KR20060104561A - 광대역 무선 통신 시스템에서 안테나 선택 다이버시티 장치및 방법 - Google Patents

광대역 무선 통신 시스템에서 안테나 선택 다이버시티 장치및 방법 Download PDF

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KR20060104561A
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구영모
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Abstract

본 발명은 복수의 안테나를 사용하는 광대역 무선 통신 시스템의 수신기에서 안테나 다이버시티(Antenna Diversity)를 향상시킬 수 있는 다이버시티 장치 및 방법에 대한 것으로서, 본 발명의 수신기는 주기적인 프리앰블 파일럿 패턴을 통해 전송되는 프리앰블 데이터를 수신한다. 본 발명에서는 다이버시티 장치가 구비된 수신기에서 다중 아날로그 프론트 엔드(Multi Analog Front End)를 사용하는 구성과, 단일 아날로그 프론트 엔드(Single Analog Front End)를 사용하되 수신기의 FFT 후단에서 각 안테나의 수신 전력/CINR을 측정하는 구성과, 마지막으로 수신기에 상기 단일 아날로그 프론트 엔드를 사용하며, 수신기의 A/D 변환기의 후단에서 FFT를 수행하지 않고도 각 안테나의 수신 전력을 측정하는 구성을 제안한다. 상기 측정된 안테나별 수신 전력/CINR은 수신 안테나의 선택시 이용된다. 상기한 본 발명에 의하면, 프리앰블 데이터가 포함된 일정 패턴의 파일럿 신호를 전송하는 OFDM 및/또는 OFDMA 통신시스템의 수신기에서 적절한 주파수 변조 과정을 통해 기존의 안테나 선택 다이버시티에 비해 향상된 성능을 가진 수신기를 저 비용으로 구현할 수 있다.
안테나 다이버시티, 선택, 아날로그 프론트 엔드, OFDM, IEEE802.16e

Description

광대역 무선 통신 시스템에서 안테나 선택 다이버시티 장치 및 방법{ANTENNA SELECTION DIVERSITY APPARATUS AND METHOD IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 수신기에 종래 안테나 선택 다이버시티 기법이 적용된 광대역 무선 통신 시스템의 구성을 도시한 도면
도 2는 종래 안테나 선택 다이버시티 기법이 적용된 수신기에서 안테나 스위칭 타임을 도시한 도면
도 3은 본 발명에 따른 안테나 선택 다이버시티 기법이 적용된 수신기에서 안테나 스위칭 타임을 도시한 도면
도 4는 본 발명의 일 관점에 따른 안테나 선택 다이버시티 방법에 적용되는 프리앰블 파일럿 패턴을 도시한 도면
도 5는 본 발명의 다른 관점에 따른 안테나 선택 다이버시티 방법에 적용되는 프리앰블 파일럿 패턴을 도시한 도면
도 6은 본 발명의 실시예1에 따른 안테나 선택 다이버시티 장치가 구비된 수신기의 구성을 도시한 블록도
도 7은 본 발명의 실시예1에 따른 안테나 선택 다이버시티 과정을 도시한 순서도
도 8은 본 발명의 실시예2에 따른 안테나 선택 다이버시티 장치가 구비된 수 신기의 구성을 도시한 블록도
도 9는 본 발명의 실시예2에 따른 안테나 선택 다이버시티 과정을 도시한 순서도
도 10은 본 발명의 실시예3에 따른 안테나 선택 다이버시티 장치가 구비된 수신기의 구성을 도시한 블록도
도 11은 본 발명의 실시예3에 따른 안테나 선택 다이버시티 과정을 도시한 순서도
도 12는 본 발명에 따라 짝수 번째 부반송파들의 전력을 추정하기 위한 필터 계수의 일 예를 도시한 파형도
도 13은 본 발명에 따라 IEEE 802.16e의 프리앰블을 위한 전력 추정용 필터 계수의 일 예를 도시한 파형도
본 발명은 광대역 무선 통신 시스템의 다이버시티 장치 및 방법에 대한 것으로서, 특히 복수의 안테나를 사용하는 광대역 무선 통신 시스템의 수신기에서 안테나 다이버시티(Antenna Diversity)를 향상시킬 수 있는 다이버시티 장치 및 방법에 대한 것이다.
통상적으로 무선 통신 시스템의 대표적인 예로는 이동통신 시스템을 들 수 있다. 이러한 이동통신 시스템은 음성 통신을 기반으로 발전하였다. 상기 이동통신 시스템은 사용자들의 요구와 기술의 비약적인 발전에 힘입어 일반적인 음성 서비스는 물론 이동 단말로 이메일이나 정지 영상은 물론 동영상과 같은 대용량의 디지털 데이터 전송이 가능한 광대역 데이터 서비스를 제공하는 단계에 이르고 있다. 광대역 데이터 서비스를 수용하기 위한 대표적인 광대역 무선 통신 시스템의 하나로 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing : 이하, "OFDM") 시스템을 들 수 있다.
상기 OFDM 시스템의 전송 방식은 직렬로 입력되는 심볼(Symbol)열을 병렬로 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 부반송파를 통해 변조하여 전송하는 방식으로 1990년대 초반 이후 VLSI(Very Large Scale Integration) 기술의 발전에 따라서 각광 받기 시작하였다. 일반적으로 OFDM 전송 방식은 복수의 부반송파(subcarrier)를 이용하여 데이터를 변조시키며, 각각의 부반송파는 상호 직교성(orthogonality)을 유지하여 기존 단일 반송파 전송 방식(single carrier modulation scheme)에 비해 주파수 선택적 다중 경로 페이딩 채널(frequency selective multipath fading channel)에 강한 특성을 보인다.
상기 OFDM 전송 방식에서는 각각의 OFDM 심볼 전단에 CP(Cyclic Prefix)를 부가하여 전송함으로써 이전 심볼로부터의 간섭 성분(InterSymbol Interference : ISI)과 채널간 간섭을 제거할 수 있으며, 이와 같은 간섭에 강한 특성은 OFDM 전송 방식을 광대역 고속 통신에 적합한 전송 방식이 되도록 한다. 따라서 휴대 인터넷 등 광대역 서비스에서는 높은 수신 품질과 고속의 송수신을 보장할 수 있는 전송 기법으로 상기 OFDM 전송 방식이 주목되고 있다.
그리고 상기 OFDM 방식에 기반한 대표적인 다중 접속 방식으로 직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access : 이하, "OFDMA") 방식이 제안되었으며, 상기 OFDMA 방식은 OFDM 심벌(Symbol)을 다수의 부반송파에 나누어 실은 후, 다수의 부반송파를 하나의 부채널(Sub-channel)로 묶어 전송한다. 그리고 상기 OFDMA 방식을 광대역 무선 통신 시스템에 적용한 예가 IEEE 802.16a, 와이브로(Wibro) 또는 802.16e 시스템이다. 이하 광대역 무선 통신 시스템이라 함은 IEEE 802.16e, 와이브로 등 OFDM 및/또는 OFDMA 시스템을 사용하는 무선 통신 시스템을 포함하는 의미로 해석하기로 한다.
한편 광대역 무선 통신 시스템에서 더욱 증가되는 고속 데이터 전송의 요구를 수용하기 위해 기지국과 단말기에 다중 안테나를 사용하는 각종 통신 기법이 제안되고 있다. 일 예로, CDMA 시스템의 최대 비율 컴바이닝(Maximum Ratio Combining)을 수행하는 코히러런트 컴바이닝(Coherent Combining) 기법은 각 안테나의 채널 정보를 이용하여 안테나의 신호들에 위상(Phase) 변화와 가중치를 주어 신호 대 잡음비가 최대가 되도록 한다. 이 방법은 수신 성능 개선 면에서는 우수하나 수신기에서 채널 정보 측정과 가중치 계산 등의 추가과정이 요구되므로 수신기의 복잡도가 증가한다.
다중 안테나를 사용하는 또 다른 예로 수신기에서 안테나를 선택하는 안테나 선택 다이버시티(Antenna Selection Diversity) 기법이 있다. 이 방법은 수신기에 구비된 복수의 안테나 중 수신 신호 파워가 가장 큰 안테나를 선택하고, 선택된 안 테나를 통해서 변조(Demodulation) 등의 신호 처리를 수행하도록 한다. 이 경우 안테나 선택 후에는 선택된 안테나만 사용하므로 다중 안테나의 출력을 결합하는 상기 코히러런트 컴바이닝 기법에 비하여 수신기의 구현이 간소화된다.
도 1은 수신기에 종래 안테나 선택 다이버시티 기법이 적용된 광대역 무선 통신 시스템의 구성을 도시한 도면이다. 도 1에서 송신기(100a)과 수신기(100b)은 각각 기지국 또는 단말의 일방이 될 수 있다. 이하에서는 설명의 편의상 송신기(100b)은 기지국에 해당되고, 수신기(100b)은 단말에 해당되며, 적용되는 무선 통신 시스템은 OFDM 시스템으로 가정하여 설명하기로 한다.
먼저 송신기(100a)에서 단말로 전송하고자 하는 정보 비트는 도시되지 않은 에러 정정을 위한 부호화기를 통해 부호화된 후, 변조기(101)로 입력된다. 상기 변조기(101)는 QPSK, 16QAM, 64QAM 등 미리 정해진 변조 방식에 따라 부호화된 정보 비트를 변조한 후, 심볼 매핑기(103)으로 출력한다. 상기 심볼 매핑기(103)는 입력 데이터를 해당 주파수축 부반송파 인덱스와 시간축 OFDM 심볼 인덱스로 정렬하고 OFDM 심볼의 부반송파들에 입력 데이터를 매핑하여 역고속 푸리에 변환기(Inverse Fast Fourier Transform : 이하, "IFFT")(105)로 출력한다.
도 1에는 도시되지 않았으나 직렬 변조 심볼들은 IFFT(105)로 출력되기 전에 병렬 변조 심볼들로 변환된 후, 파일럿 심볼이 삽입된다. 상기 IFFT(105)는 병렬 변조 심볼들에 대해 N-포인트 IFFT를 수행하고, CP 삽입기(107)는 정해진 보호구간마다 심볼 및/또는 채널간 간섭을 방지하도록 CP를 삽입하여 D/A 변환기(109)로 출력한다. 상기 D/A 변환기(109)로부터 아날로그 신호로 변환된 심볼열은 RF 모듈 (111)을 통해 RF 처리된 후, 안테나(113)를 통해 무선망으로 송출된다.
수신기(100b)은 기지국으로부터 전송된 OFDM 심볼열을 제1 및 제2 안테나(115, 117) 중 선택된 하나를 통해 수신한다. 도 1에서는 제1 안테나(115)를 통해 OFDM 심볼열을 수신하는 것으로 가정하기로 한다. 수신된 OFDM 심볼열은 RF 모듈(121)를 통해 RF 처리된 후, 곱셈기(123)를 통해 정현파 신호
Figure 112005016974860-PAT00001
를 곱하여 fc로 복조한다. 여기서 fc는 부반송파의 중심 주파수를 의미한다. 복조된 OFDM 심볼열은 A/D 변환기(125)를 통해 디지털 신호로 변환된 후, CP 제거기(127)로 출력되어 보호구간에 삽입된 CP가 제거된다. 한편 CP가 제거된 OFDM 심볼열은 병렬 신호로 변환되어 고속 푸리에 변환기(Fast Fourier Transform : 이하, "FFT")(129)로 입력된다.
상기 병렬 OFDM 심볼열은 상기 FFT(129)를 통해 주파수 영역의 신호로 변환되고, 복조기(131)를 통해 QPSK, 16QAM, 64QAM 등의 수행된 변조 방식에 맞추어 복조를 수행하고 부호화된 정보 비트를 출력한다. 그리고 부호화된 정보 비트는 원래 신호로 복원된다. 한편 도 1에서 A/D 변환기(125)의 출력은 전력 계산기(133)로 전달되고, 전력 계산기(133)는 프리앰블(Preamble) 구간내의 제1 및 제2 안테나(115, 117)를 도 2와 같이 스위칭한다.
도 2는 종래 안테나 선택 다이버시티 기법이 적용된 수신기에서 안테나 스위칭 타임을 도시한 도면이다. 도 2를 살펴보면, 프리앰블 구간(21) 내에서 스위칭 타임0에는 제1 안테나(ANT1)(115)에 대한 전력 계산을 수행한다. 그리고 스위칭 타 임1에는 제2 안테나(ANT2)(117)에 대한 전력 계산을 수행한다. 각 안테나의 수신 전력은 안테나 선택기(135)로 전달되고, 안테나 선택기(135)는 이중 수신 전력이 높은 안테나가 수신 안테나로 선택되도록 스위치(119)를 제어한다.
일반적으로 OFDM 및/또는 OFDMA 시스템에서 프리앰블은 타임 옵셋(Time-offset) 추정, 부반송파 주파수(Carrier frequency) 추정 등의 동기 및 채널 추정에 광범위하게 사용된다. 그러나 종래 안테나 선택 다이버시티 기법에 의하면, 도 2와 같이 프리앰블 구간(21)을 분할하여 안테나(115, 117)의 수신 전력을 측정하여 단말이 프리앰블 데이터를 이용할 수 없는 문제점이 발생된다.
본 발명의 목적은 프리앰블 데이터를 이용하면서 안테나 선택 다이버시티를 수행하는 광대역 무선 통신 시스템의 수신 장치 및 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 다중 아날로그 프론트 엔드를 사용하는 수신기에 적용되는 광대역 무선 통신 시스템의 안테나 선택 다이버시티 장치 및 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 단일 아날로그 프론트 엔드를 사용하는 수신기에 적용되는 광대역 무선 통신 시스템의 안테나 선택 다이버시티 장치 및 방법을 제공하는 것이다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 장치는 광대역 무선 통신 시스템의 수신 장치에 있어서, 소정 부반송파 간격을 두고 전송되는 프리앰블 데이터가 포함된 파일럿 신호를 수신하는 복수의 안테나와, 상기 복수의 안테나로부터 출력되는 상기 파일럿 신호를 각각 디지털 신호로 변환하는 복수의 아날로그/디지털 변환기와, 상기 복수의 아날로그/디지털 변환기의 출력 경로로부터 안테나별 수신 전력과 CINR 중 적어도 하나가 포함된 안테나 선택 정보를 측정하는 전력/CINR 계산기와, 상기 안테나 선택 정보를 근거로 최적의 안테나의 접속이 이루어지도록 제어하는 안테나 선택기를 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.
또한 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 장치는 광대역 무선 통신 시스템의 수신 장치에 있어서, 소정 부반송파 간격을 두고 전송되는 프리앰블 데이터가 포함된 파일럿 신호를 수신하는 복수의 안테나와, 상기 파일럿 신호가 전송되는 부반송파간 거리에 따라 안테나별 수신 신호를 서로 다른 주파수로 복조하는 복조기와, 상기 안테나별 수신 신호를 고속 푸리에 변환하는 고속 푸리에 변환기와, 상기 고속 푸리에 변환기의 출력 신호로부터 안테나별 수신 전력과 CINR 중 적어도 하나가 포함된 안테나 선택 정보를 측정하는 전력/CINR 계산기와, 상기 안테나 선택 정보를 근거로 최적의 안테나의 접속이 이루어지도록 제어하는 안테나 선택기를 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.
또한 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 장치는 광대역 무선 통신 시스템의 수신 장치에 있어서, 소정 부반송파 간격을 두고 전송되는 프리앰블 데이터가 포함된 파일럿 신호를 수신하는 복수의 안테나와, 상기 파일럿 신호가 전송되는 부반송파간 거리에 따라 안테나별 수신 신호를 서로 다른 주파수로 복조하는 복조기와, 상기 안테나별 수신 신호를 합산하여 디지털 신호로 변환하는 아날로그/디지털 변환기와, 상기 복수의 아날로그/디지털 변환기의 출력 경로로부터 안테나별 수신 전력과 CINR 중 적어도 하나가 포함된 안테나 선택 정보를 측정하는 전력/CINR 계산기와, 상기 안테나 선택 정보를 근거로 최적의 안테나의 접속이 이루어지도록 제어하는 안테나 선택기를 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.
또한 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 방법은 광대역 무선 통신 시스템의 안테나 선택 다이버시티 방법에 있어서, 복수의 안테나를 통해 소정 부반송파 간격을 두고 전송되는 프리앰블 데이터가 포함된 파일럿 신호를 수신하는 과정과, 상기 복수의 안테나로부터 출력되는 상기 파일럿 신호를 각각 복수의 디지털 신호로 변환하는 과정과, 상기 복수의 디지털 신호의 출력 경로로부터 안테나별 수신 전력과 CINR 중 적어도 하나가 포함된 안테나 선택 정보를 획득하는 과정과, 상기 안테나 선택 정보를 근거로 최적의 안테나를 선택하는 과정을 포함하여 이루어짐을 특징으로 한다.
또한 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 방법은 광대역 무선 통신 시스템의 안테나 선택 다이버시티 방법에 있어서, 복수의 안테나를 통해 소정 부반송파 간격을 두고 전송되는 프리앰블 데이터가 포함된 파일럿 신호를 수신하는 과정과, 상기 파일럿 신호가 전송되는 부반송파간 거리에 따라 안테나별 수신 신호를 서로 다른 주파수로 복조하는 과정과, 상기 안테나별 수신 신호를 고속 푸리에 변환하는 과정과, 상기 고속 푸리에 변환기의 출력 신호로부터 안테나별 수신 전력과 CINR 중 적어도 하나가 포함된 안테나 선택 정보를 획득하는 과정과, 상기 안테나 선택 정보를 근거로 최적의 안테나를 선택하는 과정을 포함하여 이루어짐을 특징으로 한 다.
또한 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 방법은 광대역 무선 통신 시스템의 안테나 선택 다이버시티 방법에 있어서, 복수의 안테나를 통해 소정 부반송파 간격을 두고 전송되는 프리앰블 데이터가 포함된 파일럿 신호를 수신하는 과정과, 상기 파일럿 신호가 전송되는 부반송파간 거리에 따라 안테나별 수신 신호를 서로 다른 주파수로 복조하는 과정과, 상기 안테나별 수신 신호를 합산하여 디지털 신호로 변환하는 과정과, 상기 복수의 디지털 신호의 출력 경로로부터 안테나별 수신 전력과 CINR 중 적어도 하나가 포함된 안테나 선택 정보를 획득하는 과정과, 상기 안테나 선택 정보를 근거로 최적의 안테나를 선택하는 과정을 포함하여 이루어짐을 특징으로 한다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 그리고 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.
본 발명의 실시예를 설명하기에 앞서 먼저 도 3 내지 도 5를 참조하여 본 발명의 기본 개념을 설명하기로 한다. 이하 설명에서 안테나의 개수는 편의상 2 개를 가정하여 설명하기로 하며, 전체 안테나의 개수는 3 개 이상으로 설정될 수 있다.
도 3은 본 발명에 따른 안테나 선택 다이버시티 기법이 적용된 수신기에서 안테나 스위칭 타임을 도시한 도면이다. 도 3을 살펴보면, 프리앰블 구간(31)에서 동일한 스위칭 타임1에 제1 안테나(ANT1)에 대한 전력 계산과, 제2 안테나(ANT2)에 대한 전력 계산이 동시에 수행한다. 따라서 본 발명에서는 안테나 스위칭과 관계없이 동일한 프리앰블 구간 내에서 각 안테나에 대한 전력을 계산하고, 선택된 안테나에 해당하는 프리앰블 데이터를 수신할 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 관점에 따른 안테나 선택 다이버시티 방법에 적용되는 프리앰블 파일럿 패턴을 도시한 도면이다.
OFDM 및/또는 OFDMA 시스템은 주어진 주파수 대역에 다중 부반송파를 사용하는 다중 부반송파 신호 전송 방법 중에 하나이다. 상기 OFDM 및/또는 OFDMA 시스템은 도 4와 같이 등간격(fd)의 부반송파(f0, f1, f2, ... , fN-1)를 사용하므로 IFFT와 FFT등을 이용하여 효과적으로 구현된다. OFDM 및/또는 OFDMA 통신에서 각 데이터 프레임은 동기화 및 채널추정을 위하여 프리앰블을 데이터 프레임 상단에 삽입하여 전송되게 된다.
이때 동기에 편의를 위하여 프리앰블은 모든 부반송파를 사용하는 대신 일부의 등간격을 가지는 부반송파를 사용하게 된다. 이 경우 시간 영역에서 반복 패턴이 생기므로 시간 및 주파수 동기를 잡는 데 용이하다. 도 4는 짝수 번째 부반송파(fo, f2, f4, ...)를 프리앰블에 사용한 예이다.
도 4를 살펴보면, 제1 안테나(ANT1)는 짝수 번째 부반송파(fo, f2, f4, ...)를 통해 파일럿 정보가 포함된 프리앰블을 수신하고, 제2 안테나(ANT2)는 홀수 번 째 부반송파(f1, f3, f5, ...)를 통해 "0"을 수신한다. 따라서 일 관점에 따른 수신기는 안테나 선택과 상관없이 짝수번 째 부반송파(fo, f2, f4, ...)로 전송되는 프리앰블을 수신할 수 있어야 한다. 역으로 홀수번 째 (f1, f3, f5, ...)를 통해 프리앰블을 전송하고, 짝수번 째 부반송파(fo, f2, f4, ...)를 통해서는 "0"을 전송하도록 하는 것도 가능하다.
도 5는 본 발명의 다른 관점에 따른 안테나 선택 다이버시티 방법에 적용되는 프리앰블 파일럿 패턴을 도시한 도면이다.
이 경우 또한 OFDM 및/또는 OFDMA 시스템은 도 5와 같이 등간격(fd)의 부반송파(f0, f1, f2, ... , fN-1)를 사용하므로 IFFT와 FFT등을 이용하여 효과적으로 구현된다. 다만 도 5는 IEEE802.16e의 프리앰블 파일럿 패턴을 도시한 것으로 기지국은 부반송파 간의 거리 3(3fd)을 가지는 프리앰블을 송신하고, 단말기는 제1 내지 제3 안테나(ANT1, ANT2, ANT3)를 이용하여 기지국과 단말기간의 채널정보를 측정하게 된다.
따라서 본 다른 관점에 따른 수신기는 프리앰블이 도 5와 같이 전송되는 경우 안테나 선택과 상관없이 예컨대, 제1 안테나(ANT1)는 3의 배수로 결정되는 부반송파(f0, f3, f6, ...)를 통해 프리앰블을 수신하고, 제2 및 제3 안테나(ANT2, ANT3)는 "0"을 수신한다. 동일한 방식으로 부반송파(f1, f4, f7, ...) 또는 부반송 파(f2, f5, f9, ...)를 통해 프리앰블을 송수신하는 것도 가능하다. 즉 이 경우 파일럿 부반송파 간의 거리가 3이므로 fc+fd 또는 fc+2fd를 사용하는 추가적인 2개의 안테나를 사용할 수 있다. 따라서 도 5의 경우 총 3개의 안테나에 단일 아날로그 프론트 엔드를 이용하여 안테나 선택 다이버시티 기술을 적용할 수 있다. 결국 프리앰블의 파일럿 부반송파 간의 거리만큼 본 발명을 이용하여 단일 아날로그 프론트 엔드를 사용할 수 있다.
후술할 본 발명의 실시예1 내지 3은 각각 도 4 또는 도 5와 같은 프리앰블 파일럿 패턴을 통해 전송되는 프리앰블 데이터를 수신한다. 여기서 실시예1은 수신기에 다중 아날로그 프론트 엔드(Multi Analog Front End)를 사용하는 구성이고, 실시예2는 수신기에 단일 아날로그 프론트 엔드(Single Analog Front End)를 사용하되 수신기의 FFT 후단에서 각 안테나의 수신 전력을 측정하는 구성이다. 마지막으로 실시예3은 수신기에 상기 단일 아날로그 프론트 엔드를 사용하며, 수신기의 A/D 변환기의 후단에서 FFT를 수행하지 않고도 각 안테나의 수신 전력을 측정하는 구성이다.
상기 실시예1 내지 3은 각각 하기 도 6, 도 8 및 도 10의 제안된 구성을 통해 설명되며, 본 발명의 안테나 선택 다이버시티 장치는 기지국과 단말기 모두의 수신기에 사용 가능하며, 편의상 단말기를 기준으로 설명하기로 한다. 그리고 본 발명의 수신기에 대응되는 송신기는 도 1에서 설명한 송신기(110a) 구성을 이용하되 그 프리앰블 파일럿 패턴은 파일럿 신호가 전송되는 부반송파간 거리에 따라 도 4 또는 도 5에서 설명한 패턴을 가지며, 편의상 안테나의 개수는 2 개인 경우를 가정하여 설명하기로 한다.
도 6은 본 발명의 실시예1에 따른 안테나 선택 다이버시티 장치가 구비된 수신기의 구성을 도시한 블록도이다.
도 6에서 A/D 변환기(607)는 제1 안테나(ANT1)에 대한 제1 아날로그 프론트 엔드를 구성하며, A/D 변환기(615)는 제2 안테나(ANT2)에 대한 제2 아날로그 프론트 엔드를 구성한다. 여기서 아날로그 프론트 엔드의 개수는 안테나의 개수에 대응되게 증가된다. 도 6에서 제1 및 제2 아날로그 프론트 엔드는 안테나 선택과 상관없이 해당 안테나를 통해 전달되는 프리앰블 데이터를 수신한 후, 디지털 신호로 변환하여 버퍼(617)로 출력한다. 따라서 프리앰블 구간에서 각 안테나(ANT1, ANT2)의 스위칭 타임은 안테나 선택기(627)를 통해 도 3과 같이 설정된다. 그리고 전력/CINR(Carrier to Interference Ratio) 계산기(625)는 각 안테나(ANT1, ANT2)와 제1 및 제2 아날로그 프론트 엔드를 통해 수신된 신호의 전력을 측정하거나 FFT(623)의 출력 신호로부터 안테나별 수신 신호의 CINR을 추정한다. 이하 상기 안테나별 수신 전력의 크기와 CINR 정보를 안테나 선택 정보라 칭하기로 한다.
각 안테나(ANT1, ANT2)의 수신 전력은 안테나 선택기(135)로 전달된다. 안테나 선택기(135)는 바람직하게 이중 수신 전력 또는 CINR이 높은 안테나가 수신 안테나로 선택되도록 스위치(SW1, SW2)(601, 609)를 제어함과 아울러 버퍼(617)에 저장된 해당 안테나의 프리앰블 데이터가 복조기(625)로 출력되도록 제어한다. 상기 안테나별 수신 전력 또는 CINR 정보는 선택적으로 이용할 수 있다.
도 7은 본 발명의 실시예1에 따른 안테나 선택 다이버시티 과정을 도시한 순서도로서, 도 7의 과정을 도 6의 구성을 참조하여 설명하기로 한다.
먼저 도 6의 수신기는 프리앰블 구간에 도 3과 같이 각 안테나(ANT1, ANT2)의 스위칭 타임을 설정한다. 이 경우 스위치(SW1, SW2)(601, 609)는 복수의 안테나(ANT1, ANT2)와 해당 아날로그 프론트 엔드를 연결시키도록 스위칭 된다. 701 단계에서 각 안테나(ANT1, ANT2)를 통해서는 프리앰블 데이터가 포함된 파일럿 신호(심볼)이 수신된다. 수신된 파일럿 신호는 각각 RF 모듈(603, 611)를 통해 RF 처리된 후, 곱셈기(605, 613)를 통해 정현파 신호
Figure 112005016974860-PAT00002
가 곱해져 복조된다. 여기서 fc는 부반송파의 중심 주파수를 의미한다. 복조된 파일럿 신호는 703 단계에서 A/D 변환기(607, 615)를 통해 각각 디지털 신호로 변환된 후, 버퍼(617)에 해당 안테나에 대응되는 프리앰블 데이터로 저장된다.
한편 705 단계에서 전력/CINR 계산기(625)는 각 아날로그 프론트 엔드로부터 출력된 신호의 전력, 즉 각 안테나의 수신 전력을 측정하거나 FFT(623)의 출력 신호로부터 안테나별 수신 신호의 CINR을 추정한다. 707 단계에서 상대적으로 수신 전력 또는 CINR이 높은 하나의 안테나를 선택한다. 그리고 안테나 선택기(627)는 선택된 안테나의 프리앰블 데이터가 복조기(623)로 전달되도록 버퍼(617)를 제어함과 아울러 해당 안테나와 연결된 스위치(601 or 609)를 선택적으로 온 구동시킨다. 이후 709 단계에서 수신기는 선택된 안테나를 통해서만 데이터를 수신한다. 즉 A/D 변환기를 통해 디지털 신호로 변환된 수신 신호는 CP 제거기(619)로 출력되어 보호 구간에 삽입된 CP가 제거된다. 그리고 CP가 제거된 신호는 FFT(623)를 통해 복조기(625)로 전달되고, 복조기(625)는 상기 709 단계에서 전달된 프리앰블 데이터에 따라 정해진 복조 동작을 수행한다.
도 8은 본 발명의 실시예2에 따른 광대역 무선 통신 시스템의 안테나 선택 다이버시티 장치의 구성을 도시한 블록도이다.
본 실시예는 다중 안테나 기술을 효율적으로 구현하기 위해 실시예1에서와 같이 안테나 개수에 따라 증가되는 다중 아날로그 프론트 엔드를 사용하지 않고, 파일럿 신호가 전송되는 부반송파간 거리를 고려하여 RF 영역의 복조를 달리 수행하는 다중 안테나 시스템을 단일 아날로그 프론트 엔드로 구현한 것이다. 도 8에서 A/D 변환기(815)는 제1 및 제2 안테나(801, 807)에 대해 단일 아날로그 프론트 엔드를 구성한다. 또한 본 실시예는 프리앰블에 사용되지 않는 부반송파가 있음을 주목하고, 상기 부반송파간 거리를 고려한 RF 영역의 복조를 수행하여 단일 아날로그 프론트 엔드를 가지고 복수의 안테나에 대한 정보를 얻는다. 상기 안테나에 대한 정보는 각 안테나의 수신 신호 크기, 즉 채널 전력과 CINR 정보 중 적어도 하나를 포함한다.
먼저 도시되지 않은 송신기로부터 프리앰블 데이터가 짝수 번째 부반송파를 통해 전송되는 경우를 가정하면, 사용 가능한 부반송파는 하기 <수학식 1>과 같다.
Figure 112005016974860-PAT00003
상기 <수학식 1>에서 n은 부반송파의 인덱스,
Figure 112005016974860-PAT00004
, N은 전체 부반송파의 개수, fc는 중심 주파수, fd는 부반송파 간의 거리를 나타낸다. 따라서 짝수 번째 부반송파인
Figure 112005016974860-PAT00005
을 통해서는 파일럿 정보가 전달되고, 홀수 번째 부반송파인
Figure 112005016974860-PAT00006
에는 "0"이 전달된다.
도 8의 구성에서 제1 안테나(ANT1)을 통과한 파일럿 신호는 스위치(SW1)(801), RF 모듈(803)을 거친 후, 곱셈기(805)에서 정현파 신호
Figure 112005016974860-PAT00007
가 곱해져 복조된다. 이 경우 제1 안테나(ANT1)를 통과한 파일럿 신호는
Figure 112005016974860-PAT00008
로 복조하였으므로 A/D 변환 후, 베이스 밴드(Baseband)에서
Figure 112005016974860-PAT00009
의 위치 즉
Figure 112005016974860-PAT00010
에 도 4와 같이 배치된다. 또한 제2 안테나(ANT2)를 통과한 파일럿 신호는 fc로 복조하였으므로 A/D 변환된 후, 베이스 밴드에서
Figure 112005016974860-PAT00011
의 주파수 위치 즉
Figure 112005016974860-PAT00012
에 도 4와 같이 배치되게 된다.
제1 및 제2 안테나(ANT1, ANT2)를 통해 수신된 파일럿 신호의 복조 후, A/D 변환기(815)로 입력되는 신호들을 살펴보면, 도 4와 같이 제1 및 제2 안테나(ANT1, ANT2)를 통과한 신호들은 서로 구별되게 홀수와 짝수 부반송파 위치에 각각 배치된다. 따라서 상기와 같이 배치된 신호들이 주파수별로 구별 가능한 FFT(819)을 통과하면 수신기에서 제1 안테나와 제2 안테나의 수신 신호를 완전히 분리해낼 수 있 다. 이를 이용하면 제1 및 제2 안테나(ANT1, ANT2)에 대한 수신 전력을 측정할 수 있다.
도 8의 구성에서는 안테나 선택 다이버시티를 위하여 전력/CINR 계산기(823)는 FFT(819)의 출력 신호로부터 안테나 선택 정보로 이용되는 각 안테나의 수신 전력을 측정하거나 CINR을 추정한다. 안테나 선택기(825)는 상대적으로 수신 전력 또는 CINR이 큰 안테나를 선택하여 해당 안테나와 연결된 스위치(SW1 or SW2)가 온 구동되도록 제어함과 아울러 선택된 안테나의 프리앰블 데이터가 복조기(821)로 전달되도록 버퍼(816)를 제어한다. 만약 제1 안테나(ANT1)가 선택된 경우, 정상적인 데이터 수신을 위해
Figure 112005016974860-PAT00013
대신에 중심 주파수 fc를 이용하여 복조 동작이 수행된다. 상기 안테나별 수신 전력 또는 CINR 정보는 선택적으로 이용할 수 있다.
도 9는 본 발명의 실시예2에 따른 안테나 선택 다이버시티 과정을 도시한 순서도로서, 도 9의 과정을 도 8의 구성을 참조하여 설명하기로 한다.
먼저 도 8의 수신기는 프리앰블 구간에 도 3과 같이 각 안테나(ANT1, ANT2)의 스위칭 타임을 설정한다. 이 경우 스위치(SW1, SW2)(801, 807)는 복수의 안테나(ANT1, ANT2)와 단일의 아날로그 프론트 엔드를 연결시키도록 스위칭 된다. 901 단계에서 각 안테나(ANT1, ANT2)를 통해서는 프리앰블 데이터가 포함된 파일럿 신호(심볼)이 수신된다. 수신된 파일럿 신호는 각각 RF 모듈(803, 809)를 통해 RF 처리된 후, 903 단계에서 곱셈기(805, 811)를 통해 각각 정현파 신호
Figure 112005016974860-PAT00014
와
Figure 112005016974860-PAT00015
가 곱해져 복조된다. 여기서 fc는 부반송파의 중심 주파수, fd는 부반 송파간 간격을 의미한다. 상기와 같이 안테나별 수신 신호는 파일럿 신호가 전송되는 부반송파간 거리에 따라 서로 다른 주파수로 복조된다.
그리고 905 단계에서
Figure 112005016974860-PAT00016
와
Figure 112005016974860-PAT00017
에 따라 복조된 파일럿 신호는 가산기(813)를 통해 더해지고, A/D 변환기(815)를 통해 디지털 신호로 변환된 후, CP 제거기(817)로 출력되어 보호구간에 삽입된 CP가 제거된다. CP가 제거된 파일럿 신호는 FFT(819)를 통해 주파수 영역의 신호로 변환되어 제1 안테나(ANT1)와 제2 안테나(ANT2)의 신호로 분리되고, 도시되지 않은 병렬/직렬 변환기를 통해 직렬 신호로 변환되어 복조기(821)로 전달된 후, 복조기(821)를 통해 복조된다.
한편 907 단계에서 전력/CINR 계산기(823)는 FFT(819)로부터 출력된 안테나별 주파수 신호의 전력, 즉 각 안테나의 수신 전력을 측정하거나 FFT(819)의 출력 신호로부터 CINR을 추정한다. 907 단계에서 상대적으로 수신 전력 또는 CINR이 높은 하나의 안테나를 선택한다. 그리고 909 단계에서 안테나 선택기(825)는 선택된 안테나와 연결된 스위치(801 or 807)를 선택적으로 온 구동시킨다. 이후 911 단계에서 수신기는 선택된 안테나를 통해서만 데이터를 수신한다. 도 8의 버퍼(816)에는 제1 및 제2 안테나(ANT1, ANT2)로부터 수신된 프리앰블 데이터가 저장된다. 안테나 선택이 완료된 후, 버퍼(816)에 저장된 프리앰블 데이터는 채널 추정 등에 사용될 수 있다.
도 10은 본 발명의 실시예3에 따른 광대역 무선 통신 시스템의 안테나 선택 다이버시티 장치의 구성을 도시한 블록도이다.
본 실시예는 파일럿 신호가 전송되는 부반송파간 거리를 고려하여 RF 영역의 복조를 달리 수행하는 다중 안테나 시스템을 단일 아날로그 프론트 엔드로 구현하되 실시예2에서와 같이 안테나별 수신 전력을 측정하기 위해 FFT의 출력을 이용하지 않고, A/D 변환기의 출력으로부터 각 안테나의 수신 전력을 측정하도록 제안된 것이다. 본 실시예의 경우 FFT으로 인한 전력 소모를 절감하고, 안테나 선택에 소요되는 시간을 보다 줄일 수 있는 장점이 있다.
먼저 N 개의 부반송파를 사용하는 OFDM 시스템에서 도 4와 같이 짝수 번째 부반송파를 이용하여 프리앰블 데이터를 전송하는 경우를 가정하고, 수신된 OFDM 심볼로부터 CP를 제거한 후의 신호를
Figure 112005016974860-PAT00018
,
Figure 112005016974860-PAT00019
이라고 하면, FFT의 출력
Figure 112005016974860-PAT00020
,
Figure 112005016974860-PAT00021
를 얻을 수 있다.
여기서 짝수 번째 부반송파들의 전력은 하기 <수학식 2>와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005016974860-PAT00022
상기 <수학식 2>에서 G(k)=1인 경우 부반송파 인덱스
Figure 112005016974860-PAT00023
으로 설정되고,
Figure 112005016974860-PAT00024
인 경우 부반송파 인덱스
Figure 112005016974860-PAT00025
로 설정된다.
또한 FFT의 출력
Figure 112005016974860-PAT00026
와
Figure 112005016974860-PAT00027
의 곱을
Figure 112005016974860-PAT00028
라 정의하면, 주기 신호의 전력이 각 푸리에 성분의 전력의 합과 같음을 증명하는 파시발(Parseval)의 정리를 이용하여 하기 <수학식 3>이 도출될 수 있다.
Figure 112005016974860-PAT00029
상기 <수학식 3>에서
Figure 112005016974860-PAT00030
은
Figure 112005016974860-PAT00031
의 IFFT신호이다. 그리고
Figure 112005016974860-PAT00032
는 이산 주파수 영역에서
Figure 112005016974860-PAT00033
로 곱으로 표현되므로, 시간 영역에서는 Circular Convolution인
Figure 112005016974860-PAT00034
로 나타내진다. 여기서
Figure 112005016974860-PAT00035
은
Figure 112005016974860-PAT00036
의 IFFT신호이다. 따라서 Pe를 추정하는 것은
Figure 112005016974860-PAT00037
과
Figure 112005016974860-PAT00038
의 Circular Convolution 필터의 출력파워와 동일함을 알 수 있다. 그리고 상기
Figure 112005016974860-PAT00039
의 IFFT는
Figure 112005016974860-PAT00040
와 같이 얻어진다.
따라서 짝수 번째 부반송파들의 전력 측정을 위한 필터 출력은 하기 <수학식 4>와 같이 얻을 수 있다.
Figure 112005016974860-PAT00041
유사하게 홀수 번째 부반송파들의 전력 측정은
Figure 112005016974860-PAT00042
를 사용하여 하기 <수학식 5>의 필터 출력을 가지고 계산할 수 있다.
Figure 112005016974860-PAT00043
상기 <수학식 4>와 <수학식 5>를 이용하면 제1 및 제2 안테나(ANT1, ANT2)에 대한 수신 전력을 측정할 수 있다. 도 10의 구성에서 전력/CINR 계산기(1025)는 A/D 변환기(1015)의 출력 신호에 대해 상기 <수학식 4>와 <수학식 5>를 필터 출력을 구하여 각 안테나의 수신 전력을 측정하거나 FFT(1021)의 출력 신호로부터 CINR을 추정한다. 안테나 선택기(1027)는 상대적으로 수신 전력 또는 CINR이 큰 안테나를 선택하여 해당 안테나와 연결된 스위치(SW1 or SW2)가 온 구동되도록 제어한다. 본 실시예 또한 제1 안테나(ANT1)가 선택된 경우 정상적인 데이터 수신을 위해
Figure 112005016974860-PAT00044
대신에 중심 주파수 fc를 이용하여 복조 동작이 수행된다. 상기 안테나별 수신 전력 또는 CINR 정보는 선택적으로 이용할 수 있다.
도 11은 본 발명의 실시예3에 따른 안테나 선택 다이버시티 과정을 도시한 순서도로서, 도 11의 과정을 도 10의 구성을 참조하여 설명하기로 한다.
먼저 도 11의 수신기는 프리앰블 구간에 도 3과 같이 각 안테나(ANT1, ANT2)의 스위칭 타임을 설정한다. 이 경우 스위치(SW1, SW2)(1001, 1007)는 복수의 안테나(ANT1, ANT2)와 단일의 아날로그 프론트 엔드를 연결시키도록 스위칭 된다. 1101 단계에서 각 안테나(ANT1, ANT2)를 통해서는 프리앰블 데이터가 포함된 파일럿 신호(심볼)이 수신된다. 수신된 파일럿 신호는 각각 RF 모듈(1003, 1009)를 통해 RF 처리된 후, 1003 단계에서 곱셈기(1005, 1011)를 통해 각각 정현파 신호
Figure 112005016974860-PAT00045
와
Figure 112005016974860-PAT00046
가 곱해져 복조된다. 따라서 안테나별 수신 신호는 파일럿 신호가 전송되는 부반송파간 거리에 따라 서로 다른 주파수로 복조된다.
1105 단계에서
Figure 112005016974860-PAT00047
와
Figure 112005016974860-PAT00048
에 따라 각각 복조된 파일럿 신호는 가산기(1013)를 통해 더해지고, A/D 변환기(1015)를 통해 디지털 신호로 변환된다. 1107 단계에서 전력/CINR 계산기(1027)는 A/D 변환기(1015)의 출력 신호에 대해 상기 <수학식 4> 또는 <수학식 5>에 따른 필터를 결정한다. 그리고 1109 단계에서 전력/CINR 계산기(1027)는 결정된 필터에 따른 출력을 계산하여 각 안테나의 수신 전력을 측정하거나 FFT(1021)의 출력 신호로부터 안테나별 수신 신호의 CINR을 추정한다. 1111 단계에서 안테나 선택기(1027)는 상대적으로 수신 전력 또는 CINR이 높은 하나의 안테나를 선택하고, 안테나 선택기(1027)는 선택된 안테나의 프리앰블 데이터가 복조기(1023)로 전달되도록 버퍼(1017)를 제어함과 아울러 선택된 안테나와 연결된 스위치(1001 or 1007)를 선택적으로 온 구동시킨다. 이후 1113 단계에서 수신기는 선택된 안테나를 통해서만 데이터를 수신한다. 이후 수신된 데이터는 CP 제거기(1019), FFT(1021)를 통해 복조기(1023)로 전달된 후, 복조기(1023)를 통해 복조된다.
상기한 실시예3과 관련하여 도 12는
Figure 112005016974860-PAT00049
의 IFFT신호인
Figure 112005016974860-PAT00050
의 시간 응답 즉 필터 계수 크기를 도시한 것이다. 도 12를 살펴보면, 안테나별 수신 전력 측정을 위한 필터는 간단한 선형 필터로 구현 가능함을 알 수 있다. 따라서 실시예3에 의하면, A/D 변환기의 출력에 대한 FFT가 요구되지 않는 안테나 선택 다이버시티 장치를 구현할 수 있다.
그리고 도 13은 3의 배수로 프리앰블 부반송파를 사용할 때의 전력 추정을 위한
Figure 112005016974860-PAT00051
의 시간 응답 즉 필터 계수를 도시한 것이다. 이 경우 짝수 및 홀수 부반송파를 사용한 프리앰블에 비하여 상대적으로 필터 구현이 복잡해진다. 그러나 도 13을 살펴보면, 필터의 에너지가 342와 684 샘플 타임(Sample Time)을 중심으로 집중된 것을 고려하여 근사하면, 간소화된 전력/CINR 계산기를 구현할 수 있다.
상기한 실시예1 내지 실시예3의 경우 편의상 2 개의 안테나를 가정하여 설명하였으나, 3 개 이상의 안테나로부터 하나의 안테나를 선택하는 경우 도 6, 도 8 및 도 10의 구성에서 스위치, RF 모듈, 곱셈기 또는 아날로그 프론트 엔드 등을 해당 안테나에 대응되게 더 구비하여 구성되며, 관련 동작은 상기한 동작과 유사하므로 그 상세한 설명은 생략하기로 한다.
이상 설명한 바와 같이 본 발명에 의하면, 광대역 무선 통신 시스템의 수신기에서 다중 안테나를 선택적으로 사용하는 경우 송신기로부터 전송된 프리앰블 데이터를 이용할 수 있으며, 다중 또는 단일 아날로그 프론트 앤드를 사용하는 수신기에 향상된 안테나 선택 다이버시티 장치 및 방법을 제공할 수 있다.

Claims (6)

  1. 광대역 무선 통신 시스템의 수신 장치에 있어서,
    소정 부반송파 간격을 두고 전송되는 프리앰블 데이터가 포함된 파일럿 신호를 수신하는 복수의 안테나와,
    상기 복수의 안테나로부터 출력되는 상기 파일럿 신호를 각각 디지털 신호로 변환하는 복수의 아날로그/디지털 변환기와,
    상기 복수의 아날로그/디지털 변환기의 출력 경로로부터 안테나별 수신 전력과 CINR 중 적어도 하나가 포함된 안테나 선택 정보를 측정하는 전력/CINR 계산기와,
    상기 안테나 선택 정보를 근거로 최적의 안테나의 접속이 이루어지도록 제어하는 안테나 선택기를 포함하여 구성됨을 특징으로 하는 상기 장치.
  2. 광대역 무선 통신 시스템의 수신 장치에 있어서,
    소정 부반송파 간격을 두고 전송되는 프리앰블 데이터가 포함된 파일럿 신호를 수신하는 복수의 안테나와,
    상기 파일럿 신호가 전송되는 부반송파간 거리에 따라 안테나별 수신 신호를 서로 다른 주파수로 복조하는 복조기와,
    상기 안테나별 수신 신호를 고속 푸리에 변환하는 고속 푸리에 변환기와,
    상기 고속 푸리에 변환기의 출력 신호로부터 안테나별 수신 전력과 CINR 중 적어도 하나가 포함된 안테나 선택 정보를 측정하는 전력/CINR 계산기와,
    상기 안테나 선택 정보를 근거로 최적의 안테나의 접속이 이루어지도록 제어하는 안테나 선택기를 포함하여 구성됨을 특징으로 하는 상기 장치.
  3. 광대역 무선 통신 시스템의 수신 장치에 있어서,
    소정 부반송파 간격을 두고 전송되는 프리앰블 데이터가 포함된 파일럿 신호를 수신하는 복수의 안테나와,
    상기 파일럿 신호가 전송되는 부반송파간 거리에 따라 안테나별 수신 신호를 서로 다른 주파수로 복조하는 복조기와,
    상기 안테나별 수신 신호를 합산하여 디지털 신호로 변환하는 아날로그/디지털 변환기와,
    상기 복수의 아날로그/디지털 변환기의 출력 경로부터 안테나별 수신 전력과 CINR 중 적어도 하나가 포함된 안테나 선택 정보를 측정하는 전력/CINR 계산기와,
    상기 안테나 선택 정보를 근거로 최적의 안테나의 접속이 이루어지도록 제어하는 안테나 선택기를 포함하여 구성됨을 특징으로 하는 상기 장치.
  4. 광대역 무선 통신 시스템의 안테나 선택 다이버시티 방법에 있어서,
    복수의 안테나를 통해 소정 부반송파 간격을 두고 전송되는 프리앰블 데이터가 포함된 파일럿 신호를 수신하는 과정과,
    상기 복수의 안테나로부터 출력되는 상기 파일럿 신호를 각각 복수의 디지털 신호로 변환하는 과정과,
    상기 복수의 디지털 신호의 출력 경로로부터 안테나별 수신 전력과 CINR 중 적어도 하나가 포함된 안테나 선택 정보를 획득하는 과정과,
    상기 안테나 선택 정보를 근거로 최적의 안테나를 선택하는 과정을 포함하여 이루어짐을 특징으로 하는 상기 방법.
  5. 광대역 무선 통신 시스템의 안테나 선택 다이버시티 방법에 있어서,
    복수의 안테나를 통해 소정 부반송파 간격을 두고 전송되는 프리앰블 데이터가 포함된 파일럿 신호를 수신하는 과정과,
    상기 파일럿 신호가 전송되는 부반송파간 거리에 따라 안테나별 수신 신호를 서로 다른 주파수로 복조하는 과정과,
    상기 안테나별 수신 신호를 고속 푸리에 변환하는 과정과,
    상기 고속 푸리에 변환기의 출력 신호로부터 안테나별 수신 전력과 CINR 중 적어도 하나가 포함된 안테나 선택 정보를 획득하는 과정과,
    상기 안테나 선택 정보를 근거로 최적의 안테나를 선택하는 과정을 포함하여 이루어짐을 특징으로 하는 상기 방법.
  6. 광대역 무선 통신 시스템의 안테나 선택 다이버시티 방법에 있어서,
    복수의 안테나를 통해 소정 부반송파 간격을 두고 전송되는 프리앰블 데이터가 포함된 파일럿 신호를 수신하는 과정과,
    상기 파일럿 신호가 전송되는 부반송파간 거리에 따라 안테나별 수신 신호를 서로 다른 주파수로 복조하는 과정과,
    상기 안테나별 수신 신호를 합산하여 디지털 신호로 변환하는 과정과,
    상기 복수의 디지털 신호의 출력 경로로부터 안테나별 수신 전력과 CINR 중 적어도 하나가 포함된 안테나 선택 정보를 획득하는 과정과,
    상기 안테나 선택 정보를 근거로 최적의 안테나를 선택하는 과정을 포함하여 이루어짐을 특징으로 하는 상기 방법.
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