CN1765097A

CN1765097A - 传输信号,方法和设备

Info

Publication number: CN1765097A
Application number: CN200580000011.9A
Authority: CN
Inventors: 马格努斯·桑德尔; 达林·P.·麦克纳马拉
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2004-02-20
Filing date: 2005-02-18
Publication date: 2006-04-26
Also published as: US20050195734A1; GB2411327A; JP2007522685A; WO2005081487A1; EP1566936A1; GB0403830D0

Abstract

本发明涉及MIMO(多进多出)OFDM(正交频分复用)通信系统中的信道估计的设备，方法，处理器控制代码和信号。OFDM信号从使用多个发射天线的OFDM发射机被发射，但是具有一个或多个空子载波，对应于频域中的开窗。通过在来自每个天线的信号中包括正交的训练序列数据，所述OFDM信号适合于与所述发射天线相关的信道的信道估计。所述训练序列数据来源于用于每个所述发射天线的基本正交的训练序列，所述正交的训练序列基于下述一系列的值构成：X^m _k＝exp(－j2πkm/M)这里k标示所述序列中的一个值，m标示一个发射天线，M是发射天线的数目。这些技术的实施例提供对空子载波格外更稳健的训练序列。

Description

传输信号，方法和设备

技术领域

本发明涉及OFDM(正交频分复用)通信系统中用于信道估计的设备，方法，处理器控制代码和信号。更具体地说，本发明涉及具有多个发射天线的系统，例如MIMO(多进多出)OFDM系统中的信道估计。

背景技术

当前的一代高数据速率无线局域网(WLAN)标准，例如Hiperlan/2和IEEE802.11a提供高达54Mbit/s的数据速率。但是，不断增加的对更高数据速率服务，例如因特网，视频和多媒体的需求已产生对下一代无线LAN提高带宽效率的要求。目前的IEEE802.11a标准采用正交频分复用(OFDM)及自适应调制和解调的带宽有效方案。系统被设计成单进单出(SISO)系统，本质上在链路的每一端采用单一发射天线和接收天线。但是，在ETSI BRAN内，已研究了关于多个天线或分区天线的一些规定，以便改进分集增益，从而提高链路稳健性。MIMO系统还提供大大增大数据吞吐量，而不会相伴地增大频谱占用率。

Hiperlan/2是在5GHz频带中工作，具有安全特征的54Mbps无线网络的欧洲标准。IEEE 802.11，尤其是IEEE802.11a是定义不同的连网体系结构，不过同样使用5GHz频带，并且提供高达54Mbps的数据速率US标准。Hiperlan(高性能无线电局域网)类型2标准由包括基本数据传输功能和无线链路控制(RLC)子层的数据链路控制(DLC)，包括公共部分定义和以太网服务专用会聚子层的基于分组的会聚层，物理层定义和网络管理定义来定义。Hiperlan/2的更多细节可参考下述文献，下述文献作为参考包含于此：ETSI TS 101-761-1(V1.3.1)：“Broadband RadioAccess Networks(BRAN)；HIPERLAN Type 2；Data Link Control(DLC)Layer；Part 1：Basic Data Transport Functions”；ETSI TS 101-761-2(V1.2.1)“Broadband Radio Access Networks(BRAN)；HIPERLAN Type2；Data Link Control(DLC)Layer；Part 1：Radio Link Control(RLC)sublayer”；ETSI TS 101-761-1(V1.1.1)：“Broadband Radio AccessNetworks(BRAN)；HIPERLAN Type 2；Packet based ConvergenceLayer；Part 1：Common Part”；ETSI TS 101 493-2(V1.2.1)：“BroadbandRadio Access Networks(BRAN)；HIPERLAN Type 2；Packet basedConvergence Layer；Part 2：Ethernet Service Specific ConvergenceSublayer(SSCS)”；ETSI TS 101 475(V1.2.2)：“Broadband Radio AccessNetworks(BRAN)；HIPERLAN Type 2；Physical(PHY)layer”；ETSI TS101 762(V1.1.1)：“Broadband Radio Access Networks(BRAN)；HIPERLAN Type 2；Network Management”。这些文献可从ETSI网站 www.etsi.org获得。

基于Hiperlan/2系统的典型无线LAN(局域网)包括多个移动终端(MT)，每个移动终端(MT)与网络的接入点(AP)或基站无线电通信。接入点还与中央控制器(CC)通信，中央控制器(CC)又具有到其它网络，例如固定的以太网类局域网的链接。在一些情况下，例如在不存在本地接入点的Hiperlan/2网络中，移动终端之一可起接入点/中央控制器的作用，从而允许直接的MT到MT链接。但是，在本说明书中，对“移动终端”和“接入点”的引用不应被理解为对Hiperlan/2系统，或者对任何特定形式的接入点(或者基站)或移动终端的任何局限。

正交频分复用是一种众所周知的传送高位速率数字数据信号的技术。不是用高速数据调制单一载波，而是把数据划分到许多较低数据速率的信道，每个信道在一个独立的子载波上被传送。这样，多径衰落的影响被减轻。在OFDM信号中，独立的子载波被间隔开，以致它们重叠，如同对于图1的频谱10中的子载波所示那样。选择子载波频率，使子载波相互正交，从而调制到子载波上的独立信号可在接收机被恢复。一个OFDM符号(symbol)由一组符号定义，每个符号被调制到一个子载波上(于是对应于多个数据位)。如果子载波在频率上隔开1/T的间隔(T是OFDM符号周期)，那么子载波是正交的。

通过对一组输入符号进行反向傅里叶变换，最好是反向快速傅里叶变换(IFFT)，能够获得一个OFDM符号。通过对OFDM符号进行傅里叶变换，最好是快速傅里叶变换(FFT)，能够恢复输入符号。FFT实际上把OFDM符号乘以每个子载波，并在符号周期T内积分。可以看出对于指定的子载波，该过程只从OFDM符号抽取一个子载波，因为在积分周期T内，与OFDM符号的其它子载波的重叠将平均为0。

通常用QAM(正交幅度调制)符号调制子载波，不过也可使用其它形式的调制，例如相移键控(PSK)或脉冲幅度调制(PAM)。为了减小多径的影响，通常在每个符号的开始，用保护(guard)周期扩展OFDM符号。只要两个多径分量的相对延迟小于该保护时间间隔，那么至少对于一级近似来说，就不存在符号间干扰(ISI)。

图2表示了常规SISO(单进单出)OFDM系统的一个例子，它包括发射机100(这里在移动终端MT中)，接收机150(这里在接入点AP中)。在发射机100中，源102向基带映射单元104提供数据，基带映射单元102可以可选地提供前向纠错编码和交织，并且输出诸如QAM符号之类调制符号。调制符号被提供给复用器108，复用器108把它们和来自导频符号发生器106的导频符号组合，导频符号发生器106为接收机中的频率同步和相干检测提供基准幅度和相位，并为信道估计提供已知(导频)数据。部件110的组合把来自复用器108的串行数据流转换成多个并行的数据速率降低的数据流，对这些数据流进行IFFT，从而提供OFDM符号随后把该OFDM符号的多个子载波转换成单一串行数据流。该串行(数字)数据流随后由数-模转换器112转换成模拟时域信号，由上变频器114上变频，并在滤波和放大(未示出)之后，从天线116输出，天线116可包括全向天线，分区天线或具有波束赋形的阵列天线。

更详细地说，一系列的调制数据符号，例如QAM符号被排列成矢量，可选地用0填充所述矢量，以便引入过采样。该(行)矢量随后被乘以反向离散傅里叶变换(IDFT)矩阵，产生包括一组值的输出(行)矢量，当每次一个地被传送给数-模转换器时，所述一组值将定义实际上包含由调制符号(这被称为OFDM符号)调制的一组正交载波的波形。实际上(虽然图2中未明确示出)，通过把IDFT输出的一些最终样本复制到OFDM符号的起点，诸如循环前缀之类的循环扩展被加入到时域中。该循环前缀扩展OFDM符号(OFDM符号可在任意一端被扩展)，从而提供一个保护时间，该保护时间有效地消除小于该保护时间的多径延迟的符号间干扰(当解码时，FFT积分时间并不开始，直到在循环前缀保护时间之后)。也可(在时域中)应用开窗操作来降低带外子载波的功率。

来自发射机100的天线116的信号经过“信道”118，被接收机150的天线152接收。一般来说，该信号以通过多个不同的信道或路径传播的，具有多个不同幅度和相位的多个多径分量的形式到达天线152。这些多径分量在接收机组合，并相互干扰，从而形成一个总的信道特征，所述总的信道特征一般具有通常随着时间而变化(特别是当发射机或接收机正在移动时)的许多深零位，有点像梳齿。这将在后面更详细地说明。

在采用发射分集的情况下，即在使用一个以上发射天线的情况下，例如在MIMO(多进多出)OFDM通信系统中，产生一个特殊问题，在MIMO OFDM通信系统中，(到矩阵信道)的“输入”由多个发射天线提供，(来自矩阵信道)的“输出”由多个接收天线提供。在这样的通信系统中，来自不同的发射天线的信号会相互干扰，导致解码困难。

接收机150的天线152与下变频器154耦接，并与模-数转换器156耦接。部件158随后进行串并行转换，FFT和并串行再转换，把输出提供给解复用器160，解复用器160把导频符号信号162和数据符号分开。数据符号随后由基带去映射单元164解调和去映射，从而产生检测的数据输出166。一般地说，接收机150是发射机100的镜像。发射机和接收机可被组合形成一个OFDM收发器。

OFDM技术可用在各种应用中，并被用于例如军事通信系统和高清晰度TV，以及Hiperlan/2( www.etsi.org/technicalactiv/hiperlan2.htm，和DTS/BRAN-0023003v 0.k)。

图2的接收机稍微被简化，因为实际上，需要依次使FFT窗口与每个OFDM符号同步，以避免引入非正交性，从而引入ISI/ICI(符号间干扰/载波间干扰)。这可通过在保护周期中使OFDM符号与符号的循环扩展自相关来实现，不过一般(尤其是对于分组数据传输)最好使用接收机能够准确地识别和定位(例如使用匹配滤波器)的已知OFDM符号。

图3和4分别表示常规的HIPERLAN 2移动终端(MT)OFDM接收机的接收机前端200和接收机信号处理部件250。接收机250表示模-数转换电路252，同步、信道估计和控制电路252和解包、解交织和纠错电路256。

前端200包括与输入放大器204和混频器206耦接的接收天线202，混频器206具有来自IF振荡器208的第二输入，以便把RF信号混合成IF。IF信号随后通过带通滤波器210，被提供给自动增益控制(AGC)放大器212，AGC级由来自控制电路254的线路226控制，以便优化稍后的信号量化。AGC 212的输出向两个混频器214、216提供输入，两个混频器214、216还被提供来自振荡器220和分路器218的正交信号，从而产生正交I和Q信号222、224。这些I和Q信号随后由模-数电路252过采样，滤波和抽取(decimated)。信号的过采样有助于数字滤波，之后，把信号的速率降低到所需的采样速率。

在图2和4中，FFT和IFFT操作可至少部分用软件来实现，如同闪速RAM 262示意说明的一样，例如利用一个或多个数字信号处理器(DSP)和/或一个或多个ASIC或FPGA。用软件无线电数字化信号的要点一般将取决于成本/复杂性/功耗折衷，以及取决于恰当的高速模/数转换器和处理器的可用性。

前置(preamble)数据中的已知符号或一个或多个导频信号可被用于信道估计，以补偿传输信道的影响。

图5表示图解说明一种信道估计过程270的基本原理的方框图。后面要描述的本发明的实施例并不局限于和该技术一起使用，可以和其它常规的信道估计技术，例如其中从一组所有可能的接收序列中选择最可能的接收序列的最大似然序列估计(MLSE)技术一起使用。该过程的目的在于修改图5中标记为“信道估计”的自适应数字滤波器的系数，以致该滤波器的行为尽可能接近地和正被模拟的传输信道274的行为相符。

已知的训练信号272既被应用于要模拟的传输信道274，又被应用于提供信道估计的自适应滤波器278。接收的训练信号对应于来自信道274的输出276，并且反映信道204的脉冲响应。来自信道估计自适应滤波器278的输出280包含信道的估计响应，在减法器282中从实际响应中减去该估计响应，从而产生误差信号284，误差信号284被反馈给自适应信道估计滤波器278，以便根据自适应算法更新滤波器的系数。

可以采用许多适当的常规算法中的任意一种，例如递归最小二乘(RLS)算法或最小均方(LMS)算法或者它们的变形。这样的算法为本领域的技术人员熟知，不过为了完整起见，也将给出LMS算法的概述；也可参考Lee和Messerschmitt的“Digital Communication”，KluwerAcademic Publishers，1994。

假定有缓存到输入矢量u(n)中的输入u(n)，这里n表示输入样本的数目或步骤，所需的滤波器响应d(n)，和估计的滤波器抽头权重的矢量w(n)。滤波器的输出由下式给出

y(n)＝wH(n)u(n)

这里wH表示w的Hermitian共轭。从而，根据LMS算法，改进的加权估计由下式给出

w(n+1)＝w(n)+μu(n)[d^*(n)-y^*(n)]

这里*表示复共轭，μ是算法的自适应步长。利用均方差，即|d(n-y(n)|²可确定算法的收敛。

当n趋向于无穷大时，该均方差趋向于恒定值或0。在图5中，训练信号272对应于u(n)，接收信号276对应于d(n)，信道估计自适应滤波器278的输出280对应于y(n)。

在图4的接收机250中，称为“C符号”的已知前置符号被用于确定信道估计。接收机同步到接收信号，并且操纵开关258，以便把接收的C符号传送给信道估计器260。信道估计器260估计信道(子载波中符号的幅度变化和相移)对已知的C符号的影响，以便通过乘以信道响应的倒数(或者复共轭)，能够补偿信道的影响。另一方面，一个或多个导频信号(它也包含已知符号)可被用于确定信道估计。同样，把接收的导频信号转换成预期符号所需的相位旋转和幅度变化可被确定并被应用于其它接收符号。在一个以上的频率下能够获得一个以上的导频信号的情况下，通过利用不同频率导频信号，对其它频率进行内插/外插，能够获得改进的信道补偿估计。

图6表示了频域和时域中的图表300，图解说明前置码序列302，导频(pilot)信号304和HIPERLAN 2的数据信号306，数据信号306具有48个数据子载波和4个导频信号(和一个未使用的中央载波信道308)。从图6可看出，前四个OFDM符号包含前置数据，导频信号304继续传送它们的前置符号。但是在剩余的(数据传送)子载波上，OFDM符号5向前传送数据。在其它OFDM方案中，可绘制类似的图表，尽管前置码和导频信号位置可能发生变化(例如，导频信号不必必须包括连续信号)。

技术人员会认识到一般来说，在无线LAN分组数据通信系统中，分组长度短到足以假定信道在分组的持续时间内基本恒定。为此，前置导频数据302可被用于训练符号，以获得可被认为在下一分组之前基本恒定的信道估计。四个连续的导频子载波可被用于频率同步。但是，在其它类型的OFDM通信系统中，例如在数字音频或视频广播中，可能需要其它信道估计技术。例如，可以每隔一段时间(即，每几个OFDM符号)以及每隔一段频率(即，在子载波的一个子集上)插入用于信道估计的已知导频值，并使用二维插值来获得整个时间和频率空间(即，对所有子载波和对连续的OFDM符号)获得信道估计。在本领域中很好地建立了这样的插值技术。

直到最近，投入了大量的工作来设计系统，以便减轻感觉的多径传播的有害影响，尤其是在室内无线LAN环境中普遍的多径传播的有害影响。但是已认识到(例如参见G.J.Foschini和M.J.Gans，“On limits ofwireless communications in a fading environment when using multipleantennas”Wireless Personal Communications vol.6，no.3，pp.311-335，1998)通过在发射机和接收机利用多天线结构，所谓的多进多出(MIMO)结构，能够大大提高信道容量。另外注意力已转向在基于OFDM的系统中空时(space-time)编码技术的使用(具有空域中的冗余的网格编码调制的普遍化)。这描述于Y Li，N.Seshadri & S.Ariyavisitakul的“Channel Estimation for OFDM Systems with Transmitter Diversityin Mobile Wireless Channels”，IEEE JSAC，Vol.17，No.3，1999。

Li等特别涉及一般通过训练序列，例如Hiperlan/2和IEEE802.11a获得的信道状态或参数信息(CSI)的估计。

图7表示与Li等讨论的类似的空时编码MIMO-OFDM通信系统400。发射时的一块输入数据402b[n，k](或OFDM符号或帧)，n，k标记该数据块的元素，由执行空时编码操作的编码机404处理。输入数据已被例如块编码器前向纠错。空时(ST)编码器404提供多个输出信号块t_i[n，k](Li等研究双发射天线的情况，i＝1，2)，用于驱动多个IFFT(反向快速傅里叶变换)部件406，IFFT部件406再驱动对应的rf级408和发射天线410。IFFT部件406被配置成在时域中把循环前缀加入到发射的OFDM符号中。另外还插入多个用于信道估计和频率同步及相位跟踪的导频信号(图7中未示出)。

在对应的接收机中，多个接收天线412向rf前端414提供输入，rf前端414再驱动相应的FFT(快速傅里叶变换)部件416，每个FFT部件416向空时编码器418提供输入Rx[n，k]。CSI(信道参数估计器)部件420根据FFT部件416的输出，以及根据ST编码器421提供的t_i[n，k]的估计，确定信道信息，该信息被提供给解码器418。解码器418提供包含发射机的输入402上的数据序列的估计的输出422。

图7的结构有效地提供一组并行OFDM发射机，每个并行OFDM发射机发射从编码器404产生的代码字得到的数据的编码序列。一般地说，如同适用于单一OFDM发射机那样，图7的编码器404和IFFT部件406接受一串长度l的调制符号，并产生一组N_T个OFDM符号，这里N_T是发射天线的数目，每个OFDM符号具有相同的长度1。

技术人员将认识到尽管为了方便起见，一般以方框图的形式描述OFDM系统，例如图7(及后面说明的本发明的实施例)的发射机和接收机，不过实际上，除了rf部件408和414之外，这些发射机和接收机的部件可以在例如数字信号处理器上用软件来实现，或者可由设计工程师利用例如硬件描述语言，例如VHDL，用软件来规定，从而，确切的硬件实现由硬件描述语言编译器来确定。

图7的例子仅仅意图提供有助于理解后面说明的发明的一定背景，本发明显然并不局限于利用任何特殊类型的编码，例如ST编码的OFDM发射机。从而，后面将说明的本发明的实施例可以和任何MIMO-OFDM系统一起采用，并不局限于空时编码MIMO-OFDM。

如前所述，一般通过发射已知符号来进行OFDM中的信道估计。由于OFDM可被看作一组并行的平坦信道，每个子载波上的接收信号被发射的导频符号划分，从而获得该信道。一般地说，符号的实际值(除其功率之外)是不相关的。

如同后面将参考图15更详细说明的一样，通过把接收的数据变换到时域，根据需要对数据开窗，随后有效地使之与训练数据相关联，能够便利地执行OFDM系统中的信道参数估计。在具有M个发射天线和信道长度为L的MIMO OFDM系统中，需要估计LM个参数，但是还需要避免从不同的发射天线发射的训练信号之间的干扰

在Tai-Lai Tung，Kung Yao，R.E.Hudson的“Channel estimation andadaptive power allocation for performance and capacity improvement ofmultiple-antenna OFDM systems”，IEEE Workshop on Signal ProcessingAdvances in Wireless Communications(Taoyuan，Taiwan)，pp 82-85，Mar2001，和I.Barhumi，G.Leus，M.Moonen，“Optimal training design forMIMO OFDM systems in mobile wireless channel”，IEEE Trans.SignalProcessing，vol 51，no.6，Jun 2003中描述了多天线OFDM系统中的信道估计技术。当使用最小二乘(LS)信道估计器时，这些技术获得最小误差，不过是在所有子载波都被使用的假设下工作的，否则会失去子载波之间的正交性。

更具体地说，考虑长度K(在Tung等的文章中，等于子载波的数目)的训练序列，和具有L个采样周期T_S的脉冲响应长度或“跨度”的信道(这里T_S是系统的采样间隔，l/T_s是OFDM系统的总的信道带宽)。就时间来说，信道跨度为(L-1)T_s，OFDM帧长度T_s＝(K+v)T_s，这里v是循环前缀符号的数目。为了避免ISI，通常v≥L-1，尽管对后面说明的本发明的实施例来说，在信道估计之前不知道信道的长度，于是L可被假定为等于循环前缀的长度。在接收机中，信道被模拟成具有L个抽头并且同样具有采样间隔T_S的FIR(有限脉冲响应)滤波器。

在OFDM符号，从MIMO系统的发射天线，比方说p到接收天线，比方说q的时域信道脉冲(impulse)响应可被表示成h[n]，或者更简单地表示成h＝(h_o…...h_L-1)^T，大小为L×1的矢量。对应的频率响应H(大小K×1)由H＝F h给出，其中F是产生K-点DFT序列的L-点序列的K×L离散傅里叶变换(DFT)矩阵。位于接收天线的接收信号是来自每个发射天线的信号(每个都被乘以从相应的发射天线到接收天线的信道响应)的总和。矢量H存在于L维子空间中，通过投射到L维子空间中，H的估计值中的噪声可被减少K/L(因为在所有维，白噪声具有相同的功率)。

Tung等(ibid)推导出可用于以非常小的MSE(均方差)确定(每个发射-接收天线信道的)信道估计的MIMO OFDM系统中的训练序列的条件。证明该条件是正交性条件，即，从发射天线发射的训练序列基本上相互正交，如下面的等式(1)定义的那样。这还保证从不同的发射天线发射的训练序列之间的干扰被减轻。

F^{H} X^{(m) H} X^{(n)} F = \{\begin{matrix} O_{L} \\ {cI}_{L} \end{matrix}

等式1

在等式(1)中，O_L是大小为L×L的全零矩阵，IL是大小为L×L的单位矩阵，c是任意标量常数，m和n都介于1和M之间，M是发射天线的数目。上标H表示Hermitian共轭运算。矩阵X^(m)是对角矩阵(即除了对角元素之外，其它元素为零的矩阵)，对角元素包含天线m的训练序列，即X^(m)＝diag{X^m ₁，…X^m _k…X^m _k}，其中X^m _k是长度为K的训练序列的第K个元素(虽然在Tung等的文章中，k更特别地标示(index)OFDM子载波)。要认识到等式(1)是来自天线m和n的训练序列是正交的一个条件，除非m＝n(在傅里叶变换之前，关于训练序列的一个条件，因为在OFDM系统中，在任何情况下，子载波都是相互正交的)。在Tung等的文章中给出了关于MIMO系统的矩阵信道(即，关于多个发射天线)的一种最小二乘信道估计方法的细节(例如参见等式(7))，该文章在此引为参考。

由于存在要估计的LM个参数，以便确定每个发射天线和每个接收天线之间的矩阵信道的一组完整的信道估计，训练序列的长度必须(都)为LM，即K≥LM。但是，Tung等推导的序列(等式(15))要求K≥2^M-1L，以便获得信道估计的最小MSE。从而，所需的序列长度(或者子载波的数目，这里每个子载波传送一个训练序列元素)随着发射天线的数目指数增大。在设计两个以上发射天线，及四个和八个发射天线的情况下，这是MIMO OFDM系统中一个潜在的严重缺陷。

为了解决该问题，我们以前在英国专利申请no.0222410.3(本申请人于2002年9月26日申请)中已说明了等式1如何可被由下面的等式2给出的训练序列满足：

X_{k, k}^{(m)} = \exp (j 2 πkmL / K), 0 \leq k \leq K - 1,0 \leq m \leq M - 1

等式2

索引m标示一个发射天线，将从该天线发射的训练序列中的值由索引k表示，L是选择为近似于采样周期中的信道长度的正整数(因为循环前缀通常被选择为大于信道，这提供L的估计值)。在Barhumi等的文章中描述了类似技术(ibid)。

上述训练序列是为其中使用所有子载波的OFDM系统设计的，但是在许多实际系统中，例如基于IEEE 802.11a的系统中，一些子载波为空(null)，未被使用，以便遵守使用频谱特征(mask)。在这种情况下，前置码设计不再是最佳的，在一些情况下会导致性能的显著恶化。更特别地，会失去训练序列之间的正交性。当信道估计器的性能可被显著降低时，在信道不受时间限制的情况下，也会存在问题。

以前的方法集中于关于指定的信道长度支持最大可能数目的天线，目的在于使数据吞吐量达到最大。例如，考虑具有K＝64个子载波，并且信道长度L＝16，并且初始选择比如说，两个发射天线的系统。根据等式2的这种系统的(时域)训练序列示于图8和9中，从图8和9中可看出，如果信道长度小于L＝16，那么来自发射天线1的响应将在发射天线2开始发射之前逐渐消失。这种情况下，这两个信号将不会重叠，从而不会在发射机干扰。通过使脉冲的分离达到最小，能够支持最大数目的发射天线。由于OFDM符号的子载波的数目/长度为K＝64，可存在K/L＝64/16＝4个脉冲，从而在本例中，可支持四个发射天线。

但是，如果系统具有空子载波，这对应于频域中的开窗，从而对应于时域中的卷积。这些训练序列的时域信号示于图10和11中。这种情况下，可看出这些序列现在重叠，并且将在发射机相互干扰。

我们将说明目的在于解决这些问题的现有技术的修改，对于具有空子载波的系统，所述修改能够显著提高性能。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供一种从使用多个发射天线的OFDM发射机发射的OFDM信号，通过在来自每个天线的信号中包括基本正交的训练序列数据，所述OFDM信号适合于与发射天线相关的信道的信道估计，所述训练序列数据来源于每个发射天线的长度为K的基本正交的训练序列，所述OFDM信号具有至少一个空的子载波，根据下述一系列的值，构成正交的训练序列

X^m _k＝exp(-j2πkm/M)

这里k表示序列中的一个值，m表示一个发射天线，M是发射天线的数目。

发明人已认识到在具有一个或多个空或遗漏的OFDM子载波的系统的实施例中，根据发射天线的数目构成训练序列，而不参考信道长度，尤其是根据训练序列，以使指定数目的OFDM子载波能够支持的信道长度最大化，能够显著提高性能。但是，在信道长度(或者脉冲间隔)L可被定义的情况下，序列长度优选至少为2ML，例如n.ML，这里n是大于2的正整数，最好至少为2^p.ML，这里p是正整数。在一个优选实施例中，训练序列的长度基本上等于OFDM子载波的数目，把遗漏的或空的子载波计算在内，仿佛它们存在似的。这些技术的实施例提供尤其对空子载波更稳健的训练序列。

后面和构成大量的这种序列的技术一起说明正交训练序列的例子。正交的序列满足在等式(1)中陈述的标准，使训练序列能够提供从每个发射天线到OFDM接收机的一个或多个接收天线的信道的最小均方差信道估计。

本领域的技术人员会认识到每个训练序列能够提供至少一个信道估计，在一个以上的多径分量与一个信道相关联的情况下，可能提供一个以上的信道估计。

实际上将包括数字数据流的训练序列不必在数学上完全正交，而是一般将基本上相互正交。

训练序列数据基于训练序列，不过可以来源于例如加扰的训练序列。通过对训练序列进行反向傅里叶变换(IFFT)，随后增加诸如循环前缀之类的循环扩展，训练序列数据可作为一个或多个OFDM符号被包括在OFDM信号中。从而，训练序列数据可被有效地包括在从每个发射天线发射的OFDM符号中。

由于训练序列具有随着发射天线的数目线性增大的长度，因此MIMO OFDM通信系统中的训练序列开销可被显著减小，实际上允许更大的(时域)脉冲间隔，在实施例中最大的脉冲间隔(例如在一个OFDM符号内)减轻由归因于一个或多个空子载波的非正交性引起的干扰的影响。

在一些优选实施例中，序列被加扰，以便提供基本为1的峰值-平均功率比，从而减小对发射机功率放大器的要求。如后所述，可能存在无穷多的这种加扰序列。

包含在OFDM信号中的训练序列数据所基于的训练序列中具有在时间和/或频率空间中分布的值。即k可标示OFDM信号和/或OFDM符号的子载波。从而K超过(run over)OFDM的信号的所有子载波，以致OFDM训练符号包含完整的一系列值的数据，例如训练序列中的每个值由训练OFDM符号的子载波之一携带。另一方面，训练序列值可被放置在例如交替的子载波上或者在某一其它图案中，或者训练序列值可在两个或更多的OFDM训练符号中在时间上隔开距离。但是在一种简化的情况下，K可等于子载波(把任何空子载波计算在内)的总数，源于每个训练序列值的数据被放置在每个子载波上。训练序列值，或者加扰的训练序列值，或者来源于这样的序列或加扰序列的数据可被保存在查寻表中，以避免实时计算所述值或数据的需要。

在一个相关的方面，本发明还提供一种包括用于多个发射天线的信道估计的训练序列数据的OFDM信号，所述训练序列数据基于由exp(-j2πkm/M)的值定义的长度K的训练序列，其中M是发射天线的数目，k标示该序列中的值，m标示发射天线，其中k＝n ML，这里L是正整数，n是大于1的正整数，更特别地n是2的正整数次方。

本发明还提供一种配置成发射上述OFDM信号的OFDM发射机，和携带上述训练序列数据的数据载体(例如下面所述的数据载体)。

本发明还提供一种具有多个发射天线的OFDM发射机，OFDM发射机被配置成从每个发射天线发射基于训练序列的训练序列数据，给天线的训练序列数据所基于的训练序列在时域中定义至少两个脉冲，并且被这样构成以致：i)训练序列基本相互正交；ii)训练序列允许接收机确定与每个发射天线相关的信道的信道估计；iii)满足ii)所需的每个训练序列的最小长度基本上线性取决于发射天线的数目；和iv)已知发射天线的数目，则时域中的脉冲的间隔被最大化。

信道估计可以是最小二乘估计。

同样地，本发明提供一种具有多个发射天线的OFDM发射机，所述OFDM发射机被配置成从每个发射天线发射基于具有下述值的训练序列的训练序列数据

X^m _k＝exp(-j2πkm/M)

其中k标示训练序列中的值，m标示发射天线，M是发射天线的数目。

本发明还提供一种配置成从预定数目M的发射天线发射OFDM信号的OFDM发射机，OFDM发射机包括：保存给多个天线中的每个天线的训练序列数据的数据存储器；保存处理器可实现的指令的指令存储器；和与数据存储器耦接并与指令存储器耦接，以便根据指令读取并处理训练序列数据的处理器，指令包括控制处理器：读取给每个天线的训练序列数据；反向傅里叶变换给每个天线的训练序列数据；向傅里叶变换后的数据提供循环前缀，从而产生给每个天线的输出数据；和把输出数据提供给至少一个数-模转换器以便传输的指令；其中给天线的训练序列数据包括来源于下述一系列值的数据

X^m _k＝exp(-j2πkm/M)

其中m标示发射天线，k标示序列中的值。

在一个相关方面，本发明提供一种向来自具有给定数目的发射天线的OFDM发射机的OFDM信号提供用于确定每个发射天线的信道估计的训练序列数据的方法，所述方法包括：把用于每个发射天线的训练序列数据插入OFDM信号中，训练序列数据来源于每个天线的长度为K的正交训练序列，所述正交的训练序列被这样构成，以致确定与每个发射天线相关的至少一个信道的信道估计需要的最少要求的序列长度K与发射天线的数目线性相关，每个正交训练序列定义时域中的脉冲，所述方法还包括构成所述序列，使得对于给定数目的发射天线，时域中的脉冲的间隔基本上达到最大。

实现上述OFDM发射机和方法的上述训练序列数据和/或处理器控制代码可在数据载体，例如盘，CD-ROM或DVD-ROM，诸如只读存储器(固件)之类程控存储器上提供，或者在数据载体，例如光或电信号载体上提供。对于许多应用来说，上述发射机的实施例，和配置成根据上述方法工作的发射机将在DSP(数字信号处理器)，ASIC(专用集成电路)或FPGA(现场可编程门阵列)上实现。从而实现本发明的实施例的代码(和数据)可包括常规的程序代码或微代码，或者例如设置或控制ASIC或FPGA的代码。类似地，代码可包括硬件描述语言，例如Verilog(商标)或VHDL(甚高速集成电路硬件描述语言)的代码。本领域的技术人员会认识到这样的代码和/或数据可分布在相互通信的多个耦接组件之间。

附图说明

现在将参考附图，举例进一步说明本发明的这些及其它方面，其中：

图1和2分别表示OFDM信号频谱的子载波，和常规的OFDM发射机和接收机；

图3-5分别表示OFDM接收机前端，OFDM接收机信号处理器，和信道估计程序的概念说明；

图6表示说明前置码和导频信号位置的Hiperlan 2 OFDM信号的时域和频域图表；

图7表示已知的空时编码MIMO OFDM通信系统；

图8和9表示根据以前描述的技术，具有64个子载波的四个发射天线MIMO OFDM系统的时域训练序列；

图10和11表示对图8和9的时域训练序列的频域开窗(空子载波)的效果；

图12和13表示根据本发明的一个实施例的具有64个子载波的两个发射天线MIMO OFDM系统的时域训练序列；

图14表示采用本发明的各个方面的MIMO OFDM通信系统；

图15表示用于MIMO OFDM接收机的信道参数估计器的方框图；

图16表示根据本发明的一个实施例的MIMO OFDM发射机的方框图；

图17表示比较本发明的一个实施例的性能和前述技术的性能的均方差-信噪比图。

具体实施方式

再次参见上面的等式1，已认识到该等式可由下面的等式3给出的训练序列满足，其中对于指定数目的发射天线M，由该等式定义的脉冲的间隔在时域中被最大化。

X_{k}^{(m)} = \exp (- j 2 π \frac{km}{M})

等式3

在等式3中，m和k分别从0～M-1和0～K-1，或者说分别从1～M和1～K，这里K实际上是训练序列的长度。索引(index)m标示(label)一个发射天线，将从该天线发射的训练序列中的值由索引k标示，从而发射天线发射的训练序列具有长度K。索引k可标示子载波，以致例如每个值X_k在不同的子载波上被传送(这种情况下，K最好是子载波的名义总数)，或者可按照其它的方式分配训练(training)序列值，例如k标示交替的子载波，训练序列X_k分配在两个OFDM符号内，一半在一个符号中，另一半在下一个符号中。本领域的技术人员会认识到沿着这些思路，各种变化是可能的。

图12和13表示名义上具有根据等式3确定的64个子载波(但是其中一些子载波为空)的两个发射天线(M＝2)MIMO OFDM系统的时域序列。可看出在时域中使脉冲的间隔最大化的效果是减少它们的相互干扰，因为重叠较小。等式3的训练序列通过使序列更正交，减少了信道估计器的误差，由于信道估计得到改进，这又导致误码率和块差错率降低。

在一个训练序列值X_k被分配给一个子载波的情况下，通过执行训练序列的K个样本或值的反向傅里叶变换，随后附加循环前缀(理解为数-模转换器进行的到模拟波形的转换)，可构成供OFDM发射机的天线传输的OFDM训练符号。技术人员会认识到训练序列可被过采样(oversample)，例如通过把反向傅里叶变换矩阵从K×K矩阵变换成K×2K矩阵，以便提供长度为2K的输出数据序列。等式3定义的训练序列基本正交，它们的长度只随着发射天线的数目线性增大。

使用等式3定义的序列的一个潜地困难在于由等式3定义的一系列K值的反向傅里叶变换包括时域中的一系列的脉冲函数。这种尖峰信号对数-模转换器(DAC)要求大的动态范围，并且具有不希望的峰值-平均功率比(PAPR)。一般地说，PAPR越低，对DAC的要求越不严格，OFDM发射机的效率越高。通过在应用反向傅里叶变换之前，在频域中对训练序列加扰，可解决该困难。

加扰操作由等式4定义，其中加扰序列是c_k，|c_k|＝1，k，其中k标示该加扰序列中的值。

{\tilde{X}}_{k, k}^{(m)} = c_{k} X_{k, k}^{(m)}

等式4

有可能存在无穷多的对于所有k具有模值1的加扰序列(所有c_k＝1再现初始序列)。通过恰当地选择加扰代码序列，峰值-平均功率比可被保持较低，这降低通信系统中的非线性影响，从而改进信道估计。

在Leopold Bomer和Markus Antweiler的“Perfect N-phasesequences and arrays”，IEEE JSAC，vol.10，no.4，pp.782-789，1992年5月(该论文在此引为参考)中描述了适当的加扰序列。Bomer和Antweiler描述了所谓的“完美的”序列和阵列，它们具有周期性的自相关函数，并且其异相值为0。时间离散N-phase序列和阵列具有幅度为1，并且(2π/N)n，0≤n＜N个不同相位值之一的复数元素。Bomer和Antweiler描述了描述了一些完美的N-phase序列和阵列的构成方法，例如在他们的论文中描述的Chu序列可被用于获得基本为1的峰值-平均功率比。

在D.C.Chu的“Polyphase codes with good periodic correlationproperties”，IEEE Trans.Inform.Theory，vol.IT-25，pp.720-724，1979中描述了大小为S_x的Chu序列的结构。利用下面的式子构成Chu序列：

s(x)＝exp{j(2π/N)n.x²} S_x为偶数

s(x)＝exp{j(2π/N)n.×(x+1)} S_x为奇数

0≤x≤S_x-1

这里n和S_x互质。Chu序列的字母表N由下式给出：

N＝2S_x S_x为偶数

N＝S_x S_x为奇数

随着n的变化，该结构产生φ(S_x)个不同的完美N-phase序列，其中φ(·)表示欧拉函数。

下面将利用一个简单的例子，说明从等式3导出的训练序列的结构和使用。

为了便于举例说明，考虑具有M＝2个发射天线，K＝4个子载波的小型OFDM系统(在信道长度为1的上下文中)。从而，

X_{k, k}^{(m)} = \exp (- j 2 πkm / M) = \exp (- j 2 πkm / 2) = {(- 1)}^{km}

等于

X_{k, k}^{(0)} = {1,1,1,1}

和

X_{k, k}^{(1)} = {1, - 1,1, - 1} .

4×2FFT矩阵是

F_{kl} = \frac{1}{\sqrt{K}} \exp (- j 2 πkl / K) = \frac{1}{\sqrt{4}} \exp (- j 2 πkl / 4) = \frac{1}{2} {(- j)}^{kl},

从而

F = \frac{1}{2} (\begin{matrix} 11 \\ 1 - j \\ 1 - 1 \\ 1 j \end{matrix}) .

可看出序列是正交的；通过应用等式(1)：

F^{H} X^{(0) H} X^{(0)} F = \frac{1}{2} {(\begin{matrix} 11 \\ 1 - j \\ 11 \\ 1 j \end{matrix})}^{H} (\begin{matrix} 1 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 1 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 1 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 1 \end{matrix}) (\begin{matrix} 1 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 1 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 1 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 1 \end{matrix}) \frac{1}{2} (\begin{matrix} 11 \\ 1 - j \\ 1 - 1 \\ 1 j \end{matrix}) = (\begin{matrix} 1 & 0 \\ 0 & 1 \end{matrix}),

F^{H} X^{(0) H} X^{(1)} F = \frac{1}{2} {(\begin{matrix} 11 \\ 1 - j \\ 11 \\ 1 j \end{matrix})}^{H} (\begin{matrix} 1 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 1 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 1 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 1 \end{matrix}) (\begin{matrix} 1 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & - 1 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 1 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & - 1 \end{matrix}) \frac{1}{2} (\begin{matrix} 11 \\ 1 - j \\ 1 - 1 \\ 1 j \end{matrix}) = (\begin{matrix} 0 & 0 \\ 0 & 0 \end{matrix}),

F^{H} X^{(1) H} X^{(0)} F = \frac{1}{2} {(\begin{matrix} 11 \\ 1 - j \\ 11 \\ 1 j \end{matrix})}^{H} (\begin{matrix} 1 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & - 1 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 1 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & - 1 \end{matrix}) (\begin{matrix} 1 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 1 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 1 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 1 \end{matrix}) \frac{1}{2} (\begin{matrix} 11 \\ 1 - j \\ 1 - 1 \\ 1 j \end{matrix}) = (\begin{matrix} 0 & 0 \\ 0 & 0 \end{matrix}),

F^{H} X^{(1) H} X^{(1)} F = \frac{1}{2} {(\begin{matrix} 11 \\ 1 - j \\ 11 \\ 1 j \end{matrix})}^{H} (\begin{matrix} 1 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & - 1 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 1 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & - 1 \end{matrix}) (\begin{matrix} 1 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & - 1 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 1 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & - 1 \end{matrix}) \frac{1}{2} (\begin{matrix} 11 \\ 1 - j \\ 1 - 1 \\ 1 j \end{matrix}) = (\begin{matrix} 1 & 0 \\ 0 & 1 \end{matrix}) .

频率空间中的训练序列是

P_{k}^{(m)} = X_{k, k}^{(m)},

从而发射的信号(即在IFFT之后)是

P_{k}^{(m)} = Σ_{l = 0}^{k - 1} P_{l}^{(m)} \frac{1}{\sqrt{K}} \exp (j 2 πkl / K),

给出

P_{k}^{0} = {2,0,0,0}

和

P_{k}^{(1)} = {0,0,2,0} .

由于它们具有差的峰值-平均功率比(为4)，这些序列最好被加扰。通过利用Chu序列

c_{k} = \exp (j 2 π k^{2} 3 / 8) = {1, \frac{- 1 + j}{\sqrt{2}}, - 1, \frac{- 1 + j}{\sqrt{2}}},

可产生新的训练序列

{\tilde{X}}_{k, k}^{(m)} = c_{k} X_{k, k}^{(m)},

即，

{\tilde{X}}_{k, k}^{(0)} = {1, \frac{- 1 + j}{\sqrt{2}}, - 1, \frac{- 1 + j}{\sqrt{2}}}

和

{\tilde{X}}_{k, k}^{(1)} = {1, \frac{1 - j}{\sqrt{2}}, - 1, \frac{1 - j}{\sqrt{2}}} .

同样利用等式(1)可证明这些序列是正交的：

F^{H} X^{(0) H} X^{(0)} F = \frac{1}{2} {(\begin{matrix} 11 \\ 1 - j \\ 11 \\ 1 j \end{matrix})}^{H} (\begin{matrix} 1 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & \frac{- 1 - j}{\sqrt{2}} & 0 & 0 \\ 0 & 0 & - 1 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & \frac{- 1 - j}{\sqrt{2}} \end{matrix}) (\begin{matrix} 1 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & \frac{- 1 + j}{\sqrt{2}} & 0 & 0 \\ 0 & 0 & - 1 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & \frac{- 1 + j}{\sqrt{2}} \end{matrix}) \frac{1}{2} (\begin{matrix} 11 \\ 1 - j \\ 1 - 1 \\ 1 j \end{matrix}) = (\begin{matrix} 1 & 0 \\ 0 & 1 \end{matrix}),

F^{H} X^{(0) H} X^{(1)} F = \frac{1}{2} {(\begin{matrix} 11 \\ 1 - j \\ 11 \\ 1 j \end{matrix})}^{H} (\begin{matrix} 1 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & \frac{- 1 - j}{\sqrt{2}} & 0 & 0 \\ 0 & 0 & - 1 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & \frac{- 1 - j}{\sqrt{2}} \end{matrix}) (\begin{matrix} 1 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & \frac{1 - j}{\sqrt{2}} & 0 & 0 \\ 0 & 0 & - 1 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & \frac{1 - j}{\sqrt{2}} \end{matrix}) \frac{1}{2} (\begin{matrix} 11 \\ 1 - j \\ 1 - 1 \\ 1 j \end{matrix}) = (\begin{matrix} 0 & 0 \\ 0 & 0 \end{matrix}),

F^{H} X^{(1) H} X^{(0)} F = \frac{1}{2} {(\begin{matrix} 11 \\ 1 - j \\ 11 \\ 1 j \end{matrix})}^{H} (\begin{matrix} 1 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & \frac{1 + j}{\sqrt{2}} & 0 & 0 \\ 0 & 0 & - 1 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & \frac{1 + j}{\sqrt{2}} \end{matrix}) (\begin{matrix} 1 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & \frac{- 1 + j}{\sqrt{2}} & 0 & 0 \\ 0 & 0 & - 1 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & \frac{- 1 + j}{\sqrt{2}} \end{matrix}) \frac{1}{2} (\begin{matrix} 11 \\ 1 - j \\ 1 - 1 \\ 1 j \end{matrix}) = (\begin{matrix} 0 & 0 \\ 0 & 0 \end{matrix}),

F^{H} X^{(1) H} X^{(1)} F = \frac{1}{2} {(\begin{matrix} 11 \\ 1 - j \\ 11 \\ 1 j \end{matrix})}^{H} (\begin{matrix} 1 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & \frac{1 + j}{\sqrt{2}} & 0 & 0 \\ 0 & 0 & - 1 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & \frac{1 + j}{\sqrt{2}} \end{matrix}) (\begin{matrix} 1 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & \frac{1 - j}{\sqrt{2}} & 0 & 0 \\ 0 & 0 & - 1 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & \frac{1 - j}{\sqrt{2}} \end{matrix}) \frac{1}{2} (\begin{matrix} 11 \\ 1 - j \\ 1 - 1 \\ 1 j \end{matrix}) = (\begin{matrix} 1 & 0 \\ 0 & 1 \end{matrix})

频率空间中的(加扰的)训练序列是

{\tilde{P}}_{k}^{(m)} = {\tilde{X}}_{k, k}^{(m)},

从而(在IFFT之后的)发射信号是

{\tilde{P}}_{k}^{(m)} = Σ_{l = 0}^{K - 1} {\tilde{P}}_{l}^{(m)} \frac{1}{\sqrt{K}} \exp (j 2 πkl / K),

现在给出

{\tilde{P}}_{k}^{(0)} = {\frac{- 1 + j}{\sqrt{2}}, 1, \frac{1 - j}{\sqrt{2}}, 1}

和

{\tilde{P}}_{k}^{(1)} = {\frac{1 - j}{\sqrt{2}}, 1, \frac{- 1 + j}{\sqrt{2}}, 1} .

可看出这些加扰序列现在具有为1的峰值平均功率比。

现在参见图14，图14表示适合于与上述训练序列一起使用的OFDM通信系统800。从而，用户数据流802被输入常规的MIMO发射机处理器804，MIMO发射机处理器804向IFFT部件810提供多个输出，每个IFFT部件810驱动发射一组OFDM符号的一组发射天线812中的相应一个发射天线。MIMO训练序列由部件806提供，或者如同所需那样构成，或者被保存在例如查寻表中。MIMO训练序列被提供给加扰部件808，加扰部件808根据等式3提供加扰序列，加扰的训练序列随后由MIMO处理器804插入将作为OFDM符号传送的数据流中。实际上，训练序列和加扰部件806、808可包含诸如闪速RAM或EPROM之类临时或永久数据存储器。虽然为了清楚起见，表示了两个独立的部件，不过实际上，加扰训练序列很可能被预先计算并保存在本地存储介质中。

继续参见图14，多个接收天线814中的每一个接收来自每个发射天线812信号，接收的信号被传送给FFT部件816，从而被传送给提供输出数据流822的常规MIMO OFDM接收机处理器818。处理器818还接收来自MIMO信道估计部件820的一组MIMO信道估计值。任何常规的最小二乘(LS)算法可被用于MIMO信道估计，利用上述训练序列的本发明的实施例并不要求对常规MIMO OFDM接收机的任何修改(不过照例，接收机需要知道所使用的训练序列)。从而，基于标准的自适应滤波器的信道估计技术可被用于估计每个发射天线的一个或多个信道(取决于接收天线的数目)。

Li等(ibid)描述了最小二乘信道估计技术(采用时域中的开窗技术)的一个例子，图15中图解说明了该技术的概要。该算法的更多细节可参考Li等的论文(在此引为参考)。

更具体地说，图15图解说明具有和参考图7说明的类似的接收信号和训练数据输入的信道参数估计器900。从而，在图15中，采用下述术语：

R_x[n，k] -接收的信号；

t[n，k] -训练序列；

p[n] -接收的信号和训练序列之间的相关矩阵；

Q[n] -训练序列之间的相关矩阵；

h[n，L] -时域中的估计信道的矩阵；

H[n，K] -频域中的估计信道的矩阵；

在图15中，i表示一个发射天线，从而乘法器902形成接收信号和每个(加扰)训练序列的乘积。对于每个发射天线的训练序列(的共轭)执行的该操作的结果被传送给IFFT部件906，IFFT部件906为(与每个发射天线相关的)这些训练序列中的每一个提供时域数据输出，每个时域数据输出包括接收信号和相应的训练序列之间的相关矩阵。名义上一组乘法器904(为了清楚起见，只表示了其中的一个)形成由不同的发射天线发射的训练序列的一组乘积，再一次，这些乘积由IFFT部件908转换到时域，从而形成一组输出矩阵Q_ij。实际上，Q_ij(或者更有效地 Q^-1[n]，以避免矩阵求逆)可被预先计算，因为训练部件的发射数据已知。

来自IFFT部件906、908的输出被提供给MIMO信道估计部件910，MIMO信道估计部件910根据最小二乘(LS)算法操作，从而计算

h[n，L]＝ Q^-1[n] P[n]

从而，来自信道估计部件910的输出包括每个接收天线的一组(时域)信道估计，每个(时域)信道估计用于一个发射天线，这些信道估计被提供给一组FFT部件912、914，为了清楚起见，图15中只表示了其中的两个。这些FFT部件把时域信道估计变换成频域估计，再一次，每个接收天线的(关于一组发射天线的)一组估计值。

如前所述，为了使MSE最小化，相关矩阵 Q[n]应是单位矩阵，这可借助利用等式3得到的训练序列来实现。从而，本发明的实施例不需要对常规接收机的任何修改。

图16表示根据本发明的实施例的配置成使用训练序列的OFDM发射机1000的一个例子。一般地说，在数据域中进行大部分的信号处理，只对最终的RF级进行到模拟信号的转换。

在图16中，两个发射天线1002a，b由相应的RF级1004a，b驱动，RF级一般包括上变频器，功率放大器和开窗滤波器(可选)。RF级由相应的数-模转换器1006a，b的I输出和Q输出驱动，数-模转换器1006a，b接收来自数字信号处理器(DSP)1008的输入。在给DSP 1008的输入1010上提供用于传输的数字数据。

DSP 1008通常包括一个或多个处理器1008a和工作存储器1008b，并且具有耦接DSP和永久程序和数据存储器1014，例如闪速RAM或ROM的数据、地址和控制总线1012。存储器1014保存控制DSP 1008提供OFDM功能的处理器控制代码，特别是IFFT代码1014a，循环前缀附加代码1014b，训练序列插入代码1014c，和块纠错(例如Reed-Solomon)及ST编码代码1014d。这里连同序列插入代码1014c一起，存储器1014还保存训练序列数据，用于包含在从天线1002a，b传送的OFDM符号中，以便由互补的OFDM接收机进行信道估计。如图所示，保存在存储器1014中的一些或全部数据和/或代码可在可拆卸的存储介质1016或者在某一类似的数据载体上提供。虽然图16中只表示了两个发射天线，不过本领域的技术人员会认识到实际上可以采用更多的发射天线，例如4、6或8个天线。

图17图解说明上述训练序列的模拟性能与根据Barhumi等(ibid)确定的训练序列的比较。特别地，图14表示具有64个子载波(其中的52个子载波如同在例如IEEE802.11a中那样被使用)，并且具有两个发射天线的系统的均方差(MSE)(y轴)和接收信号-噪声比(S/N)(dB)的曲线图。接收机包含一个最小二乘信道估计器，并且假定信道长度为16个样本，尽管在该模拟中，实际的信道是平坦的(即，一个样本长)。曲线1100对应于根据Barhumi等确定的训练序列，曲线1102对应于如上所述根据本发明的一个实施例确定的训练序列。可看出在本例中，根据本发明的一个实施例确定的训练序列提供显著的性能改进。

上述技术适用于具有多个发射天线的OFDM通信系统，例如MIMO系统。该技术既适和于终端，又适用于基站或接入点，并不局限于采用OFDM通信的任何现有标准。

毫无疑问，本领域的技术人员易于想到许多其它有效的备选方案。本发明并不局限于所说明的实施例，包含在附加的权利要求的精神和范围内对本领域的技术人员来说明显的修改。

Claims

1、一种从使用多个发射天线的OFDM发射机发射的OFDM信号，通过在来自每个天线的信号中包括基本正交的训练序列数据，所述OFDM信号适合于与所述发射天线相关的信道的信道估计，所述训练序列数据来源于每个所述发射天线的长度为K的基本正交的训练序列，所述OFDM信号具有至少一个空的子载波，所述正交的训练序列基于下述一系列的值构成

X^m _k＝exp(-j2πkm/M)

这里k标示所述序列中的一个值，m标示一个发射天线，M是发射天线的数目。

2、按照权利要求1所述的OFDM信号，其中K＝n ML，这里L是正整数，n是大于1的正整数。

3、按照权利要求1或2所述的OFDM信号，其中所述正交训练序列基于加扰的所述一系列的值X_k ^m。

4、按照权利要求3所述的OFDM信号，其中包括所述训练序列数据的所述OFDM信号的部分具有基本为1的峰值-平均功率比。

5、按照权利要求1、2、3或4所述的OFDM信号，其中所述索引k标示所述OFDM信号的子载波。

6、按照权利要求1、2、3、4或5所述的OFDM信号，其中所述索引k标示所述OFDM子载波的OFDM符号。

7、按照权利要求2-6任意之一所述的OFDM信号，其中L等于采样周期中所述OFDM符号的循环扩展的长度。

8、一种包括用于多个发射天线的信道估计的训练序列数据的OFDM信号，所述训练序列数据基于由exp(-j2πkm/M)的值定义的长度为K的训练序列，其中M是发射天线的数目，k标示所述序列中的值，m标示发射天线，其中k＝n ML，这里L是正整数，n是大于1的正整数，更特别地n是2的正整数次方。

9、一种配置成发射按照权利要求1-8任意之一所述的OFDM信号的OFDM发射机。

10、一种包含按照权利要求9所述的发射机和配置成接收OFDM信号的OFDM接收机的OFDM数据传输系统。

11、一种携带按照权利要求1-8任意之一中定义的用于一组所述发射天线的训练序列数据的数据载体。

12、一种具有多个发射天线的OFDM发射机，所述OFDM发射机被配置成从每个所述发射天线发射基于训练序列的训练序列数据，用于所述天线的所述训练序列数据所基于的所述训练序列在时域中定义至少两个脉冲，并且被这样构成以致：

i)所述训练序列基本相互正交；

ii)所述训练序列使得接收机能确定与每个所述发射天线相关的信道的信道估计；

iii)满足ii)所需的每个所述训练序列的最小长度基本上线性取决于发射天线的数目；和

iv)在发射天线的数目给定的情况下，时域中的所述脉冲的间隔被最大化。

13、一种具有多个发射天线的OFDM发射机，所述OFDM发射机被配置成从每个所述发射天线发射基于具有下述值的训练序列的训练序列数据

X^m _k＝exp(-j2πkm/M)

其中k标示所述训练序列中的值，m标示所述发射天线，M是发射天线的数目。

14、按照权利要求12或13所述的OFDM发射机，其中所述训练序列数据基于加扰的所述训练序列。

15、按照权利要求14所述的OFDM发射机，其中所述加扰的所述训练序列被选择成提供近似为1的发射功率的峰值-平均值比。

16、按照权利要求12、13、14或15所述的OFDM发射机，其中等于所述训练序列的长度的可能的正交载波的总数中的一个或多个子载波实质上未被使用。

17、当运行时，实现按照权利要求9和12-16任意之一所述的OFDM发射机的处理器控制代码和训练序列数据。

18、一种携带按照权利要求17所述的处理器控制代码和数据的载体。

19、一种配置成从预定数目M的发射天线发射OFDM信号的OFDM发射机，OFDM发射机包括：

保存用于所述多个天线中的每个天线的训练序列数据的数据存储器；

保存处理器可实现的指令的指令存储器；和

与所述数据存储器耦接并与所述指令存储器耦接，以便根据所述指令读取并处理所述训练序列数据的处理器，所述指令包括控制处理器执行下述动作的指令：

读取用于每个天线的所述训练序列数据；

反向傅里叶变换用于每个天线的所述训练序列数据；

向所述傅里叶变换后的数据提供循环扩展，从而产生用于每个天线的输出数据；和

把所述输出数据提供给至少一个数-模转换器以便传输；以及

其中用于所述天线的所述训练序列数据包括来源于下述一系列值的数据

X^m _k＝exp(-j2πkm/M)

其中m标示所述天线，k标示所述序列中的值。

20、按照权利要求19所述的OFDM发射机，其中所述训练序列数据基于加扰的一系列值c_kX_k ^m，其中c_k表示由k标示的加扰序列中的一个值。

21、按照权利要求19或20所述的OFDM发射机，其中所述反向傅里叶变换产生多个OFDM子载波，其中所述OFDM信号忽略一个或多个所述子载波。

22、一种携带按照权利要求19、20或21所述的用于每个天线的训练序列数据的数据载体。

23、按照权利要求22所述的数据载体，还包括所述处理器可实现的指令。

24、一种向来自具有给定数目的发射天线的OFDM发射机的OFDM信号提供用于确定每个所述发射天线的信道估计的训练序列数据的方法，所述方法包括：

把用于每个所述发射天线的训练序列数据插入所述OFDM信号中，所述训练序列数据来源于每个所述天线的长度为K的正交训练序列，所述正交训练序列被这样构成，即确定与每个所述发射天线相关的至少一个信道的信道估计需要的最低要求的序列长度K与所述发射天线的数目线性相关，每个所述正交训练序列定义时域中的脉冲，所述方法还包括构成所述序列，使得对于所述给定数目的发射天线，所述时域中的所述脉冲的间隔基本上达到最大。

25、按照权利要求24所述的方法，还包括从训练序列数据存储器取回所述训练序列数据。

26、按照权利要求24或25所述的方法，其中所述正交训练序列基于下述一系列值

X^m _k＝exp(-j2πkm/M)

这里k标示所述序列中的一个值，m标示一个发射天线，M是发射天线的所述数目。

27、按照权利要求26所述的方法，其中所述正交训练序列基于加扰的所述一系列的值X_k ^m。

28、按照权利要求27所述的方法，其中包括所述训练序列数据的所述OFDM信号的部分具有基本为1的峰值-平均功率比。

29、按照权利要求24-28任意之一所述的方法，其中所述OFDM信号包括一个或多个空的子载波。

30、一种携带按照权利要求24-29任意之一所述的用于每个所述发射天线的训练序列数据的数据载体。