＡＧＣ段は、後で信号量子化を最適化するために、制御回路２５４から線２２６によって制御される。ＡＧＣ２１２の出力は、２つの混合器２１４、２１６に入力を与え、これらに、発振器２２０およびスプリッタ２１８からの直交信号も与えられて、直交信号Ｉ２２２、Ｑ２２４が生成される。次いで、これらのＩ、Ｑ信号がアナログ／ディジタル回路２５２によってオーバーサンプリングされ、フィルタリングされ、間引きされる。この信号のオーバーサンプリングはディジタルフィルタリングを助け、この後、信号は所望のサンプリング速度に減速される。

図２および４では、ＦＦＴおよびＩＦＦＴ操作は、フラッシュＲＡＭ２６２で概略的に示すように、例えば、１つ以上のディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）および／または１つ以上のＡＳＩＣまたはＦＰＧＡなどを使って、少なくとも一部はソフトウェアとして実施できる。ソフトウェア無線で信号がディジタル化される正確なポイントは、一般に、コスト／複雑さ／電力消費のトレードオフ、ならびに適当な高速アナログ／ディジタルコンバータおよびプロセッサの可用性に左右される。

例えば、プリアンブルデータあるいは１つ以上のパイロット信号における知られているシンボルをチャネル推定に使って、伝送チャネルの影響を補償することができる。

図５に、チャネル推定手順２７０の一種の基本概念を説明するブロック図を示す。後で説明する本発明の実施形態は、この技法を用いた用法だけに限定されず、例えば、１組の全ての可能な受信シーケンスから最も確度の高い受信シーケンスが選択される最尤シーケンス推定法（ＭＬＳＥ）など、他の従来のチャネル推定技法と共に使用することもできる。この手順は、図５で「チャネル推定」２７８とラベル付けされる、適応ディジタルフィルタの係数を、このフィルタの挙動が、モデル化される伝送チャネル２７４の挙動に可能な限り近く整合するように変更することを目的とする。

既知のトレーニング信号２７２が、モデル化される伝送チャネル２７４と、チャネル推定を提供する適応フィルタ２７８の両方に適用される。トレーニング信号の受信バージョンは、チャネル２７４からの出力２７６に対応し、チャネル２０４のインパルス応答を反映する。チャネル推定適応フィルタ２７８からの出力２８０はチャネルの推定される応答を備え、これが、減算器２８２での実際の応答から差し引かれて誤差信号２８４を生成し、これが適応チャネル推定フィルタ２７８にフィードバックされて適応アルゴリズムに従ってフィルタの係数を更新する。

逐次最小二乗（ＲＬＳ）アルゴリズムや最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズム、あるいはそれらの変形など、多くの適当な従来のアルゴリズムのいずれか１つを用いることができる。そのようなアルゴリズムは、当業者にはよく知られているであろうが、以下では、完全を期すために、ＬＭＳアルゴリズムの概要も示す。また、LeeおよびMesserschmitt、「ディジタル通信」、クルワー学術出版社、１９９４年（Lee and Messerschmitt, 「Digital Communication」, Kluwer Academic Publishers, 1994）も参照することができる。

入力ｕ（ｎ）（ｎは、入力ベクトルｕ（ｎ）にバッファされる入力サンプルの番号またはステップをラベル付けする）、所望のフィルタ応答ｄ（ｎ）、および推定されるフィルタタップ重みのベクトルｗ（ｎ）を考える。フィルタの出力は、
y(n) = w^H(n) u(n)
によって与えられる。式中、ｗ^Ｈはｗのエルミート共役を表す。次いで、ＬＭＳアルゴリズムに従って、改善された重み推定が、
w(n+1) = w(n) + μ u(n)[d*(n) - y*(n)]
によって与えられる。式中、^＊は共役複素数を表し、μはこのアルゴリズムの適応ステップサイズである。アルゴリズムの収束は、平均二乗誤差、すなわち
|d(n) - y (n) |²
を使って求めることができ、これは、ｎが無限大に向かうため、一定の値または０に向かう傾向がある。図５では、トレーニング信号２７２はｕ（ｎ）に、受信信号２７６はｄ（ｎ）に、チャネル推定適応フィルタ２７８の出力２８０はｙ（ｎ）に対応する。

図４の受信機２５０では、「Ｃシンボル」と呼ばれる、既知のプリアンブルシンボルを使って、チャネル推定値が求められる。この受信機は、受信信号に同期し、スイッチ２５８は、受け取ったＣシンボルをチャネル推定器２６０に渡すように動作する。これは、チャネル応答の逆数（または共役複素数）を掛けることにより、チャネルの影響が補償できるように、既知のＣシンボルに対するチャネルの影響（サブキャリアにおけるシンボルの振幅変更および位相シフト）を推定する。代替として、（やはり既知のシンボルを含む）１つ以上のパイロット信号を使ってチャネル推定を求めることもできる。この場合もやはり、受け取ったパイロットを期待されるシンボルに変換するのに必要とされる位相回転および振幅変更を求め、他の受け取られたシンボルに適用することができる。複数の周波数で複数のパイロットが利用可能である場合、異なる周波数パイロット信号を使った他の周波数への内挿／外挿によって、改善されたチャネル補償推定が獲得できる。

図６に、４８のデータサブキャリアおよび４つのパイロット（および１つの未使用の中央搬送波チャネル３０８）を有する、ＨＩＰＥＲＬＡＮ２でのプリアンブルシーケンス３０２、パイロット信号３０４、およびデータ信号３０６の相対的位置を示す、周波数および時間領域におけるプロット３００を示す。図６から分かるように、最初の４つのＯＦＤＭシンボルはプリアンブルデータを備え、パイロット信号３０４はそれらのプリアンブルシンボルを搬送し続ける。しかしながら、残りの（データを搬送する）サブキャリア上では、ＯＦＤＭシンボル５以降がデータを搬送する。他のＯＦＤＭ方式では、プリアンブルおよびパイロットの位置は変えてもよい（例えば、パイロットは必ずしも連続信号を備える必要はない）けれども。類似のプロットは描画できる。

当業者は理解するように、一般に、無線ＬＡＮパケットデータ通信システムでは、パケット長は、１パケットの持続期間にわたって実質上一定のチャネルを想定するのに十分に短かい。このために、プリアンブルパイロットデータ３０２をトレーニングシンボルに使って、次のパケットまで実質上一定であると想定できるチャネル推定を獲得することができる。４つの連続したパイロットサブキャリアは周波数同期に使用できる。しかしながら、ディジタルオーディオやビデオ放送といった他の種類のＯＦＤＭ通信システムでは、他のチャネル推定技法も必要となるかもしれない。例えば、チャネル推定のための既知のパイロット値は、時間（すなわち、少数のＯＦＤＭシンボルごと）と周波数（すなわち、一部のサブキャリア上）両方で間隔を置いて挿入することができ、２次元内挿を使って、完全な時間および周波数空間での（すなわち、全てのサブキャリアと連続するＯＦＤＭシンボルでの）チャネル推定値が獲得される。そのような内挿技法は当分野で十分に確立されている。

最近まで、特に、屋内無線ＬＡＮ環境において一般に見られる、マルチパス伝播の知覚される有害な影響を緩和するためのシステムの設計に、相当の努力が注がれた。しかしながら、送信側と受信側の両方での複数アンテナアーキテクチャ、いわゆる多入力多出力（ＭＩＭＯ）アーキテクチャを利用することによって、はるかに増大されたチャネル容量が可能であることが分かっている（例えば、G.J.FoschiniおよびM.J.Gans、「複数のアンテナを使用するときのフェージング環境における無線通信の限界について」、無線パーソナル通信第６巻、第３号、３１１頁から３３５頁、１９９８年（G.J. Foschini and M.J. Gans, 「On limits of wireless communications in a fading environment when using multiple antennas」 Wireless Personal Communications vol. 6, no. 3, pp. 311-335, 1998）などを参照）。ＯＦＤＭベースのシステムにおける時間空間符号化技法の使用（空間領域での冗長を用いた、トレリス符号化変調の一般化）にも注意が向けられている。これは、Y Li、N.Seshadri、S.Ariyavisitakul、「モバイル無線チャネルにおける送信ダイバーシチを用いたＯＦＤＭシステムでのチャネル推定」、ＩＥＥＥ ＪＳＡＣ、第１７巻、第３号、１９９９年（Y Li, N. Seshadri & S. Ariyavisitakul, 「Channel Estimation for OFDM Systems with Transmitter Diversity in Mobile Wireless Channels」, IEEE JSAC, Vol. 17, No. 3, 1999）に記載されている。

Ｌｉらは、特に、通常、Ｈｉｐｅｒｌａｎ／２やＩＥＥＥ８０２．１１ａなどのトレーニングシーケンスを介して獲得される、チャネル状態またはパラメータ情報（ＣＳＩ）の推定を対象としている。

図７に、Ｌｉらによって論じられているものに類似した時間空間符号化ＭＩＭＯ／ＯＦＤＭ通信システム４００を示す。ブロックの要素にラベル付けする送信時刻（またはＯＦＤＭシンボルまたはフレーム）ｎ、ｋにおける入力データのブロック４０２ｂ［ｎ，ｋ］が、時間空間符号化操作を実行する符号化マシン４０４によって処理される。入力データは、例えば、ブロック符号器などによってすでに前方誤り訂正されていることもある。時間空間（ＳＴ）符号器４０４は、複数のＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）ブロック４０６を駆動するために、複数の出力信号ブロックｔ_ｉ［ｎ，ｋ］（Ｌｉらは、２つの送信アンテナの事例、ｉ＝１、２を考察している）を生成し、次にこれらが、対応するｒｆ段４０８および送信アンテナ４１０を駆動する。ＩＦＦＴブロック４０６は、時間領域において、送信されるＯＦＤＭシンボルに周期的プリフィックスを付加するように構成される。チャネル推定、周波数同期、および位相追跡のための複数のパイロット信号も挿入される（図７には示されていない）。

対応する受信機では、複数の受信アンテナ４１２がｒｆフロントエンド４１４に入力を与え、次にこれらが、それぞれが時間空間復号器４１８に入力Ｒｘ［ｎ，ｋ］を与える、それぞれのＦＦＴ（高速フーリエ変換）ブロック４１６を駆動する。チャネル情報は、ＣＳＩ（チャネルパラメータ推定器）ブロック４２０によって、ＦＦＴブロック４１６の出力と、ＳＴ符号器４２１によって供給されるｔ_ｉ［ｎ，ｋ］の推定から求められ、この情報は復号器４１８に供給される。復号器４１８は、送信機の入力４０２でのデータシーケンスの推定を備える出力４２２を生成する。

図７の構成は、事実上、それぞれが、符号器４０４によって生成された符号語から導出された符号化データシーケンスを送信する、１組の並列ＯＦＤＭ送信機を提供する。大まかにいえば、図７の符号器４０４およびＩＦＦＴブロック４０６は、単一のＯＦＤＭ送信機に適用されそうな変更シンボルの長さＩのストリングを受け入れ、１組のＮ_Ｔ個のＯＦＤＭシンボルを生成する（但し、Ｎ_Ｔは、それぞれ同じ長さＩの、送信アンテナの数である）。

図７の送信機および受信機（および後で論じる本発明の実施形態）などのＯＦＤＭシステムは、便宜上、一般に、ブロック図の形で描かれるが、実際には、ｒｆブロック４０８、４１４以外のこれらの送信機および受信機の諸要素は、例えば、ディジタル信号プロセッサ上などで、ソフトウェアとして実施される可能性が高く、あるいは、設計技師によって、例えば、ＶＨＤＬなどのハードウェア記述言語を使ってソフトウェアで特定化され、次いで、正確なハードウェア実装がハードウェア記述言語コンパイラによって決定されることは、当業者は理解するであろう。

図７の例は、単に、後で説明する本発明の理解に役立つ多少の状況を提供するためのものにすぎず、本発明は、ＳＴ符号化など特定の種類の符号化を使ったＯＦＤＭ送信機にも限定されないことが理解されるであろう。したがって、後で説明する本発明の実施形態は、任意のＭＩＭＯ／ＯＦＤＭシステムと共に用いることができ、時間空間符号化ＭＩＭＯ／ＯＦＤＭだけに限定されるものではない。

前述のように、ＯＦＤＭにおけるチャネル推定は、通常、既知のシンボルを送信することによって行われる。ＯＦＤＭは、１組の並列の平坦なチャネルとみなすことができるため、各サブキャリア上の受信信号は、このチャネルを獲得するために送信パイロットシンボルによって分割される。大まかにいえば、シンボルの実際の値は（これの電力を別にして）無関係である。

後で図１５を参照してより詳細に説明するように、ＯＦＤＭシステムにおけるチャネルパラメータ推定は、受け取られたデータを時間領域に変換し、必要に応じてこのデータに窓かけし、次いで、事実上、これをトレーニングデータと相関させることによって、都合よく行える。Ｍ個の送信アンテナおよびチャネル長Ｌを有するＭＩＭＯ／ＯＦＤＭシステムでは、ＬＭ個のパラメータを推定する必要があるが、異なる送信アンテナから送信される訓練信号間の干渉を回避する必要もある。

複数アンテナのＯＦＤＭシステムにおけるチャネル推定の技法は、Tai-Lai Tung、Kung Yao、R.E.Hudson、「複数アンテナＯＦＤＭシステムの性能および容量改善のためのチャネル推定および適応電力割り振り」、無線通信における信号処理の進歩に関するＩＥＥＥワークショップ（桃園、台湾）、８２頁から８５頁、２００１年３月（Tai-Lai Tung, Kung Yao, R.E. Hudson, 「Channel estimation and adaptive power allocation for performance and capacity improvement of multiple-antenna OFDM systems」， IEEE Workshop on Signal Processing Advances in Wireless Communications (Taoyuan, Taiwan), pp 82-85, Mar 2001）およびI.Barhumi、G.Leus,M.Moonen、「モバイル無線チャネルにおけるＭＩＭＯ／ＯＦＤＭシステムのための最適トレーニング設計」、ＩＥＥＥ会報信号処理、第５１巻、第６号、２００３年６月（I. Barhumi, G. Leus, M. Moonen, 「Optimal training design for MIMO OFDM systems in mobile wireless channels」, IEEE Trans. Signal Processing, vol 51, no 6, Jun 2003）に記載されている。これらは、最小二乗（ＬＳ）チャネル推定器を使用するとき最小の誤差を達成するが、全てのサブキャリアが使用されるという仮定の下で機能し、そうでない場合、これらの間の直交性は失われる。

より詳細には、長さＫ（Ｔｕｎｇらの技法では、サブキャリアの数に等しい）のトレーニングシーケンス、およびＬサンプル周期のインパルス応答長または「スパン」Ｔ_ｓ（Ｔ_ｓはシステムのサンプリング間隔であり、１／Ｔ_ｓはＯＦＤＭシステムの全チャネル帯域幅である）を持つチャネルを考える。このチャネルスパンは、時間の点では、（Ｌ−１）Ｔ_ｓであり、ＯＦＤＭフレーム長Ｔ_ｓ＝（Ｋ＋ｖ）Ｔ_ｓであり、式中、ｖは周期的プリフィックスシンボルの数である。ＩＳＩを回避するために、通常、ｖ≧Ｌ−１であるが、後で説明する本発明の実施形態では、チャネル推定の前には、チャネルの長さが既知でなく、したがって、Ｌは、周期的プリフィックスの長さに等しいと仮定できる。受信機では、このチャネルは、Ｌタップおよび、やはりサンプリング間隔Ｔ_ｓを有する、ＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタとしてモデル化される。

ＯＦＤＭシンボルにおけるＭＩＭＯシステムの、送信アンテナ、例えばｐから受信アンテナ、例えばｑへの時間領域チャネルインパルス応答は、サイズＬ×１のベクトル、ｈ［ｎ］、またはより単純にｈ（ここで、ｈ＝（ｈ_０・・・．．ｈ_Ｌ−１）^Ｔ）で表すことができる。対応する周波数応答Ｈ（サイズＫ×１）は、Ｈ＝Ｆｈで与えられ、ここでＦは、ＫポイントＤＦＴシーケンスを生じるＬポイントシーケンスのＫ×Ｌ離散フーリエ変換（ＤＦＴ）行列である。受信アンテナでの受信信号は、それぞれに個々の送信アンテナから受信アンテナへのチャネル応答を掛けた、各送信アンテナからの信号の和である。ベクトルＨはＬ次元の部分空間に存在し、これに投射することによって、Ｈの推定における雑音が、Ｋ／Ｌだけ低減できる（白色雑音は全次元において等しい電力を持つため）。

Ｔｕｎｇら（前掲書）は、実質的に最小限のＭＳＥ（平均二乗誤差）を用いて、ＭＩＭＯ／ＯＦＤＭシステムにおけるトレーニングシーケンスを（各送信／受信アンテナチャネルごとの）チャネル推定値を求めるのに使用し得る条件を導出する。この条件は、直交性条件であることがわかる。すなわち、送信アンテナから送信されるトレーニングシーケンスは、以下の式（１）で定義するように、実質上相互に直交する。これは、異なる送信アンテナから送信されるトレーニングシーケンス間の干渉が緩和されることも保証する。

式（１）中、０_Ｌは、サイズＬ×Ｌのゼロ行列であり、Ｉ_ＬはサイズＬ×Ｌの単位行列であり、ｃは任意のスカラ定数であり、ｍとｎが共に１とＭの間にあり、ここでＭは送信アンテナの数である。上付き文字^Ｈはエルミート共役演算を表す。行列Ｘ^（ｍ）は、対角行列（すなわち対角要素以外はゼロの行列）であり、対角要素はアンテナｍでのトレーニングシーケンスを備え、すなわち、Ｘ^（ｍ）＝ｄｉａｇ｛Ｘ^ｍ _１，．．Ｘ^ｍ _ｋ，・・・Ｘ^ｍ _ｋ｝であり、Ｘ^ｍ _ｋは、長さＫのトレーニングシーケンスのＫ番目の要素である（Ｔｕｎｇらの技法では、ｋはより明確にＯＦＤＭサブキャリアを示す）。式（１）は、アンテナｍおよびｎからのトレーニングシーケンスは、ｍ＝ｎでない限り直交するという条件（ＯＦＤＭシステムではサブキャリアはいずれにしても相互に直交するため、フーリエ変換の前のトレーニングシーケンスに関する条件）であることが理解されるであろう。ＭＩＭＯシステムの行列チャネルでの（すなわち、複数の送信アンテナでの）１つの最小二乗チャネル推定法の詳細がＴｕｎｇらによって示されており（例えば、式（７）を参照）、これは参照してここに組み込まれる。

各送信アンテナと各受信アンテナの間の行列チャネルでの１組の完全なチャネル推定値を求めるには、推定すべきＬＭ個のパラメータがあるため、トレーニングシーケンスは（それぞれ）長さＬＭでなければならず、すなわちＫ≧ＬＭである。しかしながら、Ｔｕｎｇらが導出するシーケンス（式（１５））は、これらのチャネル推定値の最小ＭＳＥを達成するのにＫ≧２^Ｍ−１を必要とする。したがって、必要とされるシーケンス長（またはそれぞれが１つのトレーニングシーケンス要素を搬送するサブキャリアの数）は、送信側アンテナの数に従って指数関数的に増大する。これは、２つを上回る送信アンテナを備え、４および８つの送信アンテナが計画されるＭＩＭＯ／ＯＦＤＭシステムでは潜在的に厳しい欠点となり得る。

この問題に対処するために、本発明者らは、以前、２００２年９月２６日に本発明の出願人によって出願された英国特許出願第０２２２４１０．３号に、式１が、以下の式２によって与えられるトレーニングシーケンスによってどのように満たされ得るか記載している。

添字ｍは送信アンテナにラベル付けし、このアンテナから送信されるトレーニングシーケンス中の値は添字ｋによってラベル付けされ、Ｌはサンプル周期におけるチャネル長を近似するように選択される正の整数である（周期的プリフィックスは、通常、このチャネルより長くなるように選択されるため、これはＬの推定値を与える）。類似の技法がバルミらの文献にも記載されている（前掲書）。

前述のトレーニングシーケンスは、全てのサブキャリアが使用されるＯＦＤＭシステムのために設計されているが、多くの実際のシステム、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａベースのシステムでは、例えば、スペクトルマスクに合わせるために少数のサブキャリアがヌルとされ、すなわち使用されない。そのような場合、プリアンブル設計はもはや最適ではなくなり、場合によっては、性能の実質的な低下を招く可能性がある。即ち、トレーニングシーケンス間の直交性を失う可能性がある。また、チャネル推定器の性能が大幅に低下する可能性があるとき、チャネルが時間制限されない問題も生じる可能性がある。

従来の手法は、データスループットを最大にするために、所定のチャネル長について最大の可能なアンテナ数をサポートすることに集中してきた。例えば、Ｋ＝６４のサブキャリアおよびＬ＝１６のチャネル長を持ち、初期の選択が、例えば、２つの送信アンテナであるシステムを考える。図８および９に、式２によるそのようなシステムでの（時間領域）トレーニングシーケンスが示されており、これらの図から、チャネル長がＬ＝１６未満である場合、送信アンテナ１からの応答は、送信アンテナ２が送信を開始する前に消滅することがわかる。この状況では、これら２つの信号はオーバーラップせず、したがって、受信側で干渉しない。パルスの分離を最小にすることによって、最大数の送信アンテナが維持できる。サブキャリアの数／ＯＦＤＭシンボルの長さがＫ＝６４であるため、Ｋ／Ｌ＝６４／１６＝４のパルスがあることになり、したがってこの例では、４つの送信アンテナが維持できる。

しかしながら、システムがサブキャリアをヌルとしている場合、これは、周波数領域における窓かけに対応し、したがって、時間領域における畳み込みに対応する。これらのトレーニングシーケンスでの時間領域信号を図１０および１１に示す。この場合には、シーケンスがオーバーラップしており、受信側で互いに干渉し合うことが分かる。

本発明者らは、これらの問題に対処することを目的とする、ヌルとされているサブキャリアを有するシステムで、性能を大幅に改善し得る既存の技法の改良を記述する。

したがって、本発明の第１の態様によれば、複数の送信アンテナを使用するＯＦＤＭ送信機から送信されるＯＦＤＭ信号であって、X^m _k = exp (-j 2π k m /M)の値のシーケンス（但し、ｋはシーケンス中の値を示し、ｍは送信アンテナを示し、Ｍは送信アンテナの数である）に基づいて構成される、前記各送信アンテナ毎に長さＫの実質的に直交するトレーニングシーケンスから導出される実質上直交するトレーニングシーケンスデータを前記各アンテナからの前記信号に導入することによって前記送信アンテナと関連するチャンネル評価に適応される、ＯＦＤＭ信号が提供される。

本発明者らは、１つ以上のヌルとされている、または欠けているＯＦＤＭサブキャリアを有するシステムの実施形態では、チャネル長を参照せずに、送信アンテナの数に基づいてトレーニングシーケンスを構築すれば、特に、所定の数のＯＦＤＭサブキャリアによって維持できるチャネル長を最大にするようにトレーニングシーケンスを構築すれば、著しく改善された性能を抵抗できることを認識している。しかしながら、チャネル長（またはパルス分離）Ｌが規定できる場合、好ましくは、このシーケンス長は少なくとも２ＭＬ、例えばｎ．ＭＬ（ｎは２より大きい正の整数）であり、より詳細には少なくとも２ｐ．ＭＬ（ｐは正の整数）である。好ましい実施形態では、トレーニングシーケンスの長さは、実質上、欠けている、またはヌルとされているサブキャリアを、これらが存在するかのように数えた場合のＯＦＤＭサブキャリアの数に等しい。これらの技法の実施形態は、特に、ヌルとされているサブキャリアに対してより耐性あるトレーニングシーケンスを提供する。

直交トレーニングシーケンスの例については、後で、多数のそのようなシーケンスを構築する技法と共に説明する。これらのシーケンスは、直交し、トレーニングシーケンスが、各送信アンテナからＯＦＤＭ受信機の１つ以上の受信アンテナまでのチャネルでの、実質上最小の平均二乗誤差チャネル推定を提供することができるようにする、式（１）で示される基準を満たす。

各トレーニングシーケンスが、少なくとも１つのチャネル推定値、および、おそらく、複数のマルチパス成分が１つのチャネルに関連付けられる場合には複数のチャネル推定値を提供することができることを、当業者は理解するであろう。

実際にはディジタルデータストリームを備えることになるトレーニングシーケンスは、数学的に厳密に直交する必要はないが、一般に、実質上相互に直交する。

トレーニングシーケンスデータは、トレーニングシーケンスに基づくものであるが、例えば、これらのシーケンスのスクランブルバージョンからも導出できる。トレーニングシーケンスデータは、トレーニングシーケンスに対して逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を実行し、次いで、周期的プリフィックスなどの周期的拡張を付加することによって、１つ以上のＯＦＤＭシンボルとしてＯＦＤＭ信号に含めることができる。したがって、トレーニングシーケンスデータは、事実上、送信アンテナのそれぞれから送信されるＯＦＤＭシンボルに組み込まれ得る。

トレーニングシーケンスは、送信アンテナの数と共に直線的に増大する長さを持つため、ＭＩＭＯ／ＯＦＤＭ通信システムにおけるトレーニングシーケンスオーバーヘッドを大幅に低減することができ、事実上、１つ以上のヌルとされているサブキャリアに起因する非直交性から生じる干渉の影響を緩和する、より大きい（時間領域）パルス分離が可能となり、実施形態では、（例えばＯＦＤＭシンボル内での）最大パルス分離が許容される。

いくつかの好ましい実施形態では、これらのシーケンスは、送信側電力増幅器での需要を低減するために、実質上均一なピーク対平均電力比を得るためにスクランブルされる。後で説明するように、潜在的に、無数のそのようなスクランブルシーケンスがある。

ＯＦＤＭ信号に組み込まれるトレーニングシーケンスデータの基になるトレーニングシーケンスは、時間および／または周波数空間において分散された値を持ってもよい。すなわち、ｋはＯＦＤＭ信号のサブキャリアおよび／またはＯＦＤＭシンボルをインデックスしてもよい。したがって、Ｋは、１つのＯＦＤＭトレーニングシンボルが、例えば、トレーニングシーケンス中の各値がトレーニングＯＦＤＭシンボルのサブキャリアの１つによって搬送される完全なシーケンスの値のデータを組み込むようにＯＦＤＭ信号の全てのサブキャリアを超過してもよい。或いは、トレーニングシーケンス値は、例えば、交互サブキャリア上または何らかの他のパターンで配置されてもよく、または、トレーニングシーケンス値は、２つ以上のＯＦＤＭトレーニングシンボルにわたって、時間的に間隔をおいてもよい。しかしながら、簡略化された事例では、Ｋは（ヌルとされたサブキャリアをカウントする）サブキャリアの総数及び、各サブキャリアに配置された１つのトレーニングシーケンス値からのデータと透過にされてもよい。トレーニングシーケンス値、またはスクランブルされたトレーニングシーケンス値、またはそのようなシーケンスまたはスクランブルされたシーケンスから導出されたデータは、これらの値またはデータをリアルタイムで計算する必要をなくすためにルックアップテーブルに格納できる。

関連する一態様では、本発明は、複数の送信アンテナでのチャネル推定のためのトレーニングシーケンスデータを含むＯＦＤＭ信号も提供し、トレーニングシーケンスデータはｅｘｐ（−ｊ２πｋｍ／Ｍ）の値によって定義される長さＫのトレーニングシーケンスに基づくものであり、Ｍは送信アンテナの数であり、ｋはシーケンス中の値を指し示し、ｍは送信アンテナを指し示し、ｋ＝ｎＭＬであり、Ｌは正の整数であり、ｎは１より大きい正の整数であり、より詳細には、ｎは２の正の整数乗である。

本発明は、さらに、前述のＯＦＤＭ信号を送信するように構成されたＯＦＤＭ送信機、および前述のトレーニングシーケンスデータを保持する（以下で説明するような）データキャリアを提供する。

また、本発明は、複数の送信アンテナを備えるＯＦＤＭ送信機も提供し、このＯＦＤＭ送信機は、各送信アンテナから、トレーニングシーケンスに基づくトレーニングシーケンスデータを送信するように構成され、各アンテナでのトレーニングシーケンスデータが基にするトレーニングシーケンスは、時間領域において、少なくとも２つのパルスを定義し、ｉ）トレーニングシーケンスは実質上相互に直交し、ｉｉ）トレーニングシーケンスは、受信機に、各送信アンテナに関連付けられたチャネルのチャネル推定値を求めさせ、ｉｉｉ）（ｉｉ）を満たすのに必要とされる各トレーニングシーケンスの最小の長さは、実質上、送信アンテナの数に直線的に依存し、ｉｖ）時間領域におけるパルスの分離は、送信アンテナの数が与えられたものとして最大にされるように構成される。

チャネル推定は最小二乗推定値とすることができる。

同様に、本発明は、複数の送信アンテナを有するＯＦＤＭ送信機を提供し、このＯＦＤＭ送信機は、各送信アンテナから、値
X^m _k = exp (-j 2π k m /M)
を有するトレーニングシーケンスに基づくトレーニングシーケンスデータを送信するように構成され、但し、ｋはトレーニングシーケンス中の値を示し、ｍは送信アンテナを示し、Ｍは送信アンテナの数である。

本発明は、所定数Ｍの送信アンテナからＯＦＤＭ信号を送信するように構成されたＯＦＤＭ送信機も提供し、このＯＦＤＭ送信機は、複数のアンテナのそれぞれでのトレーニングシーケンスデータを格納するデータメモリと、プロセッサ実施可能命令を格納する命令メモリと、命令に従ってトレーニングシーケンスデータを読み取り、処理する、データメモリと命令メモリとに結合されたプロセッサとを備え、これらの命令は、各アンテナごとにトレーニングシーケンスデータを読み取り、各アンテナごとにトレーニングシーケンスデータを逆フーリエ変換し、フーリエ変換されたデータに周期的拡張を与えて各アンテナごとの出力データを生成し、この出力データを送信のために少なくとも１つのディジタル／アナログコンバータに提供するようにプロセッサを制御する命令を含み、１つのアンテナでのトレーニングシーケンスデータは、シーケンス値
X^m _k = exp (-j 2π k m /M)
から導出されたデータを有し、但し、ｍはアンテナを示し、ｋはこのシーケンス中の値を示す。

関連する一態様では、本発明は、所定の数の送信アンテナを備えるＯＦＤＭ送信機から、これらの送信アンテナのそれぞれについてのチャネル推定値を求めるためのトレーニングシーケンスデータを用いてＯＦＤＭ信号を生成する方法を提供し、この方法は、ＯＦＤＭ信号に各送信アンテナごとのトレーニングシーケンスデータを挿入することを含み、トレーニングシーケンスデータは各アンテナごとに長さＫの直交するトレーニングシーケンスから導出され、直交するトレーニングシーケンスは、各送信アンテナに関連付けられた少なくとも１つのチャネルでのチャネル推定値を求めるのに必要とされる最低限必要なシーケンス長Ｋが、送信アンテナの数に直線的に依存するように構築され、直交するトレーニングシーケンスのそれぞれは時間領域におけるパルスを定義し、この方法はさらに、これらのシーケンスを、所定の数の送信アンテナについて時間領域におけるパルスの分離を実質上最大にするように構築することも含む。

前述のＯＦＤＭ送信機および方法を実施する前述のトレーニングシーケンスデータおよび／またはプロセッサ制御コードは、ディスク、ＣＤ−ＲＯＭまたはＤＶＤ−ＲＯＭ、読取り専用メモリなどのプログラムされたメモリ（ファームウェア）などのデータキャリア、あるいは光または電気信号搬送波などのデータキャリアで提供できる。多くの用途では、前述の送信機の実施形態、および前述の方法に従って機能するように構成された送信機は、ＤＳＰ（ディジタル信号プロセッサ）、ＡＳＩＣ（特定用途向けＩＣ）またはＦＰＧＡ（フィールドプログラマブルゲートアレイ）上で実施される。したがって、本発明の実施形態を実施するコード（およびデータ）には、従来のプログラムコード、またはマイクロコード、または、例えば、ＡＳＩＣやＦＰＧＡをセットアップし、制御するコードなどを含めることができる。同様に、このコードには、Ｖｅｒｉｌｏｇ（登録商標）やＶＨＤＬ（超高速集積回路ハードウェア記述言語）といったハードウェア記述言語のためのコードも含めることができる。当業者は理解するように、そのようなコードおよび／またはデータは、相互にやりとりする複数の結合されたコンポーネント間で分散できる。

次に、本発明の上記その他の態様について、例としてあげるにすぎないが、添付の図を参照してさらに説明する。

再度前述の式１を参照すると、この式は、所定の数の送信アンテナＭについて、時間領域において、式により定義されるパルスの分離が最大化される次式３によって与えられるトレーニングシーケンスによって満たすことができることがわかる。

式３において、ｍおよびｋは、それぞれ、０からＭ−１および０からＫ−１まで、あるいは同等に、それぞれ、１からＭおよび１からＫまでの範囲に及び、Ｋは事実上１つのトレーニングシーケンスの長さである。添字ｍは１つの送信アンテナにラベル付けし、このアンテナから送信される１つのトレーニングシーケンス中の値は添字ｋによってラベル付けされ、１つの送信アンテナによって送信される１つのトレーニングシーケンスは、長さＫを有する。添字ｋは、例えば、各値Ｘ_ｋが異なるサブキャリア上で送信される（この場合、Ｋは、好ましくは、サブキャリアの概念的総数である）ようにラベル付けすることもでき、あるいは、トレーニングシーケンス値は、例えば、ｋは交互サブキャリアにラベル付けし、トレーニングシーケンスＸ_ｋは、２つのＯＦＤＭシンボルにわたって、半分は一方のシンボルに、半分は次のシンボルに分散させるなど、何らかの他のやり方で分散させることもできる。これらの方針に沿って多数の変形形態が可能であることを当業者は理解するであろう。

図１２および１３に、式３によって求められる、概念上６４サブキャリアを有するがいくつかはヌルとされている、２送信アンテナ（Ｍ＝２）ＭＩＭＯ／ＯＦＤＭシステムでの時間領域トレーニングシーケンスを示す。図からわかるように、時間領域におけるパルスの分離を最大にすることの効果は、オーバーラップがより小さくなるため、これらの相互干渉が低減されることである。図３のトレーニングシーケンスは、これらのシーケンスをより多く直交させることによってチャネル推定器の誤差を低減し、これが、結果として、改善されたチャネル推定によりビット誤り率およびブロック誤り率の低減をもたらす。

各サブキャリアに１つのトレーニングシーケンス値Ｘ_ｋが割り振られる場合、１つのＯＦＤＭ送信機の１つのアンテナによる送信のための１つのＯＦＤＭトレーニングシンボルは、１つのトレーニングシーケンスのＫサンプルまたは値の逆フーリエ変換を実行し、次いで、周期的プリフィックスを付加することによって構築できる（ディジタル／アナログコンバータによるアナログ波形への変換が理解される）。トレーニングシーケンスは、例えば、逆フーリエ変換行列をＫ×Ｋ行列からＫ×２Ｋ行列に変更して、長さ２Ｋの出力データシーケンスを提供することによって、オーバーサンプリングされ得ることを当業者は理解するであろう。式３によって定義されるトレーニングシーケンスは実質上直交し、これらの長さは、送信アンテナの数と共に専ら直線的に増大する。

式３によって定義されるシーケンスを使用する際の１つの潜在的問題は、式３によって定義されるＫ値のシーケンスの逆フーリエ変換が、時間領域における一連のインパルス関数を備えることである。このスパイク状信号は、ディジタル／アナログコンバータ（ＤＡＣ）のために大きなダイナミックレンジを必要とし、望ましくないピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を有する。大まかにいえば、ＰＡＰＲが低いほど、ＤＡＣに関する要件は緩やかであり、ＯＦＤＭ送信機はより効率が高い。この問題には、周波数領域において、すなわち逆フーリエ変換を適用する前に、トレーニングシーケンスをスクランブルさせることによって対処することができる。

スクランブル演算は、式４によって定義され、その場合、スクランブルシーケンスは、

であり、但し、ｋはスクランブルシーケンス中の値を示す。

潜在的に、全てのｋの係数値が１である無数のスクランブルシーケンスがある（全てのｃ_ｋ＝１で元のシーケンスが再現される）。スクランブルコードシーケンスを適当に選択することにより、ピーク対平均電力比を低く保つことができ、これにより、通信システムにおける非線形的影響が低減され、したがって、チャネル推定が改善される。

適当なスクランブルシーケンスは、参照してここに組み込まれる、Leopold BomerおよびMarkus Antweiler、「完全なＮ相シーケンスおよびアレイ」、ＩＥＥＥ ＪＳＡＣ、第１０巻、第４号、７８２頁から７８９頁、１９９２年５月（Leopold Bomer and Markus Antweiler, 「Perfect N-phase sequences and arrays」, IEEE JSAC, vol 10, no 4, pp 782-789, May 1992）に記載されている。BomerおよびAntweilerは、周期的な自己相関関数を持ち、位相外れ値がゼロである、いわゆる「完全な」シーケンスおよびアレイについて記載している。離散時間Ｎ層シーケンスおよびアレイは、振幅１の複雑な要素および（２π／Ｎ）ｎ（０≦ｎ＜Ｎ）個の異なる位相値の１つを有する。ボマーおよびアントワイラーは、いくつかの完全なＮ相シーケンスおよびアレイの構築方法について記載しており、例えば、この論文に記載されているチュー（Ｃｈｕ）シーケンスを使って、実質上均一なピーク対平均電力比を達成することができる。

サイズＳ_ｘのチューシーケンスの構築については、Ｄ．Ｃ．チュー、「適当な周期的相関特性を有する多相符号」、ＩＥＥＥ会報情報理論、第ＩＴ−２５巻、７２０頁から７２４頁、１９７９年（D.C. Chu, 「Polyphase codes with good periodic correlation properties」, IEEE Trans. Inform. Theory, vol. IT-25, pp. 720-724, 1979）に記載されている。チューシーケンスは、以下の式を使って構築される。

Ｓ_ｘが偶数の場合、ｓ（ｘ）＝ｅｘｐ｛ｊ（２π／Ｎ）ｎ．ｘ^２｝、
Ｓ_ｘが奇数の場合、ｓ（ｘ）＝ｅｘｐ｛ｊ（２π／Ｎ）ｎ．×（ｘ＋１）｝、
０≦ｘ≦Ｓ_ｘ−１
式中、ｎとＳ_ｘとは互いに素である。チューシーケンスの英字Ｎは、
Ｓ_ｘが偶数の場合、Ｎ＝２Ｓ_ｘ、
Ｓ_ｘが奇数の場合、Ｎ＝Ｓ_ｘ
によって与えられる。

ｎを変動させて、この構築により、φ（Ｓ_ｘ）の異なる完全なＮ相シーケンスが生成され、φ（・）はオイラーのファイ関数を表す。

次に、式３から導出されるトレーニングシーケンスの構築および使用について、簡単な例を用いて示す。

説明のために、（チャネル長１の状況で）Ｍ＝２送信アンテナ、Ｋ＝４サブキャリアを備える小規模なＯＦＤＭシステムを考える。この場合、

は、

に等しい。４×２ＦＦＴ行列は、

であり、したがって、

である。

式（１）を適用することにより、以下のように、これらのシーケンスは直交することがわかる。

周波数空間におけるトレーニングシーケンスは、

であり、そのため、送信される信号（すなわち、ＩＦＦＴ後の信号）は、

であり、

および

がもたらされる。これらは、ピーク対平均電力比が劣る（これは４である）ため、これらのシーケンスは、好ましくは、スクランブルされる。チューシーケンス、

を使って、新しいトレーニングシーケンス、

すなわち、

および

を作成することができる。

この場合もやはり、式（１）を使って、これらが直交することを以下のように検証することができる。

周波数空間における（スクランブルされた）トレーニングシーケンスは、

であり、そのため、（ＩＦＦＴ後の）送信信号は、

であり、今度は、

および

がもたらされる。これらのスクランブルシーケンスは、ピーク対平均電力比１を有することがわかる。

次に、図１４を参照すると、これには、前述のトレーニングシーケンスと共に使用するのに適したＯＦＤＭ通信システム８００が示されている。したがって、ユーザデータストリーム８０２は従来のＭＩＭＯ送信機プロセッサ８０４に入力され、プロセッサ８０４は、ＩＦＦＴブロック８１０に、それぞれ、１組のＯＦＤＭシンボルを送信する１組の送信アンテナ８１２の１つを駆動する複数の出力を生成する。ブロック８０６によって、必要に応じて構築され、または格納されているＭＩＭＯトレーニングシーケンスが、例えば、ルックアップテーブルとして提供される。このＭＩＭＯトレーニングシーケンスが、式３に従ってスクランブルシーケンスを適用するスクランブルブロック８０８に与えられ、次いで、このスクランブルトレーニングシーケンスが、ＭＩＭＯプロセッサ８０４によってＯＦＤＭシンボルとして送信されるデータストリームに挿入される。実際には、トレーニングシーケンスおよびスクランブルブロック８０６、８０８は、フラッシュＲＡＭやＥＰＲＯＭといった一時的または永続的データ記憶を備え得る。明確にするために２つの別々のブロックが示されているが、実際には、スクランブルトレーニングシーケンスは、事前に計算され、ローカル記憶媒体に格納される可能性が高い。

引き続き図１４を参照すると、複数の受信アンテナ８１４のそれぞれは、送信アンテナ８１２のそれぞれから信号を受信し、これらの受信信号がＦＦＴブロック８１６に渡され、次いで、従来方式のＭＩＭＯ／ＯＦＤＭ受信機プロセッサ８１８に渡され、これが出力データストリーム８２２を生成する。プロセッサ８１８は、ＭＩＭＯチャネル推定ブロック８２０から１組のＭＩＭＯチャネル推定値も受け取る。ＭＩＭＯチャネル推定には、任意の従来方式の最小二乗（ＬＳ）アルゴリズムを用いることができ、前述のトレーニングシーケンスを使用する本発明の実施形態は、従来方式のＭＩＭＯ／ＯＦＤＭ受信機に対するどんな変更も必要としない（ただし、例によって、受信機は、使用されるトレーニングシーケンスを知っている必要がある）。したがって、標準の適応フィルタベースのチャネル推定技法を用いて、各送信アンテナごとに（受信アンテナの数に応じて）１つ以上のチャネルを推定することができる。

Ｌｉら（前掲書）は、（時間領域における窓かけを用いた）最小二乗チャネル推定技法の一例について記載しており、この技法の概要を図１５に示す。このアルゴリズムの詳細については、（参照してここに組み込まれる）Ｌｉらの論文を参照することができる。

より詳細には、図１５には、図７を参照して前述したものと類似の受信信号およびトレーニングデータ入力を有するチャネルパラメータ推定器９００が示されている。したがって、図１５では、以下の用語が使用されている。

Ｒｘ［ｎ，ｋ］ 受信信号
ｔ［ｎ，ｋ］ トレーニングシーケンス

図１５において、ｉは送信アンテナにラベル付けし、したがって、乗算器９０２は、受信信号と各（スクランブルされた）トレーニングシーケンスとの積を形成する。この演算の結果が、各送信アンテナのトレーニングシーケンス（の結合体）について実行され、ＩＦＦＴブロック９０６に渡され、ブロック９０６が、受信信号とそれぞれのトレーニングシーケンスの間の相関行列を備える（各送信アンテナに関連付けられた）これらのトレーニングシーケンスのそれぞれでの時間領域データ出力を提供する。概念上、１組の乗算器９０４（明確にするためにこのうちの１つだけしか示していない）は、異なる送信アンテナによって送信される１組のトレーニングシーケンスの積を形成し、やはりこれらも、ＩＦＦＴブロック９０８によって、１組の出力行列Ｑ_ｉｊを提供するように、時間領域に変換される。

ＩＦＦＴブロック９０６、９０８からの出力は、ＭＩＭＯチャネル推定ブロック９１０に提供され、ブロック９１０は最小二乗（ＬＳ）アルゴリズムに従って

を計算するように動作する。

したがって、チャネル推定ブロック９１０からの出力は、送信アンテナのそれぞれに１つ、各受信アンテナごとに、１組の（時間領域）チャネル推定値を備え、これらが（明確にするために図１５には２つだけしか示していない）ＦＦＴブロック９１２、９１４の組に提供される。これらのＦＦＴブロックは、時間領域チャネル推定値を周波数領域推定値に、この場合もやはり、各受信アンテナごとに（この送信アンテナの組について）１組の推定値として変換する。

これは、式３を使って導出されるトレーニングシーケンスを用いて達成され得る。したがって、本発明の実施形態は、従来の受信機へのどんな変更も必要としない。

図１６に、本発明の実施形態によるトレーニングシーケンスを使用するように構成されたＯＦＤＭ送信機１０００の一例を示す。大まかにいえば、信号処理の大部分は、ディジタル領域で実行され、アナログ信号への変換は、最後のＲＦ段で行われるにすぎない。

図１６では、２つの送信アンテナ１００２ａ、ｂは、通常、アップコンバータ、電力増幅器、および任意選択で窓かけフィルタを備える、それぞれのＲＦ段１００４ａ、ｂによって駆動される。ＲＦ段は、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）１００８から入力を受け取る、それぞれのディジタル／アナログコンバータ１００６ａ、ｂの出力ＩおよびＱによって駆動される。送信用のディジタルデータは入力１０１０上でＤＳＰ１００８に提供される。

ＤＳＰ１００８は、一般に、１つ以上のプロセッサ１００８ａおよび作業メモリ１００８ｂを含み、ＤＳＰを、フラッシュＲＡＭまたはＲＯＭなどの永続的プログラムおよびデータメモリ１０１４に結合するデータ、アドレスおよび制御バス１０１２を有する。メモリ１０１４は、ＯＦＤＭ機能を提供するようにＤＳＰ１００８を制御するプロセッサ制御コード、特に、ＩＦＦＴコード１０１４ａ、周期的プリフィックス付加コード１０１４ｂ、トレーニングシーケンス挿入コード１０１４ｃ、およびブロック誤り（例えば、リードソロモン）訂正およびＳＴ符号化コード１０１４ｄを格納する。メモリ１０１４は、相補的ＯＦＤＭ受信機によるチャネル推定のためにアンテナ１００２ａ、ｂから送信されるＯＦＤＭシンボルに含めるために、ここではシーケンス挿入コード１０１４ｃと共に、トレーニングシーケンスデータも格納する。図示のように、メモリ１０１４に格納されるデータおよび／またはコードの一部または全部は、取り外し可能記憶媒体１０１６上で、あるいは何らかの類似のデータキャリア上で提供され得る。図１６には、２つの送信アンテナだけしか示されていないが、実際には、４、６または８アンテナなど、より多くの送信アンテナが用いられ得ることを当業者は理解するであろう。

図１７に、前述のトレーニングシーケンスの模擬性能と、Ｂａｒｈｕｍｉら（前掲書）に従って求められたトレーニングシーケンスとの比較を示すグラフを示す。具体的には、図１４には、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａなど、６４サブキャリアを有し、このうちの５２が使用される、２つの送信アンテナを備えるシステムでの、ｄＢ単位の受信信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）に対するｙ軸上の平均二乗誤差（ＭＳＥ）のグラフが示されている。受信機は、最小二乗チャネル推定器を備え、１６サンプルのチャネル長を想定しているが、このシミュレーションでは、実際のチャネルは平坦（すなわち１サンプル長）である。曲線１１００は、Ｂａｒｈｕｍｉらに従って求められたトレーニングシーケンスに対応し、曲線１１０２は、前述の、本発明の一実施形態に従って求められたトレーニングシーケンスに対応する。この例では、本発明の一実施形態に従って求められたトレーニングシーケンスが著しい性能の改善を実現することが分かる。

前述の技術は、ＭＩＭＯシステムなど、複数の送信アンテナを備えるＯＦＤＭ通信システムに有用である。この技術は、端末と基地局またはアクセスポイントの両方に適用可能であり、ＯＦＤＭ通信を用いる既存の規格のいずれにも限定されない。

おそらく、当業者には、他の多くの有効な代替形態が想起されるであろう。本発明は、説明した実施形態に限定されず、添付の特許請求の範囲の精神および範囲に含まれる、当業者にとって明らかな変更形態を包含するものであることが理解されるであろう。

ＯＦＤＭ信号スペクトルのサブキャリアを示す図である。 従来のＯＦＤＭ送信機および受信機を示す図である。 ＯＦＤＭ受信機フロントエンドを示す図である。 ＯＦＤＭ受信機信号プロセッサを示す図である。 チャネル推定手順の概念的説明を示す図である。 プリアンブルおよびパイロット信号位置を示す、Ｈｉｐｅｒｌａｎ２ＯＦＤＭ信号の時間および周波数領域プロットを示す図である。 知られている時間空間符号化ＭＩＭＯ／ＯＦＤＭ通信システムを示す図である。 前述の技法による６４サブキャリアを有する４送信アンテナＭＩＭＯ／ＯＦＤＭシステムでの時間領域トレーニングシーケンスを示す図である。 前述の技法による６４サブキャリアを有する４送信アンテナＭＩＭＯ／ＯＦＤＭシステムでの時間領域トレーニングシーケンスを示す図である。 図８の時間領域トレーニングシーケンスに対する周波数領域窓かけ（ヌルとされているサブキャリア）の影響を示す図である。 図９の時間領域トレーニングシーケンスに対する周波数領域窓かけ（ヌルとされているサブキャリア）の影響を示す図である。 本発明の一実施形態による６４サブキャリアを有する２送信アンテナＭＩＭＯ／ＯＦＤＭシステムでの時間領域トレーニングシーケンスを示す図である。 本発明の一実施形態による６４サブキャリアを有する２送信アンテナＭＩＭＯ／ＯＦＤＭシステムでの時間領域トレーニングシーケンスを示す図である。 本発明の諸態様を実施するＭＩＭＯ／ＯＦＤＭ通信システムを示す図である。 ＭＩＭＯ／ＯＦＤＭ受信機でのチャネルパラメータ推定器を示すブロック図である。 本発明の一実施形態によるＭＩＭＯ／ＯＦＤＭ送信機を示すブロック図である。 本発明の一実施形態の性能を前述の技法と比較する、信号対雑音比に対する平均二乗誤差を示すグラフである。

Claims (30)

1. 複数の送信アンテナを使用するＯＦＤＭ送信機から送信されるＯＦＤＭ信号であって、X^m _k = exp (-j 2π k m /M)の値のシーケンス（但し、ｋはシーケンス中の値を示し、ｍは送信アンテナを示し、Ｍは送信アンテナの数である）に基づいて構成される、前記各送信アンテナ毎に長さＫの実質的に直交するトレーニングシーケンスから導出される実質上直交するトレーニングシーケンスデータを前記各アンテナからの前記信号に導入することによって前記送信アンテナと関連するチャンネル評価に適応される、ＯＦＤＭ信号。
2. Ｋ＝ｎＭＬであり、但し、Ｌは正の整数であり、ｎは１より大きい正の整数である、請求項１に記載のＯＦＤＭ信号。
3. 前記直交するトレーニングシーケンスは、前記値のシーケンスＸ^ｍ _ｋのスクランブルバージョンに基づくものである、請求項１または２に記載のＯＦＤＭ信号。
4. 前記トレーニングシーケンスデータを含む前記ＯＦＤＭ信号の一部は、実質上均一のピーク対平均電力比を有する、請求項３に記載のＯＦＤＭ信号。
5. 前記添字ｋは前記ＯＦＤＭ信号のサブキャリアを示す、請求項１、２、３または４に記載のＯＦＤＭ信号。
6. 前記添字ｋは前記ＯＦＤＭサブキャリアのＯＦＤＭシンボルを示す、請求項１、２、３、４または５に記載のＯＦＤＭ信号。
7. Ｌは、サンプル周期における前記ＯＦＤＭ信号の周期的拡張の長さに等しい、請求項２から６のいずれか１項に記載のＯＦＤＭ信号。
8. 複数の送信アンテナのチャネル推定のためのトレーニングシーケンスデータを含むＯＦＤＭ信号であって、Ｍが送信アンテナの数、ｋが前記シーケンス中の値、ｍが送信アンテナを示し、ｋ＝ｎＭＬであり、Ｌが正の整数であり、ｎが１より大きい正の整数であり、特に、ｎが２の正の整数乗である場合にｅｘｐ（−ｊ２πｋｍ／Ｍ）の値によって定義される長さＫのトレーニングシーケンスに基づくトレーニングシーケンスデータを含むＯＦＤＭ信号。
9. 請求項１から８のいずれか１項に記載のＯＦＤＭ信号を送信するように構成される、ＯＦＤＭ送信機。
10. 請求項９に記載の送信機と、前記ＯＦＤＭ信号を受信するように構成されるＯＦＤＭ受信機とを備える、ＯＦＤＭデータ伝送システム。
11. １組の前記送信アンテナでの請求項１から８のいずれか１項で定義されるトレーニングシーケンスデータを保持する、データキャリア。
12. 複数の送信アンテナを有し、前記各送信アンテナから、トレーニングシーケンスに基づくトレーニングシーケンスデータを送信するように構成されるＯＦＤＭ送信機であって、前記アンテナの前記トレーニングシーケンスデータが基づいている前記トレーニングシーケンスが、時間領域において、少なくとも２つのパルスを定義し、
    ｉ）前記トレーニングシーケンスは実質上相互に直交し、
    ｉｉ）前記トレーニングシーケンスは、受信機に、前記各送信アンテナに関連付けられるチャネルでのチャネル推定値を求めさせ、
    ｉｉｉ）（ｉｉ）を満たすのに必要とされる前記各トレーニングシーケンスの最小の長さは、送信アンテナの数に実質上直線的に依存し、
    ｉｖ）前記送信アンテナの数が与えられたと仮定して、時間領域における前記パルスの分離が最大にされる、
    ように構成される、ＯＦＤＭ送信機。
13. X^m _k = exp (-j 2π k m /M)の値を持つトレーニングシーケンス（但し、ｋはシーケンス中の値を示し、ｍは送信アンテナを示し、Ｍは送信アンテナの数である）に基づくトレーニングシーケンスデータを前記各送信アンテナから送信するように構成される、ＯＦＤＭ送信機。
14. 前記トレーニングシーケンスデータは、前記トレーニングシーケンスのスクランブルバージョンに基づくものである、請求項１２または１３に記載のＯＦＤＭ送信機。
15. 前記トレーニングシーケンスの前記スクランブルバージョンは、ほぼ１つの送信電力のピーク対平均比を与えるように選択される、請求項１４に記載のＯＦＤＭ送信機。
16. 前記トレーニングシーケンスの長さに等しい可能な直交搬送波の総数のうち、１つ以上のサブキャリアが実質上使用されない、請求項１２、１３、１４または１５に記載のＯＦＤＭ送信機。
17. 実行されると、請求項９および１２から１６のいずれか１項に記載のＯＦＤＭ送信機を実施する、プロセッサ制御コードおよびトレーニングシーケンスデータ。
18. 請求項１７に記載のプロセッサ制御コードおよびデータを保持する、キャリア。
19. 所定数Ｍの送信アンテナからＯＦＤＭ信号を送信するように構成されるＯＦＤＭ送信機であって、
    前記複数のアンテナの各々のトレーニングシーケンスデータを格納するデータメモリと、
    プロセッサ実施可能命令を格納する命令メモリと、
    前記命令に従って前記トレーニングシーケンスデータを読み取り、処理するために前記データメモリおよび前記命令メモリに結合されるプロセッサと、
    を備え、前記命令は、
    各アンテナごとに前記トレーニングシーケンスデータを読み取り、
    各アンテナごとに前記トレーニングシーケンスデータを逆フーリエ変換し、
    前記フーリエ変換データに周期的拡張を提供して各アンテナごとに出力データを生成し、
    送信のために前記出力データを少なくとも１つのディジタル／アナログコンバータに供給する、
    ように前記プロセッサを制御する命令を備え、
    前記トレーニングシーケンスデータがX^m _k = exp (-j 2π k m /M)の値のシーケンス（但し、ｍは送信アンテナを示し、ｋはシーケンス中の値を示す）から導出するデータにより構成される、ＯＦＤＭ送信機。
20. 前記トレーニングシーケンスデータは、値のスクランブルシーケンスｃ_ｋＸ^ｍ _ｋに基づくものであり、ｃ_ｋはｋによって指し示されるスクランブルシーケンス中の値を表す、請求項１９に記載のＯＦＤＭ送信機。
21. 前記逆フーリエ変換は複数のＯＦＤＭサブキャリアを生成し、前記ＯＦＤＭ信号は前記サブキャリアの１つ以上を除外する、請求項１９または２０に記載のＯＦＤＭ送信機。
22. 請求項１９、２０または２１に記載の各アンテナごとの前記トレーニングシーケンスデータを保持する、データキャリア。
23. 前記プロセッサ実施可能命令をさらに備える、請求項２２に記載のデータキャリア。
24. 所定の数の送信アンテナを有するＯＦＤＭ送信機から、前記送信アンテナのそれぞれでのチャネル推定値を求めるためのトレーニングシーケンスデータを用いて、ＯＦＤＭ信号を提供する方法であって、
    前記各送信アンテナごとのトレーニングシーケンスデータを前記ＯＦＤＭ信号に挿入することを含み、前記トレーニングシーケンスデータは、前記各アンテナごとに長さＫの直交トレーニングシーケンスから導出され、前記直交トレーニングシーケンスは、前記各送信アンテナに関連付けられる少なくとも１つのチャネルでのチャネル推定値を求めるのに必要とされる最低限必要なシーケンス長Ｋが、前記送信アンテナの数に直線的に依存するように構築され、前記直交トレーニングシーケンスのそれぞれは時間領域においてパルスを定義し、
    前記シーケンスを、前記所定の数の送信アンテナでの前記時間領域における前記パルスの分離を実質上最大にするように構築することをさらに含む、方法。
25. トレーニングシーケンスデータストアから前記トレーニングシーケンスデータを取り出すことをさらに備える、請求項２４に記載の方法。
26. 前記直交トレーニングシーケンスは、X^m _k = exp (-j 2π k m /M)の値のシーケンス（但し、ｋはシーケンス中の値を示し、ｍは送信アンテナを示し、Ｍは送信アンテナの数である）に基づいている、請求項２４または２５に記載の方法。
27. 前記直交トレーニングシーケンスは、前記値のシーケンスＸ^ｍ _ｋのスクランブルバージョンに基づくものである、請求項２６に記載の方法。
28. 前記トレーニングシーケンスデータを含む前記ＯＦＤＭ信号の一部は、実質的に均一のピーク対平均電力比を有する、請求項２７に記載の方法。
29. 前記ＯＦＤＭ信号は１つ以上のヌルとされるサブキャリアを備える、請求項２４から２８のいずれか１項に記載の方法。
30. 請求項２４から２９のいずれか１項に記載の前記各送信アンテナごとのトレーニングシーケンスデータを保持する、データキャリア。

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